DE2223055B2 - Induktiver Strömungsmesser - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen induktiven Strömungsmesser gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Ein solcher Strömungsmesser ist aus der DE-AS 15 48 918 sowie US-PS 32 74 831 und US-PS 34 11 355 bekanni:. Er hat nur eine Meßelektrode sowie eine dieser gegenüberliegende Kompensationselektrode mit relativ niedrigem Scheinwiderstand zur Kapazitätskompensation. Die in der gleichen Fläche wie die Kompensationselektrode Siegende Meßelektrode ist von einer im wesentlichen in der gleichen Fläche liegenden Hilfselektrode eingerahmt. Zwei Schirmelektroden sind in einer radial dahinterliegenden Fläche angeordnet, von denen die eine Schirmelektrode auf dem Potential der Kompensationselektrode und die andere Schirmelektrode auf dem Potential der Hilfselektrode gehalten ist. Eine Verstärkerschaltung soll die Potentialdifferenz zwischen der Meßelektrode und ihrer Schirmelektrode sowie der H^;lfselektrode auf dem Wert Null halten, um die Kapazität zwischen Meßelektrode und Schirmelektrode und deren Schwankung unwirksam zu machen. Die Eigenkapazität des Gebers sowie die Ableitkapazität zwischen der Meßelektrode und den angrenzenden leitenden Rohrteilen wird durch eine entsprechende Rückkopplungskapazität der Verstärkerschaltung neutralisiert. Die Hilfselektrode soll in der Umgebung der Meßelektrode das gleiche Potential wie das der Meßelektrode erzwingen.

Die üblichen induktiven Strömungsmesser für leitende Flüssigkeiten (κ > ωε)setzen eine bestimmte, nicht zu unterschreitende elektrische Mindestleitfähigkeit (κ) voraus. Bei induktiven Strömungsmessern für mischleitende (κ^ωε) oder gar isolierende Flüssigkeiten (κ<ωε)müssen auch die Geberkapazitäten berücksichtigt werden. Bei Flüssigkeiten mit Mischleitfähigkeit (καωε)ν/\τά durch die einzelnen Teilkapazitäten das Spannungsteilerverhältnis zwischen dem induzierten Meßsignal und der an den Eingängen der Eingangsverstärker gemessenen Spannung komplex. Bei dielektrischen Flüssigkeiten (κ<ωε) wird dieses Spannungsteilerverhältnis reell und abhängig von der Dielektrizitätskonstanten ε der Flüssigkeit. Bei den bekannten Strömungsmesem wird somit die Geberkonstante unterhalb einer bestimmten Mindestleitfähigkeit abhängig von den Eigenschaften der Flüssigkeit. Bei Durchflußmessern der eingangs genannten Art führt daher der Versuch, störende Ableitkapazitäten sowie die aus ihnen resultierenden kapazitiven Belastungen der Meßstrecke durch die an Potential gelegten Schirmelektroden möglichst zu vermeiden, nicht zum

Ziel, da die vorausgesetzte Konstanz sämtlicher kapazitätsverändernder Abhängiger praktisch nicht erreichbar ist, da Änderungen der Dielektrizitätskonstanten der Flüssigkeit sowie Elektrodenve-schmutzung und Erwärmungseinflüsse im Geber das bekannte Meßverfahren instabil machen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, bei einem induktiven Strömungsmesser nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs, unbeschadet der Änderungen der Dielektrizitätskonstanten ε und der Leitfähigkeit κ ίο auch unter dem Einfluß einer Elektrodenverschmutzung und Erwärmung des Gebers die Geberkonstante unabhängig von den Eigenschaften der Flüssigkeit zu halten.

Die Lösung der gestellten Aufgabe gelingt nach den Maßnahmen im Kennzeichen des Hauptanspruchs.

Bei Strömungsmessern nach der Erfindung braucht nur noch die bekannte und bei Messung leitender Flüssigkeiten (x > ωε) allein ausreichende Lerücksichtigung der leitwertabhängigen Eigenwiderstände Ro (x) zwischen den Meßelektroden bei leerem Geber und Abieitwiderstände R3 (κ) zwischen Meßelektrode und dem an den leeren Geber angrenzenden leitfähigen Rohrteil zu erfolgen, in dem sie in bekannter Weise aus der Wertigkeitsverteilung in der Meßstrecke berechnet werden. Da diese Teilwiderstände in gleicher Weise von der Leitfähigkeit χ der zu messenden Flüssigkeit abhängig sind, bleibt ihr Spannungsteilerverhältnis und damit die Geberkonstante gleich groß und reell.

