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Messung der Phasenmodulation digitaler, insbesondere binärer Signale.
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Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Messung einer Phasenmodulation
(Jitter) eines digitalen Signals, insbesondere eines binren Pulscodemodulations-(PCM)
Signals und auf Anordnungen zur Durchführung dieses Verfahrens.
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Um die Akkumulation von Störungen auf aus mehreren Abschnitten bestehenden
Übertragungsstrecken fur digitale Signale zu vermeiden, wird das digitale Signal
nach jedem Streckenabschnitt in einem speziellen Verstärker regeneriert. Zür die
Regeneration der zeitlichen Lage des digitalen Signals innerhalb einer Signalreihe
wird ein Taktsignal benbtigt, das mit Hilfe einer Taktgewinnungseinrichtung dem
digitalen Signal entnommen wird. Diese Taktgewinnungseinrichtung kann beispielsweise
aus einem Oszillator bestehen, der auf die mittlere Phasenlage des ankommenden PCM-Signals
nachgezogen wird. Dabei laEt sich eine unerwünschte Phasenmodulation (Jitter) des
PCE-Signals nicht voliständig eliminieren.
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Infolgedessen kann sich dieser Jitter auf einer Übertragungsstrecke
mit beispielsweise mehreren hundert Streckenabschnitten und der entsprechenden Zahl
an Regenerativverstärkern auf sehr hohe Werte summieren, wodurch zunächst die Fehlerrate
beim übertragenen Signal ansteigt, in Extrezfallen kann auch die gesanite Übertragungsstrecke
ausfallen.
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Durch die Jitterakkumulation ergeben sich außerdem Schwierigkeiten
bei der Synchronisation eines PCM-Vermittlungsnetzes.
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Der auf derartigen Übertragungsstrecken auftretende Jitter resultiert
zum Teil aus den von der Übertragungsetrecke selbst, z.B. dem Kabel aufgenommenen
Störungen, die neben einer Amplitudenmodulation auch eine Phasenmodulation, den
sogenannten Premdjitter, bewirken. Dieser Fremdjitter wird durch die Taktgewinnungseinrichtungen
der Regenerativverstarker in bestimmter Weise geschwächt. Die Jitterursachen und
das Jitterübertragungsverhalten eines Regenerativverstarkers ist aus "NTZ" 1971,
Heft 11, Seiten 596 bis 599 bekannt. Daneben verursachen die Anlagen der Ubertragungsstrecke,
beispielsweise die Taktgewinnungseinrichtungen selbst, einen Eigenjitter, der seine
Ursache unter anderem im Oszillatorrauschen hat. Dieser Eigenjitter kann mit Hilfe
eines Jittermeßgeräts direkt gemessen werden. In der Figur 1 ist ein mit Jitter
behaftetes binres Signal und der zeitliche Verlauf des Jitters dargestellt.
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Das Jitterübertragungsverhalten einer PCM-Ubertragungsstrecke kann
gemessen werden, indem man das Taktsignal eines PCM-Prüfgenerators zusätzlich phasenmoduliert
und das Ausgangssignal dieses Prüfgenerators dem Eingang einer POM-Strecke oder
auch nur eines einzelnen Regenerativverstärkers zufuhrt. Der dadurch hervorgerufene
Ausgangsjitter läBt sich ebenfalle mit Hilfe eines Jittermeßgeräts in Abhängigkeit
von der Jitterfrequenz und vom Phasenhub mess en. Derartige Messungen sind aus §'NTZ"
1970, Heft 11, Seiten 585 und 586, bekannt.
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Die den bisher bekanntgewordenen Jittermeßgeräten zugrunde liegenden
Verfahren benötigen zur Demodulation eines verjitterten Regeneratortaktes ein unverjittertes
Bezugssignal gleicher Frequenz und bestimmter Phasenlage. Dieses Bezugssignal kann
beispielsweise das unverjitterte Taktsignal des Prüfgenerators sein.
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Die Messung des Jitters ist auch ohne Anwendung eines speziellen Jittermeßgerätes
mit Rilfe eines Oszillographen möglich, der dazu mit dem unverjitterten Bezugssignal
getriggert wird.
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liese Verfahren zur Messung des Jitters sind jedoch nur unter erheblichen
Schwierigkeiten auf die Messung des Jitters einer Übertragungsstrecke für digitale
Signale übertragbar In diesem Falle mu13te nämlich das notwendige Bezugssignal erst
beispielsweise mit Hilfe eines nachgezogenen Quarzoszillators aus dem Taktsignal
des ietzten Regenerativverstärkers oder aus dem ankommenden digitalen Signal gewonnen
werden.
