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Verfahren zur Demodulation phasengetasteter Signale Die Erfindung
bezieht sich auf ein Verfahren zur Demodulation phasengetasteter Signale, welche
aus einer, einer Trägerschwingung aufgetasteten, zu übermittelnden digitalen Zeichenfolge
bestehen, wobei die eine Phasenlage das eine digitale Zeichen (L) sowie die andere
Phasenlage das andere digitale Zeichen (0) darstellt und die Umtastung der Trägerschwingung
in der Mitte zwischen zwei benachbarten Nulldurchgängen des getasteten Trägers erfolgt.
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Die phasengetasteten Signale müssen mehrere Bedingungen erfüllen.
Sie sind einer Trägerschwingung ungefähr bekannter Frequenz aufmoduliert, wobei
die eine Phasenlage ein digitales Zeichen darstellt und die um einen bestimmten
Winkel verschobene Schwingung das andere. Beispielsweise bildet die eine Lage ein
logisches L und die andere Lage die logische Null. Die Lagen können dabei frei definiert
werden. Außerdem muß der Umtastzeitpunkt des Trägers in der Mitte zwischen zwei
benachbarten Nulldurchgängen des getasteten Trägers liegen. Die empfangsseitige
Zuordnung 0 oder L zu einer bestimmten Phasenlage ist dann eindeutig, wenn nach
jeweils einer vollen Periode oder einem Vielfachen davon getastet wird.
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Die beiden Phasenlagen werden beispielsweise durch eine Phasenumkehr
der Trägerschwingung um 180 Grad erreicht. In diesem Fall muß die Umtastung im Nulldurchgang
des Trägers stattfinden.
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Die Zweiphasenübertragung von binärcodierten Informationen ist aus
der US-Patentschrift 1 559 642 bekannt, wonach die
eine Phase den
einen Binärwert und die entgegengesetzte Phase den anderen Binärwert darstellt.
Es ist bei einem solchen System jedoch notwendig, daß ein Synchronisiersignal auf
einem getrennten Wege übertragen wird. Bei einem Ubertragungssystem über Leitungen
läßt sich dies durch Ubertragen der Trägersinuswelle über eine getrennte Ader vornehmen.
Wegen der Codierung muß das modulierte Signal bei einem solchen System mit dem eigentlichen
Trägersignal verglichen werden, wobei der jeweilige Binärwert dadurch definiert
wird, daß das modulierte Signal sich entweder in Phase oder in Gegenphase zu dem
Trägersignal befindet.
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Ein System, bei dem die getrennte Ubertragung des Synchronisiersignals
vermieden ist, wird in der US-Patentschrift 3 032 745 behandelt. Danach wird eine
Codiertechnik verwendet, in welcher der Binärwert nicht durch einen Vergleich des
modulierten Signals mit dem Trägersignal, sondern durch den Vergleich jedes Zyklus
des modulierten Signals mit dem vorhergehenden Zyklus bestimmt wird. Der eine Wert
wird dabei durch eine Phasenumkehrung gegen den vorhergehenden Zyklus und der andere
Binärwert durch Beibehalten derselben Phase dargestellt. Ein derartiges System weist
jedoch eine verhältnismäBig niedirge Ubertragungsgeschwindigkeit auf.
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Ein anderer bekannter Demodulator eines durch benärcodierte Informationen
phasenmodulierten Trägersignals ist aus der deutschen Auslegeschrift 1 300 139 bekannt.
