DE2055939A1 - Extremwert Detektorschaltung - Google Patents

Description

IBM Deutschland Internationale Büro-Maschinen Gesellschaft mbH

Anmelderin:

Amtliches Aktenzeichens Aktenzeichen der Anmelderin:

Böblingen, 28. Oktober 1970 gg-rz

International Business Machines Corporation, Armonk, N.Y. 10504

Neuanmeldung

Docket EN 969 030; EN 969 031

Extremwert-Detektorschaltung

Die Erfindung betrifft eine Extremwert-Detektorschaltung zur Bestimmung des einen Extremwert aufweisenden Signals aus einer Reihe von Signalen.

Anlagen zur Verarbeitung analoger Signale erfordern in manchen Fällen Einrichtungen, die aus einer Reihe von Signalen das kleinste oder das größte Signal ermitteln und diese Information zur weiteren Verarbeitung weiterleiten. Beispielsweise erfordern Anlagen zur Zeichenerkennung derartige Einrichtungen. Es ist eine große Anzahl von Schaltungen bekannt, die eine derartige Wirkungsweise aufweisen. Bei einer Reihe dieser bekannten, jeweils das größte Signal Identifizierenden Schaltungen zählen jedoch Vorkehrungen zur Übertragung eben dieses Signals zum Zwecke der Weiterverarbeitung. Andere Schaltungen dieser Art sondern zwar das größte Signal aus, aber sie sind nicht in der Lage, den Ursprung dieses Signals festzustellen. Eine weitere Gruppe dieser Schaltungen zeigt Fehlerquellen in Form einer unsicheren Identifizierung der Extremwerte, wenn sich das größte und das nächstgrößte Signal nicht um einen wesentlichen Faktor unterscheiden. Daraus folgt, daß die Schaltungen eine hohe Empfindlichkeit aufweisen müssen um nur geringfügig voneinander abweichende Signale voneinander zu unterscheiden. Hohe Empfindlichkeit bedeutet, daß die Gefahr der überlastung besteht. Eine überlastung erfordert aber die Einhaltung einer

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gewissen Erholungszeit, so daß die Arbeitsgeschwindigkeit der Anordnung begrenzt ist.

Der Erfindung ist die Aufgabe zugrunde gelegt, eine verbesserte Extremwert-Detektorschaltung anzugeben, die bezüglich des Auflösungsvermögens, der Arbeitsgeschwindigkeit und der Anzahl der klassizifierbaren Eingangssignale gegenüber bekannten Schaltungen wesentlich verbessert ist und die sowohl ein digitales Signal zur Kennzeichnung der Quelle des den Extremwert aufweifc senden Eingangssignals als auch ein dem Eingangssignal seblst entsprechendes analoges Signal liefert.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß jedes Signal an den Eingang eines zugeordneten Differentialverstärkers angelegt ist, daß die Ausgänge sämtlicher Differentialverstärker an eine gemeinsame Last angeschlossen sind, daß zwischen der Last und den anderen, invertierenden Eingängen der Differentialverstärker jeweils ein Gegenkopplungszweig eingeschaltet ist, der lediglich den mit dem Extremwert beaufschlagten Different!alVerstärker in einem bestimmten Betriebszustand hält, und daß an jeden Differentialverstärker eine Abfühlschaltung zur Feststellung und Signalisierung dieses Betriebszustandes " angeschlossen ist.

Vorteilhafte Ausführungsbeispiele ergeben sich dadurch, daß auf einen Betriebszustand im linearen Bereich ansprechende und damit den mit dem Extremwert beaufschlagten Differentialverstärker ermittelnde Abfühlschaltungen vorgesehen sind, oder daß auf einen Betriebszustand im nicht linearen Bereich ansprechende und damit die nicht mit dem Extremwert beaufschlagten Differentialverstärker ermittelnde Abfühlschaltungen vorgesehen sind. Eine weitere vorteilhafte Abwandlung besteht darin, daß die Ausgänge der Differentialverstärker jeweils über eine Impedanz mit der gemeinsamen Last verbunden sind und daß an jede Impedanz eine auf die Polarität der daranliegenden Spannung ansprechende Abfühlschaltung angeschlossen ist. Zur Vermeidung einer Überlastung

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ist es vorteilhaft, wenn zwischen Ausgang und mit dem Gegenkopplungszweig verbundenem invertierendem Eingang des Differentialverstärkers eine die Spannungsdifferenz zwischen beiden dann begrenzender Spannungsbegrenzer eingeschaltet ist, wenn die Spannung am Ausgang geringer als am Eingang des Differential Verstärkers ist.

