DE102018109081B4 - Bandbreitenanpassung in einem phasenregelkreis eines lokaloszillators - Google Patents

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Abstract

Ein Verfahren, das folgendes aufweist:Erzeugen eines HF-Signals (sLO(t)) durch einen VCO (61), wobei die Frequenz (fLO) des HF-Signals (sLO(t)) von einer ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) und einer zweiten Tuning-Spannung (VFINE) abhängt,Einstellen der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) durch einen mit dem VCO (61) gekoppelten Phasenregelkreis (60), sodass die Frequenz (fLO) des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht,Verändern der ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) derart dass die vom Phasenregelkreis (60) eingestellte zweite Tuning-Spannung (VFINE) ungefähr einen vordefinierten Wert (V1) annimmt,Ermitteln einer differentiellen VCO-Verstärkung (kvco) des VCOs (61) für einen oder mehrere Werte der Frequenz (fLO) des HF-Signals (sLO(t));Anpassen einer Bandbreite des Phasenregelkreis (60) abhängig von der differenziellen VCO-Verstärkung (kvco) mittels Einstellen des Betrags des Ausgangsstromes einer im Phasenregelkreis (60) enthaltenen Ladungspumpe (68).

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Radarsensoren, insbesondere einen Phasenregelkreis mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscillator, VCO) zur Erzeugung eines HF-Oszillatorsignals.
  • HINTERGRUND
  • Hochfrequenz-(HF)-Sender und -Empfänger findet man in einer Vielzahl von Anwendungen, insbesondere im Gebiet der drahtlosen Kommunikation und der Radarsensoren. Im Automobilbereich besteht ein größer werdender Bedarf an Radarsensoren, die unter anderem in Fahrassistenzsystemen (Advanced driver assistance systems, ADAS) wie z.B. in Abstandsregeltempomat- (ACC, Adaptive Cruise Control, oder Radar Cruise Control) Systemen verwendet werden können. Solche Systeme können automatisch die Geschwindigkeit eines Automobils anpassen, um so einen sicheren Abstand zu anderen, vorausfahrenden Automobilen (sowie von anderen Objekten und von Fußgängern) einzuhalten. Weitere Anwendungen im Automobilbereich sind z.B. Totwinkeldetektion (blind spot detection), Spurwechselassistent (lane change assist) und dergleichen.
  • Moderne Radarsysteme verwenden hochintegrierte HF-Schaltungen, welche sämtliche Kernfunktionen eines HF-Frontends eines Radar-Transceivers in einem einzigen Chip-Gehäuse (Single-Chip-Transceiver) enthalten können. Solche HF-Frontends können unter anderem einen HF-Lokaloszillator (LO), Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (low noise amplifiers, LNA) oder Mischer aufweisen.
  • Frequenzmodulierte Dauerstrich- (frequency-modulated continous-wave, FMCW) Radarsysteme verwenden Radarsignale, die Sequenzen sogenannter Chirps beinhalten. Zum Erzeugen derartiger Chirps kann die Radarvorrichtung einen Lokaloszillator aufweisen, der einen in einem Phasenregelkreis (phase-locked loop, PLL) angeordneten VCO aufweist. Die Frequenz des VCO wird über eine Steuerspannung eingestellt, die durch Anpassen des Frequenz-Teilungsverhältnisses eines Frequenzteilers der in der Feedbackschleife des PLL abgestimmt werden kann. Ein Beispiel eines Phasenregelkreises ist in der Publikation US 20180097521A1 beschrieben. Der Phasenregelkreis weist einen VCO mit nachgeschaltetem Frequenzteiler, einen Phasen-Frequenz-Detektor, eine Ladungspumpe und einen Schleifenfilter auf, dessen Ausgangssignal das erwähnte Steuersignal darstellt, das die Frequenz des VCOs bestimmt. Um das Phasenrauschen des Lokaloszillator-Ausgangssignals niedrig zu halten, sollte die Bandbreite des PLL niedrig sein. Eine geringe Bandbreite steht jedoch dem Ziel entgegen, hochlineare Chirp-Signale mit steilen Frequenzrampen zu erzeugen. Eine der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Aufgabe kann darin gesehen werden, einen Phasenregelkreis zu schaffen, der in der Lage ist, steile Frequenzrampen zu erzeugen bei gleichzeitig guter Performance in Bezug auf das Phasenrauschen.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Die oben genannte Aufgabe wird durch die Verfahren gemäß den Ansprüchen 1, 2 oder 7, sowie durch die HF-Oszillatorschaltung gemäß den Ansprüchen 9 und 14 gelöst. Verschiedene Ausführungsformen und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
  • Es wird ein Verfahren für eine Radar-Vorrichtung beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Erzeugen eines HF-Signals durch einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), wobei die Frequenz des HF-Signals von einer ersten Tuning-Spannung und einer zweiten Tuning-Spannung abhängt. Das Verfahren umfasst weiter das Einstellen der zweiten Tuning-Spannung durch einen mit dem VCO gekoppelten Phasenregelkreis, sodass die Frequenz des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht. Die erste Tuning-Spannung wird derart verändert, dass die vom Phasenregelkreis eingestellte zweite Tuning-Spannung ungefähr einen vordefinierten Wert annimmt. Das Verfahren umfasst weiter das Ermitteln einer differentiellen VCO-Verstärkung des VCOs für einen oder mehrere Werte der Frequenz des HF-Signals sowie das Anpassen einer Bandbreite des Phasenregelkreis abhängig von der differenziellen VCO-Verstärkung mittels Einstellen des Betrags des Ausgangsstromes einer im Phasenregelkreis enthaltenen Ladungspumpe.
  • Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren das Erzeugen eines HF-Signals durch einen VCO, wobei die Frequenz des HF-Signals von einer ersten Tuning-Spannung und einer zweiten Tuning-Spannung abhängt. Das Verfahren umfasst weiter das Einstellen der zweiten Tuning-Spannung durch einen mit dem VCO gekoppelten Phasenregelkreis, sodass die Frequenz des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht. Die erste Tuning-Spannung wird derart verändert, dass die vom Phasenregelkreis eingestellte zweite Tuning-Spannung ungefähr einen vordefinierten Wert annimmt. Das Verfahren umfasst weiter das Verändern der Soll-Frequenz um eine definierte Frequenzdifferenz, während die erste Tuning-Spannung gleich bleibt, das Messen der resultierenden Veränderung der zweiten Tuning-Spannung, und das Anpassen einer Bandbreite des Phasenregelkreis (basierend auf der Frequenzdifferenz und der resultierenden Veränderung der zweiten Tuning-Spannung mittels Einstellen des Betrags des Ausgangsstromes einer im Phasenregelkreis enthaltenen Ladungspumpe.
  • Ein weiteres Ausführungsbeispiel betrifft ein Verfahren für eine Radar-Vorrichtung, das folgendes umfasst: das Erzeugen eines HF-Signals durch einen VCO, wobei die Frequenz des HF-Signals von einer Tuning-Spannung abhängt, das Einstellen der Tuning-Spannung durch einen mit dem gekoppelten Phasenregelkreis, sodass die Frequenz des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht, und das Ermitteln einer differentiellen VCO-Verstärkung des VCOs. Abhängig von der ermittelten VCO-Verstärkung wird die Bandbreite des Phasenregelkreises eingestellt, indem der Betrag des Ausgangsstromes einer im Phasenregelkreis enthaltenen Ladungspumpe angepasst wird.
  • Des Weiteren wird eine HF-Oszillatorschaltung beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die HF-Oszillatorschaltung einen VCO und einen mit dem VCO gekoppelten Phasenregelkreis auf, wobei der Phasenregelkreis eine Ladungspumpe enthält. Der VCO ist dazu ausgebildet, ein HF-Signal zu erzeugen, wobei die Frequenz des HF-Signals von einer ersten Tuning-Spannung und einer zweiten Tuning-Spannung abhängt. Der Phasenregelkreis ist dazu ausgebildet, die zweite Tuning-Spannung so einzustellen, dass die Frequenz des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht. Eine Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, die erste Tuning-Spannung so einzustellen, dass die vom Phasenregelkreis eingestellte zweite Tuning-Spannung ungefähr einen vordefinierten Wert annimmt. Die Steuerschaltung ist weiter dazu ausgebildet ist, die Soll-Frequenz um eine definierte Frequenzdifferenz zu verändern, während die erste Tuning-Spannung gleich bleibt, und die resultierende Veränderung der zweiten Tuning-Spannung zu bestimmen. Schließlich ist die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, basierend auf der Veränderung der zweiten Tuning-Spannung und der Frequenzdifferenz ein Steuersignal für den Phasenregelkreis zu erzeugen, von dem die Bandbreite des Phasenregelkreis abhängt, wobei das Steuersignal den Betrag des Ausgangsstroms der Ladungspumpe bestimmt.
