DE2126470B2

DE2126470B2 - Radargerät zum Messen der Entfernung mit selbstschwingender Halbleiter-Mischstufe und zugeordneter Frequenzmodulationseinrichtung

Info

Publication number: DE2126470B2
Application number: DE2126470A
Authority: DE
Inventors: Radha R. Southfield Mich. Gupta (V.St.A.)
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1970-06-02
Filing date: 1971-05-27
Publication date: 1979-12-06
Also published as: DE2126470A1; CA963132A; FR2093975B1; US3659293A; GB1308102A; FR2093975A1; NL7107474A

Description

Die Erfindung betrifft ein Radargerät zum Messen der Entfernung zu einem Objekt, mi» einem elektrisch schwingenden, einzigen Halbleiter-Oszillator, der elektromagnetische Energie erzeugt, mit einer Sende- und Empfangseinrichtung, um die elektromagnetische Energie zum Ortungsobjekt zu senden und die vom Ortungsobjekt reflektierte Energie zu empfangen, mit einer Halbleiter-Mischstufe, in welcher ein Teil der erzeugten Energie mit der empfangenen Energie gemischt wird, um ein die Differenzfrequenz zwischen den genannten Energieteilen wiedergebendes Signal zu erzeugen, und die zusammen mit dem Halbleiter-Oszillator durch eine aus demselben Halbleiter bestehende selbstschwingende Mischstufe gebildet ist, und mit einer dem Halbleiter-Oszillator zugeordneten Modulaüonseinrichtung zur Modulation der Oszillatorfrequeny.

Aus der Zeitschrift »Elektrisches Nachrichtenwesen« 42 (1967) 4, Seiten 328-333 ist ein elektronisch

ίο aufgebauter Höhenmesser in Mikro-Miniaturtechnik bekannt, bei welchem für den Sendeabschnitt ein aus Halbleiterelementen aufgebauter Oszillator zur Anwendung gelangt Gemäß einer Ausführungsform dieses bekannten Gerätes wird die Modulationsspannung von einem Steuergerät geliefert, wobei auch mit Hilfe von bekannten elektronischen Modulationsverfahren eine lineare dreickförmige Hubcharakteristik erzielt werden kann, die bei gegebener Höhe (Entfernung) nur einen Schv/ebungston konstanter Frequenz liefert

Aus der DE-OS 19 45 545 ist ein Radarsystem mit einem Mikrowellengenerator bekannt, der aus einer Gunn-Diode besteht, die in einer Resonanzkammer angeordnet ist, so daß dadurch eine selbstschwingende Mischstufe erhalten wird.

Aus der US-PS 31 55 972 ist bereits ein Radargerät mit einem Doppler-Phasenvergleich bekannt, bei welchem auch eine Modulationseinrichtung zur Anwendung gelangt, durch die der Gleichspannungsversorgung eine rechteckförmige Modulationsspannung über- lagert wird. Diese rechteckförmige Spannung wird jedoch seibst nicht in der Modulationseinrichtung erzeugt, sondern an einer dritten Wicklung eines Toroidtransformators.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht

darin, das Radargerät der eingangs definierten Art, speziell hinsichtlich der Modulationseinrichtung, derart zu verbessern, daß eine sehr exakte Modulation der Oszillatorschwingungen erzielt wird und Einrichtungen, wie Trennkapazitäten, zur Abtrennung von Gleich-Stromkomponenten nicht mehr erforderlich sind.

Ausgehend von dem Radargerät der eingangs definierten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Modulationseinrichtung aus einer Vorrichtung besteht, welche die vom Halbleiter-

v> Oszillator »gesehene« HF-Impedanz moduliert.

Besonders vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen 2 bis 4.
Durch die Modulation erfolgt ein periodisches

-,ο Verschieben der Frequenz der erzeugten Mikrowellenenergie gemäß Anspruch 4 vorzugsweise zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz. Das Reflexionssignal ist bei bewegtem Zielobjekt jeweils nochmals in der Frequenz verschoben und es wird ein

-,-, zusammengesetztes Dopplersignal erzeugt, und zwar mit zeitlich parallel laufenden Komponenten, die kennzeichnend für die Doppclverschiebung in jeder der erzeugten Frequenzen sind. Die zusammengesetzten Dopplersignalc werden dann in die jeweiligen Kompo-

ho nenten zerlegt, und zwar entsprechend der ersten und der zweiten Frequenz. Die getrennten unregelmäßigen Dopplersignalkomponenten werden dann in bevorzugter Weise extra poliert, um dadurch für einen herkömmlichen Phasenvergleich gleichmaßige Signale

hi zu erhalten.

