DE2058080C1 - Funkuebertragungsverfahren zur verschleierten UEbertragung binaer codierter Daten - Google Patents

Description

Gegenstand der Erfindung ist ein Funkübertragungsverfahren zur verschleierten Übertragung binär codierter Daten mittels Phasenumtastmodulation, bei der jedes Datenbit in eine Anzahl Breitbandbit umcodiert wird, deren Schrittdauer um den Anzahlfaktor verklei

nert ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, einem Abhörempfänger zu erschweren, die übertragenen elektrischen Signale und Trägerschwingungen nachzuweisen. Darüber hinaus soll das Verfahren gewährleisten, daß auch nach einer Detektion der übertragenen Funksignale ihr Nachrichteninhalt abhörsicher verschlüsselt bleibt.

Eine bekannte Lösung dieser Aufgabe ist eine räumlich extrem starke Bündelung der Aussendungen, to Diese Lösung kommt aber nur für die sehr seltenen Anwendungsfälle in Betracht, bei denen am Sendeort die räumliche Position des Empfängers und am Empfangsort die räumliche Position des Senders bekannt sind. Eine ebenfalls bekannte Lösung, die diese Beschränkungen nicht aufweist, ist die, daß auf der Sendeseite das auszusendende Signal sehr breitbandig moduliert wird und daß auf der Empfangsseite das unter dem natürlichen Rauschen versteckte Signal z. B. mit Hilfe von Korrelationsmethoden detektiert wird. Dabei wird von einer Aussage der Informationstheorie Gebrauch gemacht, die besagt, daß bei konstanter Übertragungsdauer Leistung und Bandbreite austauschbar sind. Die Wirksamkeit der geschilderten Maßnahme ist natürlich beschränkt. Ein nicht autorisierter Abhörempfänger verbessert das Signal/Rauschverhältnis bezüglich des aufzuspürenden Signals in dem Maße, wie er sich dem Sender nähert (jeweils 6 dB für eine Halbierung der Entfernung) und seinen Antennengewinn im Vergleich zu dem des autorisierten Empfängers vergrößert. Es ist demnach erforderlich, die Sendeleistung auf dem niedrigstmöglichen Wert zu halten. Zu diesem Zweck verwendet der Empfänger, wenn Duplex-Betrieb möglich ist, einen Teil der Übertragungskapazität des Rückkanals dazu, dem Sender das Signal/Rauschverhältnis am Empfangsort zurückzumelden. Außerdem kann die Sendeleistung dadurch niedrig gehalten werden, daß nach Herstellung der Funkverbindung mit schwach bündelnden Antennen auf einen Betrieb mit stark bündelnden Antennen übergegangen wird, deren Ausrichtung nachgeregelt wird.

Mit Hilfe eines binären Modulationssignals — im folgenden Breitbandträger genannt — kann jedes Datenbit in π Breitbandbit umcodiert werden, deren Schrittdauer um den Faktor η verkleinert ist gegenüber der Schrittdauer der Datenbit. Die Bandbreite vergrößert sich damit um den Faktor n. Bei konstantem Sendepegel würde ein derart moduliertes Signal mit einem um den Faktor π verminderten Signal/Rauschabstand empfangen. Ist beispielsweise ein Signal/Rauschabstand von ca. 13 dB erforderlich, um mit Amplitudentastung eine Datenfehlerwahrscheinlichkeit von 10~⁵ zu erreichen, dann läßt sich im Grenzfall bei zusätzlicher Breitbandmodulation mit η = 100 Bit die gleiche Datenfehlerwahrscheinlichkeit schon bei einem Signal/ Rauschabstand von —7 dB erreichen. Die Hauptschwierigkeit ist die Wiedergewinnung der über einen großen Spektralbereich verteilten Signalenergie im Empfänger. Ein bekanntes Verfahren geht folgendermaßen vor: Auf der Sendeseite werden die beiden binären Signalzustände (logisch EINS und NULL) mit zueinander inversen Breitbandträgern moduliert. Auf der Empfängerseite wird das Signal nach geeigneter Frequenzumsetzung und Einhüllenden-Gleichrichtung einer Integrierschaltung zugeführt. Dabei werden Signalanteile, die einer f>5 Breitbandträger-EINS entsprechen, mit +1 und solche, die einer Breitbandträger-NULL entsprechen, mit — 1 bewertet. Die Integrationszeit ist die Dauer eines Datenbits. Nach abgeschlossener Integration wird das

