DE19940544A1 - Einkoppelstufe für ein Datenübertragungssystem für Niederspannungsnetze - Google Patents

Einkoppelstufe für ein Datenübertragungssystem für Niederspannungsnetze

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DE19940544A1
DE19940544A1 DE19940544A DE19940544A DE19940544A1 DE 19940544 A1 DE19940544 A1 DE 19940544A1 DE 19940544 A DE19940544 A DE 19940544A DE 19940544 A DE19940544 A DE 19940544A DE 19940544 A1 DE19940544 A1 DE 19940544A1
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Lothar Heinemann
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Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Einkopplung eines hochfrequenten Sendesignals (u HF ) in ein Niederspannungsnetz (L1, N), wobei ein Ausgangsverstärker (202) angeordnet ist, dem als Eingangsspannung eine an einer Additionsstelle (209) gebildete Differenzspannung (u Diff ) zwischen dem Sendesignal (u HF ) und einem Rückführsignal (u rück ) zugeführt ist. Dem Ausgangsverstärker (202) ist zur Anpassung an die Netzimpedanz (Z L ) ein Netzwerk (206) nachgeschaltet. Am Ausgang des Netzwerks (206) sind Mittel (208) zur Erfassung einer dem Netzwerk-Ausgangsstrom-(i M )-proportionalen Spannung (u mess ) angeordnet, und die erfaßte Spannung (u mess ) ist einem Reglermodul (207) zugeführt, dessen Ausgangssignal das Rückführsignal (u rück ) ist.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Einkopplung von hochfrequenten Nutzsi­ gnalen für eine bidirektionale Datenübertragung auf einem Niederspannungsnetz.
Durch die Deregulierung des Energiemarktes und die damit verbundenen Energie-Mehrwert­ dienste hat das Interesse an der direkten Übertragung von Daten zwischen den Energiever­ sorgungsunternehmen und den verschiedenen Endkunden stark zugenommen. Der dazu notwendige bidirektionale Datentransfer kann dabei vorteilhaft über das Niederspannungs­ netz selbst erfolgen. Diese Art der Datenübertragung wird als Power-Line-Kommunikation (engl. power line communication = PLC) bezeichnet. Das Datenübertragungssystem kann dabei schematisch durch eine sternförmige Anordnung repräsentiert werden. Im Knoten­ punkt des Sternes befindet sich eine intelligente Steuerungseinheit, der sogenannte Intelli­ gente Netzcontroller (= INC). In den Endpunkten werden die Signale für den bidirektionalen Datentransfer jeweils durch eine Sender/Empfängereinheit erzeugt bzw. verarbeitet. Diese Sende/Empfängereinheit wird auch als Transceiver (= TR) bezeichnet. Der Sternpunkt ent­ spricht in der Praxis üblicherweise der 50-Hz-Verteiltransformatorstation, die Endpunkte sind üblicherweise in der Nähe des Hausanschlusses des Endkunden zu finden.
Um das Niederspannungsnetz als Übertragungsmedium nutzen zu können, wird im INC so­ wie in jedem TR ein Modulator/Demodulator (= Modem) verwendet, wo die digitalen Nutz­ daten für den Nachrichtenkanal geeignet aufbereitet werden. Das Modem wiederum besteht im wesentlichen aus einem Teil zur Signalverarbeitung, wo die Modulation/Demodulation erfolgt, und einer Netzeinkoppelstufe, mit der das analoge Ausgangssignal auf das Nieder­ spannungsnetz aufgeprägt und auch empfangen wird.
Nach Deutsches Institut für Normung: DIN EN 50065-1: Signalübertragung auf elektrischen Niederspannungsnetzen im Frequenzbereich 3 kHz bis 148.5 kHz, VDE-Verlag, Berlin; reicht das gesamte für die Kommunikation auf Niederspannungs-Verteilnetzen für Energie­ versorgungsunternehmen freigegebene Frequenzband von 9 bis 95 kHz. Wie dabei in "Arz­ berger, M.: Datenkommunikation auf elektrischen Verteilnetzen für erweiterte Energiedienst­ leistungen, Dissertation Universität Karlsruhe, 1997; dargelegt, wird dabei aufgrund der speziellen Eigenschaften des Nachrichtenkanals das sogenannte Frequency-Hopping-Mo­ dulationsverfahren (= FH-Modulation) mit z. B. 4 diskreten Frequenzen innerhalb eines Fre­ quenzbereiches von z. Zt. 40 bis 80 kHz verwendet. Der INC prüft periodisch die Erreichbar­ keit der einzelnen TR und wickelt bei Bedarf Datenverkehr ab (= Polling-Verfahren).
