DE202016104993U1

DE202016104993U1 - Schaltwandler

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Publication number: DE202016104993U1
Application number: DE202016104993.8U
Authority: DE
Original assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Current assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Priority date: 2016-09-09
Filing date: 2016-09-09
Publication date: 2017-12-12
Anticipated expiration: 2026-09-10
Also published as: DE102017120269A1

Abstract

Schaltwandler zur Bereitstellung einer scheitelstromgeregelten und auf ein Massepotential bezogenen Ausgangsspannung, mit – einer Halbbrücke (10), die einen elektronischen Highside-Schalter (SW1) und einen elektronischen Lowside-Schalter (SW2) aufweist, welche in Reihe zwischen einem Versorgungspotential und einem Massepotential geschaltet sind, wobei an dem Knotenpunkt (KP) zwischen den beiden Schaltern (SW1, SW2) die auf das Massepotential bezogene Ausgangsspannung anliegt, – wobei die Halbbrücke (10) einen Highside-Treiber (2) zur Erzeugung einer auf die Zwischenkreisspannung bezogenen Highside-Ansteuerspannung für den Highside-Schalter (SW1) und einen Lowside-Treiber (3) zur Erzeugung einer auf das Massepotential bezogenen Lowside-Ansteuerspannung für den Lowside-Schalter (SW2) aufweist, – einer Spannungserzeugungseinheit (12) zur Erzeugung der Highside-Ansteuerspannung für den Highside-Schalter (SW1), – wobei das Referenzpotential für die Highside-Ansteuerspannung das Potential des Knotenpunkts (KP) der Halbbrücke (10) und das Referenzpotential für die Lowside-Ansteuerspannung das Massepotential ist, – einer Strommesseinheit (14) mit einem mit dem Knotenpunkt (KP) der Halbbrücke (10) verbundenen Shuntwiderstand (Rshunt) und mit einem den Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand (Rshunt) verstärkenden Messverstärker (OP1) zur Lieferung eines den Ist-Scheitelstrom repräsentierenden Ist-Werts, – einer mit einem Taktsignal (clk) betriebenen Ansteuereinheit (1) zur Erzeugung von binären Ansteuersignalen zur gegensinnigen Aktivierung und Deaktivierung der Highside- und Lowside-Treiber (2, 3) in Abhängigkeit von der Differenz aus dem Ist-Wert des Scheitelstroms und einem vorgebbaren Sollwert (uiset) des Scheitelstroms und – einem Komparator (CMP1) zur Erzeugung eines binären Eingangssignals für die Ansteuereinheit (1), das angibt, ob der Ist-Wert des Scheitelstroms größer ist oder nicht größer ist als der vorgebbare Sollwert (uiset) für den Scheitelstrom, gekennzeichnet durch – eine mittels der Spannungserzeugungsschaltung (12) erzeugbaren und auf das Potential des Knotenpunkts (KP) der Halbbrücke (10) bezogenen Betriebsspannung (uHS) für den Messverstärker (OP1) und den Komparator (CMP1), – eine einstellbare Spannungsquelle (DAC), mit der derjenige Eingang des Komparators (CMP1) verbunden ist, an dem der Sollwert (uiset) für den Scheitelstrom anliegt, und – eine Binärschnittstelle mit mehreren Bit-Leitungen zur Einstellung der Spannungsquelle (DAC), mit einer Taktleitung zur Übermittlung des Taktsignals (clk) an die Ansteuereinheit (1) und mit einer Ansteuerleitung für die Übertragung des am Ausgang der Ansteuereinheit (1) anstehenden binären Ansteuersignals für den Lowside-Treiber (3).