Durch die Erfindung wird somit ein Radargerät für die Entfernungsmessung geschaffen, welches vorzugsweise nach dem Dopplerprinzip arbeitet und welches

aufgrund seiner vergleichsweise sehr einfachen Konstruktion mit geringen Kosten hergestellt werden kann.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Hinweis auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels einer Halbleitervorrichtung, die so angeordnet und angeschlossen ist, daß eine selbstschwingende Mischstufe für die Verwendung in einer Entfernungsmeßeinrichtung erhalten wird, ι ο

F i g. 2 eine schematische Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels einer einzelnen Halbleitervorrichtung, die so angeordnet und angeschlossen ist, daß eine selbstschwingende Mischstufe für die Verwendung in einer Entfernungsaießeinrichtung erhalten wird,

Fig.3 eine Darstellung eines zusammengesetzten Dopplersignals, welches von den zwei Ausführungsbeispielen gemäß F i g. 1 bis 2 vorgesehen wird,

F i g. 4 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines Systems zum Verarbeiten des zusammenge- setzten Signals, welches in F i g. 3 veranschaulicht ist, um dadurch ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches kennzeichnend für die Entfernung zu einem Objekt hin ist und

Fig.5 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Systems zum Verarbeiten des zusammengesetzten Signals, welches in F i g. 3 veranschaulicht ist, um dadurch ein Ausgangssignal abzuleiten, welches kennzeichnend für die Entfernung zu einem Objekt hin ist.

In F i g. 1 ist in einem Hohlraumresonator 14, der durch ein Gehäuse 16 gebildet wird, ein Halbleiterelement 12 angeordnet. Der Hohlraum 14 ist in bevorzugter Weise rechteckig, kann jedoch auch eine andere Form aufweisen. Das Gehäuse 16 weist ein r, seitliches Abdeckteil auf, in dem eine zentral gelegene öffnung 18 eingebracht ist, die in bevorzugter Weise eine rechteckige Form hat. Wenn es gewünscht wird, kann die seitliche Abdeckung auch weggelassen werden, um dadurch eine größere Öffnung zu schaffen. Die 4« öffnung 18 steht mit einer rechteckigen Hornantenne 20 in Verbindung. Es wird die von einem Objekt reflektierte Mikrowellenenergie, die die Hornantenne 20 trifft, durch die Antenne 20 durch die öffnung 18 in den Hohlraumresonator geleitet. 4*-,

Das Halbleiterelement 12 besteht in vorteilhafter Weise aus einer Gunn-Diode, deren Kennlinien auf dem Gebiet gut bekannt sind, so daß eine detaillierte Erörterung dieser Kennlinien bzw. Eigenschaften hier nicht erforderlich ist. -,n

Es besteht auch die Möglichkeit, die Gunn-Diode durch eine Tunneldiode zu ersetzen, eine Avalanchediode oder einen geeigneten Transistor. Die grundlegenden Eigenschaften, die für eine solche Verrichtung erforderlich sind, bestehen darin, daß diese Vorrichtung -,-, elektrisch in einem Frequenzbereich schwingen kann, der zum Übertragen elektromagne'ischer Energie geeignet ist, z. B. im Mikrowellen requenzbereich schwingen kann und daß die Vorrichtung zumindest einen nicht-linearen Parameter in diesem Bereich _h<i aufweist, derart, daß die Vorrichtung die Fähigkeit einer gleichzeitigen Eigenmischung aufweist. Bei Verwenden einer Diode kann eine negative Widerstandscharakteristik verwendet werden. Ein Transistor kann für diesen Zweck ebenfalls günstig verwendet werden, indem man _hl diesen in eine Schaltung zur Erzeugung einer Schwingung im Mikrowellenbereich schaltet und den Transistor für einen nicht-linearen Botrieb vorspannt.