  • Ein weiteres Ausführungsbeispiel betrifft eine HF-Oszillatorschaltung mit einem VCO und einem mit dem VCO gekoppelten Phasenregelkreis. Der VCO ist dazu ausgebildet ist, ein HF-Signal zu erzeugen, wobei die Frequenz des HF-Signals von einer Tuning-Spannung abhängt, und der Phasenregelkreis ist dazu ausgebildet, die Tuning-Spannung so einzustellen, dass die Frequenz des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht. Eine Steuerschaltung ist mit dem Phasenregelkreis gekoppelt und dazu ausgebildet, eine differentielle VCO-Verstärkung des VCOs zu ermitteln und davon abhängig die Bandbreite des Phasenregelkreises einzustellen. Der Phasenregelkreis enthält eine Ladungspumpe, die einen Ausgangsstrom mit einem einstellbaren Betrag liefert, und die Steuerschaltung ist weiter dazu ausgebildet, zur Einstellung der Bandbreite des Phasenregelkreises den Betrag des Ausgangsstroms der Ladungspumpe zu verändern.
  • Figurenliste
  • Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. In den Abbildungen zeigt:
    • 1 ist eine Skizze zur Illustration des Funktionsprinzips eines FMCW-Radarsystems zur Abstands- und/oder Geschwindigkeitsmessung.
    • 2 umfasst zwei Zeitdiagramme zur Illustration der Frequenzmodulation (FM) des vom FMCW-System erzeugen HF-Signals.
    • 3 ist ein Blockdiagramm zur Illustration der grundlegenden Struktur eines FMCW-Radarsystems.
    • 4 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines Beispiels einer integrierten HF-Frontend-Schaltung eines Radar-Chips inklusive analoger Basisbandsignalverarbeitung.
    • 5 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines ersten Beispiels eines Lokaloszillators mit einem in einem Phasenregelkreis verschalteten VCO.
    • 6 ist ein Blockdiagramm zur Illustration eines zweiten Beispiels eines Lokaloszillators mit einem in einem Phasenregelkreis verschalteten VCO.
    • 7 zeigt in einem exemplarischen Zeitdiagramm ein Konzept zum iterativen Einstellen der Spannung zur Grobabstimmung (coarse tuning) des VCOs.
    • 8 illustriert eine exemplarische Implementierung des Phasenregelkreises aus 5 detaillierter, wobei die Bandbreite des Phasenregelkreises durch Verändern des Betrags des Ausgangsstromes der Ladungspumpe eingestellt werden kann.
    • 9 illustriert eine exemplarische Implementierung einer Ladungspumpe, die in dem Phasenregelkreis gemäß 8 eingesetzt werden kann.
    • 10 illustriert die Anpassung der Bandbreite des Phasenregelkreises durch Verändern des Betrags des Ausgangsstromes der im Phasenregelkreis verwendeten Ladungspumpe.
    • 11 illustriert in einem exemplarischen Zeitdiagramm die Messung der VCO-Verstärkung (VCO gain), die zur dynamischen Anpassung der Bandbreite des Phasenregelkreises verwendet wird.
    • 12 illustriert eine Variante der Anpassung der Bandbreite gemäß 10 mit während einer Frequenzrampe veränderlichem Betrag des Ladungspumpenstromes.
    • 13 ist ein Beispiel eines Lokaloszillators mit einem Phasenregelkreis mit einstellbarer Bandbreite.
    • 14 ist ein Flussdiagramm zur Darstellung eines Verfahrens zur Anpassung der Bandbreite eines Lokaloszillators gemäß den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • 1 illustriert in einem schematischen Diagramm die Anwendung eines FMCW-Radarsystem bezeichnet, als Sensor für die Messung von Abständen und Geschwindigkeiten von Objekten, die üblicherweise als Radar-Ziele (Targets) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel weist die Radarvorrichtung 10 separate Sende- (TX-) und Empfangs-(RX-) Antennen 5 bzw. 6 auf (bistatische oder pseudo-monostatische Radarkonfiguration). Es sei jedoch angemerkt, dass auch eine einzige Antenne verwendet werden kann, die gleichzeitig als Sendeantenne und als Empfangsantenne dient (monostatische Radarkonfiguration). Die Sendeantenne 5 strahlt ein kontinuierliches HF-Signal sRF(t) ab, welches beispielsweise mit einer Art Sägezahnsignal (periodische, lineare Frequenzrampe) frequenzmoduliert ist. Das abgestrahlte Signal sRF(t) wird am Radar-Target T zurückgestreut und das zurückgestreute/reflektierte Signal yRF(t) wird von der Empfangsantenne 6 empfangen. 1 zeigt ein vereinfachtes Beispiel; in der Praxis weisen sind Radarsensoren Systeme mit mehreren Sende- (TX-) und Empfangs- (RX-) Kanälen, um auch den Einfallswinkel (Direction of Arrival, DoA) der zurückgestreuten/reflektierten Signals yRF(t) bestimmen und somit das Radar-Target T genauer lokalisieren zu können.
  • 2 illustriert exemplarisch die erwähnte Frequenzmodulation des Signals sRF(t). Wie in 2 (oberes Diagramm) dargestellt, ist das abgestrahlte HF-Signal sRF(t) aus einer Menge von „Chirps“ zusammengesetzt, d.h. das Signal sRF(t) umfasst eine Sequenz von sinusoiden Signalverläufen (waveforms) mit steigender Frequenz (Up-Chirp) oder fallender Frequenz (Down-Chirp). Im vorliegenden Beispiel steigt die Momentanfrequenz f(t) eines Chirps beginnend bei einer Startfrequenz FSTART innerhalb einer Zeitspanne TRAMP linear auf eine Stopfrequenz fSTOP an (siehe unteres Diagramm in 2). Derartige Chirps werden auch als lineare Frequenzrampen bezeichnet. In 2 sind drei identische lineare Frequenzrampen dargestellt. Es sei jedoch angemerkt, dass die Parameter fSTART, FSTOP, TRAMP sowie die Pause zwischen den einzelnen Frequenzrampen variieren können. Die Frequenzvariation muss auch nicht zwangsläufig linear sein (linearer Chirp). Abhängig von der Implementierung können beispielsweise auch Sendesignale mit exponentieller oder hyperbolischer Frequenzvariation (exponentielle bzw. hyperbolische Chirps) verwendet werden.
  • 3 ist ein Blockdiagramm, welches exemplarisch eine mögliche Struktur einer Radarvorrichtung 1 (Radarsensor) darstellt. Demnach sind zumindest eine Sendeantenne 5 (TX-Antenne) und zumindest eine Empfangsantenne 6 (RX-Antenne) mit einem in einem Chip integrierten HF-Frontend 10 verbunden, welches all jene Schaltungskomponenten beinhalten kann, die für die HF-Signalverarbeitung benötigt werden. Diese Schaltungskomponenten umfassen beispielsweise einen Lokaloszillator (LO), HF-Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker (LNA, low-noise amplifier), Richtkoppler (z.B. Rat-Race-Koppler, Zirkulatoren, etc.) sowie Mischer für das Heruntermischen (down-conversion) der HF-Signale in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band). Das HF-Frontend 10 kann - ggf. zusammen mit weiteren Schaltungskomponenten - in einem Chip integriert sein, der üblicherweise als monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (monolithically microwave integrated circuit, MMIC) bezeichnet wird.
