DE2137890C3 - Elektrische Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Zünimpulsen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Zündimpulsen mit einer von einem zugeführten Steuersignal abhängigen Phasenlage, zur Steuerung eines Halbleiterschalters, nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der Zeitschrift ELEKTRONIK 1970, Heft 6, Seite 196, Bild 18 bekannt. Dort wird das Steuersignal der Basis des pnp-Transistors von einem über eine Diode unmittelbar ah der Speisespannungsqüelle liegenden Spannungsteiler zugeführt. Durch entsprechende Einstellung des Spannungsteilers kann die Größe des Eingangssignals an sich jeweils zweckentsprechend gewählt werden.

Wenn jedoch das Eingangssignal klein ist, müßte bei dieser Schaltung eine eigene Vorverstärkerstufe vorgesehen werden, um die notwendige Empfindlichkeit der Gesamtschaltung zu erzielen. Dies würde einen zusätzlichen Aufwand bedingen.

Bei einer anderen, aus der GB-PS 1122 086 bekannten Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Zündimpulsen für die Steuerung eines Halbleiterschalters stehen ebenfalls ein pnp-Transistor und ein

ι ο npn-Transistor wechselseitig jeweils über Kollektor und Basis in Wirkverbindung miteinander. Dabei liegt der Ladungsspeicher unmittelbar in dem Emitter-Kollektor-Kreis des npn-Transistors, wobei die Ladung des Ladungsspeichers über den Kollektorstrom dieses Transistors im wesentlichen linear erfolgen soll, wozu das an der Basis dieses Transistors liegende Steuersignalpotential konstant sein muß. Bei Überschreiten eines bestimmten Schwellwertes der an dem Ladungsspeicher liegenden Spannung wird der andere Transi- stör leitend, mit dem Ergebnis, daß der Ladestrom sprunghaft ansteigt und dabei der Zündimpuls erzeugt wird. Bei dieser Schaltungsanordnung wird zwar das Steuersignal über den npn-Transistor verstärkt, doch muß es zumindest zeitweise ein konstantes Potential an die Basis dieses Transistors anlegen, d.h. eine vorbestimmte Form aufweisen. Es kann deshalb nicht mit normalen Wechselstrom-Steuersignalen, wie sie aus dem Netz entnommen werden, gearbeitet werden, sondern es muß eine eigene Impulsformerstufe vorgeschaltet werden, wenn keine Gleichstromquelle vorhanden ist, die die Ableitung eines entsprechenden Steuersignales gestattet. Dadurch ist ein zusätzlicher Aufwand bedingt. Außerdem bestehen bei dieser Schaltungsanordnung hinsichtlich der Bemessung einzelner Schaltelemente gewisse Schwierigkeiten, weil diese Schaltelemente für Doppelfunktionen ausgelegt werden müssen.

Bei einer solchen, den Zündimpuls von der Ladung und nicht von der Entladung eines Ladungsspeichers ableitenden Schaltungsanordnung ist es auch bekannt (GB-PS 9 86 901), zusätzlich zu dem npn-Transistor und dem pnp-Transistor einen weiteren Transistor vorzusehen, der durch einen Impuls angesteuert wird, der durch Differentiation von der nicht geglätteten, gleichgerichteten Versorgungsspannung abgeleitet wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art mit geringem schaltungstechnischem Aufwand eine hohe Empfindlichkeit und damit Betriebssicherheit zu erzielen.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Dadurch, daß der npn-Transistor der Schaltungsanordnung gleichzeitig als Verstärker für das Eingangssignal benutzt wird, kann auf zusätzliche Verstärkungsstufen verzichtet werden, während andererseits aber die Schaltungsanordnung mit einfachen Wechselstrom-Steuersignalen betrieben werden kann, die aus dem Netz entnommen werden und deren Impulsform im wesentlichen beliebig sein kann. Dadurch, dai3 der Ladungsspeicher von der Steuerung des Halbleiterschalters während des Aufladevorganges getrennt ist, besteht hinsichtlich der Bemessung der Widerstände der Schaltung sowie der Halbleiterschaltelemente weitgehende Freiheit, derart, daß diese entsprechend ihrem jeweiligen Zweck optimal dimensioniert werden können und keine Kompromisse geschlossen werden müssen.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele erläutert Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispieles,

F i g. 2 ein Spannungs-Zeitdiagramm zur Veranschaulichung des Verlaufs der Speisespannung bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 1, 1 ο

F i g. 3 ein Spannungs-Zeitdiagramm zur Veranschaulichung des Verlaufs einer aus der Speisespannung abgeleiteten Sägezahnspannung, bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1,

F i g. 4 ein Vier-Schicht-Element (Tetrode) wie es für 1t> die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 verwendbar ist und

F i g. 5 das Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispieles.

Die Schallungsanordnung wird anhand von Ausführungsbeispieilen mit jeweils einem Thyristor als Schalter erläutert, jedoch wäre ebenso jeder andere Halbleiterschalter verwendbar.