Die Gunn-Diode 12 weist einen Anodenanschluß und einen Kathodenanschluß auf. Der Kathodenanschluß dient in bevorzugter Weise als Wärmesenke und ist demzufolge in Form eines großen wärmeleitenden Metallteils ausgebildet, welches in guter Wärmeleitverbindung mit der Gunn-Diode 12 steht und in wirkungsvoller Weise einen Weg zum Ableiten der Wärme von der Gunn-Diode 12 vorsieht Wie sich aus F i g. 1 entnehmen läßt, ist der AnodenanÄ:hluß aus dem Gehäuse 16 über einen geeigneten Anodenleiter herausgeführt und ist elektrisch gegen das Gehäuse vermittels eines Durchführungskondensators isoliert Dieser ist so ausgelegt daß er für Mikrowellen als Kurzschluß wirkt Der Anodenanschluß ist an eine Gleich-Vorspannungsschaltung angeschlossen, welche eine Gleichstromquelle 34 mit einem Gleichspannungspotential V+ aufweist, weiter einen Lastwiderstand (RJ 38 und einen Ausgangsanschluß 40. Der negative Pol der Quelle 34, das Gehäuse 16 und die Kathode der Diode 12 sind jeweils an Masse (Erde) angeschlossen, wie dargestellt ist.

Ein Frequenzmodulator 50 ist nicht direkt der Schaltung zum Erzeugen der Gleichspannungsvorspannung zugeordnet Diese Frequenzmodulationsschaltung enthält einen Rechteckwellengenerator 44, an den bei der Ausführungsform gemäß F i g. 1 eine Varaktordiode 52 angeschlossen ist Eine Modulation der Spannung der Varaktordiode ergibt eine Änderung der Kapazität derselben und demzufolge auch eine Änderung in der HF-Impedanz, die die Gunn-Diode 12 »sieht«. Varaktordioden bzw. Kapazitätsdioden sind gut bekannt, ebenso deren Eigenschaften (siehe beispielsweise den Artikel von I. Kuru mit dem Titel »frequency modulation of the gunn oscillator« in Proc. IEEE, Oktober 1965, Seiten 1642 und 1643). Die zum Ändern der HF-Lastimpedanz, die von der Gunn-Diode »gesehen« wird, verwendete Varaktordiode ist eine effektive Einrichtung zum Verändern der Frequenz der gesendeten Mikrowellenenergie von f\ nach Fi.

Eine Hochfrequenzdrossel in der die Vorspannung der Gunn-Diode liefernden Schaltung ist nicht erforderlich, da die die Vorspannung erzeugende Schaltung vom Rechteckwellengenerator 44 der Frequenzmodulationsschaltung 50 getrennt ist.

In Fig. 2 ist noch ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Radargerätes veranschaulicht. Bei dem Radargerät 56 nach Fig. 2 wird die HF-Lastimpedanz, die von der Gunn-Diode 12 »gesehen« wird, ebenfalls geändert, um die Frequenz der erzeugten Mikrowellenenergie von der Frequenz f\ nach der Frequenz f₂ zu modulieren. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig.2 ist hierzu jedoch ein YIG-Resonator 58 zwischen dem Oszillator und der Antenne eingeschoben. Ein rechteckwellenmodulierter Magnetfeldgenerator 60 ist vorgesehen und dieser enthält einen Rcchteckwcllengenerator 44 und eine Spule 62, die sich in ausreichend geringem Abstand zum YIG-Resonator befindet, so daß sie durch diesen betrieben werden kann. Die Resonanzfrequenz des YIG-Resonatnros 58 und damit die HF-Lastimpedan/ wird durch das rechteckwellcninoduliertc Vorspannmagnetfeld für den YIG-Resonator 58 geändert. Dieser Effekt ist im einzelnen in dein Artikel von D. Λ. James beschrieben, der den Titel (ragt »Wide-Range Electronic Tuning of a gunn diode by an Yttrium-Iron Garnet (Y.I.G.) Ferromagnetic Resonator« veröffentlicht in »Electronics Letters«, am 18. Oktober 1968, Band 4, Nr. 21, Seiten 451 und 452. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind das Gehäuse 16 und die Hornantenne 20 in