Die potentialgesteuerten Hilfselektroden können entweder von gleicher Gestalt und gleichmäßig zwischen den Meßelektroden verteilt sein oder es können unterschiedlich große und unterschiedlich verteilte Hilfselektroden vorgesehen sein, wenn die Potentialdifferenz von Hilfselektrode zu Hilfselektrode gleich ist. Die Hilfselektroden können aus potentialgesteuerten Halbleiterwiderstandsschichten zwischen den Meßelektroden außerhalb des möglichst dünnwandigen Isolierrohres bestehen. Die Potentialsteuerung der Hilfselektroden kann von den Meß- und/oder Schirm- w elektroden aus vorgenommen werden.

Die Stabilisierung der gesamten Kapazitätskompensation, d. h. der Kompensation der Teilkapazitäten in Gestalt der Eigenkapazität, der Eingangskapazität jedes Eingangsverstärkers und der Ableitkapazität, bei belie- -*5 biger Leitfähigkeit (x = 0 bis 00) und Dielektrizitätskonstante (e_r=2 bis 00) läßt sich mit einer fest eingestellten Kompensation praktisch nicht durchführen, da sie die bei den zulässigen kleinen Meßfehlern erforderliche genaue Kapazitätskompensation nicht ermöglicht. Für so die erforderliche genaue Kapazitätskompensation, d. h. zur Stabilisierung der gesamten Kompensation, ist daher jedem Meßeingang der Eingangsverstärker ein Pilotsignal bestimmter Amplitude und mit vom Meßsignal abweichender, vorzugsweise nur geringfügig abweichender Frequenz zugeführt. Besonders günstig ist es, Pilotsignale gleicher Amplitude und Phasenlage über eine gemeinsame Pilotelektrode der Meßstrecke im Geber unmittelbar zuzuführen. Das Pilotsignal erfaßt die Istwerte der Kapazitätseinflüsse und sichert die selbsttätige ständige Kompensierung aller störenden Einflüsse der Kapazitäten des Gebers bei dielektrischen Flüssigkeiten. Das Pilotsignal bietet ein Kriterium für eine automatische Regelung der optimalen Kapazitätskompensation, indem es für den Geber ein definiertes h"> Eingangssignal simuliert, mit dem die Kapazitätskompensation automatisch optimal eingestellt wird, so daß für das strömungsgeschwindigkeitsabhängige Meßsignal eine Proportionalität zur Strömungsgeschwindigkeit bei jeder Meßflüssigkeit erhalten wird.

Die Turbulenz strömender dielektrischer Flüssigkeiten erzeugt elektrostatische StO₁-spannungen, die ein Vielfaches der Meßspannungen betragen und daher unwirksam gemacht werden müssen, um überhaupt ein Nutzsignal erfassen zu können. Die spektrale Leistungsdichte solcher Störspannungen ist umgekehrt proportional der vierten Potenz ihrer Frequenz. Deswegen muß die Arbeitsfrequenz eines solchen induktiven Strömungsmessers, d. h. die Erregerfrequenz seines Magnetfeldes, so hoch gewählt werden, daß die dem Meßsignal überlagerten statischen Störungen in Verbindung mit der Bandbreite der Signal-Auswerteschaltung unterhalb einer gegebenen Toleranzgrenze liegen. Aus Wachstumsgesetzen folgt, daß die notwendige Arbeitsfrequenz mit zunehmenden Geberdurchmesser und Geberlänge vermindert werden kann.

Beim Gegenstand der Erfindung werden demgegenüber die bei isolierenden Flüssigkeiten auftretenden elektrostatischen Störspannungen durch vor den Eingangsverstärkern angebrachte selektive Gegenkopplungsmittel in ihrer Wirkung erheblich vermindert, so daß die Eingangsverstärker mit normalem Aussteuerungsbereich hierdurch nicht übersteuert werden.