Bei dieser Anordnung werden durch die Tiefpaßcharakteristik der Ubertragungsleitung
alle Harmonischen der Trägerfrequenz entfernt, und die Schaltkreise bringen das
gefilterte Signal in eine Rechteckform, wobei für jeden Nulldurchgang ein Impuls
und für jede Binärziffer des ersten Wertes ein Impuls sowie für jede Binärziffer
des zweiten Wertes zwei Impulse erzeugt werden. Bei dieser bekannten Schaltung sind
Schaltkreise vorgesehen, die nur auf Signale ansprechen, welche eine
Amplitudenänderung
zwischen dem Nullpegel und dem Pegel an den Phasenumkehrpunkten des gefilterten
Signals um einen gegebenen Schwellwert aufweisen. Ferner ist ein Zeitkreis notwendig,
der den Zeitraum zwischen den Impulsen feststellt, um ein erstes Signal zu erzeugen,
wenn der Zeitraum zwischen den Impulsen größer ist als eine halbe Periode der Trägerfrequenz,
wobei das erste Signal für jede Binärziffer des ersten Wertes erzeugt wird. Eine
Einrichtung, deren Impulseingang mit dem Ausgang des Schaltkreises und deren Steuereingang
mit dem Ausgang des Zeitkreises gekoppelt ist, dient zur Erzeugung eines zweiten,
den zweiten Binärwert anzeigenden Signals. Außerdem sind noch eine Impulstorschaltung
zur Auswahl eines Impulses pro Periode und zur Erzeugung einer Taktimpulsfolge mit
einem Impuls pro Binärziffer sowie ein umfangreiches Register zur Einspeicherung
der Werte erforderlich.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein gegenüber den bekannten
Verfahren stark vereinfachtes und schaltungsaufwandmäßig sehr reduziertes Demodulationverfahren
für phasengetastete Signale zu schaffen, das für hohe Ubertragungsgeschwindigkeiten
geeignet ist und große Störsicherheit aufweist.
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Gemäß der Erfindung, die sich auf ein Verfahren der eingangs genannten
Art bezieht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß das phasengetastete Signal mittels
eines Tiefpasses derart umgeformt wird, daß es an denJenigen Stellen, an welchen
die Trägerschwingung umgetastet wurde, die Nullinie nicht erreicht und der Abstand
zwischen den beiden, den Umtastungsstellen benachbarten Nulliniendurchläufen größer
ist als derjenige zwischen zwei gewöhnlichen aufeinanderfolgenden Nulliniendurchläufen
der Trägerschwingung, daß derjenige Abstand zwischen zwei benachbarten Nulliniendurchläufen
mittels einer Zähleinrichtung mit bedeutend höherer Zählrate (Frequenz) als die
Frequenz der Trägerschwingung dadurch ermittelt wird, daß ein Zählrichtungsausgangssignal.nur
dann
abgegeben wird, wenn di e Zähleinrichtung einen festgelegten
Endzählwert erreicht hat, daß die Durchlaufzeit der Zäh]ninrichtung bis zum Endzählwert
länger als die Zeit zwischen zwei gewöhnlichen aufeinanderfolgenden Nulliniendurchläufen
der Trägerschwingung und kürzer als die Zeit zwischen zwei den Umtastungsstellen
benachbarten Nulliniendurchläufen ist und daß die Zähleinrichtungsausgangssignale
die Flanken der zu übermittelnden digitalen Zeichenfolge bilden. Es tritt bei diesem
Demodulationaverfahren für phasengetastete Signale keine Synchronisationszeit auf.
Außerdem wird eine definierte Bezugslage ohne Referenzübertragung erreicht.
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Einzelheiten des Verfahrens nach der Erfindung und u dessen Durchführung
werden anhand von zwei in Zeichnungen dargestellten Demodulationsschaltungen und
dazugehörigen Impulsdiagrammen näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 ein Blockschaltbild
eines ersten Demodulators nach der Erfindung; Fig. 2 Einzelheiten des Zählers innerhalb
des Demodulators nach Fig. 1; Fig. 3 ein Impulsdiagramm zur Schaltung nach Fig.
1; Fig. 4 das Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispieis einer Demodulatorschaltung
nach der Erfindung und Fig. 5 ein Impulsdiagramm zur Schaltung nach Fig. 4.