  • Das dargestellte Beispiel zeigt ein bistatisches (oder pseudo-monostatisches) Radarsystem mit separaten RX- und TX-Antennen. Im Falle eines monostatischen Radarsystems würde eine einzige Antenne sowohl zum Abstrahlen als auch zum Empfangen der elektromagnetischen (Radar-) Signale verwendet. In diesem Fall kann ein Richtkoppler (z.B. ein Zirkulator) dazu verwendet werden, die abzustrahlenden HF-Signale von den empfangenen HF-Signalen (Radarechosignale) zu separieren. Wie erwähnt weisen Radarsysteme in der Praxis meist mehrere Sende- und Empfangskanäle (TX-/RX-Kanäle) mit mehreren TX- und RX-Antennen auf, was unter anderem eine Messung der Richtung (DoA), aus der die Radarechos empfangen werden, ermöglicht. Bei derartigen MIMO-Systemen sind die einzelnen TX-Kanäle und RX-Kanäle üblicherweise jeweils gleich oder ähnlich aufgebaut.
  • Im Falle eines FMCW-Radarsystems können die über die TX-Antenne 5 abgestrahlten HF-Signale z.B. im Bereich von ca. 20 GHz bis 100 GHz liegen (z.B. rund 77 GHz in manchen Anwendungen). Wie erwähnt, umfasst das von der RX-Antenne 6 empfangene HF-Signal die Radar-Echos (Chirp-Echosignale), d.h. jene Signalkomponenten, die an einem oder an mehreren Radar-Targets zurückgestreut werden. Das empfangene HF-Signal yRF(t) wird z.B. ins Basisband (oder ein ZF-Band) heruntergemischt und im Basisband mittels analoger Signalverarbeitung weiter verarbeitet (siehe 3, analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20). Die genannte analoge Signalverarbeitung umfasst im Wesentlichen eine Filterung und ggf. eine Verstärkung des Basisbandsignals. Das Basisbandsignal wird schließlich digitalisiert (siehe 3, Analog-Digital-Wandler 30) und im Digitalbereich weiterverarbeitet. Die digitale Signalverarbeitungskette kann zumindest teilweise als Software realisiert sein, welche auf einem Prozessor, beispielsweise einem Mikrocontroller oder einem digitalen Signalprozessor (siehe 3, DSP 40) ausgeführt werden kann. Das Gesamtsystem wird in der Regel mittels eines System-Controllers 50 gesteuert, welche ebenfalls zumindest teilweise als Software implementiert sein kann, die auf einem Prozessor wie z.B. einem Mikrocontroller ausgeführt werden kann. Das HF-Frontend 10 und die analoge Basisband-Signalverarbeitungskette 20 (optional auch der Analog-Digital-Wandler 30) können gemeinsam in einem einzigen MMIC (d.h. einem HF-Halbleiterchip) integriert sein. Alternativ können die einzelnen Komponenten auch auf mehrere integrierte Schaltungen verteilt sein.
  • 4 illustriert eine exemplarische Implementierung eines Radar-Transceivers 1 gemäß dem Beispiel aus 3 detaillierter. In dem vorliegenden Beispiel ist insbesondere das HF-Frontend 10 des Radar-Transceivers 1 sowie die nachfolgende Signalverarbeitung im Basisband dargestellt. Es sei angemerkt, dass 4 einen vereinfachten Schaltplan darstellt, um die grundlegende Struktur des HF-Frontends 10 mit einem TX-Kanal und einem RX-Kanal zu zeigen. Tatsächliche Implementierungen, die stark von der konkreten Applikation abhängen können, können natürlich komplexer sein und weisen in der Regel mehrere TX- und/oder RX-Kanäle auf.
  • Das HF-Frontend 10 umfasst einen Lokaloszillator 101 (LO), der ein HF-Oszillatorsignal sLO(t) erzeugt. Das HF-Oszillatorsignal sLO(t) ist im Radarbetrieb, wie oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, frequenzmoduliert und wird auch als LO-Signal bezeichnet. In Radaranwendungen liegt die Frequenz fLO des LO-Signals sLO(t) üblicherweise im SHF-(Super High Frequency, Zentimeterwellen-) oder im EHF- (Extremely High Frequency, Millimeterwellen-) Band, z.B. im Intervall von 76 GHz bis 81 GHz bei manchen automobilen Anwendungen. Das LO-Signal sLO(t) wird sowohl im Sendesignalpfad TX01 (im TX-Kanal) als auch im Empfangssignalpfad RX01 (im RX-Kanal) verarbeitet. Der Lokaloszillator 101 beinhaltet üblicherweise einen VCO (siehe auch 5), der in einem Phasenregelkreis (PLL) verschaltet ist.
  • Das Sendesignal sRF(t) (vgl. 2), das von der TX-Antenne 5 abgestrahlt wird, wird durch Verstärken des LO-Signals sLO(t), beispielsweise mittels des HF-Leistungsverstärkers 102, erzeugt und ist damit lediglich eine verstärkte Version des LO-Signals sLO(t). Der Ausgang des Verstärkers 102 kann mit der TX-Antenne 5 gekoppelt sein (im Falle einer bistatischen bzw. pseudo-monostatischen Radarkonfiguration). Das Empfangssignal yRF(t), welches von der RX-Antenne 6 empfangen wird, wird der Empfängerschaltung im RX-Kanal und damit direkt oder indirekt dem HF-Port des Mischers 104 zugeführt. Im vorliegenden Beispiel wird das HF-Empfangssignal yRF(t) (Antennensignal) mittels des Verstärkers 103 (Verstärkung g) vorverstärkt. Dem Mischer 104 empfängt also das verstärkte HF-Empfangssignal g·yRF(t). Der Verstärker 103 kann z.B. ein LNA sein. Dem Referenz-Port des Mischers 104 ist das LO-Signal sLO(t) zugeführt, sodass der Mischer 104 das (vorverstärkte) HF-Empfangssignal yRF(t) in das Basisband heruntermischt. Das heruntergemischte Basisbandsignal (Mischerausgangssignal) wird mit yBB(t) bezeichnet. Dieses Basisbandsignal yBB(t) wird zunächst analog weiterverarbeitet, wobei die analoge Basisbandsignalverarbeitungskette 20 im Wesentlichen eine Verstärkung und eine (z.B. Bandpass- oder Tiefpass-) Filterung bewirkt, um unerwünschte Seitenbänder und Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Das resultierende analoge Ausgangssignal, welches einem Analog-Digital-Wandler (siehe 3, ADC 30) zugeführt ist, wird mit y(t) bezeichnet.
  • Verfahren für die digitale Weiterverarbeitung des digitalisierten Ausgangssignals (digitales Radarsignal y[n]) zur Detektion von Radar-Targets sind an sich bekannt (beispielsweise die Range-Doppler-Analyse) und werden daher hier nicht weiter diskutiert.
  • Im vorliegenden Beispiel mischt der Mischer 104 das vorverstärkte HF-Empfangssignal g·yRF(t) (d.h. das verstärkte Antennensignal) hinunter ins Basisband. Das Mischen kann in einer Stufe erfolgen (also vom HF-Band direkt ins Basisband) oder über eine oder mehrere Zwischenstufen (also vom HF-Band in ein Zwischenfrequenzband und weiter ins Basisband). In diesem Fall umfasst der Empfangsmischer 104 effektiv mehrere in Serie geschaltete einzelne Mischerstufen. Angesichts des in 4 gezeigten Beispiels wird deutlich, dass die Qualität einer Radarmessung stark von der Qualität des LO-Signals sLO(t) bestimmt wird, unter anderem von dem in dem LO-Signal sLO(t) enthaltenen Rauschen. Dieses Rauschen wird quantitativ durch das Phasenrauschen des Lokaloszillators 101 und die Bandbreite des Phasenregelkreises bestimmt.
  • 5 zeigt ein Blockdiagramm einer exemplarischen Implementierung eines Lokaloszillators, der z.B. in dem HF-Frontend 10 aus 4 verwendet werden kann. Gemäß 5 umfasst der Lokaloszillator 101 einen VCO 61, der dazu ausgebildet ist, ein HF-Oszillatorsignal sLO(t) (d.h. das LO-Signal) zu erzeugen, dessen Frequenz fLO von einer oder mehreren Eingangsspannungen (Tuning-Spannungen) abhängt. Die Frequenz fLO ist üblicherweise eine nicht-lineare Funktion der Eingangsspannung(en). In dem dargestellten Beispiel hat der VCO 61 zwei Eingänge zum Zuführen einer ersten Spannung VCOARSE zur Grobabstimmung und einer zweiten Spannung VFINE zur Feinabstimmung des VCOs 61. In dem dargestellten Beispiel wird die erste Spannung VCOARSE (Grobabstimmungsspannung/Grob-Tuning-Spannung, coarse tuning voltage) von einem Digital-Analog-Wandler 62 nach Maßgabe eines Digitalwortes xCOARSE erzeugt, wohingegen die zweite Spannung VFINE (Feinabstimmungsspannung/Fein-Tuning-Spannung, fine tuning voltage) von dem Phasenregelkreis 60 (PLL) ausgegeben wird.