Bei hohen Arbeitsfrequenzen des Gebers treten beträchtliche induktive Komponenten im strömungsabhängigen Nutzsignal auf. Diese sowie die vorerwähnten stochastischen Störspannungen bei dielektrischen Flüssigkeiten können gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung dadurch beseitigt werden, daß das verstärkte Meßsignal und ein die erwartende Frequenz und Phaseninformation des Meßsignals enthaltendes Kontrollsignal einem Kreuzkorrelator zugeführt wird, an dessen Ausgang das gemittelte Produkt beider Signale als strömungsproportionales Nutzsignal abgenommen werden kann.

Die Erfindung ist anhand von Ausführungsbeispielen nachfolgend näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 und 2 die kapazitiven Verhältnisse im isoliert ausgekleideten Geberrohr, die

F i g. 3 bis 6 und 8 Kompensationsschaltungen,

F i g. 7 die Anordnung und Schaltung von Hilfselektroden, Meßelektroden und Schirmelektroden,

Fig.9,10und Π Details.

In F i g. 1 und 2 ist ein Quer- und Längsschnitt durch einen schematisierten Geber mit dem dünnen Isolierrohr IR zwischen leitenden Rohren LR, den im Isolierrohr angeordneten großflächigen Meßelektroden ME und den sie umgebenden Schirmelektroden SE gezeigt, an denen wirksame Teilkapazitäten und Teilwiderstände liegen, wenn mischleitende oder isolierende Flüssigkeiten gemessen werden. So liegt zwischen den Meßelektroden ME bei leerem Geberrohr die Eigenkapazität Co. Bei gefülltem Geberrohr kommt noch die von der relativen Dielektrizitätskonstante ε_Λ der Flüssigkeit bedingte Teilkapazität (e_r— 1) · Co zwischen den Meßelektroden ME hinzu. Außerdem herrscht zwischen jeder Zuführung am Eingangsverstärker EVmit positiver Verstärkung V, der Schirmelektrode SE und der Meßelektrode ME eine Schirmkapazität C\. Die Eingangskapazität jedes Eingangsverstärkers EV ist Ci, wobei dessen Eingangswiderstand so groß sei, daß er vernachlässigt werden kann.

Bei den endlichen langen üblichen Gebern kommt hierzu noch die Ableitkapazität Cz zwischen jeder Meßelektrode ME und dem an das Isolierrohr JR angrenzenden leeren leitenden Rohr LR sowie die

Randkapazität (ε_Γ-1) · Cj in der Flüssigkeit zwischen Meßelektrode ME und angrenzendem leitenden Rohr LR.

Durch die bekannte Potentialsteuerung der Schirmelektroden SE lassen sich die Schirmkapazitäten G eliminieren, so daß für mischleitende oder isolierende Flüssigkeiten zusätzlich nur noch die in Fig. 3 anhand eines Ersatzschaltbildes gezeigten Teilkapazitäten kompensiert zu werden brauchen. Dabei werden von den leitfähigkeitsabhängigen Eigenwiderständen R₀ (κ) zwischen den Meßelektroden ME und Ableitwiderständen /?3 (x) zwischen Meßelektroden und leitenden Rohren LR mit den Teilkapazitäten (ε_Γ- 1) - Cb und (e_r- 1) · C₃ gebildete Spannungsteiler im Sinne einer Verminderung der durch die Bewegung der Flüssigkeit induzierten Meßsignalspannung LZ/wirksam.

Wenn die Teilkapazitäten Co, Cz und C3 durch Kompensation zum Verschwinden gebracht werden, ist nur noch der besagte Spannungsteiler, gebildet aus Ro (x), (e_r— I)-G) und Rz (κ), (ε_Γ— I)-Cj, wirksam, der ein reelles Übertragungsmaß bildet, da alle Komponenten in gleicher Weise von den elektrischen Eigenschaften der Flüssigkeit abhängig sind.