Prinzipiell sind zwei verschiedene Varianten zur Ein- und Auskopplung von Signalen auf das Niederspannungsnetz denkbar, nämlich die serielle und die parallele Ein- und Auskopplung. Eine bidirektionale Datenübertragung im Frequenzbereich von 40 bis 80 kHz läßt sich mit der parallelen Ein- und Auskopplung kostengünstiger realisieren, da die Ausgangsstufe für die Auskopplung der Signale einfach über einen genügend spannungsfesten Kondensator (um die 230 V/50-Hz-Netzspannung vom Modem fernzuhalten) und evtl. über einen Übertrager zur Potentialtrennung parallel an das Versorgungsstromnetz angeschlossen wird. Die Ein- und Auskopplung erfolgt entweder zwischen einer Phase und dem Neutralleiter oder, z. B. bei Netzen ohne Neutralleiter, zwischen zwei Phasen. Die Ein- und Auskopplung zwischen einer Phase und dem Neutralleiter wird üblicherweise aus praktischen Gründen vorgezogen, weil die vom übertragungstechnischen Standpunkt aus störende 50-Hz-Netzspannung nur 230 V gegenüber 400 V bei der Ein- und Auskopplung zwischen zwei Phasen beträgt.
Die Einkopplung der Signale auf das Niederspannungsnetz erfordert deutlich mehr schal­ tungstechnischen Aufwand als dies bei der Auskopplung der Signale der Fall ist. Der Ein­ kopplung der Signale muß deshalb auch größere Bedeutung beigemessen werden, da hier das größere Potential für weitere Kosteneinsparung bei gleichzeitig verbesserten Eigen­ schaften gesehen wird. Im folgenden wird deshalb nur noch die Einkopplung der Signale betrachtet und diskutiert. Die eigentlich immer vorhandene Stufe für die Auskoppelung der Signale wird nur noch dann erwähnt, wenn dies im Sinne der Beschreibung der Erfindung erforderlich erscheint.
Die Leitungen von der Verteiltransformatorstation zu den Hausanschlüssen der Endverbrau­ cher sind teilweise als Erdkabel, teilweise als Freileitungen ausgeführt, wobei auf dem Weg von der Verteiltransformatorstation zum Endverbraucher mehrere Übergänge von Erdkabeln auf Freileitungen und umgekehrt vorkommen können. Darüber hinaus treten Verzweigungs­ punkte auf, da nicht jeder Endverbraucher über eine eigene Kabelverbindung mit der Verteil­ transformatorstation verbunden ist. Erdkabel weisen im Vergleich zu Freileitungen einen größeren Kapazitäts- und einen kleineren Induktivitätsbelag auf, woraus ein erheblich niedri­ gerer Wellenwiderstand des Erdkabels resultiert. An einem Übergang Freileitung - Erdkabel findet aus diesem Grund eine Spannungsteilung statt, die einen großen Beitrag zu den ins­ gesamt sehr hohen Dämpfungswerten liefert. Diese Stoßstellen sind auch die Ursache dafür, daß sich das Verteilnetz als Nachrichtenkanal nicht reziprok verhält, sondern das Verhalten von der Kommunikationsrichtung abhängt. Die Dämpfungseigenschaften des Nachrichten­ kanals ändern sich im Laufe des Tages, je nachdem, wie stark und auf welche Weise das Niederspannungsnetz durch angeschlossene Verbraucher (insbesondere Geräte mit ein­ gangsseitigen EMV-Filtern, wie z. B. primär getaktete Stromversorgungen von Fernsehgerä­ ten etc.) belastet wird. Um die negativen Auswirkungen dieser Eigenschaften auf die Zuver­ lässigkeit des Nachrichtenübertragungssystems gering zu halten ist wünschenswert, daß am Netzeinspeisepunkt im gesamten Nutzfrequenzbereich unabhängig vom gegenwärtigen Be­ lastungszustand immer die maximal erlaubte Signalamplitude zur Verfügung steht.
