DE19639215A1 - Wiedergabe- oder Aufzeichnungsgerät zum Wiedergeben von oder Aufzeichnen auf einen optischen Aufzeichnungsträger - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Wiedergabe- oder Aufzeichnungsgerät zum Wiedergeben von oder Aufzeichnen auf einen optischen Aufzeichnungsträger nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Weiterhin betrifft die Erfindung ein entsprechendes Gerät mit einer Schaltungsanordnung für einen Phasenregelkreis, auch Nachlaufsynchronisationsschaltung genannt, mit einem Phasendetektor zum Vergleich eines Bezugssignals mit einem Nachlaufsignal und Liefern eines Ausgangswertes entsprechend der Phasenverschiebung zwischen Bezugs- und Nachlaufsignal sowie mit einem am Ausgang des Phasendetektors angeschlossenen Regler, welcher auf den Eingang eines Nachlaufoszillators führt.

Sogenannte Phase-Locked Loop oder PLL-Schaltungen zur Nachlaufsynchronisation in der Regelungstechnik sind bekannt. Bei derartigen Schaltungen soll die Frequenz eines Oszillators so eingestellt werden, daß sie mit der Frequenz und Phase eines Bezugsoszillators übereinstimmt. Die Frequenz des Nachlaufoszillators läßt sich mit Hilfe einer Steuerspannung variieren. Als Oszillatoren werden sogenannte spannungs­ gesteuerte Oszillatoren (VCO) eingesetzt. Für niedrige Frequenzen können Analogrechner-Oszillatoren oder Funktions­ generatoren verwendet werden. Für höhere Frequenzen eignet sich der Einsatz emittergekoppelter Multivibratoren oder auch jeder LC-Oszillator, indem man zum Schwingkreis eine Kapazitätsdiode parallelschaltet. Der eingesetzte Phasen­ detektor liefert eine Ausgangsspannung, die von der Phasen­ verschiebung zwischen der Nachlaufwechselspannung und der Bezugswechselspannung bestimmt wird.

Bei bekannten Geräten mit digitalen Phasenregelkreisen werden zwar digitale Phasendetektoren verwendet, jedoch wird für den Nachlaufoszillator auf analoge VCOs zurückgegriffen. Derartige Schaltungsanordnungen genügen für Applikationen mit definier­ tem Haltebereich. Probleme bestehen jedoch dann, wenn Signale unterschiedlicher Frequenz auf den Phasenregelkreis gelangen. In derartigen Fällen kann die Datenrate bzw. die Frequenz der Eingangssignale außerhalb des Haltebereichs liegen, wodurch der Phasenregelkreis ausrastet und ein sicherer Betrieb nicht mehr gewährleistet ist. In solchen Fällen muß ein Nachstellen der Mittenfrequenz des analogen VCOs erfolgen, was zu erhöhtem schaltungstechnischen Aufwand führt.

Bekannte Geräte mit digitalem Phasenregelkreis können demnach zwar durch Umschalten hinsichtlich des verarbeitbaren Frequenzbereiches erweitert werden, jedoch verringert sich die Regelgenauigkeit, da man bestrebt sein wird, zur Minimierung des Aufwandes beim Umschalten den Haltebereich möglichst breit vorzugeben.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Wiedergabe- oder Aufzeichnungsgerät zum Wiedergeben von oder Aufzeichnen auf einen optischen Aufzeichnungsträger mit einer Schaltungs­ anordnung für einen Phasenregelkreis anzugeben, welche über eine hohe Regelgenauigkeit verfügt und die in der Lage ist, einen breiten Eingangsfrequenzbereich zu verarbeiten, ohne daß ein diskretes Nachstellen der Mittenfrequenz in Abhängigkeit von der Eingangsfrequenz notwendig ist.

Die Lösung der Aufgabe der Erfindung erfolgt mit einem Gerät gemäß den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche, wobei in den Unteransprüchen vorteilhafte sowie zweckmäßige Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung angegeben sind.

Gemäß einem ersten Grundgedanken der Erfindung weist die Nachlaufsynchronisationsschaltung des erfindungsgemäßen Geräts einen variablen Mittenfrequenzgenerator auf, welcher eine Schwingung mit variabler Mittenfrequenz generiert. Dies hat den Vorteil, daß sich ein diskretes Nachstellen der Mittenfrequenz erübrigt. Ein weiterer Vorteil ist darin zu sehen, daß die Mittenfrequenz nicht starr festgelegt ist, sondern wechselnden Betriebsbedingungen angepaßt werden kann. Die Nachlaufsynchronisationsschaltung kann je nach Verwendung mit unterschiedlichen Mittenfrequenzen betrieben werden, was den Vorteil hat, daß identisch ausgelegte Nachlauf­ synchronisationsschaltungen für unterschiedliche Zwecke Verwendung finden können. Vorteilhafterweise ist zusätzlich eine adaptive Anpassung einer einmal vorgegebenen Mittenfrequenz im Betrieb möglich, wodurch sich der Fangbereich der Nachlaufsynchronisationsschaltung erhöht. Dies hat den Vorteil, daß einer Bezugsfrequenz, die mit der Zeit eine relativ große Drift in der Frequenz zeigt, dennoch mit relativ kleiner Bandbreite gefolgt werden kann. Der Ausgang des Abtasters kann bei dem erfindungsgemäßen Gerät sowohl direkt mit der Nachlaufsynchronisationsschaltung verbunden sein als auch über Zwischenschaltung eines oder mehrerer Bauteile zur Vorverarbeitung bzw. Aufbereitung der vom Abtaster abgegebenen Signale.

