DE19928227C2 - Richtungssteuerbarer Funksender - Google Patents

Description

Stand der Technik

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Abstrahlen einer Funkwelle in eine steuerbare Richtung, mit einer ersten Quelle für ein erstes Hochfrequenzsignal und ei­ ner direkt mit der ersten Quelle verbundenen ersten An­ tenne und wenigstens einer über ein steuerbares Phasen­ verzögerungsglied mit der ersten Quelle verbundenen zweiten Antenne, wobei das Phasenverzögerungsglied eine zweite Quelle für ein Hochfrequenzsignal, die die zweite Antenne versorgt, und einen Regelkreis zum kontinuierli­ chen Einstellen einer Phasenverzögerung zwischen Quellen auf einen Sollwert umfasst.

Eine derartige Vorrichtung ist bekannt aus HOUGHTON, A. W. et al. : Phased Array control using phase-locked- loop phase shifters. In: IEE Proceedings-H, Vol. 139, Nr. 1, Februar 1992, Seiten 31 bis 37.

Sogenannte Antennenarrays, die eine Vielzahl von Anten­ nen und Phasenverzögerungsglieder umfassen, sind in der Radar- und Richtfunktechnik verbreitet. Die Phasenverzö­ gerungsglieder solcher Antennenarrays sind im Allgemeinen Verzögerungsleitungen unterschiedlicher Länge, die entsprechend einer gewünschten Phasenverteilung auf ei­ ner von den Antennen des Arrays zu erzeugenden Wellen­ front zwischen eine HF-Singalquelle und die Antennen geschaltet werden.

Um mit einem solchen Array Funkwellen in eine Vielzahl von Richtungen abstrahlen zu können, ist es notwendig, durch Beschalten mit Verzögerungsleitungen in unter­ schiedlicher Länge eine Vielzahl unterschiedlicher Pha­ senverzögerungen zwischen benachbarten Antennen eines Arrays herstellen zu können.

Dabei sind aufgrund der festen Länge der Verzögerungs­ leitungen stets nur diskrete Abstrahlungswinkel erziel­ bar; ein Strahl, der, ausgehend von einer Antennenanord­ nung, einen Winkelsektor kontinuierlich überstreicht, lässt sich mit Hilfe von Verzögerungsleitungen als Pha­ senverzögerungsglieder nicht realisieren.

Vorteile der Erfindung

Durch die vorliegende Erfindung wird eine Vorrichtung zum Abstrahlen einer Funkwelle der eingangs angegebenen Art geschaffen, mit der es möglich ist, eine Funkwelle unter einem beliebigen, aus einem Kontinuum wählbaren Winkel abzustrahlen, wobei die Quellen in der Frequenz abstimmbar sind, um die erfindungsgemäße Vorrichtung für eine Entfernungsmessung einsetzen zu können.

Der wählbare Winkel wird dadurch erreicht, dass das Pha­ senverzögerungsglied eine zweite Quelle für ein HF- Signal, die die zweite Antenne versorgt, und einen Re­ gelkreis zum kontinuierlichen Einstellen einer Phasen­ verzögerung zwischen den Quellen auf einen Sollwert um­ fasst.

Durch geringfügiges Beschleunigen und Verzögern der zweiten Quelle mit Bezug auf die erste lassen sich mit Hilfe des Regelkreises beliebige Phasenverzögerungen zwischen den Antennen und damit beliebige Abstrahlwinkel kontinuierlich einstellen.

Ein zusätzlicher Vorteil dieser Vorrichtung ist, dass, da auf die verlustbehafteten Verzögerungsstrecken ver­ zichtet werden kann, alle Antennen unabhängig von ihrer jeweiligen Phasenlage leicht mit der gleichen Sendeleis­ tung versorgt werden können.

Um eine Phasenverschiebung zwischen den zwei Quellen bestimmen zu können, umfasst der Regelkreis vorteilhaft­ erweise einen Multiplizierer für die zwei HF-Signale und einen Tiefpass zum Extrahieren eines Gleichanteils aus dem vom Multiplizierer erzeugten Produkt der zwei HF- Signale.

Des weiteren ist vorzugsweise ein Integrator vorgesehen, der benutzt wird, um das Ausgangssignal des Tiefpasses, mit einem Einstellsignal überlagert, zu integrieren. Dieses Einstellsignal stellt ein Maß dar für eine ge­ wollte Phasenverzögerung zwischen den zwei Antennen; wenn dieses Einstellsignal das Ausgangssignal exakt kom­ pensiert, das Eingangssignal des Integrators somit zu Null wird, bleibt dessen Ausgangssignal unverändert, und dementsprechend bleibt auch eine gegebene Phasenverzöge­ rung zwischen den HF-Signalen der zwei Antennen beste­ hen.

Um die Quellen in der Frequenz abstimmbar zu machen, kann, insbesondere bei Abstimmbarkeit über einen größe­ ren Frequenzbereich, ein Korrekturglied für die Kompen­ sation einer Frequenz-Leistungs-Charakteristik der Quel­ len erforderlich sein. Der Eingang eines solchen Korrek­ turgliedes ist vorzugsweise an den Ausgang des Multipli­ zierers angeschlossen. Da die Amplitude des Ausgangssig­ nals des Multiplizierers die Frequenz-Leistungs- Charakteristik beider Quellen widerspiegelt, können so die Frequenzabhängigkeiten von beiden mit Hilfe ei­ nes einzigen Korrekturgliedes kompensiert werden.