Die meist stark induktive, gegebenenfalls aber auch kapazitive Einkoppel- oder Zugangsim­ pedanz kann am Netzeinspeisepunkt des INC oder des TR in weiten Grenzen variieren. Der Betrag der Impedanz ist frequenzabhängig und liegt, je nach Verkabelungsart und Belastung des Netzes sowie für jede diskrete Sendefrequenz zwischen weniger als einem Ohm bis hin zu hundert Ohm. Diese Impedanz bildet die Last für den Ausgangsverstärker des INC und des TR. Je niedriger die Impedanz, desto mehr Scheinleistung wird zum Aufprägen einer bestimmten Signalamplitude auf die vorhandene Netzspannung benötigt. Diese Scheinlei­ stung muß von der Stromversorgung des Ausgangsverstärkers als Wirkleistung bereitgestellt werden und wird größtenteils als Verlustleistung in dem Ausgangsverstärker umgesetzt. Die Ursache für dieses Problem ist in der Fehlanpassung von Zugangsimpedanz und Quellimpe­ danz des Koppelnetzwerkes zu suchen. Es wäre wünschenswert, wenn die vom Ausgangs­ verstärker aufzubringende Ausgangsleistung eine reine Wirkleistung wäre. Nur dann ist es möglich, eine optimale Auslegung des Verstärkers und seiner Stromversorgung mit mög­ lichst geringer Leistung zu erzielen.
Bedingt durch die Frequenzabhängigkeiten der Eingangsimpedanz einerseits und der Impe­ danz des eigentlichen Einkoppelnetzwerkes andererseits ist die Kurvenform des FH- Modulationssignals verzerrt. Dies führt zu Ein- und Ausschwingvorgängen beim Übergang zwischen den diskreten Frequenzen und muß im Hinblick auf eine störungsfreie Datenüber­ tragung möglichst vermieden werden.
Der Ausgangsverstärker verursacht bei heute kommerziell verfügbare Systemen zusammen mit der Stromversorgung einen großen Anteil an den Kosten für das gesamte PLC-System, so daß durch optimale Auslegung der Netzeinkoppelstufe die bislang noch hohen Kosten des gesamten Systems deutlich reduziert werden können. Zudem erfüllen kommerziell ver­ fügbare Systeme die oben genannten elementaren technischen Anforderungen nicht.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Einkoppelstufe anzugeben, mit der das Gesamtsystem den oben genannten elementaren technischen Anforderungen genügt und wodurch eine deutliche Verbesserung des Wirkungsgrades bei gleichzeitig geringen Herstellungskosten erzielt werden kann.
Diese Aufgabe wird durch ein Einkoppelnetzwerk mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in weiteren Ansprüchen angegeben.
Eine weitere Beschreibung der Erfindung und deren Vorteile erfolgt nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen, die in Zeichnungsfiguren dargestellt sind.
Es zeigen:
Fig. 1 Blockschaltbild einer üblichen Einkoppelstufe nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe,
Fig. 3 Schaltbild einer gängigen Realisierung der nach dem Stand der Technik üblichen Einkoppelstufe,
Fig. 4 Schaltbild einer ersten möglichen Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe,
Fig. 5 Schaltbild einer zweiten möglichen Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe,
Fig. 6a, b, c vergleichende Darstellung des Einschwingvorganges des Sendesignals nach dem Stand der Technik und nach der erfindungsgemäßen Einkoppel­ stufe.
Gemäß dem in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbild besteht die nach dem Stand der Technik übliche Konfiguration zur Einspeisung eines Sendesignals uHF prinzipiell aus einem Modul für Signalverarbeitung 101, in dem die Modulation / Demodulation erfolgt, einem Modul, das einen Ausgangsverstärker 102 enthält, einem Modul 103 für die Stromversorgung des Aus­ gangsverstärkers 102 und der Schaltung für die Signalverarbeitung 101, einem Modul für die Einkopplung der Signale 104 auf das Niederspannungsnetz sowie einem Modul für die Aus­ kopplung des Empfangssignals 105. Die Module 104 und 105 enthalten gewöhnlich auch jeweils einen Transformator zur Potentialtrennung und zur Anpassung der Signalamplitude. Das Modul 101 liefert als analoge Ausgangsgröße eine Spannung uHF, die vom Ausgangs­ verstärker 102 verstärkt wird. Als Eingangsgröße des Modules 101 ist die ausgekoppelte Empfangsspannung uRX anzusehen. Des weiteren wird mit dem Modul 101 auch der digitale Datentransfer zur restlichen Schaltung abgewickelt. Die Ausgangsgröße der Gesamtschal­ tung bildet die Spannung uL, die dann quasi über der Netzimpedanz Z L anliegt. Mit ui, u1, u2 sind Ein- und Ausgangsspannungen des Stromversorgungsmoduls 103 bezeichnet. Mit uN ist die Wechselspannung des Niederspannungsnetzes bezeichnet. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 102 ist mit uamp bezeichnet.
