DE19940544A1 - Coupling stage for a data transmission system for low-voltage networks - Google Patents
Coupling stage for a data transmission system for low-voltage networksInfo
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Abstract
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Einkopplung von hochfrequenten Nutzsi gnalen für eine bidirektionale Datenübertragung auf einem Niederspannungsnetz.The invention relates to a device for coupling high-frequency Nutzsi signals for bidirectional data transmission on a low-voltage network.
Durch die Deregulierung des Energiemarktes und die damit verbundenen Energie-Mehrwert dienste hat das Interesse an der direkten Übertragung von Daten zwischen den Energiever sorgungsunternehmen und den verschiedenen Endkunden stark zugenommen. Der dazu notwendige bidirektionale Datentransfer kann dabei vorteilhaft über das Niederspannungs netz selbst erfolgen. Diese Art der Datenübertragung wird als Power-Line-Kommunikation (engl. power line communication = PLC) bezeichnet. Das Datenübertragungssystem kann dabei schematisch durch eine sternförmige Anordnung repräsentiert werden. Im Knoten punkt des Sternes befindet sich eine intelligente Steuerungseinheit, der sogenannte Intelli gente Netzcontroller (= INC). In den Endpunkten werden die Signale für den bidirektionalen Datentransfer jeweils durch eine Sender/Empfängereinheit erzeugt bzw. verarbeitet. Diese Sende/Empfängereinheit wird auch als Transceiver (= TR) bezeichnet. Der Sternpunkt ent spricht in der Praxis üblicherweise der 50-Hz-Verteiltransformatorstation, die Endpunkte sind üblicherweise in der Nähe des Hausanschlusses des Endkunden zu finden.By deregulating the energy market and the associated added energy value services has an interest in the direct transfer of data between the energy suppliers utilities and the various end customers increased significantly. The one for that necessary bidirectional data transfer can be advantageous over the low voltage network itself. This type of data transfer is called power line communication (English power line communication = PLC). The data transmission system can are represented schematically by a star-shaped arrangement. In the knot At the point of the star is an intelligent control unit, the so-called Intelli gente network controller (= INC). In the endpoints, the signals for the bidirectional Data transfer each generated or processed by a transmitter / receiver unit. This Transceiver unit is also referred to as a transceiver (= TR). The star point ent in practice usually speaks the 50 Hz distribution transformer station, which are endpoints usually found near the end customer's house connection.
Um das Niederspannungsnetz als Übertragungsmedium nutzen zu können, wird im INC so wie in jedem TR ein Modulator/Demodulator (= Modem) verwendet, wo die digitalen Nutz daten für den Nachrichtenkanal geeignet aufbereitet werden. Das Modem wiederum besteht im wesentlichen aus einem Teil zur Signalverarbeitung, wo die Modulation/Demodulation erfolgt, und einer Netzeinkoppelstufe, mit der das analoge Ausgangssignal auf das Nieder spannungsnetz aufgeprägt und auch empfangen wird. In order to be able to use the low-voltage network as a transmission medium, the INC as in every TR a modulator / demodulator (= modem) is used, where the digital use data is prepared for the message channel. The modem in turn exists essentially from a part for signal processing, where the modulation / demodulation takes place, and a network coupling stage with which the analog output signal to the low voltage network is imprinted and received.
Nach Deutsches Institut für Normung: DIN EN 50065-1: Signalübertragung auf elektrischen Niederspannungsnetzen im Frequenzbereich 3 kHz bis 148.5 kHz, VDE-Verlag, Berlin; reicht das gesamte für die Kommunikation auf Niederspannungs-Verteilnetzen für Energie versorgungsunternehmen freigegebene Frequenzband von 9 bis 95 kHz. Wie dabei in "Arz berger, M.: Datenkommunikation auf elektrischen Verteilnetzen für erweiterte Energiedienst leistungen, Dissertation Universität Karlsruhe, 1997; dargelegt, wird dabei aufgrund der speziellen Eigenschaften des Nachrichtenkanals das sogenannte Frequency-Hopping-Mo dulationsverfahren (= FH-Modulation) mit z. B. 4 diskreten Frequenzen innerhalb eines Fre quenzbereiches von z. Zt. 40 bis 80 kHz verwendet. Der INC prüft periodisch die Erreichbar keit der einzelnen TR und wickelt bei Bedarf Datenverkehr ab (= Polling-Verfahren).According to the German Institute for Standardization: DIN EN 50065-1: Signal transmission to electrical Low voltage networks in the frequency range 3 kHz to 148.5 kHz, VDE-Verlag, Berlin; the whole is sufficient for communication on low-voltage distribution networks for energy utilities approved frequency band from 9 to 95 kHz. As in "Arz berger, M .: Data communication on electrical distribution networks for extended energy services achievements, dissertation Universität Karlsruhe, 1997; is set out on the basis of special properties of the news channel, the so-called frequency hopping mo dulationsverfahren (= FH modulation) with z. B. 4 discrete frequencies within a Fre quenz range of z. Currently used 40 to 80 kHz. The INC periodically checks the reachability of the individual TR and processes data traffic if necessary (= polling procedure).