Description

Die Erfindung betrifft einen Schaltwandler zur Bereitstellung einer scheitelstromgeregelten und auf ein Massepotential bezogenen Ausgangsspannung.
Schaltwandler werden zur Wandlung von Strom und Spannung für beispielsweise Stromversorgungen oder als Motortreiber oder Hochfrequenz-Leistungsverstärker eingesetzt.
In der Leistungselektronik werden zur Wandlung von Strom und Spannung wie auch zur Ansteuerung von Lasten Halbbrücken eingesetzt. Diese bestehen aus schaltenden Elementen in Form von Highside-Schalter SW1 und Lowside-Schaltern SW2, die von einem Treiber angesteuert werden. Proportional zum Tastverhältnis der Highside- und Lowside-Schalter SW1 und SW2 wird die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsstrom generiert. Die Highside- und Lowside-Schalter werden von je einem Treiber 2 bzw. 3 angesteuert, die optional mit vorgeschalteten Totzeitgliedern t_dHS und t_dLs versehen sind. Mit diesen Totzeitgliedern wird verhindert, dass beide Schalter der Halbbrücke gleichzeitig geschlossen sind, was einen Kurzschluss zwischen der Versorgungsspannung und Masse bedeuten würde.
Ein Beispiel für einen bekannten Schaltwandler ist in 1 gezeigt und wird nachfolgend anhand dieser Figur näher erläutert.
Über das Signal u_iset wird der Sollwert für den Scheitelausgangsstrom vorgegeben. Zusätzlich ist ein Taktsignal clk vorhanden, das einen Schaltzyklus bei einer positiven Flanke initiiert. Zu Beginn eines solchen Zyklus wird durch die positive Taktflanke des Taktsignals clk der Ausgang Q eines Flip-Flop 1 positiv und der Ausgang Q negativ geschaltet. Damit wird der Highside-Schalter SW1 leitend und der Lowside-Schalter SW2 sperrend. Folglich fließt ein konstant ansteigender Strom durch den Highside-Schalter SW1, eine gegebenenfalls vorhandene Induktivität L₀ und einen ebenfalls gegebenenfalls vorhandenen Glättungskondensator C₀ und durch die optional gegebene Ausgangslast, die parallel zum Glättungskondensator C₀ geschaltet ist. Der Strom wird als Spannungsabfall über einen Shuntwiderstand R_shunt gemessen. Der Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand R_shunt wird von einem Messverstärker OP1 verstärkt und nachfolgend an den positiven Eingang eines Komparators CMP1 geführt. Die zu messende Spannung über dem Shuntwiderstand R_shunt besitzt einen Gleichtakt, der unterdrückt werden muss. Das Ausgangssignal des Messverstärkers OP muss auf das im Vergleich zum Gleichtakt niedrigere Massepotential ”herabgesetzt”, d. h. referenziert werden.
Bei Erreichen oder Überschreiten des Sollwerts u_iset für den Scheitelstrom wird der Ausgang des Komparators CMP1 positiv und setzt das Flip-Flop 1 zurück, so dass der Highside-Schalter SW1 gesperrt und der Lowside-Schalter SW2 leitet. Die Ausgangslast wird in dieser Phase durch die gespeicherte Energie aus der Ausgangsinduktivität L₀ und dem Ausgangskondensator C₀ versorgt bzw. dann, wenn Induktivität und Kapazität parasitär in der Ausgangslast vorhanden sind, durch diese versorgt. Gleichzeitig wird der Bootstrap-Kondensator C_BST durch die Diode D_BST über die Systemspannung u_LS geladen. Die damit gespeicherte Energie versorgt den Highside-Treiber 2 des Highside-Schalters SW1, wenn dieser in der nächsten Schaltphase wieder leitet. Diese Regelung wird genutzt, um ein im Vergleich zu einer Spannungsregelung besseres Regelverhalten zu erzielen.
Auf Grund der Instabilität der Scheitelstromregelung bei einem Tastverhältnis von über 50% wird typischerweise zur Kompensation/Verhinderung eines Aufschwingens und damit zur Stabilisierung des Schaltwandlers eine Slope-Kompensation u_slope eingeführt, was an sich bekannt ist (siehe [1] und [2]). Die Signalform dieser Kompensation entspricht einem sägezahnförmigen Signal mit einer Steigung m_S. Entsprechend der gewünschten Ausgangsspannung muss diese Steigung m_S eingestellt werden. Das Slope-Kompensationssignal wird von der Scheitelstromvorgabe subtrahiert.
Die geringe Messspannung über dem Shuntwiderstand R_shunt, welcher möglichst klein ausgelegt sein sollte, um Verluste zu verringern, weist auf Grund des Schaltens der Halbbrücke in Bezug auf das Systemreferenzpotential, d. h. in Bezug auf das Potential am die beiden Schalter SW1 und SW2 verbindenden Knotenpunkt KP einen hohen Gleichtaktanteil auf. Dieser Gleichtaktanteil muss mittels eines als Messverstärker dienenden Differenzverstärkers mit höchstgenauer Widerstandsbeschaltung nachgeführt werden, um Gleichtaktfehler zu vermeiden. Diese Widerstände müssen in jedem Fall einzeln angepasst werden, was mit einem hohen Kostenaufwand verbunden ist. Ferner besteht die Möglichkeit, einen speziellen Messverstärker zu verwenden, der die Gleichtaktfehler durch seine interne Verschaltung weitestgehend unterdrückt. Derartige Messverstärker haben allerdings den Nachteil einer geringen Bandbreite (siehe auch [3]).
In US 2002/0024827 A1 und in US 2004/0257052 A1 sind Schaltwandler beschrieben, bei denen keine Phasenstrommessungen sondern Highside-Strommessungen durchgeführt werden, die Strom nur in Richtung von der Versorgung zum Verbraucher messen. In den Wandlern kann der genannte Strom also nur dann gemessen werden, wenn der entsprechende Transistor leitend ist (Highside-Strommessung). Die Logik der Schaltwandler wird über eine Bootstrapschaltung aus der Ausgangsspannung versorgt.
Auch der Schaltwandler gemäß US 2006/0273662 realisiert keine Phasenstrommessung. Es wird die Spannungsdifferenz über dem Drain- zu Sorceanschluss eines Transistors gemessen, die aufgrund des Innenwiderstands des Transistors im leitenden Zustand entsteht. Bei dieser Messung kann der Strom also nur im leitenden Betrieb des Transistors ermittelt werden. Eine dynamische Stromvorgabe des Scheitelstroms ist möglich und dient als Stellgrößenvorgabe des Scheitelstroms. Eine Absolutstellgrößenvorgabe des Scheitelstroms kann damit dennoch nicht gewährleistet werden, da der Innenwiderstand des Transistors stark temperaturabhängig ist.
In dem Schaltwandler nach US 2014/0111113 A1 wird eine Lowside-Strommessung verwendet. Dies bedeutet, dass der Strom nur während einer Ausschaltphase des Messtransistors gemessen werden kann und nur auf den negativen Stromscheitelpunkt (Valleystrommessung) geregelt werden kann. Die Logik des Schaltwandlers wird durch eine Bootstrapschaltung aus der Ausgangsspannung versorgt.
US 2014/0133186 A1 befasst sich mit einer integrierten Lösung eines Sperrwandlerreglers mit interner galvanischer Trennung. Eine Stromregelung ist nicht erwähnt.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Schaltwandler zur Bereitstellung einer scheitelstromgeregelten und auf ein Massepotential bezogenen Ausgangsspannung zu schaffen, der trotz Verwendung eines üblichen Messverstärkers hohe Schaltfrequenzen erlaubt.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird mit der Erfindung ein Schaltwandler zur Bereitstellung einer scheitelstromgeregelten und auf ein Massepotential bezogenen Ausgangsspannung vorgeschlagen, der versehen ist mit