  • Für jede der Eingangsspannungen VFINE, VCOARSE kann eine zugehörige VCO-Verstärkung (VCO gain) fLO/VFINE bzw. fLO/VFINE definiert werden. Die Ableitungen ∂fLO/∂VFINE bzw. ∂fLO/∂VFINE werden als differentielle VCO-Verstärkungen bezeichnet. In der folgenden Diskussion wird das Verhältnis fLO/VFINE als VCO-Verstärkung Kvco und die Ableitung ∂fLO/∂VFINE wird als differentielle VCO-Verstärkung kvco bezeichnet. Beide Werte Kvco und kVCO sind im Allgemeinen frequenzabhängig. Des Weiteren sind die VCO-Verstärkung KVCO und die differentielle VCO-Verstärkung kvco temperaturabhängig und können auch von Alterungseffekten beeinflusst werden.
  • Der in dem Beispiel aus 5 verwendete VCO 61 hat damit zwei VCO-Verstärkungen fLO/VCOARSE und fLO/FINE. Der VCO 61 beinhaltet in diesem Beispiel zwei verschiedene Varaktordioden, deren Kennlinien die VCO-Verstärkungen bestimmen. 6 illustriert ein weiteres Beispiel eines Lokaloszillators 101 mit einem Phasenregelkreis 60. Anders als im vorherigen Beispiel, hat im vorliegenden Beispiel der VCO 61 nur einen Eingang, dem die Spannung VCTL zugeführt ist, die der Summe VCOARSE+VFINE entspricht. In diesem Fall weist der VCO nur eine VCO-Verstärkung fLO/VCTL auf. Für die korrespondierende differenzielle VCO-Verstärkung ∂fLO/∂VCTL gilt kVCO = ∂fLO/∂VCTL = ∂fLO/∂VFINE = ∂FLO/∂VCOARSE. Abgesehen von der Implementierung des VCO ist das Beispiel aus 6 identisch mit dem vorherigen Beispiel aus 5 und es wird auf die obige Beschreibung verwiesen.
  • Bei den Beispielen aus 5 und 6 wird der Sollwert für die Frequenz fLO einerseits durch die Frequenz fREF eines Referenzsignals sREF(t) und andererseits durch Anpassen des Teilungsverhältnisses eines Frequenzteilers im Rückkoppelpfad des Phasenregelkreises 60 eingestellt, wobei dieses Teilungsverhältnis abhängig von dem Digitalsignal xTUNE angepasst werden kann. Dieser Mechanismus wird später in Bezug auf 8 noch näher erläutert. Das Digitalsignal XCOARSE, welches dem DAC 62 zugeführt ist, kann z.B. von dem System-Controller 50 (vgl. 3) oder einer anderen Controller-Schaltung bereit gestellt werden. Der Phasenregelkreis 60 ist dazu ausgebildet, die Fein-Tuning-Spannung VFINE so einzustellen, dass die Frequenz fLO des LO-Signals sLO(t) dem (vom Digitalsignal xTUNE abhängigen) Sollwert entspricht. Die Fein-Tuning-Spannung VFINE kann nur in einem bestimmten Intervall (z.B. 0 bis 3V) variiert werden. Die Größe dieses Intervall hängt von der Implementierung des VCOs 61 und des Phasenregelkreises 60 ab. Nach Maßgabe der (frequenzabhängigen) differentiellen VCO-Verstärkung kVCO=∂fLO/∂VFINE entspricht dieses Intervall einem Frequenzbereich von z.B. 1500 MHz (möglich sind auch Frequenzrampen über z.B. 200MHz-4000MHz), innerhalb dem die Frequenz fLO des LO-Signals sLO(t) durch Variation der Fein-Tuning-Spannung VFINE angepasst werden kann. Das heißt, die Frequenz fLO des LO-Signals sLO(t) kann (bei geeigneter Einstellung der Grob-Tuning-Spannung VCOARSE) z.B. im Bereich von 76 GHz bis 77.5 GHz feinabgestimmt werden. Ist ein anderer Abstimmbereich (tuning range) gewünscht (z.B. 79 GHz bis 80,4 GHz), muss die Grob-Tuning-Spannung VCOARSE angepasst werden. Die angegebenen Zahlenwerte dienen nur der Veranschaulichung und hängen stark von der tatsächlichen Implementierung ab.
  • Wie erwähnt ist die VCO-Verstärkung Kvco auch temperaturabhängig. Um eine bestimmte Sequenz von Frequenzrampen (Chirps) mit einer Startfrequenz f1 und einer Stopfrequenz f2 zu erzeugen, kann zuerst die Grob-Tuning-Spannung VCOARSE eingestellt und anschließend die Frequenz fLO durch Veränderung der Fein-Tuning-Spannung VFINE von einem ersten Wert VFINE = V1 auf einen zweiten Wert VFINE = V2 moduliert werden. Letzteres wird mit Hilfe des Phasenregelkreises erreicht. Die vom VCO 61 erzeugte Frequenz fLO ändert sich dabei von der Startfrequenz f1 auf die Stopfrequenz f2.
  • Beim Grob-Tuning des VCOs kann die Temperaturabhängigkeit der VCO-Verstärkung KVCO berücksichtigt werden, um sicherzustellen, dass der für eine gewünschte Frequenzrampe (von f1 auf f2) notwendige Spannungsbereich von V1 bis V2 nicht das Intervall verlässt (z.B. 0 bis 3V), innerhalb dem die Spannung VFINE variiert werden kann. Beispielsweise kann es für einen gegebenen Wert der Grob-Tuning-Spannung VCOARSE und eine gewünschte Frequenzrampe (z.B. f1=76 GHz und f2=77,5 GHz) notwendig sein, die Fein-Tuning-Spannung VFINE von V1=0,6 V auf V2=2,7 V zu variieren. Durch eine Temperaturveränderungen können sich V1 und V2 um z.B. 0,5 V verschieben. Der Spannungswert V2 = 2,7V+0,5V liegt jedoch außerhalb des Fein-Tuning-Bereiches. Folglich ist eine Anpassung der Grobabstimmungsspannung VCOARSE notwendig.
  • Um eine Anpassung der Grob-Tuning-Spannung VCOARSE im Lauf des Betriebs zu vermeiden, kann das Grob-Tuning so erfolgen, dass für die Startfrequenz f1 einer Frequenzrampe die Fein-Tuning-Spannung VFINE einen vordefinierten Sollwert annimmt. Im Falle einer Frequenzrampe mit ansteigender Frequenz (Up-Chirp) kann z.B. während einer Tuning-Phase die Grob-Tuning-Spannung VCOARSE solange variiert werden, bis die Fein-Tuning-Spannung VFINE einen definierten Sollwert von z.B. V1=0,6 V annimmt. Dabei kann die Fein-Tuning-Spannung VFINE mittels eines ADCs 63 gemessen und der resultierende Digitalwert dem Controller 50 zugeführt sein. Bei einer Frequenzrampe mit fallender Frequenz kann der Sollwert für die Fein-Tuning-Spannung VFINE höher sein, z.B. V2=2,4 V.
  • Das Variieren der Grob-Tuning-Spannung VCOARSE kann z.B. mittels bekannter Iterationsverfahren erfolgen, z.B. mittels sukzessiver Approximation (siehe 7). Während die Grob-Tuning-Spannung VCOARSE iterativ angepasst wird, ist der Phasenregelkreis 60 aktiv; der Phasenregelkreis 60 regelt die Fein-Tuning-Spannung VFINE nach, sodass während dieser Tuning-Phase die LO-Frequenz fLO im Wesentlichen konstant bleibt (abgesehen von kurzen, transienten Variationen).