Prinzipiell sind zwei verschiedene Varianten zur Ein- und Auskopplung von Signalen auf das Niederspannungsnetz denkbar, nämlich die serielle und die parallele Ein- und Auskopplung. Eine bidirektionale Datenübertragung im Frequenzbereich von 40 bis 80 kHz läßt sich mit der parallelen Ein- und Auskopplung kostengünstiger realisieren, da die Ausgangsstufe für die Auskopplung der Signale einfach über einen genügend spannungsfesten Kondensator (um die 230 V/50-Hz-Netzspannung vom Modem fernzuhalten) und evtl. über einen Übertrager zur Potentialtrennung parallel an das Versorgungsstromnetz angeschlossen wird. Die Ein- und Auskopplung erfolgt entweder zwischen einer Phase und dem Neutralleiter oder, z. B. bei Netzen ohne Neutralleiter, zwischen zwei Phasen. Die Ein- und Auskopplung zwischen einer Phase und dem Neutralleiter wird üblicherweise aus praktischen Gründen vorgezogen, weil die vom übertragungstechnischen Standpunkt aus störende 50-Hz-Netzspannung nur 230 V gegenüber 400 V bei der Ein- und Auskopplung zwischen zwei Phasen beträgt.In principle, there are two different variants for coupling and decoupling signals to the Low voltage network conceivable, namely serial and parallel coupling and decoupling. A bidirectional data transmission in the frequency range from 40 to 80 kHz can be done with the Implement parallel coupling and decoupling more cost-effectively because the output stage for the The signals are simply decoupled via a sufficiently voltage-proof capacitor (um keep the 230 V / 50 Hz mains voltage away from the modem) and possibly via a transformer is connected in parallel to the power supply network for electrical isolation. The A- and coupling takes place either between a phase and the neutral conductor or, for. B. at Networks without neutral, between two phases. The coupling and decoupling between one Phase and neutral is usually preferred for practical reasons because the 50 Hz mains voltage, which is disruptive from a transmission point of view, is only 230 V compared to 400 V when coupling in and out between two phases.
Die Einkopplung der Signale auf das Niederspannungsnetz erfordert deutlich mehr schal tungstechnischen Aufwand als dies bei der Auskopplung der Signale der Fall ist. Der Ein kopplung der Signale muß deshalb auch größere Bedeutung beigemessen werden, da hier das größere Potential für weitere Kosteneinsparung bei gleichzeitig verbesserten Eigen schaften gesehen wird. Im folgenden wird deshalb nur noch die Einkopplung der Signale betrachtet und diskutiert. Die eigentlich immer vorhandene Stufe für die Auskoppelung der Signale wird nur noch dann erwähnt, wenn dies im Sinne der Beschreibung der Erfindung erforderlich erscheint.The coupling of the signals to the low-voltage network requires significantly more stale technical effort than is the case with the decoupling of the signals. The one Coupling the signals must therefore be given greater importance, since here the greater potential for further cost savings with simultaneously improved own is seen. The following is therefore only the coupling of the signals considered and discussed. The actually always available stage for the decoupling of the Signals will only be mentioned if this is in the sense of the description of the invention appears necessary.
Die Leitungen von der Verteiltransformatorstation zu den Hausanschlüssen der Endverbrau cher sind teilweise als Erdkabel, teilweise als Freileitungen ausgeführt, wobei auf dem Weg von der Verteiltransformatorstation zum Endverbraucher mehrere Übergänge von Erdkabeln auf Freileitungen und umgekehrt vorkommen können. Darüber hinaus treten Verzweigungs punkte auf, da nicht jeder Endverbraucher über eine eigene Kabelverbindung mit der Verteil transformatorstation verbunden ist. Erdkabel weisen im Vergleich zu Freileitungen einen größeren Kapazitäts- und einen kleineren Induktivitätsbelag auf, woraus ein erheblich niedri gerer Wellenwiderstand des Erdkabels resultiert. An einem Übergang Freileitung - Erdkabel findet aus diesem Grund eine Spannungsteilung statt, die einen großen Beitrag zu den ins gesamt sehr hohen Dämpfungswerten liefert. Diese Stoßstellen sind auch die Ursache dafür, daß sich das Verteilnetz als Nachrichtenkanal nicht reziprok verhält, sondern das Verhalten von der Kommunikationsrichtung abhängt. Die Dämpfungseigenschaften des Nachrichten kanals ändern sich im Laufe des Tages, je nachdem, wie stark und auf welche Weise das Niederspannungsnetz durch angeschlossene Verbraucher (insbesondere Geräte mit ein gangsseitigen EMV-Filtern, wie z. B. primär getaktete Stromversorgungen von Fernsehgerä ten etc.) belastet wird. Um die negativen Auswirkungen dieser Eigenschaften auf die Zuver lässigkeit des Nachrichtenübertragungssystems gering zu halten ist wünschenswert, daß am Netzeinspeisepunkt im gesamten Nutzfrequenzbereich unabhängig vom gegenwärtigen Be lastungszustand immer die maximal erlaubte Signalamplitude zur Verfügung steht.The cables from the distribution transformer station to the house connections of the end consumer cher are partly designed as underground cables, partly as overhead lines, being on the way several transitions of underground cables from the distribution transformer station to the end user can occur on overhead lines and vice versa. In addition, branching occurs points, because not every end user has their own cable connection with the distributor transformer station is connected. Underground cables have one compared to overhead lines larger capacitance and a smaller inductance coating, resulting in a considerably low lower wave resistance of the underground cable results. At a transition from overhead line to underground cable For this reason, a voltage division takes place, which makes a large contribution to the ins delivers very high damping values overall. These joints are also the reason why that the distribution network as a message channel does not behave reciprocally, but behavior depends on the direction of communication. The damping properties of the news channels change over the course of the day depending on how much and how that Low voltage network through connected consumers (especially devices with a aisle-side EMC filters, such as B. primary clocked power supplies of televisions ten etc.) is charged. To the negative effects of these properties on the verver To keep the casualness of the messaging system low, it is desirable that on Network entry point in the entire useful frequency range regardless of the current Be the maximum permitted signal amplitude is always available.