In Fig.4 ist vereinfacht eine Anordnung zur Kompensation der Teilkapazitäten gezeigt, die Mittel zur Gleichtaktkompensation von C₂ und Ci und Mittel zur Gegentaktkompensation von Co aufweist. Die Kompensationsanordnung arbeitet nach dem Prinzip, daß die die Teilkapazitäten aufgrund der an diesen anliegenden Spannungen durchfließende Strömung nicht von der Signalquelle selbst, sondern über Kompensationskondensatoren Cki im positiven Rückkopplungszweig von den niederohmigen Ausgängen der Eingangsverstärker fVsowie über Kompensationskondensatoren Ck\ geliefert werden.

Die Kompensationskapazität Cki kompensiert im Gleichtakt die Teilkapazitäten Ci und Ci. Bei richtig eingestellter Kompensation würde bei leerem Geber die Eingangsschaltung am Stabilitätsrand Eigenschwingungen konstanter Amplitude ausführen, wobei die Ausgangsspannungen beider Eingangsverstärker EV wegen der Teilkapazität C₀ gleich groß und phasengleich wären.

Die besagte koppelnde Eigenkapazität Co wird mittels der Gegentaktkompensation unwirksam gemacht, wozu zwei invertierende Hilfsverstärker RV mit einer Verstärkung V=-a (a>o) in Verbindung mit den Kompensationskondensatoren Cw = CoIa die entsprechende Kompensationsleistung liefern. Die Kompensationskondensatoren Ck\ müssen in ihrer Kapazität durch die Gleichtaktkompensation kompensiert werden. Bei völliger Kompensation sämtlicher Kapazitäten führt die Eingangsschaltung bei leerem Geber Eigenschwingungen am Stabilitätsrand aus, wobei beide Eingangsverstärker völlig entkoppelt sind. Der Kompensationsstrom Jo fließt von der Eigenkapazität Co über je eine Kompensationskapazität Ck\ und den Hilfsverstärker RV; der Kompensationsstrom h vom Ausgang jedes Eingangsverstärkers über die Kapazitäten Ck₂ und C₂, C₃ nach Erde.

Eine exakte statische Kompensation ist wegen der in der Praxis sehr unterschiedlichen Größen der Eigenkapazitäten Gi (z. B. 0,2 pF) und Eingangskapazitäten Cj (z. B. 5 pF) besonders bei nichtpolarcn isolierenden Flüssigkeiten (DK meist etwa 2) und wegen der Tcmpcraturabhängigkcit der Eingangskapazität C₂ am Eingangsverstärker EV praktisch nicht möglich. Bei nahezu konstanter Eingangskapazität C₂ ergibt sich wegen der Proportionalität der Eigenkapazität Gi zun Isolierrohrdurchmesser aus dem Wachstumsgesetz, dal ein Geber mit großem Durchmesser etwas günstige arbeitet.

Für eine einwandfreie Kompensation auch be isolierender Flüssigkeit und bei jeder Gebergröße wire die Eingangsschaltung des Gebers mit einem Pilotsigna mit definierter Amplitude beaufschlagt, das sich von Meßsignal in der Frequenz unterscheidet, und zwa vorzugsweise nur geringfügig. Das Pilotsignal wird übe eine gemäß Fig.5 symmetrisch zwischen beidei Meßelektroden ME angeordnete Pilotelektrode Pi direkt in die Meßstrecke des Gebers eingespeist unc durchläuft somit im Gleichtakt die beiden Zweige der ii F i g. 4 gezeigten Eingangsschaltung. Durch die Pilotfre quenz wird die Gleichtaktkompensation laufend durcl Nachregeln der Verstärkerausgangsspannung auf dei Sollwert kontrolliert. Die Teilkapazität Cp₀ bei leeren Geber zwischen den Elektroden ME und PE mul ihrerseits mit der Gleichtaktkompensation kompensier werden, um eine von den Eigenschaften der Meßflüssig keit unabhängige Anzeige zu erhalten. Dies geling durch eine als Blockbild gezeigte Schaltung nach F i g. 6 Von einem Pilotgenerator PG wird das Pilotsignal de Pilotelektrode PE zugeführt und gelangt über dif Eingangsverstärker EV auf nachgeschaltete Pilotfilte PF und von dort als Istwert auf einen Regler Re, dem das Pilotsignal außerdem als Sollgröße vom Pilotgenerator PG direkt zugeführt ist. Der Regler gibt be Abweichung beider Größen ein Steuersignal auf eii Stellglied 5, das den Kreis des Kompensationskonden sators Cw entsprechend beeinflußt. Der Sollwert de Pilotsignals am Verstärkerausgang kann mit leitende Flüssigkeit im Geber geeicht werden.