Die Nachlaufsynchronisationsschaltung ist erfindungsgemäß als digitale Schaltung ausgelegt. Dies hat den Vorteil, daß sie sich als digitale Schaltung besonders einfach aufbauen und besonders flexibel einsetzen läßt. Die Integration in einen Halbleiterbaustein, einem Chip, ist in diesem Fall besonders einfach möglich.

Erfindungsgemäß enthält die Nachlaufsynchronisationsschaltung ein digitales Filter zweiter Ordnung. Dies hat den Vorteil, daß dessen Parameter ohne großen Aufwand so eingestellt werden können, daß ein Nachlaufsignal der gewünschten Frequenz erzeugt und gleichzeitig die Möglichkeit einer adaptiven Nachführung der variablen Mittenfrequenz besteht.

Vorteilhafterweise enthält die Nachlaufsynchronisations­ schaltung zumindest einen Multiplizierer mit variablem Multiplikationsfaktor als variablem Filterkoeffizient. Dies hat den Vorteil, daß die Mittenfrequenz durch Variation dieses Faktors variabel einstellbar ist. Dies kann zum einen eine einmal vorgegebene Mittenfrequenz sein, es kann sich hierbei aber auch um eine während des Betriebs anpaßbare Frequenz handeln.

Die Nachlaufsynchronisationsschaltung weist erfindungsgemäß eine Auswerteschaltung auf, die aus einem Phasendifferenz­ signal zumindest einen variablen Multiplikationsfaktor ermittelt. Dies hat den Vorteil, daß eine Drift der Frequenz des Bezugssignals ohne großen Aufwand ausgeglichen werden kann.

Gemäß einem Grundgedanken der Erfindung besteht der im digitalen Phasenregelkreis verwendete Nachlaufoszillator aus einem digitalen Filter zweiter Ordnung mit mindestens einem variablen programmierbaren Filterkoeffizienten, wobei bei Veränderung der Frequenz des Bezugssignals, d. h. der Eingangsfrequenz, über den momentanen, sehr eng wählbaren Haltebereich des Filters hinaus die Mittenfrequenz durch Vorgabe eines aktualisierten Filterwertes anpaßbar ist.

Es kann also durch ein adaptives Setzen der Mittenfrequenz des Nachlaufoszillators ein an sich eng wählbarer Haltebereich über ein entsprechendes Frequenzspektrum bewegt werden, wodurch sich Änderungen der Eingangsfrequenz nicht nachteilig auf die Regelgenauigkeit des Phasenregelkreises auswirken. Durch Rückgriff auf ein digitales Filter zweiter Ordnung kann erfindungsgemäß auf ansonsten notwendige analoge spannungs­ gesteuerte Oszillatoren verzichtet werden, wodurch Einchip­ lösungen in rein digitaler Form realisierbar sind. Aufgrund der digitalen Filterstruktur mit programmierbaren Koeffizienten ergibt sich eine hohe Flexibilität des Phasenregelkreises, so daß eine Vielzahl von neuen Anwendungsbereichen erschlossen werden kann.

Erfindungsgemäß ist durch die Adaption der Filtereigenschaften mittels Vorgabe aktualisierter Filterkoeffizienten die Möglichkeit gegeben, die jeweilige Mittenfrequenz des Phasen­ regelkreises nachzustellen, um insgesamt über ein breites Frequenzspektrum einen insgesamt großen Fangbereich des Regelkreises zu erreichen, wobei der momentane Haltebereich bei gesetztem Filterkoeffizienten sehr eng sein kann, so daß ein möglicherweise auftretender Jitter-Effekt, d. h. ein andauerndes Springen zwischen zwei verschiedenen Frequenzen, reduziert ist.

Gemäß einem weiteren Grundgedanken der Erfindung besteht der als digitales Filter aufgebaute Nachlaufoszillator aus einer Triggerbaugruppe sowie einer digitalen Oszillatorbaugruppe, wobei die Triggerbaugruppe dem definierten Anstoßen der digitalen Oszillatorbaugruppe dient.

Der Nachlaufoszillator ist so aufgebaut, daß eine nahezu sinusförmige Ausgangsschwingung erzeugt wird, wobei mittels der Triggerbaugruppe über beispielsweise 8-Bit-Koeffizienten und mit einem rücksetzbaren Eingangsregister eine Amplitudenvorgabe für den eigentlichen Oszillator erfolgt.