Die meist stark induktive, gegebenenfalls aber auch kapazitive Einkoppel- oder Zugangsim pedanz kann am Netzeinspeisepunkt des INC oder des TR in weiten Grenzen variieren. Der Betrag der Impedanz ist frequenzabhängig und liegt, je nach Verkabelungsart und Belastung des Netzes sowie für jede diskrete Sendefrequenz zwischen weniger als einem Ohm bis hin zu hundert Ohm. Diese Impedanz bildet die Last für den Ausgangsverstärker des INC und des TR. Je niedriger die Impedanz, desto mehr Scheinleistung wird zum Aufprägen einer bestimmten Signalamplitude auf die vorhandene Netzspannung benötigt. Diese Scheinlei stung muß von der Stromversorgung des Ausgangsverstärkers als Wirkleistung bereitgestellt werden und wird größtenteils als Verlustleistung in dem Ausgangsverstärker umgesetzt. Die Ursache für dieses Problem ist in der Fehlanpassung von Zugangsimpedanz und Quellimpe danz des Koppelnetzwerkes zu suchen. Es wäre wünschenswert, wenn die vom Ausgangs verstärker aufzubringende Ausgangsleistung eine reine Wirkleistung wäre. Nur dann ist es möglich, eine optimale Auslegung des Verstärkers und seiner Stromversorgung mit mög lichst geringer Leistung zu erzielen.The mostly strongly inductive, but possibly also capacitive coupling or access im pedanz can vary within wide limits at the INC or TR network entry point. The The amount of the impedance is frequency-dependent and depends on the type of cabling and load of the network and for any discrete transmission frequency between less than one ohm up to to a hundred ohms. This impedance forms the load for the output amplifier of the INC and of the TR. The lower the impedance, the more apparent power is used to impress one certain signal amplitude to the existing mains voltage. This pretense Stung must be provided by the power supply of the output amplifier as active power are and are largely implemented as power loss in the output amplifier. The The cause of this problem is the mismatch between the access impedance and the source impedance to look for the coupling network. It would be desirable if the starting output power to be applied would be pure active power. Only then is it possible, an optimal design of the amplifier and its power supply with poss to achieve the lowest possible performance.
Bedingt durch die Frequenzabhängigkeiten der Eingangsimpedanz einerseits und der Impe danz des eigentlichen Einkoppelnetzwerkes andererseits ist die Kurvenform des FH- Modulationssignals verzerrt. Dies führt zu Ein- und Ausschwingvorgängen beim Übergang zwischen den diskreten Frequenzen und muß im Hinblick auf eine störungsfreie Datenüber tragung möglichst vermieden werden. Due to the frequency dependencies of the input impedance on the one hand and the Impe the actual coupling network, on the other hand, is the curve shape of the FH Modulation signal distorted. This leads to swinging in and swinging out during the transition between the discrete frequencies and must with respect to interference-free data should be avoided if possible.
Der Ausgangsverstärker verursacht bei heute kommerziell verfügbare Systemen zusammen mit der Stromversorgung einen großen Anteil an den Kosten für das gesamte PLC-System, so daß durch optimale Auslegung der Netzeinkoppelstufe die bislang noch hohen Kosten des gesamten Systems deutlich reduziert werden können. Zudem erfüllen kommerziell ver fügbare Systeme die oben genannten elementaren technischen Anforderungen nicht.The output amplifier together in today's commercially available systems with the power supply a large part of the costs for the entire PLC system, so that through optimal design of the network coupling stage the previously high costs of the entire system can be significantly reduced. In addition, commercial ver systems do not meet the above-mentioned basic technical requirements.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Einkoppelstufe anzugeben, mit der das Gesamtsystem den oben genannten elementaren technischen Anforderungen genügt und wodurch eine deutliche Verbesserung des Wirkungsgrades bei gleichzeitig geringen Herstellungskosten erzielt werden kann.The invention is therefore based on the object of specifying a coupling stage with which the overall system meets the above-mentioned basic technical requirements and thereby a significant improvement in efficiency with low at the same time Manufacturing costs can be achieved.
Diese Aufgabe wird durch ein Einkoppelnetzwerk mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in weiteren Ansprüchen angegeben.This object is achieved by a coupling network with the specified in claim 1 Features resolved. Advantageous refinements are specified in further claims.
Eine weitere Beschreibung der Erfindung und deren Vorteile erfolgt nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen, die in Zeichnungsfiguren dargestellt sind.A further description of the invention and its advantages is given below with reference to Embodiments that are shown in drawing figures.
Es zeigen:Show it:
Fig. 1 Blockschaltbild einer üblichen Einkoppelstufe nach dem Stand der Technik, Fig. 1 block diagram of a conventional Einkoppelstufe according to the prior art,
Fig. 2 Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe, Fig. 2 Block diagram of the invention Einkoppelstufe,
Fig. 3 Schaltbild einer gängigen Realisierung der nach dem Stand der Technik üblichen Einkoppelstufe, Fig. 3 diagram of a conventional implementation of the usual according to the prior art Einkoppelstufe,
Fig. 4 Schaltbild einer ersten möglichen Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe, Fig. 4 diagram a first possible realization of the invention Einkoppelstufe,
Fig. 5 Schaltbild einer zweiten möglichen Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe, Fig. 5 circuit diagram of a second possible realization of the invention Einkoppelstufe,
Fig. 6a, b, c vergleichende Darstellung des Einschwingvorganges des Sendesignals nach dem Stand der Technik und nach der erfindungsgemäßen Einkoppel stufe. Fig. 6a, b, c comparative representation of the transient of the transmission signal according to the prior art and according to the coupling stage according to the invention.