– einer Halbbrücke, die einen elektronischen Highside-Schalter und einen elektronischen Lowside-Schalter aufweist, welche in Reihe zwischen einem Versorgungspotential und einem Massepotential geschaltet sind, wobei an dem Knotenpunkt zwischen den beiden Schaltern die auf das Massepotential bezogene Ausgangsspannung anliegt,
– wobei die Halbbrücke einen Highside-Treiber zur Erzeugung einer auf die Zwischenkreisspannung bezogenen Highside-Ansteuerspannung für den Highside-Schalter und einen Lowside-Treiber zur Erzeugung einer auf das Massepotential bezogenen Lowside-Ansteuerspannung für den Lowside-Schalter aufweist,
– einer Spannungserzeugungsschaltung (Bootstrap) zur Erzeugung der Highside-Ansteuerspannung für den Highside-Schalter,
– wobei das Referenzpotential für die Highside-Ansteuerspannung das Potential des Knotenpunkts der Halbbrücke und das Referenzpotential für die Lowside-Ansteuerspannung das Massepotential ist,
– einer Strommesseinheit mit einem mit dem Knotenpunkt der Halbbrücke verbundenen Shuntwiderstand und mit einem den Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand verstärkenden Messverstärker zur Lieferung eines den Ist-Scheitelstrom repräsentierenden Ist-Werts,
– einer mit einem Taktsignal betriebenen Ansteuereinheit zur Erzeugung von binären Ansteuersignalen zur gegensinnigen Aktivierung und Deaktivierung der Highside- und Lowside-Treiber in Abhängigkeit von der Differenz aus dem Ist-Wert des Scheitelstroms und einem vorgebbaren Sollwert des Scheitelstroms und
– einem Komparator zur Erzeugung eines binären Eingangssignals für die Ansteuereinheit, das angibt, ob der Ist-Wert des Scheitelstroms größer ist oder nicht größer ist als der vorgebbare Sollwert für den Scheitelstrom.