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Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Jittermeßverfahren
zu entwickeln, das ohned Bezugssignal auskommt Der Erfindung liegt weiterhin die
Aufgabe. zugrunde, Anordnungen zur Durchführung dieses Verfahrens zu entwickeln.
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Die Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß eine erste
Spannung erzeugt wird, die den durch den Jitter hervorgerufenen Freque.nzabweicbungen
des digitalen Signals proportional ist, das über die erste Spannung integriert wird
und dadurch eine zweite Spannung erzeugt wird, die der Phasenlage des digitalen
Signals proportional ist und daß die Veränderungen der zweiten Spannung gemessen
werden.
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Der Erfindung liegt -dabei die Erkenntnis zugrunde, daß der zeitliche
Verlauf des Jitters auf dem Umweg über die durch den Jitter hervorgerufenen Frequenzabweichungen
meßbar ist.
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Bekanntlich ist der Differentialquotient aus der Phasenabweichung
gleicb der Frequenzabweichung, d.h.
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dα /dt = ##
mit # = Grundfrequenz des Takts
= 1/T a (t) = Phasenabweichung des Takts.
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Bildet man daher eine Spannung, die der Frequenzabweichung proportional
ist up(t) = K. # (t) und integriert tiber diese, so erhElt man eine Spannung, die
der Phase proportional ist. Es ist nämlich:
Der Hauptvorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens gegenüber dem bekannten Stand
der Technik liegt also in dem durch den Wegfall des Bezugssignals wesentlich verringerten
Meßaufwand. Weitere Vorteile ergeben sich dadurob, daß das erfindungsgemäße Verfahren
Jittermessungen gestattet, die bisher nicht möglich waren. So ist beispielsweise
nun auch der Eigenjitter eines PCM-Prüfgenerators meßbar. Dieser Jitter ist mit
den Verfahren nach dem bekannten Stand der Technik nicht erfaßbar, da kein Bezugssignal
zur Verfügung steht, das genauer ist als das Eingangstaktsignal des Prüfgenerators.
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Eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung
ist zweckmäßigerweise so ausgebildet, daB ein Demodulator für frequenzmodulierte
Signale und ein integrierender Verstärker vorgesehen ist.
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Eine besonders vorteilhafte Anordnung dieser Art ergibt sich, wenn
als Demodulator für frequenzmodulierte Signale ein an sich bekannter Phasendiskriminator
vorgesehen jet. Derartige Anordnungen mit Phasendiskriminatoren sind deshalb besonders
vorteilhaft, weil Phasendiskriminatoren in Verbindung mit der UKW-Technik besonders
intensiv untersucht worsen sind und
sich deshalb auch bei der Auswertung
der Messungen übersichtliche Verhältnisse ergeben.
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An Hand von in der Schaltung dargestellten Ausführungsbeispielen soll
die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden.
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In der Zeichnung zeigen: Fig. 1 ein mit Jitter behaftetes PCM-Taktsignal,
Fig. 2 eine Jittermeßanirdnung nach der Erfindung und Fig. 3 die Demodulatorkennlinie
der JittermeBanordnung nach Fig. 2.
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In der Fig. 1 ist der Spannungsverlauf eines mit einer Phasenmodulation
behafteten PCM-Taktsignals in Abhängigkeit von der Zeit dargestellt. Die gestrichelten
Kurven stellen mögliche VerläuSe der Spannung in Abhängigkeit von der Phasenabweichung
des Taktsignals dar. Unmittelbar unter dem Spannungsverlauf ist der zeitliche Verlauf
des Jitters dargestellt. Die höher-frequenten Anteile des Jitters werden im Renerativ-Verstärker
unterdrückt. Bei einer Kettenschaltung von mehreren Regenerativ-Verstärkern addieren
sich die niederfrequenten Jitteranteile. Bei derartigen Jitterfrequenzen ist das
Phasenverhalten einer Übertragungsstrecke für digitale Signale besonders kritisch.
Es besteht deshalb die Aufgabe, das Jitterverhalten einer Übertragungsstrecke bei
niedrigen Jitterfrequenzen zu messen.
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In der Fig. 2 ist die Schaltung einer Anordnung zur Durchftihrung
des Verfahrens nach der Erfindung.wiedergegeben, also einer Anordnung zur Messung
des Jitters eines digitalen Signals. Die Anordnung besteht aus dem Phasendiskriminator
Pd, dem integrierenden Verstärker V, dem Widerstand R5 zur An-und dem Kondensator
C5 zur Rückkipplung am Verstärker V.