Ergebnis daraufhin geprüft, ob es einen Schwellwert über- oder unterschreitet und je nachdem eine Daten-EINS oder -NULL detektiert. Bei der Integration wachsen die Rauschanteile mit /Hund die Signalanteile proportional zur Zahl η der integrierten Breitbandbit, so daß sich das Signal/Rauschverhältnis nicht um den Faktor η verbessert, wie es näherungsweise möglich sein müßte, sondern nur um einen ]fn proportionalen Faktor. Auf der Sendeseite ist daher eine Sendeleistung erforderlich, die gegenüber unverschleierter Übertragung um den Faktor {n größer ist. Um diesen Faktor wird der erreichbare Verschleierungsgrad vermindert.

Es ist ebenfalls bekannt, die Autokorrelationsfunktion zwischen empfangenem Signal und dem im Empfänger erzeugten Breitbandträger auf der hochfrequenten Seite zu bilden. Dazu muß die Phase der hochfrequenten Schwingung im Empfänger bekannt sein; entweder wird eine Referenzschwingung mitübertragen oder der Empfänger leitet sich diese aus dem empfangenen Signal mit Hilfe einer Phasen-Regelschleife ab. Dies ist selbst dann möglich, wenn das Sendespektrum keine diskrete Spektrallinie enthält, wie z. B. im Falle der 2-Phasenumtastung. Es ist bekannt, in diesem Fall das empfangene Signal zu quadrieren und damit eine kohärente Trägerschwingung zu erzeugen, an die eine Phasenregelschleife angebunden werden kann.

Bei der kohärenten Demodulation kann zwar die empfangene Signalenergie im Empfänger voll ausgenutzt werden und demzufolge ein um den Faktor η verminderter Signal/Rauschabstand eingehalten werden. Nachteilig ist jedoch die Notwendigkeit einer kohärenten Referenzschwingung im Empfänger. Gleichgültig, ob diese übertragen oder aus dem empfangenen Signal abgeleitet wird, kann ein nicht autorisierter Empfänger diese Referenzschwingung ebenfalls nachweisen und damit eine verschleiert stattfindende Funkübertragung entdecken, vorausgesetzt, die Übertragungsfrequenz und das verwendete Modulationsverfahren sind ihm bekannt.

Die Erfindung vermeidet die oben geschilderten Beschränkungen und Schwierigkeiten dadurch, daß das breitbandmodulierte Signal mit einer von Datenbit zu Datenbit regellos variierten Anfangsphase ausgesendet wird und im Empfänger dem HF-Empfangssignal ein dem Breitbandträger entsprechendes Signal zugemischt und der als Mischprodukt entstehende, während der Dauer eines Datenbits kohärente Impuls in einem aktiven oder passiven linearen Netzwerk weiterverarbeitet wird.

Bei dem Verfahren nach der Erfindung wird einem autorisierten Empfänger die Ableitung einer kohärenten Schwingung unmöglich gemacht.

Es ist zwar bekannt, eine Kreuzkorrelationsfunktion zweier Zeitfunktionen durch ein lineares Netzwerk bilden zu lassen, dessen Übertragungsfunktion bis auf eine Konstante gleich dem konjugiert komplexen Amplitudenspektrum einer der beiden Zeitfunktionen ist. Bei der Detektion von verrauschten Signalen wird die Übertragungsfunktion des linearen Empfangsnetzwerks nach Maßgabe der Sendefunktion gewählt, bo während die Eingangsfunktion das empfangene Signal plus Rauschen ist. Das Sendesignal besteht im vorliegenden Fall aus einer Folge von η Elementarsignalen, z. B. aus einer Folge von Impulsen, deren Phase nach einem bestimmten Schema zwischen 0 und 180° «>·> wechselt oder bei Amplitudentastung aus einer Folge von Impulsen und Pausen. Das Sendespektrum besteht also aus einer Faltung der Spektren von Elementarsignal und Breitbandträgersignal (Folge von ±1-Schritten bzw. 1,0-Schritten). Der dem Breitbandträgersignal entsprechende Anteil des Sendespektrums läßt sich als Übertragungsfunktion jedoch schlecht realisieren. Diese Übertragungsfunktion würde nämlich im wesentlichen aus η Allpässen oder Verzögerungsgliedern bestehen, deren Verzögerungszeit sehr genau stimmen muß, da sonst die hochfrequente Aufsummierung nicht phasenrichtig erfolgen kann.