Dieser Schaltwandler ist erfindungsgemäß gekennzeichnet durch

– eine mittels der Spannungserzeugungsschaltung erzeugbaren und auf das Potential des Knotenpunkts der Halbbrücke bezogenen Betriebsspannung für den Messverstärker und den Komparator, wobei das Referenzpotential für den Messverstärker und den Komparator das Potential des Knotenpunkts der Halbbrücke ist,
– eine einstellbare Spannungsquelle, mit der derjenige Eingang des Komparators verbunden ist, an dem der Sollwert für den Scheitelstrom anliegt, und
– eine Binärschnittstelle mit mehreren Bit-Leitungen zur Einstellung der Spannungsquelle, mit einer Taktleitung zur Übermittlung des Taktsignals an die Ansteuereinheit und mit einer Ansteuerleitung für die Übertragung des am Ausgang der Ansteuereinheit anstehenden binären Ansteuersignals für den Lowside-Treiber.

Mit der Erfindung wird sinngemäß vorgeschlagen, als Referenzpotential für den Betrieb des Messverstärkers und des Komparators das Potential des Knotenpunkts der Halbbrücke zu verwenden. Mit Hilfe der Spannungserzeugungsschaltung wird dabei eine (zweite) Betriebsspannung erzeugt, die für den Betrieb des Messverstärkers und des Komparators verwendet wird. Mit Hilfe einer ebenfalls vorzusehenden einstellbaren Spannungsquelle wird der Sollwert für den Scheitelstrom vorgegeben. Da nun die unterschiedlichen Komponenten des Schaltwandlers hinsichtlich unterschiedlicher Potentiale mit unterschiedlichen Betriebsspannungen betrieben werden, bedarf es einer galvanischen Trennung derjenigen Komponenten, die mit einer auf das Massepotential bezogenen Betriebsspannung versorgt werden, gegenüber denjenigen Komponenten, die mit einer auf das durch den Knotenpunkt der Halbbrücke bereitgestellte Referenzpotential bezogenen Betriebsspannung betrieben werden. Hierzu dient eine Binärschnittstelle, bei der eine Leitung die Ansteuerleitung für die Übertragung des am Ausgang der Ansteuereinheit anstehenden binären Ansteuersignals für den Lowside-Treiber ist. Die Binärschnittstelle weist darüber hinaus eine Taktleitung zur Übermittlung des Taktsignals an die Ansteuereinheit auf. Schließlich weist die Binärschnittstelle mehrere Bit-Leitungen zur Einstellung der Spannungsquelle auf.
Dadurch, dass das Referenzpotential für die Betriebsspannung des Messverstärkers erfindungsgemäß mit dem Potential am Knotenpunkt der Halbbrücke, mit dem der Shuntwiderstand verbunden ist, schwingt der Messverstärker also nun mit dem Potential des Knotenpunkts mit. Dadurch werden Gleichtaktanteile der über dem Shuntwiderstand abfallenden Messspannung verhindert bzw. unterdrückt. Somit kommt es gar nicht erst zu Gleichtaktfehlern, die kompensiert werden müssten, weshalb handelsübliche Messverstärker mit großer Bandbreite und insbesondere keine Differenzverstärker mit höchstgenauer Widerstandsbeschaltung erforderlich sind.
Erfindungsgemäß ist es zweckmäßig, wenn die von der Spannungserzeugungseinheit erfindungsgemäß erzeugte (zweite) Betriebsspannung stabilisiert wird. Hierzu dient gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ein Spannungsregler, dessen stabilisierte Ausgangsspannung gleich der (zweiten) Betriebsspannung für den Betrieb von Messverstärker und Komparator ist.
Ferner kann es zweckmäßig sein, wenn ein Glättungskondensator zwischen den die Betriebsspannung liefernden Ausgang des Spannungsreglers und den Knotenpunkt der Halbbrücke geschaltet ist.
Wie bereits oben erwähnt, bedient man sich zur Erzeugung der Ansteuerspannung für den Highside-Schalter einer Bootstrap-Schaltung aus einer Diode und einem mit dem Knotenpunkt der Halbbrücke verbundenen Ladungsspeicherkondensator, wobei die Highside-Ansteuerspannung und die Betriebsspannung als Spannung über dem Kondensator vorliegen oder auf Basis dieser erzeugbar sind.
Mit Hilfe der Slope-Kompensationseinheit lässt sich der erfindungsgemäße Schaltwandler unter Verwendung einer Obergrenzen- oder Peak-Abschaltung der Spannung oder mittels einer Untergrenzen- oder Valley-Abschaltung der Spannung betreiben. Beide Konzepte sind bei Schaltwandlern mit Scheitelstromregelung grundsätzlich bekannt, wobei bei der betreffenden Weiterbildung der Erfindung von Bedeutung ist, dass der Abgriff des aktuellen Duty-Cycle-Werts, der für beide Abschalt-Regelszenarien verwendet wird, am Eingang des Highside-Treibers erfolgt. Hierzu ist die Slope-Kompensationseinheit einstellbar und mittels der Betriebsspannung betreibbar, wobei sie mit dem Komparator verbunden ist und bei variabler Ausgangsspannung der Steigung vorgibt.