Das Korrekturglied wertet zweckmäßigerweise den von einer relativen Phasenlage der in die zwei Eingänge des Multiplizierers eingespeisten HF-Signale unab­ hängigen Summenfrequenzanteil des Ausgangssignals aus, zum Beispiel durch Verwendung eines Hochpaß­ filters.

Eine schaltungstechnisch besonders einfache Mög­ lichkeit der Kompensation der Frequenz-Leistungs- Charakteristiken der Quellen ist die Verwendung ei­ nes Multiplizierers, der das Einstellsignal mit ei­ ner von der Frequenz-Leistungs-Charakteristik der Quellen abhängigen Korrekturgröße wie etwa der Amplitude des Summenfrequenzanteils multipliziert.

Als Quellen für die Hochfrequenzsignale kommen ins­ besondere spannungsgesteuerte Oszillatoren in Fra­ ge.

Um zu verhindern, daß während eines Durchstimmvor­ gangs der Quellen die Richtung der abgestrahlten Funkwelle wandert, ist die erfindungsgemäße Vor­ richtung vorzugsweise ferner in der Lage, den Soll­ wert der Phasenverzögerung proportional zur Oszil­ lationsfrequenz der Quellen zu variieren.

Ein bevorzugtes Anwendungsgebiet der oben definier­ ten Vorrichtung ist ein Gerät für die Abstandsmes­ sung mit Hilfe von Funkwellen, die neben einer Vor­ richtung der oben genannten Art ferner eine Ab­ stimmeinheit, die die Oszillationsfrequenz der Quellen vorgibt, einen Empfänger für eine von einem von der Funkwelle angestrahlten Gegenstand zurück­ geworfene Echowelle und eine Auswerteeinheit um­ faßt, die anhand einer Phasenbeziehung zwischen der abgestrahlten Funkwelle und der empfangenen Echowelle die Entfernung des angestrahlten Gegen­ stands von dem Gerät errechnet.

Die Auswerteeinheit eines solchen Geräts ist vor­ zugsweise nicht nur in der Lage, die Entfernung des angestrahlten Gegenstands zu berechnen, sondern, anhand des Sollwerts der Phasenverzögerung und der Frequenz der abgestrahlten Funkwelle, auch die Richtung des Gegenstands.

Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausfüh­ rungsbeispielen mit Bezug auf die Figuren.

Figuren

Es zeigen:

Fig. 1 eine erste Ausgestaltung einer Vor­ richtung zum richtungsgesteuerten Abstrahlen einer Funkwelle gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 die Interferenzbedingung für von zwei Antennen abgestrahlte Wellen;

Fig. 3, 4, 5 jeweils Weiterentwicklungen der Vorrichtung aus Fig. 1;

Fig. 6 ein Gerät zur Entfernungsmessung mit Hilfe von Funkwellen; und

Fig. 7 Signalverläufe an verschiedenen Stellen des Geräts aus Fig. 6 zur Erläuterung des eingesetzten Meß­ verfahrens.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Fig. 1 zeigt eine erste Ausgestaltung einer Vor­ richtung zum richtungsgesteuerten Abstrahlen einer kontinuierlichen Funkwelle.

Die Vorrichtung umfaßt als erste Quelle für ein Hochfrequenzsignal einen spannungsgesteuerten Os­ zillator 1. Die Arbeitsfrequenz des spannungsge­ steuerten Oszillators 1 liegt im Gigahertzbereich und wird festgelegt durch ein zeitabhängiges Fre­ quenzsteuersignal F(t), das über eine Leitung 11 an den Oszillator 1 herangeführt wird. Bei einem idea­ len Oszillator ist f exakt linear proportional zum Wert von F(t). Das Ausgangshochfrequenzsignal des spannungsgesteuerten Oszillators 1 versorgt direkt eine erste Antenne 3a. Außerdem liegt es über eine Leitung 12a an einem Eingang eines Multiplizierers 4 an.

Ein zweiter spannungsgesteuerter Oszillator 2 ver­ sorgt eine zweite Antenne 3b und über eine Leitung 12b einen zweiten Eingang des Multiplizierers 4. In einem stabilen Arbeitszustand der Vorrichtung haben beide spannungsgesteuerten Oszillatoren 1 und 2 die gleiche Frequenz. Unter diesen Bedingungen erhält man am Ausgang des Multiplizierers 4 ein Produktsi­ gnal mit zwei spektralen Komponenten, einem Gleich­ anteil und einem Anteil bei der zweifachen Arbeits­ frequenz der Oszillatoren 1 und 2. Der Gleichanteil beinhaltet ein Maß für die Phasenverschiebung zwi­ schen den zwei Oszillatoren 1 und 2: Wenn diese Phasen exakt gleich sind, genauer gesagt wenn die Phasen der an den Eingängen des Multiplizierers 4 anliegende Hochfrequenzsignale gleich sind, die na­ türlich infolge von Laufzeiteffekten auf den Lei­ tungen 12a, 12b geringfügig verzögert sind, hat der Gleichanteil einen Maximalwert. Wenn zwischen den zwei Hochfrequenzsignalen eine Phasendifferenz von π/2 besteht, ist der Gleichanteil 0. Allgemein gilt, daß der Gleichanteil proportional zu cosΔϕ ist, wobei Δϕ ist die aktuelle Phasendifferenz zwi­ schen den zwei Hochfrequenzsignalen bezeichnet.