In einer Ausführungsform des Nachlaufoszillators ist ausgangsseitig ein Begrenzer zur Anpassung der Oszillator­ amplitude an die Eingangsempfindlichkeit des digitalen Phasendetektors vorgesehen.

Gemäß einem ergänzenden Grundgedanken der Erfindung wird als Regler zum Ansteuern des Nachlaufoszillators, d. h. zum Bereitstellen von Filterkoeffizienten für das digitale Filter zweiter Ordnung eine Auswerteschaltung, ein sogenannter Sequenzer eingesetzt, wobei bei vorgebbarem kleinen Ausgangswert der Phasenverschiebung die Frequenz des digitalen Filters in entsprechend kleinen Schritten änderbar ist und bei geänderter Frequenz des Bezugs- respektive Einganssignals durch Erkennen des Überschreitens eines vorgebbaren größeren Ausgangswertes der Phasenverschiebung neue, aktualisierte Filterkoeffizienten größerer Schrittweite zum Einstellen der adaptierten Mittenfrequenz des Nachlaufoszillators ausgegeben werden.

Erfindungsgemäß ist das digitale Filter zweiter Ordnung zur Bildung des Nachlaufoszillators im Phasenregelkreis ein grenstabiles Filter, d. h. es weist zwei komplexe Pole auf dem Einheitskreis auf, um nach dem entsprechenden Impuls aus der Triggerbaugruppe sicher anschwingen zu können.

Der Initialisierungswert der Filterkoeffizienten C1 und C2 wird erfindungsgemäß nach folgender Beziehung erhalten:

C1 = C2 = cos (2πF/Sf),

wobei F der gewünschten Oszillatorfrequenz entspricht und Sf die Abtastfrequenz oder Taktfrequenz des digitalen Filters darstellt, die um ein Vielfaches größer zu wählen ist als die maximale Eingangsfrequenz.

Erfindungsgemäß wird weiter vorgeschlagen, den digitalen Phasenregelkreis mit einem digitalen Tiefpaßfilter zu versehen, welches am Ausgang des digitalen Phasendetektors angeschlossen ist und das ausgangsseitig mit dem Eingang des Reglers in Verbindung steht.

Der derart ausgebildete digitale Phasenregelkreis ist beispielsweise in der Lage, auf elektronischem Wege sogenannte Howling-Frequenzen, die bei optischen Abtastvorrichtungen aufgrund mechanischer Schwingungen entstehen können, zu dämpfen. Hierfür wird ein Steuersignal von einem Servo­ controller einer Ansteuerschaltung einer Abtastvorrichtung z. B. für einen CD-Player auf den digitalen Phasenregelkreis geführt, welcher ausgangsseitig ein Signal liefert, das zur Beeinflussung der Spursteuerung sowie der Fokuskorrektur des optischen Abtastsystems dient. Auf diese Weise können niederfrequente Überlagerungen des optischen Abtastsystems, die durch mechanische Resonanzen gegeben sind und die eine Eigenfrequenz im Bereich von 600 bis 1000 Hz besitzen, wirksam unterdrückt werden, ohne daß auf aufwendige mechanische Dämpfungs- oder Kompensationselemente zurückgegriffen werden muß.

Alles in allem gelingt es mit der Erfindung, Wiedergabe- oder Aufzeichnungsgerät mit einer Schaltungsanordnung für einen durchgängig digitalen Phasenregelkreis anzugeben, mit-dessen Hilfe unter Verwendung eines digitalen Filters zweiter Ordnung als Nachlaufoszillator sowohl die Regelgenauigkeit erhöht werden kann als auch ein Einsatz bei unterschiedlichen Frequenzen der einlaufender Signale möglich ist.

Durch eine adaptive Vorgabe von Filterkoeffizienten kann die Mittenfrequenz des digitalen Oszillators in einem gewünschten Breitenbereich vorgegeben werden, ohne daß ein manuelles oder elektronisches Umschalten auf Oszillatoren verschiedener Mittenfrequenzen notwendig wird. Dadurch, daß bei geänderter Mittenfrequenz ein schmal wählbarer Haltebereich quasi mitläuft, ist sichergestellt, daß der Phasenregelkreis mit Blick auf Veränderungen des Bezugssignales nicht ausrastet. Hierdurch ergibt sich eine Verbesserung des Betriebs­ verhaltens.

Der erfindungsgemäße digitale Phasenregelkreis kann aufgrund seiner vollständig digitalen Konzeption Bestandteil einer Einchip-Lösung sein, wodurch der Aufwand beim Erstellen von Ansteuerschaltkreisen z. B. zum Betreiben optischer Abtast­ vorrichtungen für einen CD-Player oder ähnliches gesenkt werden kann.

Es versteht sich, daß die einzelnen angegebenen Merkmale und Ausgestaltungsformen der Erfindung auch in Kombination miteinander vorteilhaft Verwendung finden, und daß die vorliegende Erfindung nicht auf die angegebenen Ausführungs­ beispiele beschränkt ist.