Die Eigenkapazität Co zwischen den Meßelektroden ME ist hinreichend konstant, so daß eine ähnlich! laufende Kontrolle der Gegentaktkompensation ent behrlich ist.

Bei isolierenden Flüssigkeiten ergibt sich nun abe eine andere Feldverteilung als bei leitenden Flüssigkei ten, weil infolge der Brechungsbedingungen hier nich wie bei leitenden Flüssigkeiten die Grenzlinie zwischen Flüssigkeit und Geberrohr gleichzeitig Feldlinie ist.

Hinzu kommt noch, daß das Feld der überlappend angeordneten Schirmelektroden SE in benachbarte Teile der Meßstrecke wirkt. Beides hat zur Folge, daß auch die völlige Kompensation der genannten Teilkapa zitäten noch nicht genügt, um eine flüssigkeits- und strömungsprofilunabhängige Geberkonstante zu erhal ten, weil die Wertigkeitsverteilung zwischen den Meßelektroden durch die Grenzbeziehung zwischen Flüssigkeit und Isolierrohr eine Funktion der Material eigenschaften ist.

Es ist daher die Wertigkeitsverteilung isolierende

^r>^r> Flüssigkeiten an die von leitenden Flüssigkeiten durc die Anordnung von Hilfselektroden HE zwischen de Mcßelektroden ME gemäß Fig. 7 anzupassen. Di beispielsweise niederohmig von den Schirmelektroden SEüber Spannungsteiler STgcspeisten Hilfselektrode

ιό HE erzwingen bei entsprechender Formgebung un> Potentialverteilung eine vergleichbare Wertigkcitsvcr teilung wie bei leitenden Flüssigkeiten.

Bei nichtleitenden Flüssigkeiten entstehen durch Ladungstrennung in der turbulenten Flüssigkeit höh

<>^r< elektrostatische Störspannungen, deren Hffektivwcr auch bei kompensierten Teilkapazitäten mchrcr hundert Volt betragen kann, und die die induktive Durchflußmessung außerordentlich erschweren, wenn

nicht gar unmöglich machen, da das etwa 1 mV je Meter pro Sekunde Strömungsgeschwindigkeit betragende Meßsignal darin vollständig untergeht und die auf die geringe Meßspannung ausgelegten Eingangsverstärker £Vübersteuert werden.

Der dem reziproken Quadrat der Störfrequenz proportionale Effektivwert der elektrostatischen Störspannungen ermöglicht es bei Bekanntsein der spektralen Störspannungsverteilung durch entsprechend hohe Betriebsfrequenzen, d.h. Erregerfrequenzen des Ma- ,₀ gnetfeldes, die Störleistung in diesem Frequenzbereich in zulässigen Bandbreitengrenzen zu halten, so daß bei hinreichend schmalen Bandfiltern eine Trennung des Meßsignals vom Störsignal möglich ist. Die Übersteuerung könnte durch Eingangsverstärker mit hohem linearem Aussteuerungsbereich vermieden werden, was nur schwer realisierbar ist, zumal Filter vor den Eingangsverstärkern wegen des erforderlich hohen Filtereingangswiderstandes von etwa 10^ι2Ω nicht zur Anwendung kommen können.

Die vorgenannten Schwierigkeiten lassen sich jedoch vermeiden durch eine erfindungsgemäße aktive Störspannungskompensation mittels einer in F i g. 8 vereinfacht dargestellten Schaltung für eine Meßelektrode. Für die zweite Meßelektrode ist die gleiche Schaltung vorzusehen.

Jeder Meßelektrode ME ist ein Eingangsverstärker EV mn hohem Eingangswiderstand (1Ο'*Ω) und einer positiven Verstärkung von etwa V=IO zugeordnet, dessen Ausgangssignal auf einen invertierenden Verstärker JV mit verhältnismäßig hoher negativer Verstärkung geführt wird. Das hoch verstärkte invertierte Ausgangssignal AS wirkt über die Schirmkapazität C\ gegenkoppelnd auf den Eingang des Eingangsverstärkers EV zurück. Die Schirmelektrode SE wird hierbei von dem Ausgangssignal AS, d. h. von der invertierten verstärkten Störspannung, gespeist, so daß der Eingangsverstärker nicht in nichtlineare Kennlinienbereiche gesteuert werden kann, wie dies bei der bekannten Schirmsteuerung für das Meßsignal der Fall -to ist.