Ein Tiefpaßfilter 5 trennt diesen Gleichanteil des Produktsignals vom frequenzverdoppelten Anteil.

Der durch den Tiefpaßfilter 5 gefilterte Gleichan­ teil wird durch einen Addierer 6 mit einem Ein­ stellsignal überlagert, und die Summe der zwei Si­ gnale liegt an einem Integrator 7 an. Dieser Inte­ grator 7 erzeugt eine Steuerspannung, die die Ar­ beitsfrequenz des zweiten spannungsgesteuerten Os­ zillators 2 festlegt. Wenn der gefilterte Gleichan­ teil und das Einstellsignal entgegengesetzt gleich sind, das Eingangssignal des Integrators 7 also 0 ist, bleibt dessen Ausgangssignal konstant, und die Arbeitsfrequenz des Oszillators 2 ändert sich nicht. Änderungen im Gleichanteil oder im Einstellsignal führen zu positiven oder negativen Eingangs­ signalen der Integrators, und damit zu einer Ände­ rung von dessen Ausgangssignal und damit zu Ände­ rungen der Frequenz des Oszillators 2. Derartige Frequenzänderungen bewirken eine Phasenverschiebung zwischen den Eingangsignalen des Multiplizierers 4 und beeinflussen den gefilterten Gleichanteil des Produktsignals. Diese Änderung hält solange an, bis Korrektursignal und gefilterter Gleichanteil wieder exakt entgegengesetzt gleich sind.

Das Einstellsignal wird aus einem Richtungssteuer­ signal erhalten, das an einem Richtungssteuerein­ gang 13 der Vorrichtung anliegt. Das Richtungssteu­ ersignal ist proportional zu sinα, wobei α der ge­ wünschte Abstrahlungswinkel der Funkwelle ist.

Fig. 2 zeigt die geometrischen Verhältnisse bei der Abstrahlung einer gerichteten Funkwelle von den zwei Antennen 3a, 3b. Der Abstand der Antennen von­ einander ist mit d bezeichnet. Damit eine Funkwelle unter dem Winkel α relativ zur Normalrichtung der zwei Antennen abgestrahlt wird, müssen die Antennen relativ zueinander eine Phasendifferenz Δϕ_soll = kd sinα haben, wobei k der Wellenvektor der abgestrahlten Welle ist. Der Ausdruck läßt sich um­ formen zu

Das am Eingang 13 anliegende Richtungssteuersignal hat die Form ν_d sinα(t), ist also proportional zu einer gewünschten Phasenverschiebung Δϕ, wobei der Proportionalitätsfaktor ν_d abhängig vom Abstand d der Antennen sowie anderen Parametern der Vorrich­ tung festgelegt ist.

Das Richtungssteuersignal wird in einem zweiten Multiplizierer 9 mit einem durch einen Verstärker 8 von dem Frequenzsteuersignal F auf der Leitung 11 abgeleiteten, zur Frequenz f des ersten spannungs­ gesteuerten Oszillators 1 proportionalen Korrektur­ signal multipliziert. Man erhält somit am Ausgang des Multiplizierers 9 ein Produktsignal, das pro­ portional fsinα ist. Durch passende Auswahl des Faktors ν_d sowie des Verstärkungsfaktors des Ver­ stärkers 8 wird erreicht, daß das Produktsignal ex­ akt

entspricht.

Ein Funktionsgenerator 10 setzt das Produktsignal in das bereits erwähnte Einstellsignal um, das pro­ portional zu -cosΔϕ_soll ist.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung erlaubt es also, am Richtungssteuereingang 13 ein Signal vor­ zugeben, das unabhängig von der Arbeitsfrequenz f der spannungsgesteuerten Oszillatoren 1 und 2 eine Abstrahlrichtung der Antennen 3a, 3b spezifiziert. Dieses Signal wird mit Hilfe des Verstärkers 8 und des zweiten Multiplizierers 9 in einen Sollwert der Phasenverschiebung zwischen den zwei Antennen umge­ setzt, der von der Arbeitsfrequenz f der Oszillato­ ren abhängt, und durch diese Abhängigkeit gewährleistet, daß bei einem Durchstimmen der Oszillato­ ren die Abstrahlrichtung unverändert bleibt.

Fig. 3 zeigt eine erste Weiterentwicklung der Schaltung aus Fig. 1. Bei dieser Schaltung sind eventuelle Nichtlinearitäten der Spannungs- Frequenz-Kennlinie des spannungsgesteuerten Oszil­ lators 1 mit Hilfe einer Lookup-Tabelle 15 kompen­ siert, die mit Hilfe des Frequenzsteuersignals F(t) adressierbar ist und eventuelle Nichtlinearitäten im Frequenzgang des spannungsgesteuerten Oszilla­ tors 1 ausgleicht. Eine entsprechende Kompensation in der Ansteuerung des zweiten spannungsgesteuerten Oszillators 2 ist nicht erforderlich, da dessen Ar­ beitsfrequenz über die Regelschleife bestehend aus Multiplizierer 4, Tiefpaß 5, Addierer 6 und Inte­ grator 7 fest an die Frequenz des ersten spannungs­ gesteuerten Oszillators 1 gekoppelt ist.