Durch die erfindungsgemäße Maßnahme wird ein kohärenter Impuls von der Dauer eines Datenbits erzeugt, der dann in dem linearen, diesem Impuls angepaßten Netzwerk aus dem Rauschen herausgehoben wird. Das neue Verfahren bietet somit nahezu alle Vorteile einer kohärenten Signalverarbeitung im Empfänger, ohne die Nachteile einer echt kohärenten Übertragung zu besitzen, die eine Verschleierung praktisch unmöglich macht.

Die Einzelheiten des Verfahrens ergeben sich aus einem nachfolgend anhand der Zeichnung erläuterten Ausführungsbeispiel. Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild des Senders,

F i g. 2 das Blockschaltbild des Empfängers,

F i g. 3 den zeitlichen Verlauf des Empfangssignals an verschiedenen Stellen des Empfängers,

Fig.4 die zugehörigen spektralen Leistungsdichtefunktionen.

Auf die Rückmeldung und sendeseitige Regelung des Signal/Rauschabstandes wird in diesem Ausführungsbeispiel nicht eingegangen, da das diesbezügliche Verfahren bekannt ist. Ebenso wird ein Ausführungsbeispiel für die Fang- und Regelschaltung als bekannt vorausgesetzt. Diese Schaltung hat die Aufgabe, zu Beginn der Übertragung die Phase des empfangsseitig erzeugten Taktsignals so lange zu verschieben, bis aufgrund eines Amplitudenvergleichs festgestellt wird, daß der empfangsseitig erzeugte Breitbandträger in Phase ist mit dem Breibandträger des empfangenen Signals. Während des laufenden Übertragungsbetriebes regelt die Fang- und Regelschaltung Abweichungen vom Synchronismus aus.

Bei dem gewählten Ausführungsbeispiel werden die beiden Datenbitzustände durch zwei voneinander verschiedene Breibandträger voneinander unterschieden. Eine Unterscheidung ist aber auch dadurch möglich, daß die beiden Datenbitzustände auf zwei verschiedenen Frequenzen, aber mit dem gleichen Breitbandträger übertragen werden oder daß einer der beiden Datenbitzustände durch eine Sendepause gekennzeichnet wird.

Die Dauer eines Datenbits wird mit 7} bezeichnet, das entsprechende Taktsignal mit Pj. Die entsprechenden Bezeichnungen für die Breitbandbits sind Tb und Pb (im Sender und Tb* und Pb* im Empfänger). Die beiden Breitbandträger werden mit fe\ und fei bezeichnet; darunter sind jedoch nicht etwa geträgerte Signale zu verstehen, sondern die Codes, nach denen die Phasenumtastung vorgenommen wird. Um eine übersichtliche Darstellung zu geben, wurde die Zahl der Breitbandbits pro Datenbit in F i g. 3 mit η = 5 angenommen; um in praktischen Anwendungen einen hinreichenden Verschleierungsgrad zu erreichen, wird zweckmäßigerweise für η ein Wert von mindestens 100 gewählt.