bevorzugter Weise aus einem nicht-magnetischen Material hergestellt, so daß diese Teile keine Störungen bewirken oder das magnetische Feld kurzschließen, welches von dem Magnetfeldgenerator 60 aufgebaut wird. Auch bei diesem Ausführungsbeispiel wird keine Hochfrequenzdrossel in der die Vorspannung erzeugenden Schaltung benötigt, da der Rechteckwellengenerator 44 der frequenzmodulierenden Schaltung von der Schaltung zum Erzeugen der Vorspannung getrennt ist. Fig.3 veranschaulicht eine Wellenform, die kennzeichnend für das zusammengesetzte Dopplersignal ist, welches von der Gunn-Diode 12 erzeugt wird. Es entsteht durch Mischung aus dem gesendeten Signalpaar mit den Mikrowellenfrequenzen f\ und f₂ und dem Paar der empfangenen mit der Dopplerverschiebung behafteten Signale als Differenzfrequenzsignalpaar. Die Signale mit den Mikrowellenfrequenzen, d. h. die gesendeten Mikrowellensignale mit den Frequenzen Z₁ und /2 und die empfangenen mit der Dopplerverschiebung behafteten Signale, werden innerhalb des Hohlraumresonators 14 aufgrund der kapazitiven Wirkung zwischen dem Anodenleiter der Gunn-Diode 12 und dem Gehäuse 16 isoliert. Demzufolge erscheint nur das Dopplersignalpaar am Lastwiderstand 38. Die beiden Dopplersignale fd\ und fd₂ des Signalpaares treten aufeinanderfolgend auf. Im einzelnen stellt die Dopplersignalkomponente fd\ die Differenzfrequenz zwischen dem gesendeten Signal mit der Frequenz U und dem nach Reflexion empfangenen Signal, welches auf dem gesendeten Signal beruht, dar; die Dopplersignalkomponente fd₂ stellt die Frequenzdifferenz zwischen dem gesendeten Mikrowellensignal mit der Frequenz /"2 und dem empfangenen Signal, welches auf dem gesendeten Signal beruht, dar. Die wieder empfangenen Signale sind jeweils mit der Dopplerverschiebung behaftet und dies ergibt die Differenz gegenüber dem jeweils gesendeten Signal. Ist /"2 größer als /1, so befindet sich die Dopplersignalkomponente /efe auf einem höheren Frequenzwert als die Dopplerfrequenzkomponente fd\. Demzufolge wird die Ausgangsgröße am Anschluß 40 zwischen den Frequenzwerten der Dopplersignale fd\ und fd₂ mit derselben Periode verschoben, mit der die gesendete Frequenz verschoben wird. Im Ergebnis erhält man eine nahezu rechteckige Wellenform mit Maximum- und Minimumabschnitten mit geringer Neigung oder Steigung. Im einzelnen bilden die Maximumabschnitte, d. h. oberen Abschnitte, der Rechteckwelle eine Dopplersignalkomponente fd₂, die, wenn sie in die Zonen, bei denen die gesendete Frequenz /j beträgt, extrapoliert wird, eine Sinuswelle mit einer gegebenen Phasenlage Φ\ hinsichtlich einer ausgewählten Bezugsgröße ergibt. Die unteren Abschnitte der Rechteckwelle können in ähnlicher Weise extrapoliert werden, um eine glatte Sinuswelle vorzusehen, die kennzeichnend für die Dopplersignalkomponente fd\ ist, die während des Sendens der Frequenz /} auftritt. Dieses Signal kann durch seine Phasenlage Φ2 hinsichtlich der zuvor erwähnten ausgewählten Bezugegröße definiert werden. Demzufolge stellt das zusammengesetzte Signal nach Fig.3 zwei Dopplersignalkomponenten dar, von denen die eine (fd\) auf der gesendeten Frequenz /j beruht, und die andere (fdj) auf der gesendeten Frequenz F₂ beruht, wobei diese Dopplersignale eine bestimmte Phasenlage hinsichtlich einer ausgewählten Bezugsgröße aufweisen und demnach eine bestimmte Phasenbeziehung zueinander aufweisen. Die Phasendifferenz ΔΦ zwischen den zwei Dopplersignalen ist der Entfernung zu einem Objekt proportional und kann durch folgende Gleichung ausgedrück werden:

2 Ui -J₁) r c

hierin ist:

r = die Entfernung des sich bewegenden Objektes
c = Wellengeschwindigkeit.