Bei dem in Fig. 2 gezeigten Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Netzeinkoppelstufe sind zu dem in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbild drei weitere Module 206, 207 und 208 hinzu­ gefügt, mit denen die eingangs erwähnten technischen Grundanforderungen erfüllt werden. Die mit 201 bis 205 bezeichneten Module können dabei in gleicher Weise aufgebaut sein, wie dies nach dem Stand der Technik bei den in Fig. 1 gezeigten Modulen 101 bis 105 ge­ geben ist. Modul 206 wird zwischen dem Modul für den Ausgangsverstärker 202 und dem Modul für die Einkoppelung der Signale 204 angeordnet. Mit diesem vorzugsweise aus pas­ siven Bauelementen bestehenden Netzwerk wird eine Anpassung der Impedanz erzielt, mit welcher der Ausgangsverstärker 202 belastet wird (= Matching-Netzwerk). Das Netzwerk 206 wird dabei zweckmäßigerweise so ausgelegt, daß bei dem zu erwartenden schlechte­ sten Fall (dies ist derjenige, bei dem die von 202 und somit auch von 203 aufzubringende Leistung sonst am höchsten ist) sich am Ausgang des Verstärkers 202 eine ohmsche Last einstellt. Auf diese Weise kann der Leistungsbedarf des Ausgangsverstärkers 202 und damit auch die bereitzustellende Ausgangsleistung des Netzteiles 203 weiter reduziert werden. Das Reglermodul 207 enthält eine Schaltung, durch welche eine Regelung der Ausgangs­ spannung uL ohne Kenntnis der Einkoppelimpedanz Z L erzielt werden kann. Diese Regelung kann entweder direkt (durch Messung der Ausgangsspannung uL bei auf Netzpotential an­ geordneter Einkoppelstufe) oder indirekt durch Messung eines Stromes (z. B. des Ausgangs­ stromes des Ausgangsverstärkers iM oder des Stromes des in Reihe geschalteten Netzwer­ kes für die Anpassung der Impedanz) erfolgen. Fig. 2 zeigt als Beispiel, wie die indirekte Re­ gelung der Ausgangsspannung uL erfolgen kann. Die Eingangsgröße des Reglermodules 207 bildet der durch den Meßumformer 208 auf eine Spannung umess abgebildete Strom iM des Netzwerkes 206 zur Anpassung der Impedanz. Mit uM ist die Ausgangsspannung des Moduls 206 bezeichnet. Die Ausgangsgröße urück des Reglermodules 207 ist eine dem Strom des Netzwerkes zur Anpassung der Impedanz und damit der Ausgangsspannung uL äquivalente Spannung. Diese Spannung wird - wie in der Regelungstechnik üblich - mit der vom Modul 201 gelieferten Wechselspannung uHF verglichen. Am Eingang des Ausgangs­ verstärkers steht dann die mittels einer Additionsstelle 209 gebildete Differenzspannung UDiff zur Verfügung, die sich abhängig von der Impedanz des Netzes Z L einstellt. Weiterhin ist zu erwähnen, daß das Modul 206 mit dem Netzwerk zur Anpassung der Impedanz innerhalb der aufgezeigten Regelschleife liegt.
Die in Fig. 2 dargestellte Anordnung liefert demzufolge eine Ausgangsspannung uL nahezu konstanter Amplitude, unabhängig von der Frequenz und den unterschiedlichsten Impedan­ zen des Netzes, bei gleichzeitig geringem Leistungsbedarf des Ausgangsverstärkers 202 und damit auch geringem Leistungsbedarf der Stromversorgung 203.