Gemäß dem in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbild besteht die nach dem Stand der Technik übliche Konfiguration zur Einspeisung eines Sendesignals uHF prinzipiell aus einem Modul für Signalverarbeitung 101, in dem die Modulation / Demodulation erfolgt, einem Modul, das einen Ausgangsverstärker 102 enthält, einem Modul 103 für die Stromversorgung des Aus gangsverstärkers 102 und der Schaltung für die Signalverarbeitung 101, einem Modul für die Einkopplung der Signale 104 auf das Niederspannungsnetz sowie einem Modul für die Aus kopplung des Empfangssignals 105. Die Module 104 und 105 enthalten gewöhnlich auch jeweils einen Transformator zur Potentialtrennung und zur Anpassung der Signalamplitude. Das Modul 101 liefert als analoge Ausgangsgröße eine Spannung uHF, die vom Ausgangs verstärker 102 verstärkt wird. Als Eingangsgröße des Modules 101 ist die ausgekoppelte Empfangsspannung uRX anzusehen. Des weiteren wird mit dem Modul 101 auch der digitale Datentransfer zur restlichen Schaltung abgewickelt. Die Ausgangsgröße der Gesamtschal tung bildet die Spannung uL, die dann quasi über der Netzimpedanz Z L anliegt. Mit ui, u1, u2 sind Ein- und Ausgangsspannungen des Stromversorgungsmoduls 103 bezeichnet. Mit uN ist die Wechselspannung des Niederspannungsnetzes bezeichnet. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 102 ist mit uamp bezeichnet.According to the block diagram shown in FIG. 1, the configuration customary in the prior art for feeding a transmission signal u HF basically consists of a module for signal processing 101 , in which the modulation / demodulation takes place, a module that contains an output amplifier 102 , a module 103 for the power supply of the output amplifier 102 and the circuit for signal processing 101 , a module for coupling the signals 104 to the low-voltage network and a module for coupling the received signal 105 . Modules 104 and 105 usually also each contain a transformer for potential isolation and for adjusting the signal amplitude. The module 101 supplies a voltage u HF as an analog output variable, which is amplified by the output amplifier 102 . The decoupled received voltage u RX is to be regarded as the input variable of the module 101 . The module 101 also handles the digital data transfer to the rest of the circuit. The output variable of the overall circuit forms the voltage u L , which is then applied virtually over the network impedance Z L. With u i , u 1 , u 2 , input and output voltages of the power supply module 103 are designated. The alternating voltage of the low-voltage network is designated by u N. The output voltage of amplifier 102 is labeled u amp .
Bei dem in Fig. 2 gezeigten Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Netzeinkoppelstufe sind zu dem in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbild drei weitere Module 206, 207 und 208 hinzu gefügt, mit denen die eingangs erwähnten technischen Grundanforderungen erfüllt werden. Die mit 201 bis 205 bezeichneten Module können dabei in gleicher Weise aufgebaut sein, wie dies nach dem Stand der Technik bei den in Fig. 1 gezeigten Modulen 101 bis 105 ge geben ist. Modul 206 wird zwischen dem Modul für den Ausgangsverstärker 202 und dem Modul für die Einkoppelung der Signale 204 angeordnet. Mit diesem vorzugsweise aus pas siven Bauelementen bestehenden Netzwerk wird eine Anpassung der Impedanz erzielt, mit welcher der Ausgangsverstärker 202 belastet wird (= Matching-Netzwerk). Das Netzwerk 206 wird dabei zweckmäßigerweise so ausgelegt, daß bei dem zu erwartenden schlechte sten Fall (dies ist derjenige, bei dem die von 202 und somit auch von 203 aufzubringende Leistung sonst am höchsten ist) sich am Ausgang des Verstärkers 202 eine ohmsche Last einstellt. Auf diese Weise kann der Leistungsbedarf des Ausgangsverstärkers 202 und damit auch die bereitzustellende Ausgangsleistung des Netzteiles 203 weiter reduziert werden. Das Reglermodul 207 enthält eine Schaltung, durch welche eine Regelung der Ausgangs spannung uL ohne Kenntnis der Einkoppelimpedanz Z L erzielt werden kann. Diese Regelung kann entweder direkt (durch Messung der Ausgangsspannung uL bei auf Netzpotential an geordneter Einkoppelstufe) oder indirekt durch Messung eines Stromes (z. B. des Ausgangs stromes des Ausgangsverstärkers iM oder des Stromes des in Reihe geschalteten Netzwer kes für die Anpassung der Impedanz) erfolgen. Fig. 2 zeigt als Beispiel, wie die indirekte Re gelung der Ausgangsspannung uL erfolgen kann. Die Eingangsgröße des Reglermodules 207 bildet der durch den Meßumformer 208 auf eine Spannung umess abgebildete Strom iM des Netzwerkes 206 zur Anpassung der Impedanz. Mit uM ist die Ausgangsspannung des Moduls 206 bezeichnet. Die Ausgangsgröße urück des Reglermodules 207 ist eine dem Strom des Netzwerkes zur Anpassung der Impedanz und damit der Ausgangsspannung uL äquivalente Spannung. Diese Spannung wird - wie in der Regelungstechnik üblich - mit der vom Modul 201 gelieferten Wechselspannung uHF verglichen. Am Eingang des Ausgangs verstärkers steht dann die mittels einer Additionsstelle 209 gebildete Differenzspannung UDiff zur Verfügung, die sich abhängig von der Impedanz des Netzes Z L einstellt. Weiterhin ist zu erwähnen, daß das Modul 206 mit dem Netzwerk zur Anpassung der Impedanz innerhalb der aufgezeigten Regelschleife liegt.In the block diagram of the network coupling stage according to the invention shown in FIG. 2, three further modules 206 , 207 and 208 are added to the block diagram shown in FIG. 1, with which the basic technical requirements mentioned at the outset are met. The modules designated with 201 to 205 can be constructed in the same way as is given in the prior art for the modules 101 to 105 shown in FIG. 1. Module 206 is arranged between the module for output amplifier 202 and the module for coupling signals 204 . With this