Eine adaptive Regelung der Slope-Kompensationseinheit mit einem Tiefpassfilter zur Filterung und Glättung des binären Highside-Ansteuersignals der Ansteuereinheit als Steuersignal für die Slope-Kompensationseinheit ist möglich.
Die Hauptaspekte der Erfindung sind die Phasenstrommessung mittels eines kommerziell erhältlichen, breitbandigen und somit schnellen Operationsverstärkers durch die Referenzierung von dessen Bezugspotential auf das Phasenpotential, wodurch die im Stand der Technik gegebenen Gleichtaktstörungen unterdrückt werden, und die Akquise sehr schneller Messsignale bei hoher Empfindlichkeit und großer Verstärkung. Somit kann ein sehr kleiner Strommesswiderstand in der Phase eingesetzt werden. Dies reduziert Verluste im Vergleich zu bestehenden Komperatorlösungen (siehe US 2002/0024827 A1 , US 2004/0257052 A1 und US 2006/0273662 A1 ), welche eine vergleichsweise große minimale Spannung über dem Strommesselement benötigen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand mehrerer Ausführungsbeispiele und unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Im Einzelnen zeigen dabei:
1 ein Beispiel für einen Schaltregler mit Scheitelstromregelung nach dem Stand der Technik,
2 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Schaltwandlers mit Hochgeschwindigkeits-Scheitelstromregelung und
3 ein zweites Ausführungsbeispiel eines Schaltwandlers mit Hochgeschwindigkeits-Scheitelstromregelung und adaptiver Slope-Kompensation, wobei sich der Schaltwandler im Peak-Betrieb und im Valley-Betrieb betreiben lässt.
2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Schaltwandlers.
Gemäß 2 wird über das Signal u_iset der Sollwert für den Scheitelausgangsstrom vorgegeben. Zusätzlich ist ein Taktsignal clk vorhanden, das einen Schaltzyklus bei einer positiven Flanke initiiert. Zu Beginn eines solchen Zyklus wird durch die positive Taktflanke des Taktsignals clk der Ausgang Q eines Flip-Flop 1 positiv und der Ausgang Q negativ geschaltet. Damit wird der Highside-Schalter SW1 leitend und der Lowside-Schalter SW2 sperrend. Folglich fließt ein konstant ansteigender Strom durch den Highside-Schalter SW1, eine gegebenenfalls vorhandene Induktivität L₀ und einen ebenfalls gegebenenfalls vorhandenen Glättungskondensator C₀ und durch die optional gegebene Ausgangslast, die parallel zum Glättungskondensator C₀ geschaltet ist. Der Strom wird als Spannungsabfall über einen Shuntwiderstand R_shunt gemessen. Der Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand R_shunt wird von einem Messverstärker OP1 verstärkt und nachfolgend an den positiven Eingang eines Komparators CMP1 geführt. Die zu messende Spannung über dem Shuntwiderstand R_shunt besitzt einen Gleichtakt, der unterdrückt werden muss. Das Ausgangssignal des Messverstärkers OP muss auf das im Vergleich zum Gleichtakt niedrigere Massepotential ”herabgesetzt”, d. h. referenziert werden.
Bei Erreichen oder Überschreiten des Sollwerts u_iset für den Scheitelstrom wird der Ausgang des Komparators CMP1 positiv und setzt das Flip-Flop 1 zurück, so dass der Highside-Schalter SW1 gesperrt und der Lowside-Schalter SW2 leitet. Die Ausgangslast wird in dieser Phase durch die gespeicherte Energie aus der Ausgangsinduktivität L₀ und dem Ausgangskondensator C₀ versorgt bzw. dann, wenn Induktivität und Kapazität parasitär in der Ausgangslast vorhanden sind, durch diese versorgt. Gleichzeitig wird der Bootstrap-Kondensator C_BST durch die Diode D_BST über die Systemspannung u_LS geladen. Die damit gespeicherte Energie versorgt den Highside-Treiber 2 des Highside-Schalters SW1, wenn dieser in der nächsten Schaltphase wieder leitet. Diese Regelung wird genutzt, um ein im Vergleich zu einer Spannungsregelung besseres Regelverhalten zu erzielen.
Aufgrund der fortschreitenden Miniaturisierung von elektronischen Komponenten und Systemen bei gleichzeitiger Kostenreduktion ist es notwendig, bei Schaltreglern und -wandlern höhere Schaltfrequenzen zu erzielen, um die benötigten passiven Komponenten (Induktivitäten und Kapazitäten) weiter zu minimieren.