Fig. 3 zeigt ein Schaltbild einer gängigen Realisierung nach dem Stand der Technik. Das prinzipielle Problem der bekannten Schaltung besteht darin, daß der Ausgangsverstärker 102 unabhängig von der Einkoppelimpedanz Z L eine Signalspannung konstanter Amplitude abgibt. Durch die von den Koppelkondensatoren Ck1 und Ck2 sowie den mit parasitären Ei­ genschaften behafteten Transformator T (mit frequenzabhängigem Kurzschlußwiderstand und Streuinduktivität) gebildete Impedanz Z Q wird die dynamisch niedrige Ausgangsimpe­ danz des Verstärkers 102 stark angehoben. Der Koppelkondensator Ck1 wird benötigt, um die 230-V/50-Hz-Netzspannung uN vom Ausgangsverstärker fernzuhalten. Die Wahl des Ka­ pazitätswertes von Ck1 und Ck2 ist dabei ein Kompromiß. Einerseits soll der Wert möglichst niedrig sein, um den 50-Hz-Strom durch den Ausgangsverstärker zu begrenzen. Andererseits darf die Impedanz der Kondensatoren Ck1 und Ck2 bei der niedrigsten zu übertragenden Si­ gnalfrequenz nicht zu groß sein, da sie mit der Einkoppelimpedanz Z L einen frequenzabhän­ gigen Spannungsteiler bildet und damit die eingekoppelte Signalamplitude vermindert. Ins­ besondere bei den niedrigen Signalfrequenzen, wo wegen des besonders niedrigen Betra­ ges der Einkoppelimpedanz vergleichsweise hohe Einkoppelleistungen benötigt werden, macht sich der Hochpaßcharakter der Anordnung störend bemerkbar. Der Kondensator Ck2 stellt sicher, daß ein bedingt durch den Offset des Verstärkers eventuell vorhandener Gleich­ spannungsanteil der Ausgangsspannung des Verstärkers nicht den Transformator in einer Richtung magnetisiert und damit die Sättigung des Transformators herbeiführt.
Durch die erhöhte Quellimpedanz Z Q kommt es zu einer frequenz- und lastabhängigen Spannungsteilung zwischen Z L und Z Q, weshalb die Amplitude der Ausgangsspannung uL sehr stark schwankt. In einer solchen Anordnung nach dem Stand der Technik muß die Im­ pedanz Z Q der Einkoppelstufe im Vergleich zur niedrigsten Impedanz des Netzes gering sein, damit die beschriebene Spannungsteilung nicht zu stark ins Gewicht fällt. Selbst wenn dies gelingt, ist es mit dieser Schaltung nicht möglich, die Amplitude der eingekoppelten Sendesignals über einen größeren Frequenzbereich reproduzierbar einzustellen.
Fig. 4 zeigt dagegen eine erste mögliche Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppel­ stufe mit indirekter Regelung der Ausgangsspannung uL. Bei dieser Realisierungsvariante wird der Primärstrom iM des Transformators T als Maß für die Ausgangsspannung verwen­ det. Dieses Prinzip beruht auf der Tatsache, daß aus dem Integral des Stromes iM bei be­ kannten Werten der Koppelkondensatoren Ck1 und Ck2 und der Parameter des Transfor­ mators näherungsweise die Spannung an der Netzimpedanz Z L berechnet werden kann. Hierbei wird vereinfacht angenommen, daß die 50-Hz-Spannung UM - wie auch bei der Schaltung nach dem Stand der Technik - am Koppelkondensator abfällt und daß sich die entsprechende Masche netzseitig über die Hauptinduktivität des Transformators schließt. D. h. durch Kenntnis des Stromes iM auf der Primärseite des Transformators kann nähe­ rungsweise auf die Spannung uL über der Einkoppelimpedanz geschlossen werden. Das eigentliche Spannungssignal kann aus dem Strom iM reproduziert werden, wenn man das Ausgangssignal umess einer Strommeßeinrichtung 208, die z. B. als Widerstand oder Strom­ transformator ausgeführt sein kann, in Block 207 zunächst verstärkt (angedeutet durch den Operationsverstärker OP1 mit dem Verstärkungsfaktor k) und anschließend einer Hochpaß­ filterung unterzieht, um den Restanteil des 50-Hz-Stromes zu eliminieren. Beispielhaft ge­ schieht das in Fig. 4 durch den mittels RHP1, RHP2, CHP1, CHP2, als Hochpaß 2. Ordnung geschalteten OP2. Abschließend wird das Stromsignal einem Integrator (OP3, Rint Cint) zugeführt. Das so gewonnene Abbild urück der Ausgangsspannung uL und die Ausgangs­ spannung uM eines Matching-Netzwerkes 206 werden mittels R1 und R2 gewichtet sum­ miert und von der Soll-Ausgangsspannung uHF zur Bildung der Regeldifferenz uDiff subtra­ hiert. Das geschieht im vorteilhaft als Differenzverstärker ausgeführten Eingangsteil des Lei­ stungsverstärkers 202.