Weitere Einzelheiten und Vorteile ergeben sich aus der nachstehenden Beschreibung der in der Zeichnung dargestellten erfind ungs geraäßen Ausführungsbeispiele. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels,

Fig. 2 das Schaltbild eines vergleichenden Verstärkers zur Bestimmung eines Minimalwertes in einer Anordnung gemäß Fig. 1,

Fig. 3 das Schaltbild eines vergleichenden Verstärkers zur Bestimmung eines Maximalwertes in einer Anordnung gemäß Fig. 1,

Fig. 4 eine Abwandlung der Schaltung gemäß Fig. 3,

Fig. 5 das Schaltbild eines vergleichenden Verstärkers zur Bestimmung von Minimal- und Maximalwerten in einer Anordnung gemäß Fig. 1,

Fig. 6 das Blockschaltbild eines weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels,

Fig. 7 das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels und

Fig. 8 das Schaltbild eines vergleichenden Verstärkers zur Verwendung innerhalb eines Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 7.

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Beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 werden die zu verarbeitenden Analogsignale V bis V an die nicht invertieren-

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den Eingänge B, bis B der Verstärker A₁ bis A angelegt. Jeder in in

der nicht invertierenden Eingänge B bis B liegt an einem jejeweils aus einem Widerstandspaar C bis C und D bis D gebildeten Spannungsteiler, über den das jeweilige Eingangssignal an Massepotential geführt wird. Die verstärkten Ausgangssignale erscheinen an den Ausgängen E bis E der Verstärker. Jeweils ein Widerstandspaar F, bis F und G, bis G bildet zwischen

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dem zugeordneten Ausgang E. bis E und dem zugeordneten invertierenden Eingang H. bis H einen Gegenkopplungszweig zur Stabilisierung der Verstärker.

Sämtliche Ausgänge E bis E sind an eine gemeinsame Last L geführt, die ihrerseits an eine Bezugsspannung gelegt wird.

Sieht man zunächst davon ab, daß sämtliche Ausgänge miteinander verbunden sind, so würde jeder Verstärker an seinem Ausgang E ein Ausgangssignal liefern, das dem verstärkten, am Eingang B zugeführten Eingangssignal entspricht. Jeder Verstärker weist eine Verstärkung auf, die sich in üblicher Weise aus dem Verhältnis der beiden Widerstände F und G ergibt. Ist die Verstärkung für beide Eingänge B und H gleich groß aber umgekehrt im Vorzeichen, so besteht die Tendenz, den Verstärker in einen Arbeitspunkt zu ziehen, bei dem die Signale an beiden Eingängen B und H gleich groß sind. Erhöht sich das Signal am nicht invertierenden Eingang B, so ergibt sich am Ausgang E eine Erhöhung des Ausgangssignals, das ausreicht, das Signal am invertierenden Eingang H um einen der Zunahme des Signals am Eingang B entsprechend. Sollte sich aus irgendeinem Grunde, beispielsweise infolge einer Laständerung, das Ausgangssignal am Ausgang E erhöhen, so bewirkt die daraus resultierende Erhöhung des Signals am invertierenden Eingang H eine Reduzierung des Ausgangssignals, bis wiederum beide Eingangssignale ausgeglichen sind. Diese Beziehungen zwischen den Eingangssignalen und dem Ausgangssignal des Verstärkers gelten nur, wenn keine gemeinsame Verbindung der Ausgänge besteht. Da bei der Anordnung gemäß Fig. 1 die

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Ausgänge sämtlicher Verstärker miteinander verbunden sind, ergibt sich In Wirklichkeit eine andere Wirkungsweise.