Damit die Störspannungskompensation nicht die Meßsignalfrequenz und die möglichst wenig von dieser abweichende Pilotsignalfrequenz beeinflussen kann, darf der invertierende Verstärker JV auf diese nicht gegenkoppelnd wirken. Zu diesem Zweck sind mit dem Eingang des invertierenden Verstärkers JVdie Ausgänge von Bandfiltern F₃, F^ für die Meßsignal- und die Pilotsignalfrequenz verbunden, die Nullstellen in der Gegenkopplung erzwingen. Der positive Verstärker HV wird in seinem Verstärkungsfaktor durch das Pilotsignal des Pilotreglers Re kontrolliert und gibt über die Schirmkapazität Q das Kompensationssignal für die Gleichtaktkompensation auf den Eingang des Eingangsverstärkers EV. In Fig.8 ersetzt die so gesteuerte Schirmkapazität Ci die in F i g. 4 angegebene gesonderte Kompensationskapazität C/a. Die Gegentaktkompensation erfolgt gemäß Schaltung nach F i g. 4.

Als Bandfilter Fj und F*, eignen sich modifizierte Dreipfadfilter nach F i g. 9. Sie weisen einen Operationsverstärker OK auf, dessen Ausgang auf den negativen Eingang durch ein RC-G\\ed rückgekoppelt ist. Dabei können die einzelnen parallelen Kondensatoren durch elektronische Schalter I bis III geschaltet werden, so daß eine Umwandlung der Durchlaßfrequenz in einem gefilterten Gleichspannungssignal und eine Rückumwandlung eintritt. Die Steuerfrequenz für die elektronischen Schalter wird direkt von dem Erregerfeldgenerator bzw. dem Pilotsignalgenerator abgeleitet. Die so erreichte Fixierung der Filterresonanzpunkte verhindern eine Phasenverschiebung der Meßsignalfrequenz bzw. der Pilotsignalfrequenz, so daß die Bandbreite der Filter durch geeignete Wahl der ÄC-Glieder beliebig klein gemacht werden kann.

Statt der vorgenannten Dreipfadfilter kann gemäß Fig. 10 ein phasenselektiver Einpfadfilter mit einem Operationsverstärker OV und zwei elektronischen Schaltern I, II und nur einem Kondensator im Pfad des Schalters I vorgesehen werden. Die Verwendung eines Einpfadfilters wird durch das Bekanntsein der Phasenanlage von Pilot- und Meßsignal ermöglicht. Wegen der Phasenselektivität wird die der Meßspannung um 90° phasenverschobene induktive Störspannung direkt in der Eingangsstufe unterdrückt

Wegen der hohen Verstärkung des invertierenden Verstärkers JV können die Meßsignale und die Pilotsignale unmittelbar vom Filterausgang zur weiteren Auswertung abgenommen werden. Das Pilotsignal wird dabei auf seinen Pilotregler R_e (F i g. 6) gegeben, der die Verstärkung des Verstärkers HV kontrolliert. Die Meßsignale beider Zweige werden in an sich bekannter Weise einem Differenzverstärker zur weiteren Auswertung zugeführt.

Insbesondere bei dielektrischen Flüssigkeiten ist das Meßsignal noch von stochastischen Störgrößen überlagert. Da bei der induktiven Durchflußmessung die Frequenz des Meßsignals gleich der Arbeitsfrequenz des Erregerfeldes und somit bekannt ist, ist die Meßinformation allein in der Amplitude des Meßsignals enthalten, die zu erfassen ist.