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Fig. 1 zeigt eine Demodulationsschaltung für phasengetastete Signale
zur Durchführung des'Verfahrens nach der Erfindung.
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Alle Bauelemente dieses Ausführungsbeispiels sind Elemente aus der
ECL-Logikfamilie. Das phasengetastete Signal Ue mit einer Trägerschwingung von der
Frequenz f0 wird einem Tiefpaß 1
zugeführt, der ausgangsseitig mit
einem Eingang eines ODER- t 1 Gatters 2 verbunden ist. Anstelle des ODER-Gatters
2 kann auch eine Schweliwertschaltung verwendet werden, die je nachdem, ob an ihrem
Eingang positive oder negative Spannung vorliegt, eine Ausgangsspannung abgibt,
die dem O-Fegel oder L-Pegel der in den nachfolgenden Teilen der in der Schaltung
verwendeten Logik-Familie entspricht. Der zweite Eingang des ODER-Gatters 2 liegt
dauernd auf einer logischen 0.
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Das ODER-Gatter 2 weist zwei Ausgänge auf, wobei an einem das Ausgangssignal
in investierter Form vorliegt (N0R). Die Ausgänge des Gatters 2 sind mit dem Sensibilisierungseingang
jeweils eines von zwei Zählern 3 und 4 verbunden, die beide von einer schnellen
Taktfolge mit der Frequenz c = m . f0 angesteuert werden. Die eine Hälfte des Gatters
2 wirkt als ODER-Gatter und die andere Hälfte als NOR-Gatter.
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Die Ausgänge der beiden Zähler 3 und 4 sind mit jeweils einem Kippeingang
einer bistabilen Kippstufe 5 verbunden, an deren Ausgang das demodulierte Signal
ansteht. tX Fig. 2 zeigt im einzelnen den Aufbau der Zähler 3 und 4 mit den Ansteuerungsleitungen
vom ODER-Gatter bzw. NOR-Gatter zu den Sensibilisierungseingängen 8 und der Taktzuführung
an die Takteingänge 9 der einzelnen ausgewählten Kippstufen 6 und 7.
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Die Funktionsweise der Schaltung nach den Fig. 1 und 2 wird anhand
des Impulsdiagrammes nach Fig. 3 im einzelnen erläutert. Die einzelnen, in Fig.
3 untereinander dargestellten Funktionsverläufe sind an der linken Seite mit denjenigen
Bezugszeichen versehen, die in Fig. 1 die entsprechenden Stellen der Schaltung bezeichnen.
In Fig. 3a ist die vom Sender zu übermittelnde Nachricht dargestellt, die aus einer
binären Zeichenfolge bis ca. 5 Megabit/sec bestehen kann.
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Diese Zeichenfolge wird sendeseitig auf eine Trägerschwingung ungefähr
bekannter Frequenz f0 phasenmäßig aufgetastet. Dabei
stellt eine
Phasenlage ein digitales Zeichen (L) dar und und die um 1800 verschobene Schwinçlng
das andere digitale Zeichen (O). Beispielsweise kann die Regellage das logische
L und die Kehrlage die logische 0 bilden, wobei jedoch die Regellage frei definiert
werden kann. Die Umtastung der Trägerschwingung erfolgt stets im Nulldurchgang.
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Dieses phasengetastete Signal wird als Eingangssignal e dem Tiefpaß
in Form des in Fig. 3b dargestellten F1lnktionsverlaufes zugeführt. Fig. 3c zeigt
das Signal im Anschluß an den Tiefpaß 1, wobei zu berücksichtigen ist, daß die Darstellung
in Fig. 3b stark schematisiert ist, da sie in Wirklichkeit wegen des Tiefpaßcharakters
der tlbertragungswege dem in Fig. 3c dargestellten Signal bereits sehr ähnelt.