Das Auslesen der Lookup-Tabelle 15 kann von einem Mikroprozessor ausgeführt werden, der zusätzlich auch andere langsame Rechenvorgänge der Schaltung wie etwa die Summenbildung aus gefiltertem Gleich­ anteil und Einstellsignal durch den Addierer 6 so­ wie die Produktbildung durch den zweiten Multipli­ zierer 9 übernehmen kann. Auch der Kosinusfunkti­ onsgenerator 10 kann in Form einer Look-up-Tabelle unter Nutzung des gleichen Prozessors implementiert sein.

Fig. 4 zeigt eine zweite Weiterentwicklung der Schaltung aus Fig. 1. Wie im Fall von Fig. 3 sind Komponenten, die den bereits mit Bezug auf Fig. 1 beschriebenen entsprechen, mit gleichen Bezugszei­ chen versehen und werden nicht erneut erläutert. Die Weiterentwicklung der Fig. 4 begegnet dem Pro­ blem, daß nicht nur der Frequenzgang der spannungs­ gesteuerten Oszillatoren Nichtlinearitäten aufwei­ sen kann, sondern daß auch ihre Ausgangsleistung frequenzabhängig sein kann. Eine solche Frequenzab­ hängigkeit führt dazu, daß ein gegebener Wert des Gleichanteils im Ausgangssignal des Multiplizierers 4 unterschiedlichen Phasendifferenzen zwischen den Hochfrequenzsignalen der spannungsgesteuerten Os­ zillatoren entsprechen kann, je nachdem, bei wel­ cher Frequenz diese arbeiten. Diese Erscheinung ist in Fig. 4 dadurch verdeutlicht, daß am Ausgang des Tiefpasses 5 eine Form ν_f cosϕ_ist des Gleichanteils eingezeichnet ist, wobei ν_f einen frequenzabhängi­ gen Faktor bezeichnet, in dem die Nichtlinearitäten beider Oszillatoren 1, 2 enthalten sind. Ein solcher Faktor tritt aber nicht nur im Gleichanteil des Ausgangssignals des Multiplizierers 4 auf, sondern auch in seinem Summenfrequenzanteil. Deswegen sieht die Weiterentwicklung nach Fig. 4 als zusätzliche Komponenten einen Hochpaß 18 und einen Gleichrich­ ter 19 vor. Der Hochpaß 18 ist parallel zum Tiefpaß 5 an den Ausgang des Multiplizierers 4 angeschlos­ sen und hat eine Durchlaßfrequenz, die so gewählt ist, daß der Summenfrequenzanteil des Ausgangs­ signals vom Gleichanteil abgetrennt und an den Gleichrichter 19 angelegt wird. Der Gleichrichter 19 ist ein Spitzenwertgleichrichter mit schnellem Tiefpaß. Sein Ausgangssignal ist ein Gleichspan­ nungssignal, das dem Korrekturfaktor ν_f proportional ist.

Um die Frequenzabhängigkeit des vom Tiefpaß 5 aus­ gegebenen Gleichanteils zu kompensieren, wäre denk­ bar, diesen durch das Ausgangssignal des Gleich­ richters 19 zu dividieren. Da eine solche Vorge­ hensweise schaltungstechnisch aufwendig ist, ist hier stattdessen ein dritter Multiplizierer 20 vor­ gesehen, der angeordnet ist, um das Ausgangssignal des Gleichrichters 19 mit dem des Kosinus- Frequenzgenerators 10 zu multiplizieren. Dadurch werden am Addierer 6 ein Gleichanteil und ein Ein­ stellsignal überlagert, die beide die gleiche Ab­ hängigkeit ν_f von der Arbeitsfrequenz f der Oszil­ latoren 1, 2 haben. Auch hierdurch wird erreicht, daß, wenn eine gewünschte Phasendifferenz Δϕ_soll eingestellt ist, sich der gefilterte Gleichanteil und das Korrektursignal zu 0 addieren und die Ar­ beitsfrequenz des zweiten spannungsgesteuerten Os­ zillators somit konstant bleibt.