Die Erfindung soll nachstehend anhand von Ausführungs­ beispielen sowie unter Zuhilfenahme von Figuren näher erläutert werden.

Hierbei zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer prinzipiellen Anordnung eines digitalen Phasenregelkreises eines erfindungsgemäßen Geräts,

Fig. 2 ein Blockschaltbild des Aufbaus eines digitalen Filters zur Verwendung als Nachlaufoszillator,

Fig. 3 einen Ablaufplan zur Erläuterung der Arbeitsweise der Auswerteschaltung mit dem Ziel der Ableitung der Filterkoeffizienten,

Fig. 4 eine prinzipielle Darstellung zur Erläuterung der Verwendung eines digitalen Phasenregelkreises zum Eliminieren von sogenanntem Howling-Noise bei einem erfindungsgemäßen Gerät,

Fig. 5 eine detailliertere Darstellung eines Phasen­ regelkreises zum Eliminieren von Howling-Noise entsprechend Fig. 4 und

Fig. 6 eine mögliche Ausführungsform des Phasenregelkreises entsprechend Fig. 5.

Bei dem in Fig. 1 gezeigten Blockschaltbild einer Nachlauf­ synchronisationsschaltung 1, bzw. eines digitalen Phasen­ regelkreises ist das Bezugs- oder Eingangssignal BS auf den ersten Eingang eines Phasendetektors 10 geführt, auf dessen zweiten Eingang das Nachlaufsignal NS rückgekoppelt ist. Das Vergleichsergebnis des Phasendetektors 10, das Phasensignal PS wird beim gezeigten Ausführungsbeispiel auf ein Tiefpaßfilter 11 geführt, welches insbesondere für den Anwendungsfall der sogenannten Howling-Kompensation bei mechanisch-optischen Abtastvorrichtungen vorgesehen ist, die im Folgenden zu Fig. 4 näher beschrieben wird. In anderen Anwendungsfällen kann hier auch ein anderes Element vorgesehen sein.

Der Ausgang des Tiefpaßfilters 11, an dem das gefilterte Phasensignal PS′ anliegt, ist am Eingang einer Auswerte­ schaltung 12, im Folgenden auch als Sequenzer bezeichnet, angeschlossen, welche dem Bestimmen des bzw. der Filterkoeffizienten C1, C2, jeweils in Abhängigkeit vom Phasensignal PS, PS′ bezogen auf einen Vorgabewert P1, dient. Der bzw. die betreffenden Filterkoeffizienten C1, C2 gelangen auf den Nachlaufoszillator 13, dessen Aufbau anhand der Fig. 2 näher beschrieben ist. Am Ausgang des Nachlaufoszillators 13 wird die PLL-Frequenz bzw. das Nachlaufsignal NS erhalten.

Die anhand der Fig. 1 beschriebene Schaltungsanordnung für einen Phasenregelkreis entspricht im Prinzip einer Anordnung zur Frequenz- und Phasensynchronisation von Schwingungen, die eine Phasenvergleichsschaltung (Phasendetektor 10), einen Regler sowie einen Oszillator aufweist.

Im Unterschied zu digitalen Phasenregelkreisen, die einen analogen spannungsgesteuerten Oszillator als schwingungs­ erzeugender Baugruppe aufweisen, wird jedoch beim gezeigten Ausführungsbeispiel auf einen digitalen Oszillator bestehend aus einem Filter zweiter Ordnung zurückgegriffen, wobei die jeweiligen Filterkoeffizienten zum adaptiven Anpassen der Mittenfrequenz des digitalen Oszillators von der Auswerte­ schaltung 12 vorgegeben werden, wie dies anhand der Erläuterung des Ablaufschemas nach Fig. 3 dargestellt ist.

Der durch ein digitales Filter 2 repräsentierte digitale Oszillator 13 gemäß Fig. 2 wird durch einen von außen anlegbaren Triggerimpuls TP zum Schwingen angeregt. Da dieser Triggerimpuls TP unter Umständen länger als ein Taktzyklus dauern kann, besitzt der Oszillator 13 ein rücksetzbares Eingangsregister 20, welches den einlaufenden Triggerimpuls TP, der beispielsweise ein 8-Bit-Wert sein kann, zunächst speichert. Die Größe des Triggerimpulses TP beeinflußt die Amplitude des im Folgenden erzeugten Nachlaufsignals NS. Sobald das Eingangsregister 20 im nächsten Takt ausgelesen wird, wird sein Wert auf Null zurückgesetzt, unabhängig davon, ob der Triggerimpuls TP an dessen Eingang noch anliegt. Der vom Eingangsregister 20 abgegebene Wert wird einem ersten Register 21 zugeführt. Der vom Register 21 verzögert abgegebene Wert wird in einem ersten Fehlerkoeffizienten-Multip­ lizierer 23 mit einem Initialisierungskoeffizienten oder Multiplikationsfaktor C1 multipliziert auf einen ersten Addierer 22 geführt, an dessen zweiten Eingang der unverzögerte Ausgangswert des Eingangsregisters 20, multipliziert mit dem Faktor -1 anliegt.