network, which preferably consists of passive components, an adaptation of the impedance with which the output amplifier 202 is loaded (= matching network) is achieved. The network 206 is expediently designed in such a way that in the worst case to be expected (this is the one in which the power to be applied by 202 and thus also by 203 is otherwise the highest), an ohmic load occurs at the output of the amplifier 202 . In this way, the power requirement of the output amplifier 202 and thus also the output power of the power supply 203 to be provided can be further reduced. The controller module 207 includes a circuit through which a control of the output voltage u L without knowledge of the Einkoppelimpedanz Z L can be obtained. This control can either be done directly (by measuring the output voltage u L at a potential at an ordered coupling stage) or indirectly by measuring a current (e.g. the output current of the output amplifier i M or the current of the network connected in series for the adaptation of the Impedance). Fig. 2 shows an example of how the indirect re regulation of the output voltage u L can take place. The input variable of the controller module 207 is formed by the current i M of the network 206, which is mapped by the transmitter 208 to a voltage u mess , in order to adapt the impedance. The output voltage of module 206 is denoted by u M. The output variable u back of the controller module 207 is a voltage equivalent to the current of the network for adapting the impedance and thus the output voltage u L. As is common in control engineering, this voltage is compared with the alternating voltage u HF supplied by module 201 . At the input of the output amplifier, the differential voltage U Diff, formed by means of an addition point 209 , is then available, which is set as a function of the impedance of the network Z L. It should also be mentioned that the module 206 with the network for matching the impedance lies within the control loop shown.
Die in Fig. 2 dargestellte Anordnung liefert demzufolge eine Ausgangsspannung uL nahezu konstanter Amplitude, unabhängig von der Frequenz und den unterschiedlichsten Impedan zen des Netzes, bei gleichzeitig geringem Leistungsbedarf des Ausgangsverstärkers 202 und damit auch geringem Leistungsbedarf der Stromversorgung 203.The arrangement shown in FIG. 2 accordingly provides an output voltage u L of almost constant amplitude, regardless of the frequency and the most varied impedances of the network, while at the same time requiring little power from the output amplifier 202 and thus also requiring little power from the power supply 203 .
Fig. 3 zeigt ein Schaltbild einer gängigen Realisierung nach dem Stand der Technik. Das prinzipielle Problem der bekannten Schaltung besteht darin, daß der Ausgangsverstärker 102 unabhängig von der Einkoppelimpedanz Z L eine Signalspannung konstanter Amplitude abgibt. Durch die von den Koppelkondensatoren Ck1 und Ck2 sowie den mit parasitären Ei genschaften behafteten Transformator T (mit frequenzabhängigem Kurzschlußwiderstand und Streuinduktivität) gebildete Impedanz Z Q wird die dynamisch niedrige Ausgangsimpe danz des Verstärkers 102 stark angehoben. Der Koppelkondensator Ck1 wird benötigt, um die 230-V/50-Hz-Netzspannung uN vom Ausgangsverstärker fernzuhalten. Die Wahl des Ka pazitätswertes von Ck1 und Ck2 ist dabei ein Kompromiß. Einerseits soll der Wert möglichst niedrig sein, um den 50-Hz-Strom durch den Ausgangsverstärker zu begrenzen. Andererseits darf die Impedanz der Kondensatoren Ck1 und Ck2 bei der niedrigsten zu übertragenden Si gnalfrequenz nicht zu groß sein, da sie mit der Einkoppelimpedanz Z L einen frequenzabhän gigen Spannungsteiler bildet und damit die eingekoppelte Signalamplitude vermindert. Ins besondere bei den niedrigen Signalfrequenzen, wo wegen des besonders niedrigen Betra ges der Einkoppelimpedanz vergleichsweise hohe Einkoppelleistungen benötigt werden, macht sich der Hochpaßcharakter der Anordnung störend bemerkbar. Der Kondensator Ck2 stellt sicher, daß ein bedingt durch den Offset des Verstärkers eventuell vorhandener Gleich spannungsanteil der Ausgangsspannung des Verstärkers nicht den Transformator in einer Richtung magnetisiert und damit die Sättigung des Transformators herbeiführt. Fig. 3 shows a circuit diagram of a common implementation according to the prior art. The basic problem of the known circuit is that the output amplifier 102 outputs a signal voltage of constant amplitude independent of the coupling impedance Z L. Through the impedance Z Q formed by the coupling capacitors C k1 and C k2 and the transformer T afflicted with parasitic properties (with frequency-dependent short-circuit resistance and leakage inductance), the dynamically low output impedance of the amplifier 102 is greatly increased. The coupling capacitor C k1 is required to keep the 230 V / 50 Hz mains voltage u N away from the output amplifier. The choice of the capacitance value of C k1 and C k2 is a compromise. On the one hand, the value should be as low as possible in order to limit the 50 Hz current through the output amplifier. On the other hand, the impedance of the capacitors C k1 and C k2 at the lowest signal frequency to be transmitted must not be too high, since it forms a frequency-dependent voltage divider with the coupling impedance Z L and thus reduces the coupled signal amplitude. In particular, at the low signal frequencies, where due to the particularly low amount of the coupling impedance, relatively high coupling powers are required, the high-pass character of the arrangement is noticeably noticeable. The capacitor C k2 ensures that a DC voltage component of the output voltage of the amplifier, possibly due to the offset of the amplifier, does not magnetize the transformer in one direction and thus brings about saturation of the transformer.