Fig. 5 zeigt eine abermalige Weiterentwicklung der Schaltung aus Fig. 4. Bei dieser Weiterentwicklung ist zwischen dem Ausgang des Gleichrichters 19 und dem zugehörigen Eingang des dritten Multiplizierers 20 ein Zweiweg-Multiplexer 21 vorgesehen, der von einer Steuerschaltung 22 gesteuert wird, und der selektiv das Ausgangssignal ν_f des Gleichrichters 19 oder ein Signal einer Bezugsspannungsquelle 23 zum dritten Multiplizierer 20 durchschaltet. Zweck dieser Maßnahme ist eine Stabilisierung der Schal­ tung während eines Initialisierungs- oder Ein­ schwingvorgangs. Bei der Inbetriebnahme der Schal­ tung ist die Arbeitsfrequenz des ersten spannungs­ gesteuerten Oszillators 1 von Anfang an durch das Spannungssteuersignal F(t) auf der Leitung 11 festgelegt. Das Ausgangssignal des Integrators 7, das den zweiten spannungsgesteuerten Oszillator 2 steu­ ert, kann zunächst hiervon stark abweichende Werte annehmen. Solange die zwei Oszillatoren noch nicht aufeinander eingeschwungen sind, ist eine Kompensa­ tion ihrer Frequenz-Leistungs-Charakteristik noch wenig sinnvoll. Falls in solch einer Situation die Frequenz des Summenfrequenzanteils im Bereich der Trennfrequenz des Hochpasses 18 liegt, ist zu er­ warten, daß der Gleichrichter 19 grob fehlerhafte Korrekturfaktoren ν_f liefert. Um Störungen in der Initialisierung der Schaltung hierdurch zu vermei­ den, verbindet die Steuerschaltung 22 über den Mul­ tiplexer 21 während einer Initialisierungsphase der Schaltung die Referenzspannungsquelle 23 mit dem Multiplizierer 20. Die Ausgangsspannung dieser Re­ ferenzspannungsquelle 23 ist etwa entsprechend ei­ nem mittleren Wert des Korrekturfaktors ν_f gewählt. Sobald die Arbeitsfrequenzen der zwei spannungsge­ steuerten Oszillatoren 1, 2 hinreichend angeglichen sind - was zum Beispiel daran erfaßt werden kann, daß die Änderungsrate des gefilterten Gleichanteils am Ausgang des Tiefpasses 5 einen gegebenen Grenz­ wert unterschreitet, stellt die Steuerschaltung 22 eine Verbindung vom Ausgang des Gleichrichters 19 über den Multiplexer 21 zum Multiplizierer 20 her, so daß von diesem Zeitpunkt an die Schaltung genau­ so arbeitet wie die aus Fig. 4.

Bei der Beschreibung von Vorrichtungen zum Abstrah­ len von Funkwellen mit Bezug auf die Fig. 1, 3, 4 und 5 ist immer von einer Gesamtzahl von zwei An­ tennen ausgegangen worden, es versteht sich aber, daß dies nur eine notwendige Mindestzahl ist, und daß die Zahl der Antennen erhöht werden kann, um eine bessere Bündelung der abgestrahlten Funkwelle zu erreichen. Dabei sind jeder zusätzlichen Antenne jeweils eine Phasenregelschleife mit den Komponen­ ten 4, 5, 6, 7, 2 sowie Schaltungselemente entsprechend den Komponenten 8, 9, 10 zum Erzeugen eines Rich­ tungskorrektursignals zugeordnet. Dabei kann ein zum Verstärker 8 analoger Verstärker einer dritten Antenne alternativ an die Leitung 11 oder parallel zum zweiten spannungsgesteuerten Oszillator an den Ausgang des Integrators 7 angeschlossen sein, denn im statischen Betriebszustand sind die Spannungen an beiden Stellen gleich. Um zu erreichen, daß bei einer großen Zahl von Antennen deren Frequenzen und Phasen sämtlich so schnell wie möglich dem Fre­ quenzsteuersignal f(t) folgen, sind zweckmäßiger­ weise alle Verstärkereingänge direkt an die Leitung 11 angeschlossen. Der Faktor ν_d, der die Größe des Richtungssteuersignals für jede weitere Antenne festlegt, wird dabei für jede Antenne einzeln in Abhängigkeit von ihrem Abstand d von der ersten An­ tenne 3a festgelegt.

Fig. 6 zeigt den Aufbau eines Entfernungsmeßge­ räts, das eine Vorrichtung zum steuerbaren Abstrah­ len einer Funkwelle nach einer der oben beschriebe­ nen Ausgestaltungen enthält. Diese Vorrichtung 30 ist in der Figur innerhalb eines gestrichelten Rah­ mens wiedergegeben. Dabei sind der Einfachheit hal­ ber als Bestandteile der Vorrichtung 30 nur die Komponenten der Schaltung aus Fig. 1 wiedergege­ ben.

Das Meßgerät umfaßt ferner einen Empfänger 31 zum Auffangen eines Echosignals, das von einem durch die gerichtete Funkwelle der Antennen 3a, 3b ange­ strahlten Gegenstand zurückgeworfen wird. Die Fre­ quenz des Echosignals ist gleich der der von den Antennen 3a, 3b gesendeten Welle; eine Information über die Entfernung des Gegenstands ist in der re­ lativen Phasenlage des Ausgangssignals C des Emp­ fängers 31 im Verhältnis zu einem über eine Leitung 32 vom Ausgang eines der spannungsgesteuerten Os­ zillatoren, hier des Oszillators 1, abgegriffenen Hochfrequenzsignals A, enthalten.

Das Hochfrequenzsignal A wird über die Leitung 32 einem Multiplizierer 33 zugeführt, wo es mit dem Ausgangssignal C des Empfängers 31 multipliziert wird. In gleicher Weise wie der Tiefpaß 5 an den Multiplizierer 4 ist ein Tiefpaß 34 an den Ausgang des Multiplizierers 33 angeschlossen, um aus dessen Ausgangssignal D einen Gleichanteil E abzutrennen, der ein Maß für die relative Phasenverschiebung der zwei Signale liefert. Ein Komparator 35 ist an den Ausgang des Tiefpasses 34 angeschlossen, der das Signal E überwacht und eine Benachrichtigung an ei­ nen Prozessor 36, zum Beispiel einen Mikroprozessor ausgibt, wenn das Signal E Null wird. Der Prozessor 36 ist ferner mit einem Frequenzzähler 37 verbun­ den, von dem er die aktuelle Frequenz des Oszilla­ tors 1 abfragen kann.