Der Sender enthält einen Taktgenerator 15, der einerseits den Schrittakt Pb für den Breitbandträger-Generator 17 liefert und andererseits den Datenschrittakt Pi für die Datenquelle 14. Dieser Takt wird auch dem

Phasenschieber 11 zugeführt. An den beiden Ausgängen des Breitbandträger-Generators 17 erscheinen periodisch die Breitbandträger fßi und fß2- Diese können Ausgangssignale von rückgekoppelten Schieberegistern maximaler Länge sein. Die beiden Breitbandträger fe\ und fßi sind zueinander orthogonal, d. h., fet und fsi als Vektoren mit den Komponenten +1 oder —1 dargestellt, haben das Skalarprodukt 0. Über einen elektronischen Schalter 16 wird je einer der beiden Breitbandträger an den Breitbandmodulator 12 gelegt, wobei der Schalter durch die zu übertragenden Datenbits am Ausgang der Datenquelle 14 gesteuert wird. Zum Beispiel schaltet eine Daten-EINS den Breitbandträger fe\ und eine Daten-NULL den Breitbandträger /b2 durch. Der Breitbandmodulator 12 wird von einem Phasenschieber 11 aus mit einem Trägersignal angesteuert, das innerhalb der Dauer 7} eines Datenbits kohärent ist. Dieses Trägersignal wird im Breitbandmodulator nach Maßgabe des Breitband trägers fß\ bzw. /ß2 in der Phase zwischen 0 und 180° umgetastet. Der Breitbandmodulator kann z. B. ein Ringmodulator sein. Das Signal am Ausgang des Modulators entspricht dem in Fig.3a dargestellten, wobei U die Signalspannung bedeutet. Dieses Signal wird in einem Leistungsverstärker 13 verstärkt und über die Sendeantenne abgestrahlt. Dabei wird stillschweigend vorausgesetzt, daß der Verstärker 13 geregelt wird. Der zwischen Frequenzaufbereitung 10 und Breitbandmodulator 12 geschaltete Phasenschieber 11 hat die Aufgabe, die im Sinne des Verfahrens notwendige Inkohärenz der Trägerschwingung von Datenbit zu Datenbit herzustellen. Der Phasenschieber 11 wird dazu mit dem Schrittakt Pj gesteuert. In der praktischen Ausführung eines Senders kann die Frequenzaufbereitungsschaltung aus einer Phasenregelschleife zur Erzeugung eines quarzstabilen Signals mit nachgeschaltetem Frequenzvervielfacher bestehen. Dann ist die Inkohärenz dadurch leicht herzustellen, daß diese Phasenregelschleife durch den Taktimpuls Pj kurz unterbrochen wird. Der Phasenschieber 11 kann auch so realisiert werden, daß der Übertragungswinkel eines linearen Vierpols mit Hilfe von z. B. einer Kapazitätsdiode eingestellt wird, deren Vorspannung zu den Taktzeitpunkten von Pj nach Maßgabe der Ausgangsspannung eines Rauschgenerators geändert wird.