Durch das Zusammenlegen sämtlicher Ausgänge wird erreicht, daß an der gemeinsamen Last L ein dem größten der Signale V bis V entsprechendes Signal ansteht. Von der gemeinsamen Last führt zu jedem invertierenden Eingang H. bis H ein Gegenkopplungszweig. Der Verstärker, an dessen Eingang B das größte Eingangssignal anliegt, wird dann im linearen Betriebsbereich betrieben. Alle anderen Verstärker werden jedoch in ihrer Betriebsweise wesentlich beeinflußt und im nicht linearen Betriebsbereich betrieben. Dies ist eine Folge davon, daß das über jeden Gegenkopplungszweig rückgeführte Ausgangssignal höher ist als das echte Ausgangssignal des jeweiligen Verstärkers. Wenn dieser Zusammenhang zwischen dem rückgeführten Ausgangssignal und dem Eingangssignal am nicht invertierenden Eingang besteht, hat die Gegenkopplung die Wirkung, daß zwischen dem invertierenden und dem nicht invertierenden Eingang ein unausgeglichener Zustand herrscht und die entsprechenden Verstärker in den nicht linearen Betriebsbereich gebracht werden. Dies gilt nur nicht für den Verstärker, an dessen Eingang das größte Eingangssignal angelegt wird.

In jedem der Verstärker A. bis A ist eine Abfühlschaltung vor-

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gesehen, die den linearen oder nicht linearen Betriebszustand des zugeordneten Verstärkers abfühlt und auf zugeordneten Leitungen I. bis I entsprechende digitale Ausgangssignale abgibt. Einzelheiten einer derartigen Abfühlschaltung sind der Fig. 2 zu entnehmen, die den Schaltungsaufbau eines der Verstärker A bis A_n mit der zugehörigen Abfühlschaltung wiedergibt. Die betrachtete Schaltung dient der Ermittlung des den Minimalwert aufweisenden Signals der den Eingängen B in der Anordnung gemäß Fig. 1 zugeführten Eingangssignale. Die 8chaltung besteht aus einem konventionellen Differentialverstärker mit den Transistoren Q. bis Q₇. Die Basen der Transistoren Q. und Q_ sind mit dem invertierenden Eingang H bzw. dem nicht invertierenden Eingang B

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verbunden. Die Transistorpaare Q., Q_ und Q , Q bilden jeweils eine Verstärkerhälfte des Differentialverstärkers. Transistor Q_ bildet die Stromquelle des Verstärkers. Die Transistoren Q, und Q_ reduzieren die den Transistorpaaren Q., Q- und Q-, Q. zur Verfügung stehende Kollektorspannung, um unterhalb der Durchbruchsspannung zu bleiben und um die Eingangskapazitäten zu vermindern. Das Ausgangssignal wird an einem Widerstand 10 abgenommen und der Basis eines Transistors Q₀ zugeführt, in

dessen Kollektorkreis ein Lastwiderstand 16 angeordnet ist.

Der Transistor Q_ hat eine zweifache Funktion. Die Basis des Transistors ist mit dem Widerstand 16 verbunden. Liegt das Signal am Widerstand 16 innerhalb des linearen Betriebsbereiches des Verstärkers, so zieht Transistor Q_g über den Kollektorwiderstand 20 und den Emitterwiderstand 21 einen Strom. Das Signal am Emitterwiderstand 20 wird dem analogen Ausgang E zugeführt. Dieses Signal ist mit dem am Eingang B zugeführten Signal in Phase. Das Signal am Kollektorwiderstand 21 wird der Basis des Transistors Q₁₀ zugeführt, so daß an dem am Verbindungspunkt der beiden geteilten Kollektorwiderstände 22 und 23 liegenden Ausgang I ein digitales Ausgangssignal erzeugt wird.

Wird der Verstärker im linearen Bereich betrieben und befindet sich dadurch Transistor Q- im leitenden Zustand, steuert die am Widerstand 21 abfallende Spannung den Transistor Q-_o ebenfalls in den leitenden Zustand. Der daraus resultierende Spannungsabfall an den Widerständen 22 und 23 ergibt das diesem Betrieb zugeordnete Signal. Der Wert des Widerstandes 21 ist so gewählt, daß der Transistor Q _ bereits im untersten Punkt des linearen Betriebsbereiches in Sättigung geht. Das Ausgangssignal am Ausgang I kann also zwei Werte einnehmen und deshalb als digitales Signal bezeichnet werden.