Das Ausgangssignal E des Tiefpasses 34 ist eines von vier Eingangssignalen eines Multiplexers 38. Ein weiteres Eingangssignal ist das durch einen In­ verter 39 vorzeichenverkehrte Signal E; die zwei anderen Eingangssignale sind jeweils eine positive beziehungsweise eine negative Referenzspannung. Der Prozessor 36 steuert, welches der vier Eingangs­ signale des Multiplexers 38 auf seinen Ausgang durchgeschaltet wird und so das Eingangssignal ei­ nes Integrators 40 bildet. Dieser Integrator 40 liefert das Frequenzsteuersignal F der Vorrichtung 30.

Der Prozessor 36 liefert auch ein Phasensteuersi­ gnal an den Eingang 13 der Vorrichtung 30.

Die Arbeitsweise des Geräts aus Fig. 6 beruht auf der folgenden Überlegung. Die Laufzeit einer Funk­ welle von den Antennen 3 zu dem zu erfassenden Ge­ genstand und zurück zum Empfänger 31 ist Δt = 2L/c, wobei L der Abstand zwischen Antennen und Empfänge­ reinrichtung einerseits und dem Gegenstand anderer­ seits und c die Geschwindigkeit der Funkwelle in dem dazwischenliegenden Medium ist. Dabei kann L << d angenommen werden, so daß der Abstand d zwischen den Antennen 3a, 3b bei der Entfernungsmessung nicht ins Gewicht fällt. Es ist immer möglich, eine erste Arbeitsfrequenz f₁ der Oszillatoren 1, 2 so zu wäh­ len, daß Δt = (n ± ¹/₄)/f₁ erfüllt ist, wobei n eine gan­ ze Zahl oder Null ist und die Zahl vollständiger "Wellenlängen" der Funkwelle auf der Strecke 2L zwischen den Antennen 3a, 3b, dem Gegenstand und dem Empfänger 31 bezeichnet. Unter diesen Bedingungen ist (unter Vernachlässigung von Signalverzögerungen in den Bauteilen des Meßgeräts) eine Phasenver­ schiebung von ±π/2 zwischen dem gesendeten HF- Signal A und dem Empfangssignal C am Multiplizierer 33 gegeben. Falls n gleich Null oder 1 ist, kann in Kenntnis der Frequenz f₁ der Abstand L direkt be­ rechnet werden.

Im allgemeinen ist n deutlich größer als 1. In die­ sem Fall kann der Abstand L berechnet werden, wenn zwei Frequenzen f₁, f₂ an den Abstand L so angepaßt werden, daß sich eine Phasenverschiebung von ±π/2 an den zwei mit Hilfe des Multiplizierers 33 in Be­ ziehung gesetzten Signalen A und C einstellt. Fre­ quenzen, die diese Bedingung erfüllen, werden im folgenden als "angepaßte Frequenzen" bezeichnet.

Dann gilt, wenn δ die Signallaufzeit innerhalb des Meßgeräts bis zum Multiplizierer 33 ist:

für zwei eng benachbarte angepaßte Frequenzen f₁, f₂. Durch Auflösen dieser zwei Gleichungen nach Δf = f₂ - f₁ erhält man

Es ist also zur Bestimmung des Abstands nicht er­ forderlich, die absolute Phasenverschiebung zwi­ schen der gesendeten Funkwelle und dem Echosignal einschließlich der Zahl n vollständiger Perioden zu kennen, die Kenntnis der Differenz Δf zweier be­ nachbarter angepaßter Frequenzen und der Signallaufzeit δ reicht aus, sofern letztere nicht gar vernachlässigbar ist.

Fig. 7 veranschaulicht den Ablauf der Entfernungs­ messung anhand des zeitlichen Verlaufs diverser Si­ gnale aus der Schaltung aus Fig. 6. Zur Zeit t = 0 erzeugt der Oszillator 1 ein Hochfrequenzsignal A, das in der ersten Zeile von Fig. 2 dargestellt ist, mit einer willkürlich durch den Integrator 40 vorgegebenen Frequenz f₀ = 1/T₀. Diese Frequenz kann zum Beispiel eingestellt werden, indem der Prozes­ sor 36 den dritten oder vierten Eingang des Analog­ multiplexers 38 an den Eingang des Integrators 40 für eine gegebene Zeitdauer durchschaltet, um einen gewünschten Pegel des Frequenzsteuersignals F(t) zu erzeugen.

Nach einer Laufzeit Δt trifft ein Empfangssignal C (siehe zweite Zeile von Fig. 7) am ersten Eingang des Multiplizierers 33 ein, das dem Hochfrequenzsi­ gnal A am Zeitpunkt t = 0 entspricht. Die Signale A, C am Eingang des Multiplizierers 33 haben keine Pha­ senverschiebung von ±π/2, es ergibt sich ein Pro­ duktsignal D mit (in diesem Beispiel) überwiegend positivem Anteil. Infolgedessen ist auch das Aus­ gangssignal E des Tiefpaßfilters 34 positiv. Das vom Integrator 40 erzeugte Frequenzsteuersignal F des Oszillators 1 steigt, und dementsprechend nimmt die Frequenz des Hochfrequenzsignals A allmählich zu. Diese Zunahme dauert so lange, bis an einem Zeitpunkt t₁ das Hochfrequenzsignal A eine Frequenz f₁ = 1/T₁ angenommen hat, bei der das Hochfrequenzsi­ gnal A einen Phasenvorsprung von π/2 gegenüber dem Empfangssignal C hat. Hier verschwinden Produktsignal D und Tiefpaßausgangssignal E, und das Fre­ quenzsteuersignal F ist konstant. Die Meßschaltung ist auf die Frequenz f₁ eingerastet.