Das Matching-Netzwerk 206 ist allgemein in Form eines T-Ersatzschaltbildes dargestellt. Im einfachsten denkbaren Fall kann es aus nur einer einzigen Serieninduktivität bestehen, die mit der Serienschaltung der Kondensatoren Ck1 und Ck2 des Moduls 204.1 einen Serienre­ sonanzkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz im Übertragungsband nahe der niedrigsten zu übertragenden Frequenz liegt. Eine solche Serieninduktivität kann entweder ein diskretes Bauelement sein oder aber durch die Streuinduktivität eines Transformators zur Pegelan­ passung gebildet werden. Entgegen dem in Fig. 3 dargestellten Stand der Technik ist die Streuinduktivität eines solchen Übertragers in dem in Fig. 4 vorgeschlagenen Konzept kein Nachteil, vielmehr wird eine vorher störende parasitäre Eigenschaft eines Bauelementes vorteilhaft genutzt. Im wesentlichen gelingt das durch Einbeziehung des Anpassungsnetz­ werkes 206 in die innere Schleife des zweischleifigen Regelkreises (sog. Kaskadenrege­ lung), den die in Fig. 4 vorgeschlagene Anordnung bildet.
Fig. 5 zeigt eine zweite mögliche Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe. Die gesamte Einkoppelstufe befindet sich hierbei auf Netzpotential. Wenn auf den Transformator zur Potentialtrennung im Ausgangskreis verzichtet wird, vereinfacht sich das Modul zur Netzeinkopplung 204.2 wesentlich und enthält nur noch einen Koppelkondensator Ckl. Da­ durch wird nicht nur der aufwendige und teure Übertrager eingespart; obendrein kann eine exaktere Reproduzierung der Spannung uL durch das Reglermodul 207 erreicht werden. Bei dieser Variante wird direkt der Laststrom iM zur Berechnung der Ausgangsspannung uL ver­ wendet. Dazu wird analog zu Fig. 4 mittels der Strommeßeinrichtung 208, hier beispielhaft ein einfacher Shuntwiderstand RCS, eine Umformung des Stromes iM in eine Spannung umess vorgenommen. Diese wird wieder durch OP1 verstärkt, durch OP2 gefiltert und durch OP3 integriert. Die Regelgröße uM der inneren Regelschleife wird mittels R1, die Rückführ­ größe des äußeren Kreises urück durch R2 skaliert. Diese gewichtete Summe wird zur Bil­ dung der Regeldifferenz uDiff von der Soll-Ausgangsspannung uHF subtrahiert, was auch hier wieder vorteilhaft im Leistungsverstärker 202 erfolgt. Die Eigenschaften der Kaskaden­ regelung kommen in dieser Variante ebenso zur Geltung wie in der in Fig. 4 dargestellten Anordnung. Sollte eine Potentialtrennung zur restlichen Schaltung 201 nötig sein, kann diese z. B. am Ausgang des Moduls 201 vorgenommen werden, wo uHF anliegt. Der Vorteil ge­ genüber dem Stand der Technik (Fig. 3) ist dabei, daß an dieser Stelle nur kleine Leistungen auftreten, so daß ein kleinvolumiger, preisgünstiger Übertrager eingesetzt werden kann. Darüber hinaus spielen dessen parasitäre Eigenschaften an dem vorgeschlagenen Einbauort nur eine untergeordnete Rolle. Denkbar wäre auch ein Einsatz eines Optokopplers statt des Übertragers.