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Fig. 3d und 3d' zeigen den Funktionsverlauf am ODER- und NOR-Ausgang
des Gatters 2. Die Nulldurchgänge 10 des Signals schalten das Gatter 2, während
die Einbuchtungen 11 an den Umtastpunkten den Schaltpegel nicht überschreiten. Somit
entstehen an diesen Stellen an den Ausgängen des Gatters 2 längere Impulse bzw.
Impulspausen. Die sich an das Gatter 2 anschließenden beiden Zähler 3 und 4 werden
mit Hilfe einer schnellen Taktfolge fc = m fo betrieben und zählen die Breiten der
Impulse aus. m sollte dabei möglichst groß sein.
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Die untere Grenze liegt zweckmäßigerweise bei m = 16, wobei m keine
ganze Zahl sein muß. Dieser in Fig. 7e dargestellte Takt liegt an den Takteingängen
9 der Zähler 3 und 4, wobei die Ausgänge des Gatters 2 diese über die Sensibilisierungseingänge
8 für den Takt aufnahmefähig machen. Bei tiefem Potential an den Sensibilisierungseingängen
8 werden die Taktimpulse gezählt, bei hohem Potential sind die Zähler 3 und 4 gesperrt
und werden zurückgestellt. Genauso gut läßt sich ein Zähler realisieren, der mit
anderen Potentialverhältnissen arbeitet. Somit ist die Stellung der Zähler 3 und
4 vor dem Rückstellkommando ein Maß für die Breite der Impulspause. Beträgt die
Zählerstellung m/2, so liegt eine kurze Pause vor, beträgt sie m, eine lange. Eine
lange Pause
zeigt aber ein Umtasten des Eingangssignals Ue an, wobei
eine solche im oberen Zählkanal "Schalten auf logische 0", im unteren Zähikanal
"Schalten auf logisches L" bedeutet.
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Diese Zuordnung ist fest, wenn der Sender jeweils nach ganzen Perioden
umtastet. Um Störungen auszugleichen, wird vorteilhaft ein mittlerer Wert für die
Aus zählung. von etwa 3/4 . m festgelegt, der die Feststellungen "Impuls lang oder
"Impuls kurz" trennt. Die Zähler 3 und 4 sind so aufgebaut, daß sie bei Erreichen
dieses Wertes einen Impuls, vergleiche dazu die Fig. 3f und 3£', an die bistabile
Ausgangskippstufe 5 abgeben und diese auf den richtigen Wert setzen. In den Fig.
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3f und f t sind die Ausgangssignale 3 und 4 und in Fig. 3g ist das
demodulierte Ausgangssignal Ua dargestellt. Dieses demodulierte Ausgangssignal Ua
ist gegenüber dem binären Signal der ursprünglich zu übermittelnden Nachricht nach
Fig. 3a etwas phasenverschoben.
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Der in Fig. 2 dargestellte Zähler 3 bzw. 4 zählt dann, wenn die Leitung
vom ODER-Gatter 2 zu den Sensibilisierungseingängen 8 auf niedrigem Potential ist.
Ist die Leitung vom Gatter 2 zu den Sensibilisierungseingängen 8 auf hohem Potential,
so sind die Takteingänge 9 gesperrt und über einen Rückstelleingang 12 werden die
bistabilen Kippstufen 6 und 7 auf eine logische 0 gesetzt.
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Diese Demodulationsart ist sehr störsicher. Da eine enge Bandbegrenzung
vorliegt, ist das Rauschen der Impulsbreiten stark eingeschränkt, so daß die Zählung
eine sichere Unterscheidung von schmalen und breiten Impulspausen ermöglicht.
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Störimpulse fälschen lediglich ein einziges Zeichen, das nächste wird
wieder richtig empfangen, da das Schalten auf logisches L und auf die logische 0
durch getrennte Zählerkanäle bewirkt wird.