Das aus der vorstehend beschriebenen Triggerschaltung erhaltene Ausgangssignal des ersten Addierers 22 stößt die Oszillatorbaugruppe des Nachlaufoszillators 13 zum Schwingen an, so daß ausgangsseitig Schwingungen mit jeweils adaptierter Mittenfrequenz erhalten werden.

Die digitale Oszillatorbaugruppe enthält einen zweiten Addierer 24, einen dritten Addierer 25, einen zweiten Filterkoeffizienten-Multiplizierer 26 sowie ein zweites Register 27 und ein drittes Register 28, wobei die zweiten und dritten Register 27, 28 als Verzögerungsschaltung wirken.

Das sich aus der digitalen Oszillatorbaugruppe ergebende Ausgangssignal kann über einen Begrenzer 29 einer Amplituden­ dämpfung unterzogen werden, um eine entsprechende Pegel­ anpassung auf die Eingangsempfindlichkeit des Phasendetektors (Fig. 1) vorzunehmen.

Die zweiten und dritten Register 27, 28 werden zunächst durch die durch den Triggerimpuls TP hervorgerufenen Ausgangssignale des ersten Addierers 22 gesetzt. Der erste Multiplizierer 23 besitzt einen Koeffizientenwert entsprechend dem Multiplikationsfaktor C1. Dieser Initialisierungskoeffizient entspricht zunächst wertemäßig einem zweiten Koeffizient, dem Multiplikationsfaktor C2 des zweiten Multiplizierers 26. Für die Inbetriebnahme oder Initialisierung des Nachlauf­ oszillators, werden die Multiplikationsfaktoren C1 und C2 entsprechend der nachfolgenden Beziehung bestimmt:

C1 = C2 = cos (2πF/Sf) mit

F = gewünschte Frequenz des Nachlaufoszillators und Sf = Abtastfrequenz des Nachlaufoszillators 13. Die Abtast- oder Taktfrequenz Sf muß dabei um ein Vielfaches größer als die maximale Eingangsfrequenz gewählen werden, um eine ordnungsgemäße Funktion sicherzustellen.

Zur Adaption der gewünschten Filter- bzw. Mittenfrequenz an geänderte Eingangsfrequenzen des Bezugssignals BS wird dann im laufenden Betrieb der Oszillatorbaugruppe lediglich der Multiplikationsfaktor C2 geändert. Diese Änderung erfolgt entsprechend dem bestimmten absoluten Phasenfehler, der als Phasensignal PS am Ausgang des Phasendetektors 10 zur Verfügung steht. Demnach wird die Frequenz des digitalen Nachlaufoszillators 13 durch Veränderung des Filter­ koeffizienten C2 adaptiv an geänderte Bezugssignalfrequenzen angepaßt.

Der zweite Addierer 24 der digitalen Oszillatorbaugruppe steht eingangsseitig sowohl mit dem Ausgang des ersten Addierers 22 als auch mit dem Ausgang des dritten Addierers 25 in Verbindung. An den Eingängen des dritten Addierers 25 liegt der Ausgang des zweiten Filterkoeffizienten Multiplizierers 26, berücksichtigend den Filterkoeffizienten C2, sowie an einem weiteren Eingang ein Multiplizierer 30 an, dessen Multiplikationsfaktor -1 ist.

Die Register 27 und 28 sind Verzögerungsregister, d. h. ihre Übertragungsfunktion ist Z^-1. Das zweite Register 27 steht mit dem Eingang des zweiten Multiplizierers 26 und das dritte Register 28 steht mit dem Eingang des Multiplizierers 30 in Verbindung.

Der Eingang des zweiten Registers 27 liegt am Ausgang des zweiten Addierers 24 an. Das Ausgangssignal wird somit über den zweiten Multiplizierer 26 und den dritten Addierer 25 zurückgekoppelt. Die Verzögerung Z^-1 zwischen dem zweiten und dritten Register 27 und 28 ergibt sich dadurch, daß der Ausgang des zweiten Registers 27 am Eingang des dritten Registers 28 angeschlossen ist. Durch Vorgabe der Verzögerungswerte der Register 27 und 28, d. h. deren Samplingfrequenz S_F, in Abhängigkeit vom Triggerimpuls, insbesondere von dessen Amplitude, aus dem rücksetzbaren Eingangsregister 20 und den Koeffizienten C1 und C2 kann ein gewünscht er Sinusverlauf der Ausgangsschwingung des digitalen Oszillators erhalten werden.

Die Arbeitsweise der Auswerteschaltung 12, auch Sequenzer genannt, gemäß Fig. 1 soll anhand der Erläuterung des Ablaufsplanes zur Bestimmung der Filterkoeffizienten unter Hinweis auf die Fig. 3 nachstehend beschrieben werden.