  • Gemäß dem in 7 dargestellten Beispiel wird die Spannung VCOARSE zunächst auf einen Anfangswert von z.B. 0.8 V gesetzt. Der Phasenregelkreis 60 regelt dann die Spannung VFINE auf einen Wert (z.B. 0.9 V), sodass die Frequenz fLO der gewünschten Frequenz f1 entspricht. Dieser Wert der Spannung VFINE ist größer als der gewünschte Sollwert V1, weshalb die Spannung VCOARSE sukzessive erhöht wird. Aufgrund der Rückkopplung im Phasenregelkreis sinkt dadurch die Spannung VFINE bis unter den Sollwert V1, weshalb die Spannung VCOARSE wieder (um einen reduzierten Spannungshub) reduziert wird, bis die Spannung VFINE wieder über den Sollwert V1 steigt. usw. Die Spannung VFINE nähert sich somit sukzessive dem Sollwert V1 an. Die zugehörige Grob-Tuning-Spannung VCOARSE ergibt sich „automatisch“ als Ergebnis der sukzessiven Approximation. Am Ende der Tuning-Phase gilt VFiNE≈V1, wobei der Sollwert V1 nicht mehr (oder nur sehr schwach) von der Temperatur abhängt. Die Temperaturabhängigkeit und andere Querempfindlichkeiten werden durch die iterative Anpassung der Grob-Tuning-Spannung VCOARSE kompensiert.
  • 8 zeigt ein Beispiel einer Implementierung des Phasenregelkreises 60 (PLL) detaillierter. In dem dargestellten Beispiel umfasst der Phasenregelkreis einen Frequenzteiler 65 mit festem Teilungsverhältnis M und einen Multi-Modulus-Teiler 66 (multi-modulus divider, MMD) mit einstellbarem (ganzzahligem) Teilungsverhältnis N. Das Gesamtteilungsverhältnis ist demnach N·M. Dieses Teilungsverhältnis N kann z.B. mittels eines Sigma-Delta-Modulators 63 variiert werden, sodass effektiv ein nicht-ganzzahliges Teilungsverhältnis R erreicht wird, das im Wesentlichen von dem Digitalsignal xTUNE bestimmt wird, welches dem Sigma-Delta-Modulator 63 als Eingangssignal zugeführt ist. Die Kombination aus Multi-Modulus-Teiler 66 und Sigma-Delta-Modulator 63 ist an sich als „Fractional-N-Teiler“ bekannt und wird daher hier nicht näher erläutert. An dieser Stelle sei angemerkt, dass der Frequenzteiler 65 mit festem Teilungsverhältnis optional ist (d.h. das feste Teilungsverhältnis M kann 1 sein). Des Weiteren kann die Reihenfolge der Frequenzteiler 65 und 66 vertauscht werden. In dem dargestellten Beispiel ist Ausgangssignal des MMD 66 mit sPLL(t) bezeichnet. Dieses Ausgangssignal sPLL(t) weist eine Frequenz fPLL auf, und das Verhältnis fLO/fPLL entspricht dem effektiven Teilungsverhältnis R=M·xTUNE[n] der beiden Frequenzteiler 65 und 66. Die Frequenz fPLL wird in einem Phasen-Frequenz-Detektor 67 mit der Frequenz fREF eines Referenzsignals sREF(t) (Taktsignal) verglichen. Das Ausgangssignal VPD des Phasen-Frequenz-Detektors 67 hängt von den Vergleichsergebnis ab und steuert eine Ladungspumpe 68 an, deren Ausgangsstrom iCP davon abhängt, ob Frequenz und Phase des Signals sPLL(t) und des Referenzsignals sREF(t) voneinander abweichen. Der Ausgangsstrom iCP ist dem sogenannten Schleifenfilter 69 zugeführt, der schließlich die Fein-Tuning-Spannung VFINE nach Maßgabe einer Übertragungsfunktion H(s) bereitstellt. Die Struktur und die Funktionsweise des eines Phasenregelkreises zur Erzeugung eines frequenzmodulierten HF-Signals ist an sich bekannt und wird daher hier nicht näher erläutert. Anders als bei konventionellen Implementierungen kann jedoch die Bandbreite des Phasenregelkreises verändert werden, beispielsweise durch Veränderung des Betrags des Ausgangsstrom icp der Ladungspumpe 68.
  • Für die folgende Diskussion wird die Grob-Tuning-Spannung VCOARSE als konstant angenommen und die differentielle VCO-Verstärkung kvco wird als ∂fLO/ ∂VFINE definiert. Die Open-Loop-Übertragungsfunktion L(s) des Phasenregelkreises 60 kann wie folgt angegeben werden: L ( s ) = 1 s k V C O ⋅ i C P 0 R H ( s )
    Figure DE102018109081B4_0001
    wobei iCP0 ein Parameter der Ladungspumpe 68 ist, der den Ausgangsstrom iCP bestimmt. Beispielsweise kann der Ausgangsstrom iCP abhängig vom Ausgangssignal des Phasen-Frequenz-Detektors 67 gleich +iCp0 oder -iCP0 sein (vgl. 9). In diesem Fall ist iCP0 der Betrag des Ladungspumpenausgangsstromes.
  • Die Closed-Loop-Übertragungsfunktion G(s) des Phasenregelkreises 60 kann wie folgt berechnet werden: G ( s ) = L ( s ) 1 + L ( s ) .
    Figure DE102018109081B4_0002
  • Die Bandbreite der Closed-Loop-Übertragungsfunktion G(s) hängt einerseits von den Parametern kVCO (differenzielle VCO-Verstärkung), iCP0 (Betrag des Ladungspumpenausgangsstromes) und R (reelles Teilungsverhältnis) ab, sowie von der Übertragungsfunktion H(s) des Schleifenfilters 68.
  • 9 zeigt ein einfaches Beispiel einer Ladungspumpe 68. Diese weist eine Stromquelle Q1 und eine zweite Stromsenke Q2 sowie einen ersten Schalter SW1 und einen zweiten Schalter SW2 auf. Der Schalter SW1 verbindet die Stromquelle Q1 mit einem Ausgangsknoten der Ladungspumpe 67, und der Schalter SW2 verbindet die Stromsenke Q2 mit dem Ausgangsknoten. Mit dem Ausgangsknoten ist ein Kondensator C gekoppelt, der dazu ausgebildet ist, die von der Stromquelle Q1 oder der Stromsenke Q2 gelieferte Ladung zu speichern. Die Spannung VCP über dem Kondensator C ist proportional zu der gespeicherten Ladung. Die Schalter SW1 und SW2 der Ladungspumpe 68 werden von den Ausgangssignalen UP, DOWN angesteuert. Wenn die Phase des Signals sPLL(t) kleiner ist als die Phase des Referenzsignals sREF(t), dann wird der Schalter SW1 durch das Signal UP eingeschaltet (für eine bestimmte Einschaltzeit TON1) und der Ausgangsstrom icp der Ladungspumpe ist +iCP0; die zugehörige Ladung ist iCP0·TON1. Gleichermaßen wird, wenn die Phase des Signals sPLL(t) größer ist als die Phase des Referenzsignals sREF(t), der Schalter SW2 durch das Signal DOWN eingeschaltet (für eine bestimmte Einschaltzeit TON2) und der Ausgangsstrom icp der Ladungspumpe ist -iCP0; die zugehörige Ladung ist -iCP0·TON2. Die Einschaltzeiten TON1 und TON2 können proportional zu der jeweiligen Phasendifferenz (zwischen sPLL(t) und sREF(t)) sein. Der Schleifenfilter 69 filtert das resultierende Spannungssignal VCP; das gefilterte Signal ist die Fein-Tuning-Spannung VFINE.
  • Die Struktur und die Funktion der Ladungspumpe 68 ist an sich bekannt und wird deshalb hier nicht weiter erläutert. Anders als bei herkömmlichen Implementierungen sind die Stromquelle Q1 und die Stromsenke Q2 steuerbar, d.h. der Betrag iCP0 des Ausgangsstroms ist einstellbar. Wie oben bereits erläutert wurde kann durch eine Veränderung des Parameters iCP0 die Bandbreite des Phasenregelkreises angepasst werden. Wie erwähnt beeinflusst die Bandbreite des Phasenregelkreises, das im LO-Signal sLO(t) enthaltene Phasenrauschen, welches das Grundrauschen des Radarsystems und damit auch die Detektierbarkeit von Radar-Targets sowie die Zuverlässigkeit der Detektion beeinflusst. Üblicherweise muss ein Radarsensor bestimmte Spezifikationen in Bezug auf das Phasenrauschen erfüllen. Das heißt, ein spezifizierter Sollwert für das maximale Phasenrauschen legt damit indirekt auch die (maximale) Bandbreite des Phasenregelkreises 60 fest.