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Fig. 4 zeigt eine zweite Schaltungsmöglichkeit zur Durchführung
des
Demodulationsverfahrens nach der Erfindung. Auch bei diesem Ausführungsbeispiel
werden Bausteine der ECL-Loglkfamilie verwendet. Dieser Demodulator besteht aus
einem Tiefpaß 13, dem das phasengetastete Eingangssignal Ue mit einer Trägerschwingung
von der Frequenz fO zugeführt wird, einem übertrager 14, welcher primärseitig mit
dem Tiefpaß 13 verbunden und sekundärseitig an einer Mittelanzapfung 15 mit einer
Gleichspannungsquelle 16 versehen ist, einem ausgangsseitig invertierenden ODER-Gatter
17, welches mit seinen beiden Eingängen an den Außenanschliissen der Sekundärseite
des tlbertragers 14 liegt, einem von einer Taktfrequenz fc = m fO gesteuerten Zähler
18, der mit seinem Sensibilisierungseingang am Ausgang des Gatters 17 liegt und
einer bistabilen Kippstufe 19, die vom Ausgang des Zählers 18 her angesteuert wird
und an deren Ausgang das demodulierte Signal Ua abgenommen werden kann. Für m gelten
die gleichen Bedingungen wie bei der Schaltung nach Fig. 1 und 2. Außerdem wird
der in Fig. 2 dargestellte Zähler in gleicher Weise angesteuert wie beim ersten
Ausführungsbeispiel.
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Die Funktionsweise der Schaltung nach Fig. 4 wird anhand des in Fig.
5 dargestellten Impulsdiagrammes beschrieben, wobei die links eingezeichneten Bezeichnungen
der einzelnen, untereinander dargestellten Funktionsverläufe mit den Bezeichnungen
der Schaltungspunkte in Fig. 3 übereinstimmen. Das Eingangssignal Ue wird nach dem
Tiefpaß 13 kommutiert, was dadurch erzielt wird, daß es dem ODER-Gatter 17 einmal
direkt und einmal invertiert zugeführt wird. Zur Invertierung wird der Ubertrager
14 verwendet, wobei die an der Mittelanzapfung 15 liegende Gleichspannung 16 dafür
sorgt, daß beide Eingänge um die Symmetrietlinie der Schaltpegel schwingen. Mit
dieser Gleichspannung 16 läBt sich auch die Breite der Ausgangsimpulse des Gatters
17 in bestimmten Grenzen variieren. Die Fig. 5a und 5b zeigen die lunletionsvellçiufe
an den beiden Eingängen des Gatters 17, wobei der zu ilbermittelnde i3inärzeichenzug
von
Fig. 3a zugrunde liegt, während der Funktionsverlauf nach Fig. 5c den Zustand am
Ausgang des Gatters 17 darstellt. Liegt dort eine lange Impulsspanne vor, so gibt
der anschließende Zähler 18 bei Erreichen des Zählerendwertes von etwa 3/4 m einen
Impuls ab, was im einzelnen im Verlauf nach Fig. 5d dargestellt ist. Dieser Impuls
steuert die bistabile Ausgangskippstufe 19 an, wobei die Vorderflanke jedes auftretenden
Impulses ein Kippen dieser Kippstufe 19 bewirkt. Am Ausgang der Kippstufe 19 ist
die demodulierte Nachricht, welche in Fig. 5e dargestelbt ist, verfügbar.
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Die Schaltung nach Fig. 4 ist insbesondere dann von Vorteil, wenn
das Signal nach beliebigen, ganzzahligen Vielfachen von to/2 der Trägerschwingung
getastet sein kann, da dann empfängerseitig sowieso keine feste Zuordnung zwischen
Phasenlage und Binärzeichen vorliegt (to = Schwingungsdauer).
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Das bei der Demodulation phasengetasteter Signale beschriebene Verfahren
nach der Erfindung läßt sich auch für Differential Phase Stift Keying verwenden
und ist bei der Übermittlung von Daten und Nachrichten einsetzbar.
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14 Patentansprüche 5 Figuren