Bei der Feststellung eines Minimalwertes ist es erforderlich, den Verstärker zu ermitteln, der am Ausgang E die geringste positive Spannung aufweist. Da sämtliche Ausgänge E zusammen-

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geschaltet sind, bestimmt der Verstärker mit der niedrigsten Ausgangsspannung das Signal am Ausgang E. Bei sämtlichen anderen Verstärkern ist das im Eingang H zugeführte Gegenkopplungssignal kleiner als das Signal am Eingang B, Da die Verstärker eine hohe LeerlaufVerstärkung aufweisen, bewirkt das Gegenkopplungssignal, daß sämtliche Verstärker, mit Ausnahme des das niedrigste Eingangssignal führenden Verstärkers, in den nicht linearen Bereich steuert. Da das Signal am Eingang B größer als das Signal am Eingang H ist, tritt an Widerstand 10 ein hoher Spannungsabfall auf. Dadurch wird Transistor Q_Q stark leitend, so daß Transistor Q_g gesperrt wird. Auch bei gesperrtem Transistör Q- steigt die Ausgangsspannung am gemeinsamen Ausgang E nicht über den Wert, der vom Ausgang des Verstärkers bestimmt wird, an dessen Eingang B das niedrigste Signal anliegt.

Bei gesperrtem Transistor Q_g fällt über Widerstand 21 keine Spannung ab, so daß auch Transistor Q₁₀ gesperrt ist. Die Ausgangsspannung am Ausgang I steigt dadurch auf den Wert der Versorgungsspannung an und liefert dadurch das den nicht linearen Betriebsbereich kennzeichnende digitale Signal.

Einzelne Komponenten der Schaltung werden nicht eingehend erläutert, da ihre Funktion hinreichend bekannt ist. Die Widerstände 1 und 2 bestimmen die Basisvorspannung für die Transistoren Q₆ und Q_. Die Dioden 3 und 4 dienen der Temperaturkompensation. Die Widerstände 5 und 6 stellen Emitterwiderstände für die Transistoren Q. und Q₂ dar. Die Diode 7 liefert wiederum die Tempteraturkompensation. Die Widerstände 8 und 9 liefern die Basisvorspannung des Transistors Q₅. Die Kapazität 17 und der Widerstand 18, die die Basis des Transistors Q_q mit Masse verbinden, stabilisieren die Schaltung. Die Diode 24 verhindert, daß das Signal am digitalen Ausgang unter Massepotential abfällt.

Die S cii al tun g gemäß Fig. 3 stellt einen entsprechenden Verstärker dar, der die Bestimmung des größten Signals aus einer Reihe, den Eingängen B₁ bis B der Anordnung gemäß Fig. 3 zugeführten

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Signalen dient. Die Wirkungsweise des die Transistoren Q bis Q_ aufweisenden Different!alVerstärkers und der Auskoppelstufen mit Transistor Q₈ entspricht dem entsprechenden Schaltungsteil der Fig. 2. Im vorliegenden Fall ist der Transistor Q₁₁* dessen Basis am Widerstand 16 liegt, ein NPN-Transistör anstelle eines PNP-Transistors. Dadurch wird erreicht, daß das einem Widerstand 30 abgenommene analoge Ausgangssignal in Phase mit dem dem Eingang B zugeführten Eingangssignal ist. über den dem Widerstand 21 der Fig. 2 entsprechenden Widerstand 31 wird der durch den Transistor Q,, fließende Strom abgefühlt. Solange Transistor Q,, bei

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P einem gewissen Mindestwert leitet, reicht die Spannung an der Basis des Transistors Q₂ aus, um einen Stromfluß durch diesen Transistor sicherzustellen. Dieser Strom erzeugt einen Widerstand 32 und 33, einen Spannungsabfall. Der Spannungsabfall an Widerstand 33 bringt den Transistor Q . in den leitenden Zustand und liefert an Widerstand 34 ein digitales Ausgangssignal. Durch geeignete Wahl der Widerstände 32, 33 und 34 kann das digitale Ausgangssignal auf den gleichen Wert gesetzt werden wie das den linearen Betriebsbereich im Beispiel gemäß Fig. 2 kennzeichnende digitale Ausgangssignal.