Der Prozessor 36 stellt mit Hilfe des Komparators 35 das Einrasten fest und wartet eine vorgegebene Zeitspanne ab, bis er den Zählwert des Frequenzzäh­ lers 37 abfragt. Diese Zeitspanne kann selbstver­ ständlich in Abhängigkeit von der benötigten Meßge­ nauigkeit vorgegeben werden.

Nachdem auf diese Weise eine erste angepaßte Fre­ quenz f₁ gemessen worden ist, steuert der Prozessor 36 den Analogmultiplexer 38 an, so daß dieser, wenn er zuvor das Tiefpaßausgangssignal E direkt an den Integrator 40 durchgelassen hat, den Integrator nun mit dem Ausgang des Inverters 39 verbindet. Dies führt dazu, daß die aus Multiplizierer 33, Tiefpaß 34, Integrator 40 und Oszillator 1 aufgebaute Re­ gelschleife instabil wird. Eine momentane Über- oder Unterschreitung der Frequenz f₁ des Hochfre­ quenzsignals A wird von der Schleife nicht mehr kompensiert, sondern verstärkt. Dies geht solange, bis sich ein neuer Gleichgewichtszustand mit einer zweiten angepaßten Frequenz f₂ ausgebildet hat, bei der das Vorzeichen der Phasenverschiebung zwischen Hochfrequenzsignal A und Empfangssignal C umgekehrt ist. Dieser Zustand entspricht dem Zeitpunkt t₂ in Fig. 7. Das Frequenzsteuersignal F hat sich auf einen anderen Pegel eingestellt.

Die Trägheit der Regelschleife aus Multiplizierer 33, Tiefpaß 34, Integrator 40 und Oszillator 1 ist groß im Vergleich zu der innerhalb der Vorrichtung 30 gebildeten, in analoger Weise strukturierten Re­ gelschleife aus Multiplizierer 4, Tiefpaß 5, Inte­ grator 7 und Oszillator 2. Dies ist notwendig, um zu vermeiden, daß beim Durchstimmen der Oszillato­ ren 1, 2 in Abhängigkeit vom Frequenzsteuersignal F die Oszillatoren 1, 2 ihre vom Prozessor 36 über den Eingang 13 vorgegebene Phasenbeziehung verlieren. Andernfalls würde die Richtung der abgestrahlten Funkwelle beim Durchstimmen schwanken, und das Echosignal könnte verlorengehen, wenn der Gegen­ stand nicht mehr getroffen wird.

Nun kann erneut, wie oben bereits beschrieben, eine Messung der angepaßten Frequenz f₂ mit Hilfe des Frequenzzählers 37 und des Prozessors 36 erfolgen. Der Prozessor 36 bildet die Differenz zwischen den zwei Frequenzen f₁ und f₂ und rechnet sie gemäß der Formel (2) in einen Abstand L um, der auf einem Display oder dergleichen angezeigt wird. Zu diesem Zweck ist wenigstens einmal, zum Beispiel an einem Prototyp des Meßgeräts oder nach der Fertigstellung jedes einzelnen Meßgeräts, eine Eichmessung mit den oben beschriebenen Schritten anhand einer bekannten Eichentfernung durchgeführt und mit Hilfe der er­ haltenen Frequenzen und der Formel (2) unter Ein­ setzen der Eichentfernung als Abstand L die Verzö­ gerung δ berechnet worden, die bei jeder späteren Entfernungsmessung bei der Berechnung des Abstands L anhand der Formel (2) berücksichtigt wird.

Bei einer Variante des Geräts beziehungsweise des Entfernungsmeßverfahrens ist es auch möglich, auf den Frequenzzähler 37 zu verzichten und stattdessen das Steuersignal F dem Prozessor 36 über einen Analog-Digital-Wandler direkt zur Auswertung zuzufüh­ ren. In einem solchen Fall verfügt der Prozessor 36 zweckmäßigerweise in einem Speicher über eine Dar­ stellung der Spannungs-Frequenz-Kennlinie des spannungsgesteuerten Oszillators 1, die es ihm er­ möglicht, die den gemessenen Spannungen des Steuer­ signals F entsprechenden Frequenzen zu ermitteln und daraus den gesuchten Abstand zu berechnen. Die­ se Tabelle ist gewissermaßen die Umkehrung der Lookup-Tabelle 15 aus Fig. 3.

Bei einer weiteren Variante des Verfahrens bezie­ hungsweise des Meßgeräts kann auf den Inverter 39 verzichtet werden. In diesem Fall schaltet der Pro­ zessor 36 mit Hilfe des Multiplexers 38 nach Mes­ sung einer angepaßten Frequenz für eine vorgegebene Zeitspanne den dritten oder vierten Eingang des Analogmultiplexers 38 an den Integrator 40 durch, um so eine Verschiebung des Frequenzsteuersignals F herbeizuführen, in deren Folge die Regelschleife auf eine benachbarte angepaßte Frequenz einrastet. Da bei dieser Variante die Phasenverschiebung aller angepaßten Frequenzen gleich ist, nämlich entweder immer +π/2 oder immer -π/2, ist die Differenz zwi­ schen benachbarten Einrastfrequenzen f₁, f₂ doppelt so groß wie im oben mit Bezug auf Fig. 6 beschrie­ benen Fall.