Zunächst erfolgt im Rahmen eines Initialisierungsschrittes 41 das Festlegen der Filterkoeffizienten für die Initialisierung. Im Ausführungsbeispiel sind dies die Multiplikationsfaktoren C1 und C2, mit denen der Nachlaufoszillator 13 in Betrieb genommen wird. Hierfür ist hinsichtlich der erforderlichen Abtastfrequenz Sf das Abtasttheorem zu berücksichtigen, um zu gewährleisten, daß die Abtast- oder Taktfrequenz auf die zu verarbeitende Maximalfrequenz angepaßt ist.

Die Initialisierungs-Mittenfrequenz des Nachlaufoszillators 13 wird durch den Filterkoeffizienten C2 bestimmt. Gleichzeitig werden oberer und unterer Sequenzerparameter C2a und C2b festgelegt. Diese Parameter C2a und C2b sind um vorgegebene Schrittweiten, die im Ausführungsbeispiel den Wert 1 annehmen, vom Filterkoeffizienten C2 verschoben. Sie dienen dazu, im weiteren Betrieb eine Anpassung der Nachlauf­ oszillator-Frequenz in Abhängigkeit von der Eingangsfrequenz bzw. Eingangssignalfolge zu ermöglichen. Weiterhin wird im Initialisierungsschritt 41 ein interner Koeffizient R festgelegt.

Nachdem der Phasenregelkreis gemäß beschriebenem Ausführungs­ beispiel mit dem Schritt START 42 in Betrieb gesetzt wurde, erfolgt zunächst im Schritt 43 eine Überprüfung des absoluten Phasenfehlers durch Vergleich des Phasensignals PS mit einem vorgegebenen Sequenzerparameter P1. Wenn der absolute Phasenfehler, d. h. der Betrag des Phasensignals PS kleiner oder gleich dem Vorgabewert P1 ist, erfolgt eine Vorzeichen­ prüfung 44 und im Ergebnis dieser Vorzeichenprüfung die Vorgabe eines neuen Filterkoeffizienten C2 = C2a bzw. C2b mit kleiner Schrittweite. Die Auswahl, ob der Koeffizient C2a oder C2b selektiert wird, erfolgt in Abhängigkeit vom ermittelten Vorzeichen des Phasenfehlers. So lange der absolute Phasenfehler den Wert des Parameters P1 nicht überschreitet pendelt der Multiplikationsfaktor C2 zwischen den Werten C2a und C2b, d. h. die Frequenz des Nachlaufoszillators 13 ändert sich nur innerhalb enger Grenzen.

In dem Fall, daß der absolute Phasenfehler den vorgegebenen Wert des Parameters P1 überschreitet, wird die adaptive Routine 45 zur Veränderung bzw. Anpassung der Mittenfrequenz des digitalen Oszillators eingeleitet, mit dem Ziel, die Mittenfrequenz entsprechend zu verschieben bzw. zu ändern, so daß der Regelkreis im eingerasteten Zustand verbleibt.

Nach entsprechender Vorzeichenprüfung 46 des Phasenfehlers mit einem Betrag größer dem Vorgabewert P1 werden neue Werte für Parameter und Koeffizienten C2a, C2b, C2 und R bestimmt. Dieser neuen Wert betragen im Ausführungsbeispiel R=C2+1 und C2=R im Falle eines positiven Phasenfehlers und R=C2-1 und C2=R im Falle eines negativen Phasenfehlers. Oberer und unterer Sequenzerparameter C2a und C2b werden anhand des neuen Wert s für C2 mit der gewählten Schrittweite, im Ausführungsbeispiel hat diese den Wert 1, bestimmt. Die dann gegebene Mittenfrequenz hängt unmittelbar vom neuen Koeffizienten für C2 ab.

Als neuer Wert für die schrittweise Veränderung des Filter­ koeffizienten C2 im Falle eines Phasenfehlers kleiner oder gleich dem Vorgabewert P1 wird C2a = C2+1 und C2b = C2-1 gesetzt. Damit sind neben der aktualisierten Mittenfrequenz neue Grenzwerte für einen aktualisierten Haltebereich bestimmt, wodurch einerseits ein Ausrasten des Phasenregelkreises beim momentanen Ansteigen des Phasenfehlers verhindert wird und andererseits der Haltebereich im Gegensatz zu bekannten Lösungen klein gehalten werden kann, wodurch sich nachteilige Jitter-Effekte, d. h. ein Hin- und Herspringen zwischen zwei relativ unterschiedlichen Frequenzen, reduzieren lassen.

Mit Hilfe der Fig. 4 soll ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Anwendung des digitalen Phasenregelkreises für optische Abtastvorrichtungen beschrieben werden.

Es ist bekannt, daß bei optisch-mechanischen Abtast­ vorrichtungen bedingt durch das Wechselwirken mechanischer Elemente zum Antreiben eines optischen Aufzeichnungsträgers, z. B. einer Compactdisk, sowie zum Nachführen der Spur und zum Korrigieren von Fokusfehlern des Abtastsystems 34 Resonanzfrequenzen auftreten können, die zu Eigenschwingungen des Systems führen, die im hörbaren Bereich beispielsweise zwischen 600 Hz bis 1 kHz liegen. Um dieses Problem zu umgehen, wurde vorgeschlagen, mechanische Dämpfer beispiels­ weise in Form von viskosen Materialien zum Entkoppeln der mechanischen Komponenten anzuordnen, wodurch Eigenschwingungen verhindert werden sollen. Derartige Lösungen sind jedoch konstruktiv aufwendig und für unterschiedliche Abtastvorrichtungen erst im Rahmen umfangreicher Versuche findbar.