In beiden Schaltungen gemäß Fig. 2 und Fig. 3 sind die den fc Betriebszustand abfühlenden Widerstände 21, 31 als Serienwiderstände in den Kollektorkreis eines Transistors eingeschaltet. Dabei wird vorausgesetzt, daß ein Transistor, der zu einem bestimmten Grade leitend ist, im linearen Arbeitsbereich betrieben wird. Für die meisten Anwendungsgebiete reicht diese Art der Bestimmung des Betriebsbereiches aus, es lassen sich jedoch auch andere Methoden anwenden.

Eine Abwandlung ist in Fig. 4 dargestellt. Auch diese Schaltung dient der Feststellung des den Eingängen B der Anordnung gemäß Fig. 1 zugeführten niedrigsten Eingangssignals. Die Wirkungsweise der Transistoren Q. bis Q₀ ist identisch mit denen der

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Schaltung gemäß Fig. 3. Das Signal an der Basis des Transistors Q₁₄ entspricht dem Signal an der Basis des Transistors Q₁₁*

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Das analoge Ausgangssignal wird an einem Widerstand 40 abgenommen, der als entsprechend dem Lastwiderstand L der Anordnung gemäß Fig. 1 angesehen werden kann, wenn der Verstärker selbst abgeschlossen ist. Als Unterschied der Schaltung ergibt sich, daß der Stromfluß nicht über einen Widerstand, wie beispielsweise Widerstand 20, abgefühlt wird, sondern daß die Emitter-Basisspannung des Transistors 14 kontrolliert wird.

Für diesen Zweck ist ein NPN-Transistor Q _g kreuzgekoppelt mit einem Transistor Q .. Die Basis des Transistors Q.- ist mit dem Emitter des Transistors Q₁. und die Basis des Transistors

Q. ist mit dem Emitter des Transistors Q-_ verbunden. Ist somit der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q.. in Durchlaßrichtung betrieben, so ist der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q₅ gesperrt und Transistor Q._g wird im nicht leitenden Zustand gehalten.

Sobald das Gegenkopplungssignal am Eingang H das Eingangssignal am Eingang B übersteigt, verursacht die hohe Verstärkung des Verstärkers die Sperrung des Transistors Q₀. Der Emitter des

Transistors Q _ wird um einen Diodenabfall unterhalb der Ausgangsspannung am Ausgang E gehalten, der auf einem etwas höheren, von dem an seinem Eingang das größte Eingangssignal aufweisenden Verstärker bestimmten Potential gehalten wird. Die in Durchlaßrichtung gepolte Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₁₅ bewirkt, daß dieser Transistor leitet und über Widerstand 41 einen Strom zieht. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q _ wird über den Spannungsabfall an Widerstand 41 in Durchlaßrichtung betrieben. Der damit über Transistor Q._fi und die Widerstände 42 und 43 fließende Strom hat zur Folge, daß die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q _ in Durchlaßrichtung gepolt wird. Mit leitendem Transistor Q._ fällt die Spannung am digitalen Ausgang vom Wert der Betriebsspannung auf einen niedrigeren Wert, der das digitale Ausgangssignal für den nicht linearen Betriebsbereich kennzeichnet. Bei Vorliegen des linearen Betriebsbereichs ist Transistor Q _ gesperrt. Gleichzeitig sind die

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Transistoren Q₁_ und Q₁_ gesperrt. Das digitale Ausgangssignal Ib 1 /

bei Vorliegen des linearen Betriebsbereiches entspricht dem Wert der Betriebsspannung.

Die Schaltung gemäß Fig. 5 ist so ausgelegt, daß mit ihr sowohl der Maximalwert als auch der Minimalwert festgestellt werden kann. Die Schaltung enthält eine Kombination der Abftihlschaltungen gemäß Fign. 2 und 3. Die übernommenen Schaltungsteile tragen die gleichen Bezugszeichen, die mit einem Strichindex gekennzeichnet sind. Die Aktivierung des den Maximalwert bestimmenden Schaltungsteils erfolgt durch Anlegen der Klemme an die negative Betriebsspannung. Der den Minimalwert feststellende Schaltungsteil wird ausgewählt, wenn Klemme 51 mit der positiven Betriebsspannung verbunden wird.