Die Schaltungsanordnung (Fig. 1) wird aus einem Wechselstromnetz 32 mit Wechselspannung versorgt. Über einen Vorwiderstand 22 und eine Zenerdiode 23 wird eine Speisespannung gemäß dem Kurvenverlauf der F i g. 2 erzeugt. Wenn eine Schaltbrücke 7 zwei Schaltpunkte 33 und 6 überbrückt, wird die gesamte Schaltung mit dieser Rechteckspannung gespeist.

Falls in dem Gerät ohnehin Gleichspannung vorhanden ist, die beispielsweise von einem Gleichrichter 24 und einem Kondensator 25 erzeugt wird, kann der Schaltpunkt 33 mit Hilfe der Schaltbrücke 7 auch mit einem Schahpunkt 8 verbunden sein. Ferner kann die Speisespannung der Schaltung auch mit anderen bekannten Maßnahmen erzeugt werden.

Aus der Rechteckspannung wird über zwei Dioden 12 und 13, zwei Kondensatoren 14 und 15 sowie einen Widerstand 17 eine am Emitter eines Transistors 9 bzw. an einem Meßpunkt 26 liegende Spannung gemäß dem Diagramm der F i g. 3 erzeugt. Die Höhe des Spannungssprunges Ui wird durch das Verhältnis der Kapazitäten der beiden Kondensatoren 14 und 15 eingestellt Je flacher das Impulsdach verläuft, um so größer ist die Empfindlichkeit. Wenn nur der Widerstand 17 und der Kondensator 15 verwendet werden, wenn also auf den Kondensator 14 verzichtet wird, liegt an dem Meßpunkt 26 bzw. an dem F.mitter des Transistors 9 eine Spannung, die einen Verlauf aufweist, wie ihn die in Fig. 3 mit unterbrochener Linie dargestellte Kurve zeigt.

Die Funktionsweise der elektrischen Schaltungsanordnung ist wie folgt:

An einem Eingang 1,2 liegt ein Eingangssignal; dieses wird mittels eines Transistors 10 verstärkt. Dabei sind Widerstände 18, 20 und 21 so gewählt, daß auch bei voller Durchsteuerung des Transistors 10 an dessen Emitter bzw. an einem Meßpunkt 4 keine zur Zündung eines Thyristors 27 ausreichende Spannung entsteht.

Der Thyriütor 27 dient zum Schalten eines Elektromotors 28. Parallel zu dem Elektromotor 28 liegt eine Diode 34 (auch Freilaufdiode genannt), die in an sich bekannter Weise dazu dient, beim Abschalten des Motors 28 die in ihm noch vorhandene Energie nutzbar zu machen.

Je größer das Eingangssignal ist, um so weiter sinkt das Potential an einem MeOpunkt 29 ab. Eine Diode 11 dient lediglich zum Schatz der Bnsis des Transistors 9 vor zu hohen Sperrspannungen. Der Transistor 9 ist zu Beginn der Halbwelle gesperrt Er wird geöffnet wenn der Sägezahn (F i g. 3) am Meßpunkt 26 das Basispotential des Transistors übersteigt Das ist um so früher der Fall je niedriger das Potential am Meßpunkt 28 ist, d. h., der Zeitpunkt hängt von der Größe des Eingangssignals ab. Sobald der Transistor 9 öffnet erhält die Basis des Transistors 10 einen starken Strorazuwachs. Der Transistor 10 wird hierdurch weiter durchgesteuert und auch der Basisstrom des Transistors 9 erhöht sich. Beide Transistoren öffnen also schlagartig, wodurch sich der Kondensator 15 impulsartig entlädt Am Emitter des Transistors 10 entsteht demzufolge ein Zündimpuls, der an die Steuerelektrode des Thyristors 27 gelangt.

Auf den Widerstand 21 kann auch völlig verzichtet werden; in diesem Fall fließt der Emitterstrom des Transistors 10 nur über die Steuerelektrode des Thyristors 27.

Da der Impulsstrom über die beiden Basen fließt, sind Begrenzungswiderstänae 19 und 20 vorgesehen, jedoch nicht unbedingt erforderlich. Der Widerstand 16 soll lediglich Rückwirkungen auf die Steuerspannungsquelle verhindern.

Wenn der Thyristor 27 einen sehr hohen Gatestrom (in der Größenordnung von etwa 50 mA) aufweist reicht die Leistungsfähigkeit der Schaltung nach F i g. 1 eventuell nicht mehr aus. Wenn nämlich der eine Transistor 9 schon zu Beginn der positiven Halbwelle geöffnet ist, weil der andere Transistor 10 von der Steuerspannung bereits durchgesteuert wurde, bildet der Trigger einen geschlossenen Schalter. Der Gatestrom wird in diesem Betriebszustand durch einen Vorwiderstand 22 begrenzt. Bei Thyristoren mit großem Steuerstrom müßte der Vorwiderstand 22 sehr viel Leistung verbrauchen. Dies ist aber aus verschiedenen Gründen, wie z. B. wegen zu großer Erwärmung, zu großer Einbaumaße usw. nicht erwünscht. Deshalb wird dafür ein weiteres Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 vorgeschlagen.