  • Da die differenzielle VCO-Verstärkung kVCO=∂fLO/ ∂VFINE von der Frequenz abhängt, ändert sich folglich die Bandbreite des Phasenregelkreises 60 - und damit auch das Phasenrauschen - während bei der Erzeugung einer Frequenzrampe die Frequenz fLO (nach Maßgabe des Digitalsignals xTUNE[n]) variiert wird. Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann die differenzielle VCO-Verstärkung kvco z.B. bei der Startfrequenz f1 einer Frequenzrampe gemessen werden und abhängig von dem gemessenen Wert die Bandbreite des Phasenregelkreises 60 so angepasst werden, dass diese einen spezifizierten Wert nicht übersteigt. Diese Anpassung der Bandbreite kann z.B. dadurch erzielt werden, dass der Parameter iCP0 des Ladungspumpe 68 verändert wird. Zusätzlich oder alternativ könnte auch die Übertragungsfunktion H(s) des Schleifenfilters 68 angepasst werden, was jedoch vergleichsweise schwierig zu realisieren ist, wohingegen eine Anpassung des Parameters iCP0 vergleichsweise einfach zu implementieren ist.
  • Die Diagramme in 10 illustrieren ein Beispiel der bei den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen verwendeten Herangehensweise zur Anpassung der Bandbreite des Phasenregelkreises. Das erste (oberste) Diagramm der 10 zeigt eine exemplarische Kennlinie zur Illustration der Frequenzabhängigkeit der differenziellen VCO-Verstärkung kvco. Gemäß den hier dargestellten Beispiel sinkt die differenzielle VCO-Verstärkung kvco mit steigender Frequenz. Das heißt, während der Erzeugung einer ansteigenden Frequenzrampe (Up-Chirp) mit einer Startfrequenz f1 und einer Stopfrequenz f2 (f2>f1) sinkt die differenzielle VCO-Verstärkung kvco von einem ersten Wert kVCO(f1) auf einen zweiten (niedrigeren) Wert kVCO(f2). Da - bei konstantem Parameter iCP0 - die Bandbreite im Wesentlichen proportional zur VCO-Verstärkung ist, sinkt während des Up-Chirps die Bandbreite des Phasenregelkreises wie im mittleren und unteren Diagramm der 10 dargestellt.
  • Es können Situationen auftreten, dass die Bandbreite während einer Frequenzrampe die Bandbreite BMAX überschreitet, welche die maximale Bandbreite (Grenzwert) bezeichnet, die zulässig ist, um gegebene Spezifikationen betreffend das Phasenrauschen erfüllen zu können. Ein Beispiel einer solchen Situation ist im mittleren Diagramm der 10 dargestellt. Um solche Situationen und eine Verletzung der Spezifikation zu vermeiden, wird gemäß den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen die Bandbreite des Phasenregelkreises angepasst. Gemäß dem unteren Diagramm aus 10 kann die Anpassung der Bandbreite z.B. so erfolgen, dass die maximale Bandbreite (im dargestellten Fall B(f1)) genau dem Grenzwert BMAX entspricht.
  • Die Anpassung der Bandbreite kann z.B. dadurch erfolgen, dass ein für das Radarsystem ein konstanter Bandbreitenparameter B P = k V C O ⋅ i C P 0
    Figure DE102018109081B4_0003
    definiert wird, der von dem Grenzwert BMAX abhängt oder diesen repräsentiert. Beispielsweise ist der Bandbreitenparameter BP proportional zum Grenzwert BMAX (BP ~ BMAX). Der Bandbreitenparameter BP wird beim System-Design festgelegt und kann dazu verwendet werden, abhängig von der VCO-Verstärkung max{kVCO(ƒ)}, insbesondere abhängig von der maximalen (differenziellen) VCO-Verstärkung max{kVCO(ƒ)} für ƒ ∈ [ƒ1, ƒ2], die während einer Frequenzrampe auftritt, den Parameter iCP0 zu berechnen. Wie bereits erläutert bestimmt der Parameter iCP0 den Betrag des Ausgangsstroms der Ladungspumpe 67. Das heißt für den im dritten Diagramm der 10 dargestellten Fall i C P 0 = B P m a x ( k V C O ( f ) ) f u ¨ r f ∈ [ f 1 , f 2 ] .
    Figure DE102018109081B4_0004
  • Die maximale Bandbreite des Phasenregelkreises hängt damit direkt von dem Bandbreitenparameter BP ab. Wenn sich (z.B. aufgrund einer Temperaturveränderung oder einer Veränderung der Startfrequenz f1) die maximale Bandbreite B(f1) des Phasenregelkreises (während einer Frequenzrampe) und damit auch dessen Performance in Bezug auf das Phasenrauschen ändert, kann diese Änderung durch die Anpassung des Stroms der Ladungspumpe 67 gemäß Gleichung 4 kompensiert werden.
  • Die oben diskutierte Vorgehensweise ist in 11 näher erläutert. 11 zeigt anhand eines Beispiels, wie eine differenzielle VCO-Verstärkung kvco(f) gemessen werden kann. Im vorliegenden Beispiel erfolgt die Messung der differenzielle VCO-Verstärkung kvco(f) bei der Startfrequenz f1 und der Stopfrequenz f2 einer Frequenzrampe. Da die differenzielle VCO-Verstärkung kvco(f) während einer Frequenzrampe üblicherweise monoton steigt oder fällt (abhängig von der Implementierung des VCOs und von der Richtung der Frequenzrampe, Up- oder Down-Chirp) kann es ausreichend sein, die differenzielle VCO-Verstärkung kvco(f) nur bei einer Frequenz zu messen, beispielsweise bei der Startfrequenz(f1) eines Up-Chirps (vgl. oberes Diagramm aus 10). Eine Messung an beiden Ende der Frequenzrampe (d.h. bei der Start- und der Stopfrequenz) macht das Schema unabhängig von der Richtung des Frequenzrampe.
  • In dem in 11 dargestellten Beispiel wird ein Up-Chirp betrachtet, d.h. es gilt f2>f1. Zuerst kann die oben erläuterte Abstimmung mittels sukzessiver Approximation (vgl. 6) durchgeführt werden, was jedoch nicht zwingend ist. Anschließend wird die Frequenz fLO des LO-Signals sLO(t) auf die gewünschte Startfrequenz f1 eingestellt (durch geeignete Einstellung des Digitalsignals xTUNE[n]) und die resultierende, vom Phasenregelkreis 60 eingestellte Spannung VFINE(f1) gemessen (z.B. mittels des ADCs 63 und des Controllers 50, siehe 5). Dann wird die Frequenz fLO des LO-Signals sLO(t) um eine kleine Frequenzdifferenz Δf (z.B. um 50MHz) erhöht und die resultierende Spannung VFINE(f1+Δf) gemessen. Alternativ kann die Frequenz auch um Δf reduziert werden. Einen Messwert für die differenzielle VCO-Verstärkung kVCO(f1) erhält man durch folgende Approximation k V C O ( f 1 ) = ∂ Δ V F I N E ∂ f | f = f 1 ≈ V F I N E ( f 1 + Δ f ) − V F I N E ( f 1 ) Δ f = V F I N E ( f 1 ) Δ f .
    Figure DE102018109081B4_0005
  • Diese Messung kann bei der Stopfrequenz f2 der Frequenzrampe wiederholt werden. Für eine ausreichend gute Approximation sollte die Frequenzdifferenz Δf im Vergleich zur Modulationsbreite f2-f1 der Frequenzrampe klein sein. Bei typischen Radaranwendungen beträgt die Modulationsbreite f2-f1 einige wenige GHz, bei Frequenzen zwischen z.B. 76 und 81 GHz. Die Frequenzdifferenz Δf kann daher im Bereich von einigen MHz liegen (z.B. 10-100 MHz).
  • Die Anpassung der Bandbreite des Phasenregelkreises kann dann basierend auf dem größerem der beiden Messwerte, d.h. basierend auf kVCO,max= max{kVCO (ƒ1), kVCO (f2)}, durchgeführt werden. Das stellt sicher, dass während einer Frequenzrampe (unabhängig davon ob Up-Chirp oder Down-Chirp) die Bandbreite des Phasenregelkreises nicht größer wird.