Für das in Fig. 6 dargestellte weitere erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel gelten die einleitenden Abschnitte der Beschreibung des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 1. Es sind für entsprechende Elemente die gleichen Bezugszeichen verwendet. Ein wesentlicher Unterschied zwischen den beiden Ausführungsbeispielen besteht darin, daß beim Ausführungsbeispiel gemäß Flg. 6 die Ausgänge E der einzelnen Verstärker jeweils über eine Diode Z mit der gemeinsamen Last L verbunden sind. An diesen Dioden werden die Betriebszustände der zugehörigen Verstärker über eine geeignete Abfühlschaltung abgefühlt. Es ist immer jeweils nur die Diode Z des Verstärkers leitend, an dessen Eingang B das den Extremwert aufweisende Eingangssignal anliegt. Die Dioden Z der übrigen Verstärker sind aus den bereits im Zusammenhang mit der Beschreibung des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 1 angegebenen Gründen gesperrt, da die Spannung an der gemeinsamen Last größer ist als die Spannungen an den Ausgängen E. Die Gegenkopplung von der Last L zu den invertierenden Eingängen H vergrößert jeweils bei den nicht mit dem Maximalwert beaufschlagten Verstärkern die Sperrung der zugeordneten Dioden. Dies ist eine Folge davon, daß das Gegenkopplungssignal jeweils größer ist als das Signal am Eingang B.

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Die Abfühlschaltung zur Feststellung der jeweils leitenden Diode Z des mit dem Extremwert beaufschlagten Verstärkers erfolgt mittels eines DifferentialVerstärkers K. Jeder dieser Verstärker K bis K besteht aus einem Transistorpaar M, P. Die Basen dieser Transistorpaare sind mit den gegenüberliegenden Elektroden der zugeordneten Dioden Z verbunden. Da die Emitter der Transistorpaare über einen gemeinsamen Emitterwiderstand 0 gekoppelt sind, ziehen die Transistoren P über die zugeordneten Kollektorwiderstände R Strom, sobald die Basis des Transistors P positiver als die Basis des zugeordneten Transistors H ist, sobald also die zugeordnete Diode Z gesperrt ist. Ist eine Diode F leitend und es fließt Strom vom Verstärker A zur Last L, so ist die Basis des zugeordneten Transistors M positiver als die Basis des Transistors P und im zugeordneten Kollektorwiderstand R fließt kein Strom. Diese Darstellung zeigt, daß die Spannung an den digitalen Ausgängen S₁ bis S_r von der Polarität der Spannung an den zugeordneten Dioden Z₁ bis Z abhängt. Die Spannung am Ausgang S entspricht der positiven Betriebsspannung, wenn die Diode leitend und der zugeordneten Transistor P gesperrt ist. Bei gesperrter Diode ist die Basis des zugeordneten Transistors P positiver als die Basis des Transistors M. Durch den leitenden Transistor P wird die Spannung am digitalen Ausgang S auf einen unter der Betriebsspannung liegenden Wert erniedrigt.

Durch geeignete Auswahl der Komponenten für die Differentialverstärker K₁ bis K kann erreicht werden, daß bei in Durchlaßrichtung betriebener Diode Z der zugeordnete Transistor P gesättigt ist. Auf diese Weise erreicht man am Ausgang S ein binäres Signal. Dieses Signal kann in konventioneller Weise über angeschlossene Logikschaltungen weiterverarbeitet werden. Das Signal am Ausgang S des mit dem Extremwert beaufschlagten Verstärkers weist einen hohen positiven Wert auf. Das Signal an den Ausgängen S der übrigen Verstärker weist dagegen eine niedrigere Spannung auf.

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Der Einsatz der Dioden Z ist deswegen vorteilhaft, weil sie, wenn sie in Durchlaßrichtung betrieben werden, einen relativ festen Spannungsabfall aufweisen. Die Spannung an der Last L entspricht somit exakt dem einem der Eingänge E zugeführten Extremwert weniger diesem festen Spannungsabfall. In den Fällen, in denen die Spannung an der Last L für andere Zwecke verwendet werden muß, können die Dioden große Zeit durch geeignete Widerstände ersetzt werden. Auch anders aufgebaute Abfühlschaltungen sind verwendbar.