ίο Hinsichtlich der Ableitung der zuvor erwähnter Formel wird z. B. auf den Artikel von Boyer verwiesen mit dem Titel »A Diplex, Doppler Phase Comparisor Radar«, veröffentlicht in IEEE Transactions Or Aerospace and Navigational Electronics, März 1963 Seiten 27 — 33. Die Messung der Phasendifferenz ΔΦ dei zusammengesetzten Dopplersignale fd; und Fd₂ führ! also zu einem Signal, welches kennzeichnend für die Entfernung ist.

F i g. 4 veranschaulicht eine Einrichtung zum Verarbeiten des Signals der zusammengesetzten Wellenform der Fig.3. Das System nach Fig.4 trennt die nichl zusammenhängenden Signalkomponenten fd\ und fd₂ extrapoliert die getrennten Signale an den Zonen, ar denen die andere Frequenz gesendet wird, so daO gleichmäßige Signale fd\ und fd₂ geformt werden und das System mißt die Phasendifferenz zwischen den zwei getrennten extrapolierten Dopplersignalern fd\ und fd₂.

Das das Signal verarbeitende System 64 der F i g. 4

weist einen Vorverstärker 66 auf, der das zusammenge-

jo setzte Dopplersignal vom Anschluß 40 her empfängt, um ein verstärktes zusammengesetztes Dopplersignal an die Eingangsanschlüsse 68 und 70 der getasteten Verstärker 72 und 74 jeweils anzulegen. Die getasteten oder torgesteuerten Verstärker 72 und 74 empfangen jeweils ein Torsignal auf den Leitungen 76 und 78 vom Rechteckwellengenerator 44 her, der den Verstärker 72 anstellt, wenn sich der Rechteckwellen-Spannungsimpuls vom Generator 44 auf einem Wert von Null befindet, und der den Verstärker 74 anstellt, wenn das

_w Rechteckwellensignal sich auf einem Wert von +Δ\ befindet. Demzufolge erzeugt der getastete Verstärker 72 ein Signal an seinem Ausgangsanschluß 80, welches kennzeichnend für die niedrigeren Frequenzabschnitte fd] des zusammengesetzten Dopplersignals ist, und ähnlich erzeugt der getastete Verstärker 74 ein Ausgangssignal an seinem Ausgangsanschluß 82, welches kennzeichnend für die oberen Frequenzabschnitte fd₂ des zusammengesetzten Dopplersignals ist.
Eine Fourieranalyse der Signale auf den getasteten Verstärkern 72 und 74 offenbart, daß das Signal aus hochfrequenten Abschnitten, die kennzeichnend für die Tastpunkte oder Torsteuerpunkte des zusammengesetzten Signals sind, und aus niederfrequenten Abschnitten, die kennzeichnend für mehr allmählich abfallende Abschnitte des Signals sind, zusammengesetzt ist, wobei die letzteren Abschnitte kennzeichnend für die jeweiligen Dopplersignale fd\ und ftfe sind. Es sind weiter Tiefpaßfilter 84 und 86 vorgesehen, um nur die niederfrequenten Abschnitte hindurchzulassen und um demzufolge die hochfrequenten Abschnitte der Signale an den Tastpunkten oder Torsteuerpunkten zu entfernen. Im Ergebnis sehen die Tiefpaßfilter 84 und 86 gleichmäßig verlaufende Signale vor, die nur für die allmählich abfallenden Abschnitte der Dopplerwellenform kennzeichnend sind und die Im Endergebnis zu einer Extrapolation der Wellenformen an denjenigen Abschnitten derselben beitragen, in welchen die andere Sendefrequenz erzengt wird. Das resultierende Signal,