  • Wie erwähnt, der oben beschriebene Ansatz zur Anpassung der Bandbreite berücksichtigt den maximalen Wert kVCO,max für die differenzielle VCO-Verstärkung kvco(f) während einer Frequenzrampe. Diese maximale differenzielle VCO-Verstärkung kvco,max bestimmt damit die maximale Bandbreite des Phasenregelkreises, welche so eingestellt wird, dass sie nicht höher ist als der erwähnte Grenzwert BMAX. Die tatsächliche Bandbreite nimmt in dem dargestellten Bespiel (10, unteres Diagramm) jedoch während einer Frequenzrampe ab und ist die meiste Zeit kleiner als der Grenzwert BMAX. Eine niedrigere Bandbreite hat zwar eine bessere Performance in Bezug auf das Phasenrauschen im LO-Signal sLO(t) zur Folge, verlangsamt aber auch die Reaktionsgeschwindigkeit des Lokaloszillators, falls sich die Soll-Frequenz (d.h. der Wert des Digitalsignals xTUNE[n], siehe 8) rasch ändert. 12 zeigt eine Modifikation, bei der der Betrag iCP0 des Ausgangsstromes icp der Ladungspumpe 68 während einer Frequenzrampe nicht konstant ist, sondern mit der Frequenz ansteigt. Damit wird die Reduktion der Bandbreite während eines Up-Chirps zumindest teilweise kompensiert. Der Anstieg des Betrags iCP0 darf die Reduktion der differentiellen VCO-Verstärkung kVCO(f) natürlich nicht überkompensieren, damit die Bandbreite unter dem Grenzwert BMAX bleibt. Wenn die Veränderung des Betrag iCP0 genau invers zu der Veränderung der differentiellen VCO-Verstärkung kvco(f) ist, bliebe die Bandbreite konstant. Diese theoretische Situation kann in der Praxis nur näherungsweise (jedoch mit ausreichender Genauigkeit) umgesetzt werden. In 12 zeigt die gestrichelte Linie den Verlauf der Bandbreite bei konstantem Betrag iCP0 des Ladungspumpenstromes wie in 10, unteres Diagramm, und die durchgezogene Linie zeigt eine Situation, bei der der Betrag iCP0 des Ladungspumpenstromes ansteigt und somit die Reduktion der Bandbreite teilweise kompensiert.
  • 13 ist ein Blockschaltbild eines Beispiels eines Lokaloszillators 101, der ähnlich aufgebaut sein kann wie der Lokaloszillator aus 7, wobei für die hier beschriebenen Konzepte der Anpassung der Bandbreite ein Grob-Tuning nicht unbedingt notwendig ist. Der DAC 62 und der VCO-Eingang für die Spannung VCOARSE sind also optional. Des Weiteren beinhaltet die Schaltung aus 13 einen Controller 50, der dazu ausgebildet ist, mittels des Analog-Digital-Wandlers 63, die von dem Phasenregelkreis (PLL) 60 erzeugte Fein-Tuning-Spannung VFINE zu messen. In dem dargestellten Beispiel weist der Controller 50 einen Mircoprozessor 51 und eine Frequenzsteuerung 52 auf. Die Frequenzsteuerung 52 ist dazu ausgebildet ist, das digitale Signal xTUNE[n] für den Phasenregelkreis 60 zu erzeugen. Wie in dem Beispiel aus 8 dargestellt bestimmt das Signal xTUNE[n] das effektive Teilungsverhältnis R des Frequenzteilers (der Frequenzteiler) im Feedback-Pfad des Phasenregelkreises und damit den Sollwert für die Oszillationsfrequenz fLO des VCO 61. Die Frequenzsteuerung 52 kann verschiedene Parameter von dem Prozessor 51 empfangen, beispielsweise Rampenparameter wie die Startfrequenz f1, die Stopfrequenz, f2 und die Dauer eines Chirps, sowie ein oder mehrere Triggersignale TRIG zum Starten einer Chirp-Sequenz.
  • In dem Beispiel aus 13 ist der Controller 50 zudem dazu ausgebildet. Basierend auf einer oder mehreren Messungen der (differenziellen) VCO-Verstärkung kvco(f) bei einer oder mehreren Frequenzen, die Bandbreite des Phasenregelkreises 60 anzupassen. Gemäß den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen erfolgt die Anpassung der Bandbreite durch Einstellen eines Betriebsparameters der im Phasenregelkreis 60 angeordneten Ladungspumpe 67, insbesondere durch Einstellung des Betrags des Ausgangsstromes iCP0 der Ladungspumpe. In anderen Ausführungsbeispielen kann die Bandbreite des Phasenregelkreises 60 durch verändern der Übertragungseigenschaften (Übertragungsfunktion H(s)) des Schleifenfilters angepasst werden.
  • 14 ist ein Flussdiagramm zur Darstellung eines Verfahrens zur Anpassung der Bandbreite eines Lokaloszillators gemäß der oben anhand von Beispielen beschriebenen Konzepte. Gemäß 14 wird von einem VCO (siehe z.B. 13, VCO 61) ein HF-Signal sLO(t) erzeugt. Die Frequenz fLO des HF-Signals sLO(t) hängt von einer Tuning-Spannung VFINE ab (siehe 14, Schritt S1). Sofern ein Grob-Tuning vorab durchgeführt wurde, kann während dieses Vorganges die Tuning-Spannung VCOARSE konstant bleiben. Die Tuning-Spannung VFINE wird durch einen mit dem VCO gekoppelten Phasenregelkreis (siehe z.B. 13, PLL 60) so eingestellt, dass die Frequenz fLO einer Soll-Frequenz entspricht. Die Sollfrequenz kann z.B. mittels eines Fractional-N-Frequenzteilers eingestellt werden (siehe 8, Modulator 63, Multi-Modulus-Teiler 66). Für die eingestellte Frequenz (z.B. eine erste Frequenz f1) und optional für weitere Frequenzen wird die differentielle VCO-Verstärkung kVCO(f1) des VCOs ermittelt (siehe 14, Schritt S2), und abhängig von der ermittelten differentiellen VCO-Verstärkung kVCO(f1) wird die Bandbreite des Phasenregelkreises eingestellt (siehe 14, Schritt S2).
  • Das Ermitteln der VCO-Verstärkung kVCO(f1) beinhaltet das Verändern der Soll-Frequenz (ausgehend von einer ersten Frequenz f1) um eine definierte Frequenzdifferenz Δf, worauf die resultierende Veränderung der Tuning-Spannung VFINE gemessen wird. Die gesuchte VCO-Verstärkung kVCO(f1) kann näherungsweise basierend auf der Veränderung ΔVFINE der Tuning-Spannung VFINE und der Frequenzdifferenz Δf ermittelt werden. Die Anpassung der Bandbreite des Phasenregelkreises erfolgt z.B. durch Einstellen des Betrags iCP0 des Ausgangsstromes einer im Phasenregelkreis enthaltenen Ladungspumpe (siehe z.B. 9, Ladungspumpe 68).

Claims (15)

  1. Ein Verfahren, das folgendes aufweist: Erzeugen eines HF-Signals (sLO(t)) durch einen VCO (61), wobei die Frequenz (fLO) des HF-Signals (sLO(t)) von einer ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) und einer zweiten Tuning-Spannung (VFINE) abhängt, Einstellen der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) durch einen mit dem VCO (61) gekoppelten Phasenregelkreis (60), sodass die Frequenz (fLO) des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht, Verändern der ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) derart dass die vom Phasenregelkreis (60) eingestellte zweite Tuning-Spannung (VFINE) ungefähr einen vordefinierten Wert (V1) annimmt, Ermitteln einer differentiellen VCO-Verstärkung (kvco) des VCOs (61) für einen oder mehrere Werte der Frequenz (fLO) des HF-Signals (sLO(t)); Anpassen einer Bandbreite des Phasenregelkreis (60) abhängig von der differenziellen VCO-Verstärkung (kvco) mittels Einstellen des Betrags des Ausgangsstromes einer im Phasenregelkreis (60) enthaltenen Ladungspumpe (68).