Der bekannte Aufbau gemäß 1 ist aufgrund der beschränkten Bandbreite des Shuntverstärkers in der maximalen Schaltfrequenz der Halbbrücke begrenzt. Um eine höhere Schaltfrequenz unter Einsatz einer Scheitelstromregelung zu erreichen, wurde die in 2 dargestellte erfindungsgemäße Lösung entwickelt.
Wie bereits oben beschrieben, sind bekannte Schaltwandler auf Grund der beschränkten Bandbreite der speziellen, für die Unterdrückung von Gleichtaktfehlern erforderlichen Messverstärker hinsichtlich der maximalen Schaltfrequenz der Halbbrücke HB begrenzt. Um eine höhere Schaltfrequenz unter Einsatz einer Scheitelstromregelung mit herkömmlichem Messverstärker OP1 erreichen zu können, ist gemäß 2 bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung vorgesehen, eine zweite Systemspannung u_HS vorzusehen, die aus der bestehenden Spannung über dem Bootstrap-Kondensator C_BST erzeugt wird und zur Versorgung des Messverstärkers OP1, einer einstellbaren Spannungsquelle DAC, des Flip Flop 1, des Komparators CMP1, einer Slope-Kompensationseinheit u_slope und einer Isolationsschnittstelle 4 verwendet wird. Zur Anpassung und Stabilisierung dieser zweiten Systemspannung u_HS kann optional ein Festspannungsregler (LDO) 5 vorgesehen werden. An den Eingängen des Messverstärkers OP1 weist das zu messende Potential über dem Shuntwiderstand R_shunt auf Grund der Referenzierung auf den Bezugsknoten für die zweite Systemspannung u_HS (dieses Referenzpotential ist in den 2 und 3 mit einem nach unten zeigenden Dreieck gekennzeichnet) keinen Gleichtaktanteil mehr auf. Damit ist der Einsatz eines herkömmlichen Operationsverstärkers mit hoher Bandbreite und ohne höchstgenaue Anpassung der Widerstandsbeschaltung als Messverstärker OP1 möglich. Durch die Isolationsschnittstelle 4 kann die einstellbare Spannungs- bzw. Stromquelle DAC angepasst und das Taktsignal clk übertragen werden. Die Übertragung der Sollspannung (Sollwert für den Scheitelstrom) geschieht über die Eingänge 0 bis N der Isolationsschnittstelle 4 entsprechend der Auflösung der einstellbaren Spannungs- oder Stromquelle DAC. Das Schaltsignal für den Lowside-Treiber 3 des Lowside-Schalters SW2 wird ebenfalls über diese Isolationsschnittstelle 4 übertragen. Bei der Isolationsschnittstelle 4 handelt es sich um eine binäre Schnittstelle, die insbesondere auch der galvanischen Isolation der Ansteuerung des Lowside-Schalters SW2 und dessen Lowside-Treiber 3 gegenüber den anderen Komponenten des Schaltwandlers dient.
Wie bereits oben erwähnt, weist der Schaltwandler gemäß 2 eine Slope-Kompensationseinheit u_slope auf. Damit es nun zusätzlich möglich ist, auch bei einer variablen Ausgangsspannung eine stabile und optimale Regelung des Scheitelstroms zu erreichen, muss die Slope-Kompensation angepasst werden. Die Steigung m_S ist entsprechend der Ausgangsspannung und damit auch entsprechend dem Tastverhältnis zu wählen. Das Modul für die Slope-Kompensation wird von der zweiten Systemspannung u_HS versorgt und erhält, wie in 3 zusätzlich gezeigt, das Tastverhältnis aus dem Abgriff des Ansteuersignals für den Highside-Treiber 2, wobei das Signal über einen Tiefpassfilter (LPF) 6 geglättet wird. Der restliche Aufbau des derart modifizierten Schaltwandlers gemäß 3 entspricht demjenigen des Schaltwandlers nach 2, wobei gemäß 3 die einstellbare Spannungs- bzw. Stromquelle integraler Bestandteil der Isolationsschnittstelle 4 ist.
Durch die adaptive Slope-Kompensation kann über einen variablen Ausgangsspannungsbereich ein stabiler Peak-Abschaltungsbetrieb zur Scheitelstromregelung realisiert werden. Zusätzlich kann aber auch über den Valley-Betrieb (siehe [4] und [5]) auf den negativen Scheitelstrom geregelt werden. Bei einem positiven Wert des Taktsignals clk (ansteigende Flanke des Taktsignals) wird ein Taktzyklus begonnen. Dieser bewirkt, dass der Highside-Schalter SW1 sperrt und der Lowside-Schalter SW2 leitet. Sobald der vorgegebene Scheitelstrom zuzüglich der Slope-Kompensation unterschritten wird, entsteht am Komparator CMP1 eine positive Flanke. Diese setzt Flip-Flop 1 und es wird folglich der Highside-Schalter SW1 leitend und der Lowside-Schalter SW2 sperrend. Dieser Zyklus beginnt erneut mit einem positiven Wert des Taktsignals clk.
Bezugszeichenliste