Bei bestimmten Anwendungsfällen müssen von der erfindungsgemäßen Schaltung Eingangssignale verarbeitet werden, deren Extremwerte weit auseinanderliegen. Das bedeutet, daß die an den Eingängen B und H des den Extremwert führenden Verstärkers ebenso weit auseinanderliegen. Dabei kann leicht eine überlastung eintreten, so daß eine beträchtliche Erholungszeit erforderlich wäre, bis die nächsten Eingangssignale verarbeitet werden könnten. Aus diesem Grunde sind im betrachteten Ausführungsbeispiel Dioden T bis T vorgesehen, die die maximale Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen H und den Ausgängen E auf einen Diodenabfall begrenzen. Der Einsatz dieser Dioden hängt also davon ab, welche Erholungszeit den Verstärkern zugestanden werden kann.

Im Zuge der Beschreibung sind Anwendungsfälle betrachtet worden, bei denen den Eingängen jeweils einzelne Signale zugeführt werden. Es ist selbstverständlich möglich, jeweils eine Vielzahl von Eingangssignalen an die Eingänge anzulegen und damit verschiedene Kombinationen von Eingangssignalen hinsichtlich ihrer Extremwerte zu klassifizieren.

Das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 7 unterscheidet sich von dem der Fig. 6 durch den unterschiedlichen Aufbau des Verstärkers Identisch arbeitende Elemente tragen gleiche Bezugszeichen, die lediglich mit einem Strichindex versehen sind.

Die Funktionsweise der beiden Ausführungsbeispiele gemäß Fig. 6 Docket EN 969 030; EN 969 031 1Q9827/09CU

und Fig. 7 sind im wesentlichen identisch. Beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 7 werden demnach die zu klassifizierenden analogen Signale V¹ bis V¹ den nicht invertierenden Eingängen B¹ zugeführt. Das den Extremwert darstellende Signal erscheint an der gemeinsamen Last L¹. Am Ausgang S' des den Extremwert führenden Verstärkers wird ein diese Tatsache kennzeichendes digitales Ausgangssignal erzeugt. Die Dioden T¹ bis T' haben auch hier die Aufgabe der Begrenzung der Ausgangs spannung.

Der Schaltungsaufbau des Verstärkers in Verbindung mit der erforderlichen Abfühlschaltung zur Feststellung des Maximalwertes ist in Fig. 8 dargestellt. Der Verstärker besteht wiederum aus ä einem konventionellen Differentialverstärker bestehend aus Transistoren Q. bis Q_. Die Basen der Transistoren Q. und Q_ liegen am invertierenden Eingang H* und am nicht invertierenden Eingang B¹. Die beiden Transistorpaare Q., Q₃ und Q₃, Q₄ bilden wiederum die beiden Stufen des DifferentialVerstärkers. Der Transistor Q₅ bildet die Stromquelle des Verstärkers. Das Ausgangssignal wird an Widerstand IO abgenommen. Dieses Signal wird der Basis des Transistors Q_fi zugeführt, in dessen Kollektorkreis ein Lastwiderstand 16 liegt. Das an diesem Widerstand abfallende Signal wird der Basis des Transistors Q_ zugeführt, der die Ausgangsstufe des Verstärkers bildet und an seinem Emitterwiderstand 17 das Ausgangssignal erzeugt. Der Gegenkopplungszweig liegt zwischen dem invertierenden Eingang H' ' und der das Ausgangssignal führenden Klemme W. über die Diode Z wird das an Emitterwiderstand 17 abfallende Ausgangssignal der Ausgangsklemme X zugeführt. Wie aus Fig. 2 zu ersehen ist, sind die Ausgangsklemmen X. bis X an die gemeinsame Last L¹ angeschlossen. Auf diese Weise wird erreicht, daß sich immer lediglich die Diode des den Extremwert führenden Verstärkers im leitenden Zustand befindet. Ein Unterschied gegenüber dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 besteht darin, wie dem Kollektor des Transistors Q- Spannung zugeführt wird. Der Kollektor ist direkt mit einem aus Widerständen 18 und 19 bestehendem Spannungsteiler verbunden. Diese Widerstände sind relativ niederohmig und liefern an die Kollektoren der Transistoren Q₁, Q₂, Q₃ und Qg stabile Spannungen. Aufgrund dieser relativ stabilen Docket EN 969 030, EN 969 031 109827/0904

Spannung ist es möglich, am digitalen Ausgang extreme Spannungssprünge dadurch zu verhindern, daß zwischen den Kollektoren der Transistoren Qg und Q- eine Diode 20 eingefügt wird. Ist die Diode Z¹ in Sperrichtung gepolt und ist damit die Basis des Transistors Q_g gegenüber der Basis des Transistors Q_R positiv, so zieht Transistor Q_ einen von der Vorspannung abhängigen veränderlichen Strom. Dieser veränderliche Strom würde am Ausgang S¹ eine veränderliche Spannung erzeugen, wenn die Spannung lediglich vom durch den Widerstand 21 fließenden Strom abhängig wäre.