Gemäß der weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird das deterministische Meßsignal von den stochastischen Störgrößen gemäß F i g. 11 durch einen phasenselektiv wirkenden Kreuzkorrelator KK — bestehend aus einem Multiplizierer M mit Tiefpaß TP — getrennt, wobei nur das mit dem Magnetfeld in Phase liegende Meßsignal ausgewertet wird. Zur Kreuzkorrelation wird die Meßsignalspannung mit einem Kontrollsignal, das die zu erwartende Frequenz- und Phaseninformation der Meßsignalspannung enthält, multipliziert. Das Produkt wird in dem Tiefpaß TP gemittelt und so von den stochastischen Störgrößen befreit. Die Güte der Störgrößenunterdrückung und damit auch die Bandbreite der Gesamtanordnung hängt von der Mittelungszeit ab.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (13)

Patentansprüche:

1. Induktiver Strömungsmesser mit einem von Flüssigkeit beliebiger elektrischer Leitfähigkeit durchströmten, zwischen leitenden Rohrteilen eingefügten Geber in Form eines Isolierrohres, das senkrecht zur Strömungsrichtung von einem magnetischen Wechselfeld durchsetzt ist und gegen die Flüssigkeit abgedeckte flächenhafte Meßelektroden ι ο aufweist, wobei mindestens eine Meßelektrode im wesentlichen in der gleichen Fläche von einer Hilfselektrode eingerahmt ist und die Schirmelektrode zur Kompensation ihrer Kapazität zur Meßelektrode entsprechend potentialgesteuert ist und mit Mitteln zur Kompensation der Eingangskapazitäten des Verstärkers und der dem leeren Geber anhaftenden Eigenkapazitäten, dadurch gekennzeichnet, daß beide Meßelektroden (ME) von einer Mehrzahl von sich gegenseitig umschließenden Hilfselektroden (HE) umrahmt sind, die unterschiedliche Potentiale aufweisen, in Abhängigkeit vom Signal der Meßelektroden (ME) derart gesteuert, daß sich bei allen Flüssigkeiten beliebiger elektrischer Leitfähigkeit eine Wertigkeitsverteilung wie bei Flüssigkeiten mit einer Leitfähigkeit κ > ωε einstellt.

2. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfselektroden (HE) von gleicher Gestalt und gleichmäßig verteilt über Jo Spannungsteiler potentialgesteuert sind.

3. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Potentialdifferenz von Hilfselektrode (HE) zu Hilfselektrode gleich groß gewählt ist und die Hilfselektroden entsprechend « der gewünschten Wertigkeitsverteilung unterschiedlich ausgeführt sind.

4. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfselektroden (HE) aus potentialgesteuerten Halbleiterwiderstandsschich- «) ten zwischen den Meßelektroden (ME) gebildet sind.

5. Strömungsmesser nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfselektroden (HE) von den Meß- und/oder Schirmelektroden (ME₁ SE)potentialgesteuert sind.

6. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jedem Meßeingang der Eingangsverstärker (EV) ein Pilotsignal bestimmter Amplitude und mit vom Meßsignal abweichender Frequenz zugeführt ist.

7. Strömungsmesser nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Pilotsignale gleiche Amplitude und gleiche Phasenlage haben.

8. Strömungsmesser nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein gemeinsames Pilotsignal ^r>"> über eine gesonderte Pilotelektrode (PE) unmittelbar der Meßstrecke zugeführt ist.

9. Strömungsmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärker (EV) zusätzlich durch aktive Störspannungskompensationsschaltungen (JV, HV, F₃, Fa) frequenzspektral gegengekoppelt sind.

10. Strömungsmesser nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplung auf die Meßeingänge der Eingangsverstärker (EV) kapazi- ^Μ tiv erfolgt.

11. Strömungsmesser nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß hierzu die Schirmkapazität (Cs)

mitbenutzt ist.

12. Strömungsmesser nach Anspruch 9. dadurch gekennzeichnet, daß die Störspannungskompensationsschaltungen (JV, HV, F3, E>) phasenselektive Filter (OV, I, II, III) zur Bildung von Frequenznullstellen für Meß- und Pilotsignale aufweisen.

13. Strömungsmesser nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßsignal und ein die zu erwartende Frequenz- und Phaseninformation des Meßsignals enthaltendes Kontrollsignal einem Kreuzkorrelator (KK) zugeführt sind, an dessen Ausgang (TP) das gemittelte Produkt als strömungsproportionales Nutzsignal abgenommen wird.