Im Empfänger wird das über die Antenne empfangene Signal im HF-Eingangsteil 20 auf eine geeignete Zwischenfrequenz heruntergemischt. Das zwischenfrequente Signal wird in einem ZF-Verstärker 21 selektiv verstärkt; es hat an (a) einen Zeitverlauf, wie in F i g. 3a dargestellt. Das dazugehörige Leistungsspektrum S_s\ (ω) sowie das Rauschleistungsspektrum S_n\ (ω) zeigt Fig.4a. Das Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 21 wird zwei Breitbanddemodulatoren 22 und 26 zugeführt, die in ihrer Wirkungsweise dem Breitbandmodulator 12 des Senders entsprechen. Für die weiteren Betrachtungen soll vorausgesetzt werden, daß die Fang- und Regelschaltung 29 den Taktgenerator 210 so gesteuert hat, daß über das Taktsignal Pb die vom Breitbandgenerator 25 erzeugten Breitbandträger fs\ bzw. fei synchron mit dem jeweils empfangenen Breitbandträger sind. Die Breitbanddemodulatoren 22 bzw. 26 invertieren die Phasen-Modulation des empfangenen Signals. Wird z. B. gerade ein Breitbandträgersignal h\ empfangen, dann erscheint am Ausgang (b) des Demodulators 22 ein kohärenter Impuls der Dauer 7} (vgl. F i g. 3b), während aufgrund der Orthogonalität von fax und ϊβί am Ausgang des Breitbanddemodulators 26 nur Rauschen erscheint. Die spektrale Leistungsdichte dieses Rauschens S_ni (ω) wird durch den Dekommutierungsvorgang nicht beeinflußt (Fig.4b), während die spektrale Leistungsdichte S_{5 2} (ω) bereits verbessert wird. Die Ausgangssignale der beiden Breitbanddemodulatoren werden zwei gleichen Impulsfiltern 23 und 27 zugeführt, die als aktive oder passive lineare Netzwerke ausgebildet sein können. Die Übertragungscharakteristik dieser Filter ist angepaßt an Rechteckimpulse der ίο Dauer 7) mit einer der Zwischenfrequenz entsprechenden Trägerfrequenz; die Einhüllende der Rechteckantwort dieser Filter ist demnach im Idelafall dreieckförmig mit jeweils Tj als Anstiegs- und Abfallzeit. Demnach wird, wenn das Breitbandträgersignal fei empfangen wurde, das Ausgangssignal des Impulsfilters 23 an (c) den in F i g. 3c skizzierten Verlauf haben. Das Maximum dieses Ausgangssignals tritt am Ende des empfangenen Breitbandträgersignals auf; zu diesem Zeitpunkt ist das Signal/Rauschverhältnis um den Faktor η höher als am Filtereingang. Das entsprechende Signalleistungsspektrum S_S3 (ω) und das Rauschleistungsspektrum 5„₃ (ω) zeigt F i g. 4c. Am Ausgang des Impulsfilters 27 würde lediglich Rauschen mit der in Fig.4c dargestellten | spektralen Leistungsdichte S_n 3 (ω) erscheinen. Die Ausgangssignale der Impulsfilter 23 und 27 werden in Einhüllenden-Gleichrichtern 24 bzw. 28 gleichgerichtet. Wie Untersuchungen gezeigt haben, besteht bei einem Signal-Rauschabstand von größer als 1OdB nur ein vernachlässigbar kleiner Unterschied in den Ergebnissen von kohärenter und Einhüllenden-Gleichrichtung. Die Ausgangssignale der Gleichrichterschaltungen 24 und 28 werden in einem Differenzverstärker 211 voneinander subtrahiert. Dessen Ausgangssignal wird einer Schwellwertschaltung 212 zugeführt; diese gibt ein dem Breitbandträger fß\ entsprechendes Datenbit ab, wenn die am Eingang liegende Spannung positiv ist und ein dem Breitband träger fm entsprechendes Datenbit, wenn die am Eingang liegende Spannung negativ ist. Die Datenbits werden jeweils zum Zeitpunkt der Datentaktimpulse Pj in die Datensenke 213 übernommen.

Auf der Sendeseite könnten auch mehrere Datenbits statt nur jeweils eines einzigen breitbandig codiert werden. In diesem Fall ergibt sich ein Codierungsge- t winn, der es erlaubt, das Signal/Rauschverhältnis weiter " zu vermindern als um den Faktor π (Breitbandbit pro Datenbit). Für eine solche Codierung eignen sich orthogonale Codes. So sind z. B. Codierungsvorschriften bekannt, nach denen jeweils k Datenbit in Codewörter von 2* — 1 Bit umcodiert werden. Die zur Durchführung dieses Verfahrens auf der Sendeseite erforderliche Anordnung besteht in einem dem Breitbandgenerator 17 entsprechenden Codegenerator, der 2* Codewörter parallel abgeben kann. Durch Datenbitgruppen zu je k Bit werden über einen elektronischen Schalter die jeweils zugehörigen Codewörter an den Breitbandmodulator durchgeschaltet. Auf der Empfangsseite sind 2^k Demodulationsschaltungen, bestehend aus Breitbanddemodulator, Impulsfilter und Gleichrichter, erforderlich, wobei je eine Schaltung für jedes der 2^k Codewörter angepaßt ist. Anstelle des Differenzgleichrichters 211 und der Schwellwertschaltung 212 ist eine Schaltung erforderlich, die feststellt, an welchem Demodulatorausgang maximale Signalspannung abgegeben wird. Das zugehörige Codewort wird als gesendet angenommen.