  2. Ein Verfahren, das folgendes aufweist: Erzeugen eines HF-Signals (sLO(t)) durch einen VCO (61), wobei die Frequenz (fLO) des HF-Signals (sLO(t)) von einer ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) und einer zweiten Tuning-Spannung (VFINE) abhängt, Einstellen der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) durch einen mit dem VCO (61) gekoppelten Phasenregelkreis (60), sodass die Frequenz (fLO) des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht, Verändern der ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) derart dass die vom Phasenregelkreis (60) eingestellte zweite Tuning-Spannung (VFINE) ungefähr einen vordefinierten Wert (V1) annimmt, Verändern der Soll-Frequenz um eine definierte Frequenzdifferenz (Δf), während die erste Tuning-Spannung (VCOARSE) gleich bleibt, Messen der resultierenden Veränderung der zweiten Tuning-Spannung (VFINE), und Anpassen einer Bandbreite des Phasenregelkreis (60) basierend auf der Frequenzdifferenz (Δf) und der resultierenden Veränderung der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) mittels Einstellen des Betrags des Ausgangsstromes einer im Phasenregelkreis (60) enthaltenen Ladungspumpe (68).
  3. Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei das Einstellen der ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) das Variieren der ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) gemäß einem Iterationsschema beinhaltet.
  4. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei nach dem Verändern der ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) die zweite Tuning-Spannung (VFINE) mittels des Phasenregelkreises (60) so geregelt wird, dass die resultierende Frequenz (fLO) des HF-Signals (sLO(t)) sich auf die Soll-Frequenz einregelt.
  5. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, das weiter aufweist: Erzeugen eines Chirps, indem die Soll-Frequenz verändert wird, was eine entsprechende Veränderung der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) durch den Phasenregelkreis (60) zur Folge hat.
  6. Das Verfahren gemäß Anspruch 5, wobei während des Erzeugens eines Chirps die erste Tuning-Spannung (VCOARSE) konstant bleibt.
  7. Ein Verfahren, das folgendes umfasst: Erzeugen eines HF-Signals (sLO(t)) durch einen VCO (61), wobei die Frequenz (fLO) des HF-Signals (sLO(t)) von einer Tuning-Spannung (VFINE) abhängt, Einstellen der Tuning-Spannung (VFINE) durch einen mit dem VCO (61) gekoppelten Phasenregelkreis (60), sodass die Frequenz (fLO) des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht, Ermitteln einer differentiellen VCO-Verstärkung (kvco) des VCOs (61); und Einstellen der Bandbreite des Phasenregelkreises (60) abhängig von der ermittelten VCO-Verstärkung (kvco) mittels Einstellen des Betrags des Ausgangsstromes einer im Phasenregelkreis (60) enthaltenen Ladungspumpe (68).
  8. Das Verfahren gemäß Anspruch 7, wobei das Ermitteln der VCO-Verstärkung (kvco) umfasst: Verändern der Soll-Frequenz - ausgehend von einer ersten Frequenz (f1) - um eine definierte Frequenzdifferenz (Δf) Messen der resultierende Veränderung der Tuning-Spannung (VFINE), Bestimmen der VCO-Verstärkung (kvco) basierend auf der Veränderung der Tuning-Spannung (VFINE) und der Frequenzdifferenz (Δf).
  9. Ein HF-Oszillatorschaltung, die aufweist: einen VCO (61), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Signal (sLO(t)) zu erzeugen, wobei die Frequenz (fLO) des HF-Signals (sLO(t)) von einer ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) und einer zweiten Tuning-Spannung (VFINE) abhängt, ein Phasenregelkreis (60), mit dem der VCO (61) gekoppelt ist und der dazu ausgebildet ist, die zweite Tuning-Spannung (VFINE) so einzustellen, dass die Frequenz (fLO) des HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht, wobei der Phasenregelkreis (60) eine Ladungspumpe (68) aufweist, eine Steuerschaltung (50), der dazu ausgebildet ist, die erste Tuning-Spannung (VCOARSE) so einzustellen, dass die vom Phasenregelkreis (60) eingestellte zweite Tuning-Spannung (VFINE) ungefähr einen vordefinierten Wert (V1) annimmt, wobei die Steuerschaltung (50) dazu ausgebildet ist, die Soll-Frequenz um eine definierte Frequenzdifferenz (Δf) zu verändern, während die erste Tuning-Spannung (VCOARSE) gleich bleibt, und die resultierende Veränderung der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) zu bestimmen, und wobei die Steuerschaltung (50) weiter dazu ausgebildet ist, basierend auf der Veränderung der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) und der Frequenzdifferenz (Δf) ein Steuersignal (icp) für den Phasenregelkreis (60) zu erzeugen, von dem die Bandbreite des Phasenregelkreis (60) abhängt, wobei das Steuersignal (iCP) den Betrag des Ausgangsstroms der Ladungspumpe (68) bestimmt.
  10. Die HF-Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 9, die weiter aufweist: ein Digital-zu-Analog-Wandler (62), der dazu ausgebildet ist, von der Steuerschaltung (50) ein Digitalsignal (xCOARSE) zu empfangen und ein korrespondierendes Analogsignal zu erzeugen, das die erste Tuning-Spannung (VCOARSE) bestimmt.
  11. Die HF-Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 9 oder 10, wobei die Steuerschaltung (50) dazu ausgebildet ist, für das Einstellen der ersten Tuning-Spannung (VCOARSE) diese iterativ zu verändern, bis dass die resultierende zweite Tuning-Spannung (VFINE) ungefähr dem vordefinierten Wert (V1) entspricht.
  12. Die HF-Oszillatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei die Steuerschaltung (50) dazu ausgebildet ist, für die Erzeugung eines Chirps die Soll-Frequenz nach Maßgabe von vordefinierten Parametern (f1, f2, ...) zu einzustellen und zu verändern.
  13. Die HF-Oszillatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 12, wobei die Steuerschaltung (50) dazu ausgebildet ist, die Soll-Frequenz um eine definierte Frequenzdifferenz (Δf) zu verändern, während die erste Tuning-Spannung (VCOARSE) gleich bleibt und die resultierende Veränderung der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) zu bestimmen, und wobei die Steuerschaltung (50) weiter dazu ausgebildet ist, basierend auf Frequenzdifferenz (Δf) und der resultierenden Veränderung der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) eine VCO-Verstärkung (kvco) zu ermitteln und abhängig von der VCO-Verstärkung (kvco) die Bandbreite des Phasenregelkreises anzupassen, indem der Betrags des Ausgangsstromes der Ladungspumpe (68) angepasst wird.
  14. Ein HF-Oszillatorschaltung, die aufweist: einen VCO (61), der dazu ausgebildet ist, ein HF-Signal (sLO(t)) zu erzeugen, wobei die Frequenz (fLO) des HF-Signals (sLO(t)) von einer Tuning-Spannung (VFINE) abhängt, ein Phasenregelkreis (60), mit dem der VCO (61) gekoppelt ist und der dazu ausgebildet ist, die Tuning-Spannung (VFINE) so einzustellen, dass die Frequenz (fLO) eines HF-Signals einer Soll-Frequenz entspricht, eine Steuerschaltung (50), die mit dem Phasenregelkreis (60) gekoppelt ist und die dazu ausgebildet ist, eine differentielle VCO-Verstärkung (kvco) des VCOs (61) zu ermitteln und davon abhängig die Bandbreite des Phasenregelkreises (60) einzustellen, wobei der Phasenregelkreis (60) eine Ladungspumpe (68) aufweist, die einen Ausgangsstrom mit einem einstellbaren Betrag aufweist, und wobei die Steuerschaltung (50) weiter dazu ausgebildet ist, zur Einstellung der Bandbreite des Phasenregelkreises (60) den Betrag des Ausgangsstroms der Ladungspumpe (68) zu verändern.
  15. Die HF-Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 14, wobei die Steuerschaltung (50) weiter dazu ausgebildet ist, ausgehend von einer ersten Frequenz (f1) die Soll-Frequenz um eine definierte Frequenzdifferenz (Δf) zu verändern und die resultierende Veränderung der zweiten Tuning-Spannung (VFINE) zu bestimmen, und basierend auf dieser Veränderung und der Frequenzdifferenz (Δf) die differentielle VCO-Verstärkung (kvco) für die erste Frequenz (f1) zu bestimmen.
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