Fig. 6a bis 6c zeigen schließlich als Beispiel ein Simulationsergebnis des Einschwingvorgan­ ges des Sendesignals uL. Das in Fig. 6a dargestellte Schwingungspaket mit 3 unterschiedli­ chen Frequenzen, aber identischer Amplitude soll mit einer Amplitude von 2 V möglichst ex­ akt auf die unbekannte Netzimpedanz uL aufgeprägt werden. Fig. 6b stellt den Zeitverlauf der Ausgangsspannung uL dar, wenn eine Einkoppelstufe nach dem Stand der Technik (Fig. 3) eingesetzt wird: Es treten starke Einschwingverzerrungen auf, und die Amplituden der einzelnen Sendefrequenzen sind sehr unterschiedlich. Die höchste und die niedrigste Sen­ defrequenz erreichen schon am Einspeisepunkt nicht den angestrebten Pegel, was die Reichweite und Zuverlässigkeit der Datenübertragung einschränkt. Bedingt durch Resonan­ zeffekte können, wie in Fig. 6b ebenfalls gut zu erkennen, bei bestimmten Frequenzen auch unkontrollierte Amplitudenüberhöhungen entstehen. Ein solches Verhalten ist aber vom Standpunkt der Norm EN50065-1 aus, in der Maximalamplituden für solche Power-Line- Kommunikationssysteme festgelegt sind, inakzeptabel: Je nach den Impedanzeigenschaften des Einspeisepunktes können z. T. erhebliche Überschreitungen der erlaubten Sendepegel auftreten. Das kann nur verhindert werden, wenn man die Sendeamplitude von vornherein so niedrig wählt, daß Überschreitungen ausgeschlossen sind. Das hat aber drastische Ein­ bußen für Reichweite und Zuverlässigkeit des PLC-Systems zur Folge.
Anders sehen die in Fig. 6c dargestellten Ergebnisse bei Verwendung der vorgeschlagenen neuartigen Einkoppelstufe aus: Die angestrebte konstante und sehr gut reproduzierbare Am­ plitude des Sendesignals von 2 V wird erreicht, störende Einschwingvorgänge sind weitge­ hend unterdrückt. Mit dieser Anordnung können die in EN50065-1 spezifizierten Sendepegel tatsächlich ausgeschöpft werden, ohne daß Pegeleinbußen am Einspeisepunkt in Kauf ge­ nommen werden müssen oder bei bestimmten Frequenzen Überschreitungen auftreten. Durch das in den Fig. 2, 4 und 5 gezeigte Anpassungsnetzwerk 206 gelingt es dabei gleich­ zeitig, die vom Sendeverstärker 202 zu liefernde Leistung zu minimieren.
Aus vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß die Ziele
  • a) die Zuverlässigkeit des gesamten Power-Line-Datenübertragungssystems zu stei­ gern bei
  • b) gleichzeitiger Verringerung der Verlustleistung des Sendeverstärkers und der nöti­ gen Netzteilleistung, durch Einsatz der vorgeschlagenen Einkoppeleinrichtung für Stromnetzkommunikationssy­ steme erreicht werden.

Claims (5)

1. Einrichtung zur Einkopplung eines hochfrequenten Sendesignals (uHF) in ein Niederspannungsnetz (L1, N), wobei
  • a) ein Ausgangsverstärker (202) angeordnet ist, dem als Eingangsspannung eine an einer Additionsstelle (209) gebildete Differenzspannung (uDiff) zwischen dem Sendesignal (uHF) und einem Rückführsignal (urück) zugeführt ist,
  • b) dem Ausgangsverstärker (202) zur Anpassung an die Netzimpedanz (ZL) ein Netzwerk (206) nachgeschaltet ist,
  • c) am Ausgang des Netzwerks (206) Mittel (208) zur Erfassung einer dem Netz­ werk-Ausgangsstrom-(iM)-proportionalen Spannung (umess) angeordnet sind, und
  • d) die erfaßte Spannung (umess) einem Reglermodul (207) zugeführt ist, dessen Ausgangssignal das Rückführsignal (urück) ist.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (206) mit passiven Bauelementen aufgebaut ist.
3. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Reglermodul (207) Mittel enthält zur Ausführung einer Verstär­ kung, einer Hochpaßfilterung und einer Integrationsfunktion.
4. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekenn­ zeichnet, daß dem Netzwerk (206) ein Einkoppelmodul (204.1) nachgeschaltet ist, das einen Transformator (T) mit primär- und sekundärseitigen Koppelkondensatoren (Ck1, Ck2) enthält.
5. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß dem Netzwerk (206) ein Einkoppelmodul (204.2) nachgeschaltet ist, das nur ei­ nen Koppelkondensator (Ck1) enthält.
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