Es ist nicht ohne weiteres möglich, durch Breitbandcodierung einen beliebig hohen Verschleierungsgrad zu

erreichen. Die kürzeste Dauer eines Breitbandbits ist wegen des infolge Mehrwegeausbreitung immer vorhandenen Interferenzschwundes auf wenige 100 ns begrenzt. Eine Verteilung der Signalenergie auf eine größere Bandbreite ist dann z. B. durch Anwendung der beim Frequenzsprungverfahren verwendeten Prinzipien möglich. Dies ist insbesondere hinsichtlich des Aufwandes sinnvoll, wenn ein System vorliegt, das wahlweisen, verschleierten und störungsempfindlichen Betrieb je nach taktischer Situation gestattet, wobei Untersysteme für beide Betriebsarten gemeinsam verwendet werden. Findet nun zusätzlich zu der

Breitbandcodierung noch ein ständiger Wechsel der Übertragungsfrequenz statt, dann verteilt sich die Signalenergie im Zeitmittel auf ein breiteres Frequenzband; der mittlere Verschleierungsgrad wird demnach um einen Faktor größer, der gleich der Zahl der verwendeten Übertragungsfrequenzen ist. Die Folge der verwendeten Übertragungsfrequenzen braucht nicht geheimgehalten zu werden. Es genügt daher, wenn nach Einleitung der Übertragung auf einer festen, vereinbarten Frequenz die Übertragungsfrequenzen nach einem zwischen Sender und Empfänger vorher vereinbarten Schema gewechselt werden.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

709 651/113

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Funkübertragungsverfahren zur verschleierten Übertragung binär codierter Daten mittels Phasenumtastmodulation, bei der jedes Datenbit in eine Anzahl Breitbandbit umcodiert wird, deren Schrittdauer um den Anzahl-Faktor verkleinert ist, dadurch gekennzeichnet, daß das breitbandmodulierte Signal mit einer von Datenbit zu Datenbit regellos variierten Anfangsphase ausgesendet wird und im Empfänger dem HF-Empfangssignal ein dem Breitbandträger entsprechendes Signal zugemischt und der als Mischprodukt entstehende, während der Dauer eines Datenbits kohärente Impuls in einem aktiven oder passiven linearen Netzwerk weiterverarbeitet wird.

2. Funkübertragungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß nach Einleitung des Übertragungsbetriebes auf einer zwischen Sender und Empfänger vorher vereinbarten Frequenz der Sender eine spezielle Bitfolge (Dienstzeichen) anstelle von Datenbits aussendet und sich der Sender nach der Aussendung und der Empfänger nach dem Empfang des Dienstzeichens im Takt der Datenbitfolge auf eine jeweils neue Übertragungsfrequenz abstimmen, wobei die Folge der Übertragungsfrequenzen nach einem nur Sender und Empfänger bekannten Schema ausgewählt wird.

3. Funkübertragungsverfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß den beiden Datenzuständen zwei Übertragungsfrequenzen zugeordnet werden, auf denen jeweils der gleiche Breitbandträger in Form von Phasenumtastmodulation ausgesendet wird (Frequenzumtastmodulation).

4. Funkübertragungsverfahren nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß einer der beiden Datenzustände durch eine Sendepause markiert wird (Amplitudentastung).

5. Sender zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß der Breitbandmodulator (12) einerseits an einen von einem Taktgeber (15) angesteuerten Phasenschieber (11) und andererseits über einen von der Datenquelle (14) gesteuerten elektronischen Schalter (16) an den Breitbandgenerator (17) angeschlossen ist.

6. Empfänger zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß zwei parallelgeschaltete Breitbanddemodulatoren (22, 26) vorgesehen sind, deren Demodulationsausgänge je über ein Impulsfilter (23, 27) und einen Einhüllendendetektor (24,28) an einen Differenzverstärker (211) mit nachfolgender Schwellwertstufe (212) angeschlossen sind.

7. Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Breitbandgenerator (25) von einem Taktgeber (210) gesteuert ist, der seinerseits mit einer Regelstufe (29) rückgekoppelt ist.