Durch die erhöhte Quellimpedanz Z Q kommt es zu einer frequenz- und lastabhängigen Spannungsteilung zwischen Z L und Z Q, weshalb die Amplitude der Ausgangsspannung uL sehr stark schwankt. In einer solchen Anordnung nach dem Stand der Technik muß die Im pedanz Z Q der Einkoppelstufe im Vergleich zur niedrigsten Impedanz des Netzes gering sein, damit die beschriebene Spannungsteilung nicht zu stark ins Gewicht fällt. Selbst wenn dies gelingt, ist es mit dieser Schaltung nicht möglich, die Amplitude der eingekoppelten Sendesignals über einen größeren Frequenzbereich reproduzierbar einzustellen.The increased source impedance Z Q results in a frequency and load-dependent voltage division between Z L and Z Q , which is why the amplitude of the output voltage u L fluctuates very greatly. In such an arrangement according to the prior art, the im pedance Z Q of the coupling stage must be low compared to the lowest impedance of the network, so that the voltage division described is not too important. Even if this succeeds, it is not possible with this circuit to reproducibly adjust the amplitude of the input transmit signal over a larger frequency range.
Fig. 4 zeigt dagegen eine erste mögliche Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppel stufe mit indirekter Regelung der Ausgangsspannung uL. Bei dieser Realisierungsvariante wird der Primärstrom iM des Transformators T als Maß für die Ausgangsspannung verwen det. Dieses Prinzip beruht auf der Tatsache, daß aus dem Integral des Stromes iM bei be kannten Werten der Koppelkondensatoren Ck1 und Ck2 und der Parameter des Transfor mators näherungsweise die Spannung an der Netzimpedanz Z L berechnet werden kann. Hierbei wird vereinfacht angenommen, daß die 50-Hz-Spannung UM - wie auch bei der Schaltung nach dem Stand der Technik - am Koppelkondensator abfällt und daß sich die entsprechende Masche netzseitig über die Hauptinduktivität des Transformators schließt. D. h. durch Kenntnis des Stromes iM auf der Primärseite des Transformators kann nähe rungsweise auf die Spannung uL über der Einkoppelimpedanz geschlossen werden. Das eigentliche Spannungssignal kann aus dem Strom iM reproduziert werden, wenn man das Ausgangssignal umess einer Strommeßeinrichtung 208, die z. B. als Widerstand oder Strom transformator ausgeführt sein kann, in Block 207 zunächst verstärkt (angedeutet durch den Operationsverstärker OP1 mit dem Verstärkungsfaktor k) und anschließend einer Hochpaß filterung unterzieht, um den Restanteil des 50-Hz-Stromes zu eliminieren. Beispielhaft ge schieht das in Fig. 4 durch den mittels RHP1, RHP2, CHP1, CHP2, als Hochpaß 2. Ordnung geschalteten OP2. Abschließend wird das Stromsignal einem Integrator (OP3, Rint Cint) zugeführt. Das so gewonnene Abbild urück der Ausgangsspannung uL und die Ausgangs spannung uM eines Matching-Netzwerkes 206 werden mittels R1 und R2 gewichtet sum miert und von der Soll-Ausgangsspannung uHF zur Bildung der Regeldifferenz uDiff subtra hiert. Das geschieht im vorteilhaft als Differenzverstärker ausgeführten Eingangsteil des Lei stungsverstärkers 202. Fig. 4 shows a first possible implementation of the coupling stage according to the invention with indirect control of the output voltage u L. In this implementation variant, the primary current i M of the transformer T is used as a measure of the output voltage. This principle is based on the fact that the voltage at the line impedance Z L can be approximately calculated from the integral of the current i M at known values of the coupling capacitors C k1 and C k2 and the parameters of the transformer. It is assumed here in a simplified manner that the 50 Hz voltage UM - as in the case of the circuit according to the prior art - drops at the coupling capacitor and that the corresponding mesh closes on the network side via the main inductance of the transformer. That is, by knowing the current i M on the primary side of the transformer, the voltage u L across the coupling impedance can be approximated. The actual voltage signal can be reproduced from the current i M if the output signal u mess a current measuring device 208 , the z. B. can be designed as a resistor or current transformer, initially amplified in block 207 (indicated by the operational amplifier OP1 with the gain factor k) and then subjected to a high-pass filtering in order to eliminate the remaining portion of the 50 Hz current. By way of example, this is done in FIG. 4 by the OP2 switched as a high-pass filter by means of R HP1 , R HP2 , C HP1 , C HP2 . Finally, the current signal is fed to an integrator (OP3, R int C int ). The image thus obtained and the output voltage back & L and the output voltage u M of a matching network 206 are weighted by R 1 and R 2 summated and subtra hiert of the desired output voltage u HF to form the control difference u Diff. This takes place in the input part of the power amplifier 202, which is advantageously designed as a differential amplifier.