Die Fig. 4 zeigt eine optische Abtastvorrichtung für einen optischen Aufzeichnungsträger 31, wobei ein mechanischer Träger 32 einen Antriebsmotor 33 zum Erzeugen einer rotierenden Bewegung des Aufzeichnungsträgers 31 aufnimmt. Das optische Abtastsystem 34 bildet einen Laserstrahl fokuskorrigiert auf der Oberfläche des Aufzeichnungsträgers 31 ab und empfängt Reflexionssignale, die auf eine hier nicht näher beschriebene Detektoranordnung gelangen.

Zur Spurnachführung und Fokussteuerung besitzt das optische Abtastsystem 34 entsprechende mechanische Komponenten wie beispielsweise eine Trackingspule TC und eine Fokusspule FC. Über die erwähnte Detektoranordnung werden Signale S1 an einen Fehlersignalbildner 36 abgegeben, denen Störanteile S2, hervorgerufen durch die mechanischen Eigenschaften des mechanischen Trägers 32, überlagert sind. Der Fehlersignal­ bildner 36 ermittelt daraus ein Fokusfehlersignal FE und ein Spurführungs- oder Trackingfehlersignal TE, aus welchen ein Servosteuersignal S mit Hilfe einer Servosteuerung 35 ableitbar ist. Dieses Servosignal S gelangt nun auf den digitalen Phasenregelkreis mit dem vorstehend beschriebenen Nachlaufoszillator bestehend aus einem digitalen Filter zweiter Ordnung, wobei die Ausgangsfrequenz des Phasenregelkreises bezogen auf die Howling-Frequenz entgegengesetzte Phase, jedoch dieselbe Amplitude aufweist, so daß eine Kompensation der unerwünschten Schwingungen auf rein elektronische Weise vorgenommen werden kann. Das kompensierte Signal S′ wird dann an Fokus- und Trackingspule FC und TC geleitet.

Wie mit der Fig. 4 prinzipiell dargestellt, wird also durch Verwendung eines digitalen Phasenregelkreises mit einem Nachlaufoszillator auf der Basis eines digitalen Filters zweiter Ordnung eine Howling-Frequenz-Unterdrückung bzw. Howling-Signalkompensation vorgenommen, so daß sich ein Servosignal zum Antreiben einer Tracking- und Fokuskorrektureinrichtung, insbesondere einer Tracking- oder Fokusspule ergibt, das frei von Störkomponenten ist, die ein unangenehmes Howling-Geräusch H hervorrufen können.

Die Fig. 5 zeigt das Schemaschaltbild des digitalen Howling-Noise- oder Jaulunterdrückers. Die Signale der Servosignal­ steuerung 35 gelangen über einen Eingang 120 in die Störsignalunterdrückungseinheit 110, wobei der Signalpfad der Fokus- und Spurfolgesteuersignale durch die Störsignal­ unterdrückungseinheit 110 zum Ausgang 121 durchgeschleift wird. Weiterhin gelangen die Steuersignale in eine Nachlauf­ synchronisationsschaltung 122, auch Phasenregelkreis oder Phase Locked Loop genannt, und einen Amplitudendetektor 123, der parallel zur Nachlaufsynchronisationsschaltung 122 geschaltet ist. Die Nachlaufsynchronisationsschaltung 122 dient zur Phasendetektion des Störsignals und zur Erzeugung eines entsprechend 180° zu dem Störsignal verschobenen Signals. Demzufolge weist die Nachlaufsynchronisations­ schaltung 122 einen Phasendetektor 10, ein Tiefpaßfilter 11 und einen digitalen Taktoszillator 126 auf sowie einen Rückkopplungspfad 127. Der parallelgeschaltete Amplituden­ detektor 123 enthält ein Bandpaßfilter 128, einen Verstärkungsdetektor 129 und ein Tiefpaßfilter 130 in der genannten Reihenfolge. Das Ausgangssinussignal der Nachlauf­ synchronisationsschaltung, das um 180° zu dem Störsignal verschoben wird, wird einem Verstärker 131 zugeführt, in dem die Amplitude entsprechend dem Störsignal durch den Amplitudendetektor 123 angepaßt wird, so daß ein inverses Störsignal generiert wird. Dies geschieht dadurch, daß der Wert für die Verstärkung für den digitalen Verstärker 131 invertiert wird, wodurch das Ausgangssignal der Nachlauf­ synchronisationsschaltung 122 um 180° gegenüber dem am Eingang 120 anliegenden Signal verschoben wird. Die Koeffizienten des digitalen Verstärkers werden dabei vorteilhafterweise von einem Microprozessor in Zweierkomplementform bereitgestellt. Dabei wird das Ausgangssignal des Amplitudendetektors 123 als Steuersignal für den Verstärker 131 verwendet. Weiterhin weist die Störsignalunterdrückungseinheit 110 noch einen, im allgemeinen steuerbaren Schalter 132 auf, mit dem das inverse Störsignal mittels eines Addierers 133 zu den Steuersignalen addiert werden kann. Da das im Addierer 133 addierte Zusatzsignal in der Amplitude genau dem sinusförmigen Störsignal entspricht, allerdings mit entgegengesetzter Phase, wird im Addierer 133 eine vollständige Löschung des Störsignals erreicht, so daß am Ausgang 121 der Störsignal­ unterdrückungseinheit 110 die reinen, mit keiner Störung beaufschlagten Steuersignale der digitalen Servosteuerung 35 anstehen. Diese werden in einem D/A-Wandler 134 in analoge Form überführt, um in den Stellgliedern der optischen Abtasteinheit verwendet werden zu können. Bandpaßfilter 128 und Tiefpaßfilter 130 sorgen dafür, daß nur für diejenigen Frequenzbereiche ein inverses Signal erzeugt und zum eigentlichen Signal addiert wird, in dem auch die Stör­ geräusche liegen, d. h. in einem Bereich von ca. 600-1000 Hz.