Bei digitalen Schaltungen ist man bestrebt, die Eingangsspannungen möglichst genau zu definieren. Das könnte beispielsweise dadurch geschehen, daß zusätzliche Verstärkerstufen eingesetzt werden, die die Spannung an der Diode Z¹ abfühlen und sicherstellen, daß bereits die kleinste Sperrspannung an der Diode den Transistor Q_g in die Sättigung führt. Exakte digitale Ausgangssignale können auch durch Einführen der Diode 20 erzielt werden, die die Minimalspannung am Kollektor des Transistors Q_g auf einen Wert begrenzt, der einen Diodenabfall unterhalb des am Verbindungspunkt der Widerstände 18 und 19 liegenden Spannungswertes liegt.

Die übrigen Teile der Schaltungen gemäß Fign. 7 und 8 arbeiten in entsprechender Weise. Die Dioden 22 und 23 und ebenso die Diode 26 dienen der Temperaturkompensation. Die Widerstände 24 und 25 bilden die Emitterwiderstände der Transistoren Q. und Q₂. Die Widerstände 27 und 28 erzeugen die Basisvorspannung für den Transistor Q₅. Die Kapazität 29 hat eine Filterwirkung. Kapazität 30 und Widerstand 31 liegen an der Basis des Transistors Q, und erzeugen die erforderliche Phasendrehung zur Stabilisierung des Verstärkers. Der Widerstand 32 vermindert die Temperaturabhängigkeit der Schaltung. Widerstand 33 bildet den gemeinsamen Emitterwiderstand für die Transistoren Qg und

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Claims (8)

1. PATENTANSPRÜCHE

   Extremwert-Detektorschaltung zur Bestimmung des einen Extremwert aufweisenden Signals aus einer Reihe von Signalen, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Signal an den einen Eingang eines zugeordneten Differentialverstärkers angelegt ist, daß die Ausgänge sämtlicher Differentialverstärker an eine gemeinsame Last angeschlossen sind, daß zwischen der Last und den anderen, invertierenden Eingängen der Differentialverstärker jeweils ein Gegenkopplungszweig eingeschaltet ist, der lediglich den mit dem Extremwert beaufschlagten Differentialverstärker in einem bestimmten Betriebszustand hält und daß an jeden Differentialverstärker eine Abfühlschaltung zur Feststellung und Signalisierung dieses Betriebszustandes angeschlossen ist.
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auf einen Betriebszustand im linearen Bereich ansprechende und damit den mit dem Extremwert beaufschlagten Differentialverstärker ermittelnde Abfüh!schaltungen vorgesehen sind.
3. 3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auf einen Betriebszustand im nicht linearen Bereich ansprechende und damit die nicht mit dem Extremwert beaufschlagten Differentialverstärker ermittelnde Abfühlschaltungen vorgesehen sind.
4. 4. Schaltung nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Differentialverstärker jeweils über eine Impedanz mit der gemeinsamen Last verbunden sind und daß an jede Impedanz eine auf die Polarität der daran liegenden Spannung ansprechende Abfüh!schaltung angeschlossen ist.
5. 5. Schaltung nach Anspruch 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Ausgang und mit dem Gegenkopplungszweig verbundenem invertierendem Eingang des Differentialverstärkers eine die Spannungsdifferenz zwischen beiden dann begrenzender Span-Docket EN 969 030; EN 969 031 ._ΛΛΑΑ»

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   nungsbegrenzer eingeschaltet ist, wenn die Spannung am Ausgang geringer als am Eingang des Differentialverstärkers ist.
6. 6. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz aus einer Diode besteht.
7. 7. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsbegrenzer aus einer Diode besteht.
8. 8. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß

   die Abfühlschaltung aus einem Differentialverstärker besteht, dessen Eingänge an Anode und Kathode der Impedanz angeschlossen sind.

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