welches durch die Tiefpaßfilter 84 und 86 geformt wird, ist sinusförmig und weist — wie dargelegt — eine Frequenz und Phasenlage auf, die gleich der Frequenz bzw. Phasenlage der jeweiligen Dopplersignale fd\ und /cfc ist. Mit anderen Worten stellen also die Signale aus den Tiefpaßfiltern 84 und 86 die obere und die untere Einhüllende des zusammengesetzten Signals der F i g. 3 dar. Diese sinusförmigen Signale werden in den Verstärkern 88 und 90 verstärkt und werden mit Hilfe der Begrenzer 92 und 94 jeweils in Rechteckwellen ι ο umgeformt. Diese werden dazu verwendet, einen äußerst genauen und zuverlässigen Phasenvergleich der zwei Dopplersignale vorzusehen. Eine Phasenvergleichsstufe % empfängt hierzu die Rechteckwellensignale und auf ihrer Ausgangsleitung 98 erhält man das Signal, welches die Phasendifferenz zwischen diesen Signalen und demzufolge die Entfernung zum Objekt hin darstellt. Das Ausgangssignal auf der Leitung 98 kann ein analoges oder ein digitales Signal sein und kennzeichnend für das Zeitintervall zwischen den positiv ansteigenden Vorderflanken der Rechteckwellen aus den Begrenzerstufen 92 und 94. Die Form ist von den jeweiligen Umständen abhängig und jede der zuvor beschriebenen Komponenten kann als solche für einen Analog- oder Digitalbetrieb eingesetzt werden. Da diese Komponenten auf dem vorliegenden Gebiet gut bekannt sind, erscheint eine detaillierte Beschreibung derselben überflüssig.

Ein Entfernungsanzeigegerät 100 ist vorgesehen, um das Signal aus der Phasenvergleichsstufe 96 in ein Audiosignal oder sichtbares Signal, welches die Entfernung zum Objekt hin wiedergibt, zu konvertieren. Wenn es gewünscht wird, kann das Signal auf der Phasenvergleichsstufe % parallel oder ausschließlich durch ein automatisches Regel- oder Steuersystem für v> ein Fahrzeug verwendet werden, in dem das Entfernungsmeßsystem montiert ist.

F i g. 5 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel eines signalverarbeitenden Systems, welches sich in bevorzugter Weise mit dem Gegenstand der vorliegenden Erfindung verbinden läßt. Die in F i g. 5 gezeigten Komponenten erfüllen Funktionen ähnlich den in Fig.4 gezeigten Komponenten und sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die Ausführungsform gemäß F i g. 5 unterscheidet sich von der Ausführungsform nach F i g. 4 darin, daß gemäß F i g. 5 positive und negative Spitzendetektoren 102 und 104 verwendet sind, um die Komponenten des zusammengesetzten Signals gemäß F i g. 3 in Dopplersignalkomponenten fd\ und fdi jeweils zu trennen. Die positiven und negativen Spitzendetektoren 102 und 104 können aus Dioden bestehen, die entgegengesetzt gepolt miteinander verbunden sind, derart, daß jede Diode nur auf eine der jeweiligen Spitzen (obere oder untere Abschnitte) des zusammengesetzten Signals der Fig.3 anspricht. Im Endergebnis kann dann eine derartige Diode die Funktion der getasteten Verstärker beim Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 4 ersetzen. Es besteht auch die Möglichkeit, daß die Spitzendetektoren 102 und 104 aus Transistoren bestehen, die in geeigneter Weise geschaltet sind und ebenso vorgespannt sind, um nur auf einen der entsprechenden Abschnitte fd\ oder /Icfe anzusprechen. Es geht somit hervor, daß die Spitzendetektoren 102 und 104 »selbststeuernd« sind, und zwar dahingehend, daß sie auf die Form der zusammengesetzten Wellenform der Fig.3 ansprechen können. Die verbleibenden Abschnitte des signalverarbeitenden Systems entsprechen denjenigen gemäß Ausführungsbeispiel nach F i g. 4, so daß ein erneutes Eingehen auf diese Systemabschnilte nicht mehr erforderlich ist. Die Ausführungsform gemäß F i g. 5 enthält jedoch zusätzlich Einrichtungen zum Anzeigen der relativen Geschwindigkeit zwischen der Antenne und dem Objekt, ebenso eine Entfernungs-Geschwindigkeits-Vergleichseinrichtung in Verbindung mit einem Kollosionsschutzsystem. Hierbei empfängt ein Frequenzdetektor 106 die Ausgangsgröße aus einem Verstärker 88 (oder Verstärker 90), um ein Signal vorzusehen, welches kennzeichnend für die relative Geschwindigkeit ist. Ein Geschwindigkeitsanzeigegerät 108 empfängt das Signal vom Frequenzdetektor 106 und zeigt somit die Geschwindigkeit an. Das Geschwindigkeitssignal wird zu einer Entfernungs-Geschwindigkeits-Vergleichsstufe 110 übertragen, welche zusätzlich ein Signal aus dem Entfernungsanzeigegerät 100 empfängt. Die Entfernungs-Geschwindigkeits-Vergleichsstufe kann einen Summer (Magnetsummer) betreiben, eine andere eine drohende Kollosion signalisierende Alarmeinrichtung, oder einen den Fahrgast oder Fahrer schützenden Luftbalg betreiben, wenn eine kritische Beziehung zwischen Entfernung und Geschwindigkeit erfaßt wurde.