1: Ansteuereinheit in Form eines Flip-Flop für die Highside- und Lowside-Treiber
2: Highside-Treiber
3: Lowside-Treiber
4: Isolationsschnittstelle in Form einer Binärschnittstelle
5: (Fest-)Spannungsregler LDO
6: Tiefpassfilter LPF
10: Halbbrücke
12: Spannungserzeugungseinheit
14: Strommesseinheit
16: Slope-Kompensationseinheit
KP: Knotenpunkt
CMP1: Komparator
DAC: einstellbare Spannungs- oder Stromquelle
t_dHS: Highside-Totzeitglied
t_dLS: Lowside-Totzeitglied
SW1: Highside-Schalter
SW2: Lowside-Schalter
D_BST: Bootstrap-Diode
C_BST: Bootstrap-Kondensator
R_shunt: Shuntwiderstand
OP1: Messverstärker
C₀: Kapazität
C₂: Glättungskondensator
L₀: Induktivität
clk: Taktsignal
u_LS: erste Systemspannung
u_HS: zweite Systemspannung
u_iset: Sollwert für den Scheitelstrom

REFERENZEN

[1] Texas Instruments Inc.: MODELLING, ANALYSIS AND COMPENSATION OF THE CURRENT-MODE CONVERTER. url: http://www.ti.com/lit/an/slua101/slua101.pdf
[2] Patent: US 8773097 B2
[3] Maxim Integrated Products Inc.: Datenblatt MAX9643. url: https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX9643.pdf
[4] Yanming, Li; Xinquan, Lai; Fuji, Chef; Bing, Yuan; Xinzhang, Jia: An adaptive slope compensation circuit for buck DC-DC converter. In: ASIC, 2007. ASICON '07. 7th International Conference on, 2007, S. 608–611
[5] Jian Li: Current-Mode Control: Modeling and its Digital Application https://theses.lib.vt.edu/theses/available/etd-04192009-152740/unrestricted/Disseration_JianLi_revision_new.pdf

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 2002/0024827 A1 [0009, 0023]
US 2004/0257052 A1 [0009, 0023]
US 2006/0273662 [0010]
US 2014/0111113 A1 [0011]
US 2014/0133186 A1 [0012]
US 2006/0273662 A1 [0023]