Das Matching-Netzwerk 206 ist allgemein in Form eines T-Ersatzschaltbildes dargestellt. Im einfachsten denkbaren Fall kann es aus nur einer einzigen Serieninduktivität bestehen, die mit der Serienschaltung der Kondensatoren Ck1 und Ck2 des Moduls 204.1 einen Serienre sonanzkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz im Übertragungsband nahe der niedrigsten zu übertragenden Frequenz liegt. Eine solche Serieninduktivität kann entweder ein diskretes Bauelement sein oder aber durch die Streuinduktivität eines Transformators zur Pegelan passung gebildet werden. Entgegen dem in Fig. 3 dargestellten Stand der Technik ist die Streuinduktivität eines solchen Übertragers in dem in Fig. 4 vorgeschlagenen Konzept kein Nachteil, vielmehr wird eine vorher störende parasitäre Eigenschaft eines Bauelementes vorteilhaft genutzt. Im wesentlichen gelingt das durch Einbeziehung des Anpassungsnetz werkes 206 in die innere Schleife des zweischleifigen Regelkreises (sog. Kaskadenrege lung), den die in Fig. 4 vorgeschlagene Anordnung bildet.The matching network 206 is generally shown in the form of a T equivalent circuit diagram. In the simplest conceivable case, it can consist of only a single series inductance which, with the series connection of the capacitors C k1 and C k2 of the module 204.1, forms a series resonance circuit whose resonance frequency in the transmission band is close to the lowest frequency to be transmitted. Such a series inductance can either be a discrete component or can be formed by the leakage inductance of a transformer for level adjustment. In contrast to the prior art shown in FIG. 3, the leakage inductance of such a transmitter is not a disadvantage in the concept proposed in FIG. 4, rather a previously disruptive parasitic property of a component is advantageously used. Essentially, this is achieved by including the adaptation network 206 in the inner loop of the two-loop control loop (so-called cascade control), which is the arrangement proposed in FIG. 4.
Fig. 5 zeigt eine zweite mögliche Realisierung der erfindungsgemäßen Einkoppelstufe. Die gesamte Einkoppelstufe befindet sich hierbei auf Netzpotential. Wenn auf den Transformator zur Potentialtrennung im Ausgangskreis verzichtet wird, vereinfacht sich das Modul zur Netzeinkopplung 204.2 wesentlich und enthält nur noch einen Koppelkondensator Ckl. Da durch wird nicht nur der aufwendige und teure Übertrager eingespart; obendrein kann eine exaktere Reproduzierung der Spannung uL durch das Reglermodul 207 erreicht werden. Bei dieser Variante wird direkt der Laststrom iM zur Berechnung der Ausgangsspannung uL ver wendet. Dazu wird analog zu Fig. 4 mittels der Strommeßeinrichtung 208, hier beispielhaft ein einfacher Shuntwiderstand RCS, eine Umformung des Stromes iM in eine Spannung umess vorgenommen. Diese wird wieder durch OP1 verstärkt, durch OP2 gefiltert und durch OP3 integriert. Die Regelgröße uM der inneren Regelschleife wird mittels R1, die Rückführ größe des äußeren Kreises urück durch R2 skaliert. Diese gewichtete Summe wird zur Bil dung der Regeldifferenz uDiff von der Soll-Ausgangsspannung uHF subtrahiert, was auch hier wieder vorteilhaft im Leistungsverstärker 202 erfolgt. Die Eigenschaften der Kaskaden regelung kommen in dieser Variante ebenso zur Geltung wie in der in Fig. 4 dargestellten Anordnung. Sollte eine Potentialtrennung zur restlichen Schaltung 201 nötig sein, kann diese z. B. am Ausgang des Moduls 201 vorgenommen werden, wo uHF anliegt. Der Vorteil ge genüber dem Stand der Technik (Fig. 3) ist dabei, daß an dieser Stelle nur kleine Leistungen auftreten, so daß ein kleinvolumiger, preisgünstiger Übertrager eingesetzt werden kann. Darüber hinaus spielen dessen parasitäre Eigenschaften an dem vorgeschlagenen Einbauort nur eine untergeordnete Rolle. Denkbar wäre auch ein Einsatz eines Optokopplers statt des Übertragers. Fig. 5 shows a second possible implementation of the invention Einkoppelstufe. The entire coupling stage is at network potential. If the transformer for electrical isolation in the output circuit is dispensed with, the module for grid coupling 204.2 is simplified considerably and contains only one coupling capacitor C kl . This not only saves the time-consuming and expensive transformer; on top of that, a more precise reproduction of the voltage u L can be achieved by the regulator module 207 . In this variant, the load current i M is used directly to calculate the output voltage u L. For this purpose, analogous to Fig. 4 by way of example here carried out by means of the current measuring device 208, a simple shunt resistor R CS, a transformation of the current i M into a voltage u mess. This is again amplified by OP1, filtered by OP2 and integrated by OP3. The controlled variable u M of the inner control loop is scaled by means of R 1 , the feedback variable of the outer circle u is scaled back by R 2 . This weighted sum is subtracted from the target output voltage u HF to form the control difference u Diff , which is again advantageously carried out in the power amplifier 202 . The properties of the cascade control come into effect in this variant as well as in the arrangement shown in FIG. 4. If a potential separation from the remaining circuit 201 is necessary, this can be done e.g. B. at the output of module 201 where u HF is present. The advantage compared to the prior art ( FIG. 3) is that only small powers occur at this point, so that a small-volume, inexpensive transformer can be used. In addition, its parasitic properties play only a minor role at the proposed installation location. It would also be conceivable to use an optocoupler instead of the transmitter.