Die anhand der F i g. 1 und 3 beschriebene Sägezahnspannung wird bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 5 etwas anders erzeugt Über einen Kondensator 37, Widerstände 36 und 39 sowie über eine Diode 35 erhält ein zusätzlicher Transistor 43 einen differenzierten, positiven Impuls, der etwa die Höhe des gewünschten Anfangspotentials des Kondensators 15 aufweist. Da ein Widerstand 40 einen sehr kleinen Wert hat, erhält der Kondensator 15 sehr schnell das gewünschte Anfangspotential. Die weitere Aufladung des Kondensators 15 erfolgt dann über den Widerstand 17. Während der negativen Halbwelle der Netzspannung wird der Kondensator 15 über den Widerstand 17 entladen, da die Leitung 42 auf Nullpotential liegt.

Sind die beiden Transistoren 9 und 10 bereits zu Beginn der positiven Halbwelle der Netzspannung geöffnet, so wird die Leistung zur Zündung des Thyristors 27 aus dem Kondensator 25 entnommen. Der Transistor 43 öffnet während der Dauer das durch Differentiation gewonnenen Impulses und verbindet den Kondensator 25 über den Widerstand 40 und die beiden Transistoren 9 und 10 mit dem Gate des Thyristors 27.

Der Vorwiderstand 22 wird also beim Ausführungsbeispiel nach der F i g. 5 im wesentlichen nur mit dem Basisstrom des Transistors 43 belastet.

Mit diesem Ausführungsbeispiel nach der F i g. 5 ist es also möglich, auch solche Thyristoren zu Beginn der

Halbwelle zu schalten, bei denen ein größerer Steuerstrom erforderlich ist.

Anstatt der beiden Transistoren 9 und 10 bei den Ausführungsbeispielen der F i g. 1 und 5 kann auch ein Vierschichtelement gemäß Fig.4 mit den in der Zeichnung angegebenen Anschlüssen in den Schaltungen verwendet werden.

Das am Eingang 1,2 der Schaltungen nach den F i g. 1 und 5 liegende Eingangssignal kann entweder eine Gleichspannung oder eine Rechteckspannung sein.

Anstatt der beschriebenen Einwegschallung zur Stromversorgung der beiden Ausführungsbeispiele kann natürlich ebenso ein Zweiweggleichrichter verwendet werden. Die Spannungen der Fig.2 und 3 zeigen dann zusätzlich einen Verlauf wie ihn die punktierten Linien angeben.

Anstatt eines Thyristors 27 können ebenso mehrere Thyristoren oder ein Triac verwendet werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Elektrische Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Zündimpulsen mit einer von einem zugeführten Steuersignal abhängigen Phasenlage, zur Steuerung eines Halbleiterschalters, bei der ein pnp-Transistor und ein npn-Transistor wechselseitig jeweils über Kollektor und Basis iii Wirkverbindung miteinander stehen und die Entladung eines den Zündimpuls liefernden Ladungsspeichers steuern, wobei der Ladungsspeicher mit dem Emitter eines der Transistoren verbunden ist und an dem Emitter dieses Transistors eine Sägezahnspannung liegt und wobei ferner der Emitter des anderen Transistors mit der Steuerelektrode des Halbleiterschalters verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der andere· Transistor (10) durch Beaufschlagung seiner Basis mit dem Steuersignal als Verstärker vorgesehen ist und zumindest während der Ladung des Ladungsspeichers (15) einen von dem Steuersignal abhängigen KoJlektorstrom führt, dessen Größe unabhängig vom Zustand des Ladungsspeichers (15) das Basispotential des emitterseitig mit dem Ladungsspeicher (15) verbundenen Transistors (9) bestimmt, durch den bei Erreichen eines Grenzwertes des Basispotentials ein den anderen Transistor (10) enthaltender Entladungsweg des Ladungsspeichers (15) freigegeben wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung eines Siebkondensators (25) für die Speisespannungsversorgung dieser über die Emitter-Kollektor-Strecke eines zusätzlichen Transistors (43) mit demjenigen Anschluß des Ladungsspeichers (15) verbunden ist, der mit dem Emitter des einen Transistors (9) verbunden ist, und daß die Basis des zusätzlichen Transistors (43) durch einen durch Differentiation der Netzspannung gewonnenen Steuerimpuls beaufschlagt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung-eines Kondensators als Ladungsspeicher (15) ein weiterer Kondensator (14) zu diesem in Reihe geschaltet ist und beide Kondensatoren (14,15) durch jeweils eine Diode (12; 13) überbrückt sind und dem weiteren Kondensator (14) ein Widerstand (17) parallel geschaltet ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren (9, 10) durch ein äquivalentes Vierschichtelement ersetzt sind (F i g. 4).