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Der Phasendiskriminator ist symmetrisch aufgebaut und besteht aus
zwei Zweigen, in denen sich jeweils ein Parallelschwingkreis mit einer nachgeschalteten
Diode D bzw. D' befindet, wobei die eine Diode mit der Kathoden- und die andere
Diode mit der Anodenseite an den Schwingkreis angeschlossen ist. Die Schwingkreise
bilden die Lastwiderstände von zwei in Emitterschaltung betriebenen npn-Transistoren
T1 und T1', die tiber die Widerstände R1 und R1' emitterseitig mit der Stromquelle
verbunden sind und deren Basen parallel geschaltet tuber den Kondensator C2 mit
dem Eingang für die Signalspannung Uj des Phasendiskriminators verbunden sind.
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Die Basisvorspannung der Transistoren wird umber den Spannungsteiler
R2, R3 erzeugt. Die beiden Dioden D und D' sind umber die beiden Kondensatoren C3
und C3' hochfrequenzmößig mit Masse verbunden. Die beiden Dioden sind weiterhin
umber die Widerstande R4 und R4' mit dem Schaltungspunkt b verbunden, der den Signalausgang
für den Phasendiskriminator darstellt und an dem die Spannung Up anliegt.
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umber den Widerstand R5 ist der Eingang c des integrierenden Verstärkers
V mit dem Punkte b der Schaltung verbunden. Am Eingang c des Verstärkers liegt weiterhin
ein Anschluß des Kondensators C5, der andere Anschluß des Kondensators ist mit dem
Ausgang d des Verstärkers verbunden. Am Ausgang d des Verstärkers liegt eine Spannung
Ui, deren Veranderungen direkt dem Jitter des digitalen Signals entsprechen. Je
nachden, ob man die Spannung Ui mit einem Oszillographen, einem selektiven, einem
Effektivwert oder einem Spitzenwert anzeigenden breitbandigen Pegelmesser midst,
läßt sich der zeitliche Verlauf des Jitters, sein Frequenzspektrum, sein Effektivwert
oder sein Spitzenwert bestimmen.
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Die Dimensionierung des Phasendiskriminators wird durch eine Reihe
von Überlegungen beeinflußt. Dies soll am Beispiel eines Phasendiskriminators für
dass bekannte PCM 30-System, ein
Übertragungssystem mit 30 Sprech-
und 2 Signalkanälen mit Pulseodemodulation erläutert werden. Bei dies elm System
muB das Phasenverhalten einer PCM-Strecke bis zu einer oberen Jitterfrequenz von
ca. 10 kHz gemessen werden. Soll hierbei ein Jitterhub von ca. 50 % der Taktperiode
gemessen werden kbnnen, so ergibt sich mit den antigen Sicherheiter.
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bei der oberen Jitterfrequenz ein maximaler Frequenzhub von etwa 30
kHz. Die Kennlinie des Phasendiskriminators für das PCM 30-System mit einer Bitfteenz
von 2,04& MHz muß also im Frequenzbereich von 2048 + 30 kHz linear sein.
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Die untere Meßgrenze des Phasendiskriminators ergibt sich aus dem
kleinsten Phasenhub bei er niedrigsten Jitterfrequenz, da dies den kleinsten Frequenzhub
und damit die kleinste Ausgangsspannung am Demodulator ergibt. Im konkreten Fall
sollte als kleinster noch meBbarer Phasenhub ca. 1 der Taktperiode bei einer Jitterfrequenz
von 1 Hz gemessen werden kbnnen. Aus diesen Bedingungen ergibt sich ein zu messender
minimaler Frequenzhub von ca. 6 mHz.
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Nimmt man einen sinusförmigen Verlauf des Sitters und fur die Demodulationskonstante
K den Wert von 10 4 V/Hz und. den gleichen Wert f£jr die RC-Konstante an, dann ergibt
sich eine notwendige Leerlaufverstärkung des Integrationsverstarkers von V> 250
000, ein Wert, der an der Grenze der Realisierbarkeit liegt.
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Aus dies elm Grunde kann es zweckmäßig sein, fr große und kleine Phasenhiibe
untcrschiedliche Phasendiskriminatoren zu verwenden, wodurch der MeBbereich eingeengt
und die Forderungen an die Leerlaufverstärkung des Integrationsverstärkers gemildert
werden.
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In der Fig. 3 ist die Kennlinie des Phasendiskriminators Pd von Fig.
2 dargestellt. Die Kennlinie gibt dem Verlauf
der Ausgangsspannung
am Punkte b der Schaltung nach Fig. 2 in Abhängigkeit von der Frequenz in einem
Bereich um die Mittenfrequenz des Phasendiskriminators wieder.
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Aus den Erlauterungen zur Erfindung ist ersichtlich, daß die Messung
eines sehr geringen Jitters bei sehr niedrigen Frequenzen hohe Anforderungen an
die Gestaltung der erfindungsgemäßen Anordnung stellt.
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3 Figuren 3 Patentansprüche