Fig. 6a bis 6c zeigen schließlich als Beispiel ein Simulationsergebnis des Einschwingvorgan ges des Sendesignals uL. Das in Fig. 6a dargestellte Schwingungspaket mit 3 unterschiedli chen Frequenzen, aber identischer Amplitude soll mit einer Amplitude von 2 V möglichst ex akt auf die unbekannte Netzimpedanz uL aufgeprägt werden. Fig. 6b stellt den Zeitverlauf der Ausgangsspannung uL dar, wenn eine Einkoppelstufe nach dem Stand der Technik (Fig. 3) eingesetzt wird: Es treten starke Einschwingverzerrungen auf, und die Amplituden der einzelnen Sendefrequenzen sind sehr unterschiedlich. Die höchste und die niedrigste Sen defrequenz erreichen schon am Einspeisepunkt nicht den angestrebten Pegel, was die Reichweite und Zuverlässigkeit der Datenübertragung einschränkt. Bedingt durch Resonan zeffekte können, wie in Fig. 6b ebenfalls gut zu erkennen, bei bestimmten Frequenzen auch unkontrollierte Amplitudenüberhöhungen entstehen. Ein solches Verhalten ist aber vom Standpunkt der Norm EN50065-1 aus, in der Maximalamplituden für solche Power-Line- Kommunikationssysteme festgelegt sind, inakzeptabel: Je nach den Impedanzeigenschaften des Einspeisepunktes können z. T. erhebliche Überschreitungen der erlaubten Sendepegel auftreten. Das kann nur verhindert werden, wenn man die Sendeamplitude von vornherein so niedrig wählt, daß Überschreitungen ausgeschlossen sind. Das hat aber drastische Ein bußen für Reichweite und Zuverlässigkeit des PLC-Systems zur Folge. FIGS. 6a to 6c, finally, show as an example of a simulation result of the Einschwingvorgan ges of the transmission signal u L. The oscillation packet shown in FIG. 6a with 3 different frequencies, but identical amplitude, should be impressed as precisely as possible with an amplitude of 2 V on the unknown network impedance u L. FIG. 6b shows the time profile of the output voltage u L when a coupling stage according to the prior art ( FIG. 3) is used: There are strong transient distortions, and the amplitudes of the individual transmission frequencies are very different. The highest and the lowest transmission frequency do not reach the desired level at the entry point, which limits the range and reliability of the data transmission. Due to resonance effects, as can also be clearly seen in FIG. 6b, uncontrolled amplitude increases can also occur at certain frequencies. Such behavior is, however, unacceptable from the standpoint of the EN50065-1 standard, in which maximum amplitudes for such power line communication systems are defined. Depending on the impedance properties of the entry point, e.g. T. considerable exceedances of the permitted transmission levels occur. This can only be prevented if the transmission amplitude is chosen so low from the outset that it is impossible to exceed it. However, this results in drastic losses in the range and reliability of the PLC system.
Anders sehen die in Fig. 6c dargestellten Ergebnisse bei Verwendung der vorgeschlagenen neuartigen Einkoppelstufe aus: Die angestrebte konstante und sehr gut reproduzierbare Am plitude des Sendesignals von 2 V wird erreicht, störende Einschwingvorgänge sind weitge hend unterdrückt. Mit dieser Anordnung können die in EN50065-1 spezifizierten Sendepegel tatsächlich ausgeschöpft werden, ohne daß Pegeleinbußen am Einspeisepunkt in Kauf ge nommen werden müssen oder bei bestimmten Frequenzen Überschreitungen auftreten. Durch das in den Fig. 2, 4 und 5 gezeigte Anpassungsnetzwerk 206 gelingt es dabei gleich zeitig, die vom Sendeverstärker 202 zu liefernde Leistung zu minimieren.The results shown in Fig. 6c look different when using the proposed novel coupling stage: The desired constant and very reproducible Am Plitude of the transmit signal of 2 V is achieved, disturbing transient processes are largely suppressed. With this arrangement, the transmission levels specified in EN50065-1 can actually be exhausted without having to accept losses in level at the entry point or exceeding certain frequencies. The adaptation network 206 shown in FIGS. 2, 4 and 5 simultaneously succeeds in minimizing the power to be supplied by the transmission amplifier 202 .
Aus vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß die Ziele
It follows from the above that the objectives
- a) die Zuverlässigkeit des gesamten Power-Line-Datenübertragungssystems zu stei gern beia) to increase the reliability of the entire power line data transmission system gladly at
- b) gleichzeitiger Verringerung der Verlustleistung des Sendeverstärkers und der nöti gen Netzteilleistung, durch Einsatz der vorgeschlagenen Einkoppeleinrichtung für Stromnetzkommunikationssy steme erreicht werden.b) simultaneous reduction of the power loss of the transmitter amplifier and the neccessary power supply performance, by using the proposed coupling device for power network communication sy systems can be achieved.
Claims (5)
- a) ein Ausgangsverstärker (202) angeordnet ist, dem als Eingangsspannung eine an einer Additionsstelle (209) gebildete Differenzspannung (uDiff) zwischen dem Sendesignal (uHF) und einem Rückführsignal (urück) zugeführt ist,
- b) dem Ausgangsverstärker (202) zur Anpassung an die Netzimpedanz (ZL) ein Netzwerk (206) nachgeschaltet ist,
- c) am Ausgang des Netzwerks (206) Mittel (208) zur Erfassung einer dem Netz werk-Ausgangsstrom-(iM)-proportionalen Spannung (umess) angeordnet sind, und
- d) die erfaßte Spannung (umess) einem Reglermodul (207) zugeführt ist, dessen Ausgangssignal das Rückführsignal (urück) ist.
- a is disposed), an output amplifier (202), which as input voltage is a difference voltage at a summing point (209) formed (u Diff) is supplied between the transmission signal (u HF) and a feedback signal (u back)
- b) a network ( 206 ) is connected downstream of the output amplifier ( 202 ) for adaptation to the network impedance (Z L ),
- c) means ( 208 ) are arranged at the output of the network ( 206 ) for detecting a voltage (u mess ) proportional to the network output current (i M ), and
- d) the detected voltage (u mess ) is fed to a regulator module ( 207 ), the output signal of which is the feedback signal (u zurück ).
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