Claims

Schaltwandler zur Bereitstellung einer scheitelstromgeregelten und auf ein Massepotential bezogenen Ausgangsspannung, mit – einer Halbbrücke (10), die einen elektronischen Highside-Schalter (SW1) und einen elektronischen Lowside-Schalter (SW2) aufweist, welche in Reihe zwischen einem Versorgungspotential und einem Massepotential geschaltet sind, wobei an dem Knotenpunkt (KP) zwischen den beiden Schaltern (SW1, SW2) die auf das Massepotential bezogene Ausgangsspannung anliegt, – wobei die Halbbrücke (10) einen Highside-Treiber (2) zur Erzeugung einer auf die Zwischenkreisspannung bezogenen Highside-Ansteuerspannung für den Highside-Schalter (SW1) und einen Lowside-Treiber (3) zur Erzeugung einer auf das Massepotential bezogenen Lowside-Ansteuerspannung für den Lowside-Schalter (SW2) aufweist, – einer Spannungserzeugungseinheit (12) zur Erzeugung der Highside-Ansteuerspannung für den Highside-Schalter (SW1), – wobei das Referenzpotential für die Highside-Ansteuerspannung das Potential des Knotenpunkts (KP) der Halbbrücke (10) und das Referenzpotential für die Lowside-Ansteuerspannung das Massepotential ist, – einer Strommesseinheit (14) mit einem mit dem Knotenpunkt (KP) der Halbbrücke (10) verbundenen Shuntwiderstand (R_shunt) und mit einem den Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand (R_shunt) verstärkenden Messverstärker (OP1) zur Lieferung eines den Ist-Scheitelstrom repräsentierenden Ist-Werts, – einer mit einem Taktsignal (clk) betriebenen Ansteuereinheit (1) zur Erzeugung von binären Ansteuersignalen zur gegensinnigen Aktivierung und Deaktivierung der Highside- und Lowside-Treiber (2, 3) in Abhängigkeit von der Differenz aus dem Ist-Wert des Scheitelstroms und einem vorgebbaren Sollwert (u_iset) des Scheitelstroms und – einem Komparator (CMP1) zur Erzeugung eines binären Eingangssignals für die Ansteuereinheit (1), das angibt, ob der Ist-Wert des Scheitelstroms größer ist oder nicht größer ist als der vorgebbare Sollwert (u_iset) für den Scheitelstrom, gekennzeichnet durch – eine mittels der Spannungserzeugungsschaltung (12) erzeugbaren und auf das Potential des Knotenpunkts (KP) der Halbbrücke (10) bezogenen Betriebsspannung (u_HS) für den Messverstärker (OP1) und den Komparator (CMP1), – eine einstellbare Spannungsquelle (DAC), mit der derjenige Eingang des Komparators (CMP1) verbunden ist, an dem der Sollwert (u_iset) für den Scheitelstrom anliegt, und – eine Binärschnittstelle mit mehreren Bit-Leitungen zur Einstellung der Spannungsquelle (DAC), mit einer Taktleitung zur Übermittlung des Taktsignals (clk) an die Ansteuereinheit (1) und mit einer Ansteuerleitung für die Übertragung des am Ausgang der Ansteuereinheit (1) anstehenden binären Ansteuersignals für den Lowside-Treiber (3).
Schaltwandler nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Spannungsregler (5) zur Stabilisierung der aus der Spannungserzeugungseinheit (12) erzeugbaren Betriebsspannung (u_HS) für den Messverstärker (OP1) und den Komparator (CMP1).
Schaltwandler nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen Glättungskondensator (C₂), der zwischen den die Betriebsspannung liefernden Ausgang des Spannungsreglers (5) und den Knotenpunkt (KP) der Halbbrücke (10) geschaltet ist.
Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungserzeugungseinheit (12) eine Bootstrap-Schaltung aus einer Diode (D_BST) und einem mit dem Knotenpunkt (KP) der Halbbrücke (10) verbundenen Ladungsspeicherkondensator (C_BST) aufweist und dass die Highside-Ansteuerspannung (u_BST) und die Betriebsspannung (u_HS) als Spannung über dem Ladungsspeicherkondensator (C_BST) vorliegen oder auf Basis dieser erzeugbar sind.
Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch eine einstellbare und mittels der Betriebsspannung (u_HS) betreibbare Slope-Kompensationseinheit (16), die mit dem Komparator (CMP1) verbunden ist und bei variabler Ausgangsspannung (m_S) deren Steigung vorgibt.
Schaltwandler nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine adaptive Regelung der Slope-Kompensationseinheit (16) mit einem Tiefpassfilter (6) zur Filterung und Glättung des binären Highside-Ansteuersignals der Ansteuereinheit (1) als Steuersignal für die Slope-Kompensationseinheit (16).