Das Entfernungsmeßgerät erlaubt ein schnelles Absu­ chen seiner Umgebung nach reflektierenden Gegen­ ständen, indem der Prozessor 36 zunächst bei einer willkürlichen Frequenz der Oszillatoren 1, 2 ledig­ lich das Richtungssteuersignal am Eingang 13 vari­ iert. Die Vorrichtung 30 erzeugt daraufhin eine Funkwelle, die ähnlich wie der Strahl eines Leucht­ turms rotiert und dabei, wenn vorhanden, Gegenstän­ de im Erfassungsbereich des Geräts anstrahlt.

Solange kein Echosignal erfaßt wird, sind solche Gegenstände nicht vorhanden, und das Überstreichen der Umgebung des Geräts mit der Funkwelle kann bei gleichbleibender Frequenz fortgesetzt werden.

Wird jedoch ein Gegenstand durch ein zurückgeworfe­ nes Echosignal nachgewiesen, so behält der Prozes­ sor den entsprechenden Wert des Richtungssteuersi­ gnals bei und stimmt die Oszillatoren 1, 2 durch, um die zu dem Gegenstand gehörenden angepaßten Fre­ quenzen zu finden. Wenn diese gefunden und die Ent­ fernung des Gegenstands berechnet ist, kann das Überstreichen der Umgebung mit der Funkwelle bei einer der angepaßten Frequenzen fortgesetzt werden.

Wenn bei einem erneuten Überstreichen der Gegen­ stand erneut bei der gleichen oder einer nur ge­ ringfügig veränderten Entfernung nachgewiesen wird, geht die Auffindung der angepaßten Frequenzen sehr schnell, da nur eine kleine Verstimmung der Oszil­ latoren erforderlich ist.

Claims (11)

1. Vorrichtung zum Abstrahlen einer Funkwelle in eine steuerbare Richtung, mit einer ersten Quelle (1) für ein erstes Hochfrequenzsignal und einer direkt mit der ers­ ten Quelle (1) verbundenen ersten Antenne (3a) und we­ nigstens einer über ein steuerbares Phasenverzögerungs­ glied (2, 4-10) mit der ersten Quelle (1) verbundenen zweiten Antenne (3b), wobei das Phasenverzögerungsglied (2, 4-10) eine zweite Quelle (2) für ein Hochfrequenz­ signal, die die zweite Antenne (3b) versorgt, und einen Regelkreis (4-10) zum kontinuierlichen Einstellen einer Phasenverzögerung zwischen Quellen (1, 2) auf einen Sollwert umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass die Quel­ len (1, 2) in der Frequenz abstimmbar sind.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Regelkreis (4-10) einen Multiplizierer (4) und einen Tiefpass (5) zum Erfassen des Gleichanteils des Produktes der zwei Hochfrequenzsignale umfasst.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Regelkreis einen Integrator (7) zum Integrieren eines mit einem Einstellsignal überlagerten Ausgangssig­ nals des Tiefpasses (5) umfasst.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Korrekturglied (18, 19, 20) für die Kompensati­ on einer Frequenz-Leistungs-Charakteristik der Quellen (1, 2) einen an den Ausgang des Multiplizierers (4) an­ geschlossenen Eingang hat.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass des Korrekturglied (18, 19, 20) während eines Ini­ tialisierungszeitraums der Vorrichtung abschaltbar ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekenn­ zeichnet, dass das Korrekturglied (18, 19, 20) die Amp­ litude eines Summenfrequenzanteils im Ausgangssignal des Multiplizierers (4) auswertet.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrekturglied (18, 29, 20) einen Multiplizierer (20) zum Multiplizieren des Ein­ stellsignals mit einer von der Frequenz-Leistungs- Charakteristik der Quellen (1, 2) abhängigen Korrektur­ größe umfasst.

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Quellen (1, 2) spannungsgesteu­ erte Oszillatoren sind.

9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Phasenverzögerungsglied (2, 4-10) Mittel (8, 9) zum Variieren eines Sollwerts der Phasenverzögerung proportional zur Oszillationsfre­ quenz der Quellen (1, 2) umfasst, die in der Lage sind, bei einer Änderung der Oszillationsfreguenz die Richtung der abgestrahlten Funkwelle konstant zu halten.

10. Gerät zur Abstandsmessung mit Hilfe von Funkwellen, mit einer Vorrichtung zum Abstrahlen einer abstimmbaren Funkwelle in eine steuerbare Richtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, mit einer Abstimmeinheit (33, 34, 40), die die Oszillationsfrequenz der Quellen (1, 2) vorgibt, einen Empfänger (31) für eine von einem von der Funkwelle angestrahlten Gegenstand zurückgeworfenen Echowelle und einer Auswerteeinheit (35, 36, 37) Phasen­ beziehung zwischen abgestrahlter Funkwelle und Echowelle die Entfernung des angestrahlten Gegenstands von der Vorrichtung errechnet.

11. Gerät nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinheit die Richtung des Gegenstands anhand des Sollwerts der Phasenverzögerung zwischen den Anten­ nen (3a, 3b) und der Frequenz der abgestrahlten Funkwel­ le berechnet.