Obwohl die vorliegende Erfindung in Form eines Radargerätes zum Messen der Entfernung eines sich bewegenden Gegenstandes oder Objektes beschrieben wurde, welches also nach dem Dopplerprinzip arbeitet, kann die Entfernung sowohl eines sich bewegenden Objektes als auch eines stationären Objektes auch durch Sinuswellen-Modulation der gesendeten Frequenz bestimmt werden. Der Vorspannstrom bzw. Ruhestrom und damit die Ausgangsspannung vom Anschluß 40 weist dann eine Schwebungsfrequenz auf, die der Entfernung zum Obkekt hin entspricht. Diese Schwebungsfrequenz stellt also die Phasenverschiebung zwischen dem gesendeten und dem empfangenen Mikrowellensignal bzw. die Entfernung zum Objekt hin dar.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radargerät zum Messen der Entfernung zu einem Objekt, mit einem elektrisch schwingenden, einzigen Halbleiter-Oszillator, der elektromagnetische Energie erzeugt, mit einer Sende- und Empfangseinrichtung, um die elektromagnetische Energie zum Ortungsobjekt zu senden und die vom Ortungsobjekt reflektierte Energie zu empfangen, mit einer Halbleiter-Mischstufe, in welcher ein Teil der erzeugten Energie mit der empfangenen Energie gemischt wird, um ein die Differenzfrequenz zwischen den genannten Energieteilen wiedergebendes Signal zu erzeugen, und die zusammen mit dem Halbleiter-Oszillator durch eine aus demselben Halbleiter bestehende selbstschwingende Mischstufe gebildet ist, und mit einer dem Halbleiter-Oszillator zugeordneten Modulationseinrichtung zur Modulation der Oszillatorfrequenz, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulalionseinrichtiing aus einer Vorrichtung (52, 58) besteht, welche die vom Halbleiter-Oszillator (12) »gesehene« HF-Impedanz moduliert

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationseinrichtung aus einer in einem Hohlraumresonator (16) angeordneten Varaktordiode (52) besteht, deren Vorspannung entsprechend der Modulation verändert wird.

3. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationseinrichtung aus einem YIG-Resonator (58) besteht, der in einem Hohlraumresonator (16) angeordnet und einer Einrichtung (60) zum Modulieren des magnetischen Flusses zugeordnet ist, um die Resonanzfrequenz des YIG-Resonators (58) zu modulieren und daß dieser YIG-Resonator hinsichtlich des einzigen Halbleiter-Oszillators (12) so angeordnet bzw. gestaltet ist, daß die Modulation der Resonanzfrequenz effektiv zu einer Modulation der HF-Impedanz führt, die von dem einzigen Halbleiter-Oszillator (12) »gesehen« wird.

4. Radargerät nach einem der vorangegangenen Ansprüche, insbesondere zur Entfernungsmessung durch Phasenvergleich zwischen den auf zwei Sendefrequenzen beruhenden Dopplersignalen, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationseinrichtung zum Modulieren der Oszillatorfrequenz des einzigen Halbleiter-Oszillators (12) die Oszillatorfrequenz von einer ersten Frequenz nach einer zweiien Frequenz in einer periodischen, steilen oder abrupten Folge verschiebt, derart, daß eine im wesentlichen rechteckförmige Wellenform des Modulationssignals entsteht.