Die Fig. 6 zeigt eine Realisierung der digitalen Störsignal­ unterdrückungseinheit 110 unter Verwendung von digitalen Filtern, die hier schematisch mittels eines Registers, Multiplizierers und Addierers dargestellt sind. Das Signal von der Servosteuerung 35 wird in einen Phasendetektor 10 gegeben, der mit einem weiteren Signal aus einem 90°-Phasenshifter 135 beaufschlagt ist. Das Eingangssignal zu dem 90°-Phasenshifter 135 wird einer Rückkopplung 127 entnommen, die später erklärt werden wird. Die beiden Eingangssignale des Phasendetektors 10 werden miteinander multipliziert. Das führt dazu, daß das Ausgangssignal des Phasendetektors 10 ein Sinussignal ohne Offset, d. h. ohne Gleichstromanteil ist, wenn die Eingangs­ signale genau um 90° gegeneinander phasenverschoben sind. Weicht die Phasenverschiebung von 90° ab, so wächst der Gleichstromanteil, der für eine Phasenverschiebung von 0° bzw. 180° maximal wird. Daher wird das der Rückkopplung 127 entnommene Signal im 90°-Phasenshifter 135 um 90° verschoben, um ein Offset-freies Ausgangssignal zu erhalten, wenn das Signal am Eingang 120 und dasjenige der Rückkopplung 127 in Phase sind. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 10 geht an ein Tiefpaßfilter 11, wobei die Koeffizienten der dargestellten Multiplizierer von einer hier nicht dargestellten Mikroprozessoreinheit definiert werden. Mach Durchlaufen dieses Tiefpaßfilters 11, welches den Wechselstromanteil ausfiltert so daß nur der Gleichstromanteil passiert, wird dieser in 136 als Phasenfehler entnommen. Dieser Phasenfehler wird dem diskreten Taktoszillator 126 zugeführt. Dieser diskrete Taktoszillator 126 ist mit Triggerpulsen, Phasenfehlern 136 und Referenzwerten 137 beaufschlagt. Am Ausgang des diskreten Taktoszillators 126 steht ein digitales Sinussignal an, dessen Höhe in dem Verstärker 131 durch das Verstärkungssignal 138 bestimmt wird, das dem aus dem Bandpaßfilter 128, dem Verstärkungsdetektor 129 und dem Tiefpaßfilter 130 bestehenden Amplitudendetektor 123 entnommen wird. Dabei dient das Bandpaßfilter 128 dazu, nur dasjenige Frequenzband durchzulassen, in dem die störenden Anteile liegen. Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 128 wird im Verstärkungsdetektor 129 mit sich selbst multipliziert, um einen Absolutwert zu bekommen, dessen Gleichstromanteil mittels des Tiefpaßfilters 130 gewonnen wird. Aus dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 130 kann beispielsweise ein Mikroprozessor passende Koeffizienten für den Verstärker 131 ermitteln. Vor dem Verstärker 131 wird das erzeugte Sinussignal des diskreten Taktoszillators 126 rückgekoppelt zu dem 90° Phasenshifter 135 zur Erzeugung des 90° phasen­ verschobenen Signals, das im Phasendetektor 10 verwendet wird. Im Addierer 133 wird dann das so erzeugte inverse Störsignal zu den Servosignalen addiert, so daß das Störsignal ausgelöscht wird. Zum Stellglied gelangen daher nur die reinen Steuersignale der Servosteuerung 35. An der Lösung, die digitale Filter verwendet, ist besonders vorteilhaft, daß die Koeffizienten der digitalen Filter von außen vorgebbar sind, so daß eine derartige Schaltung eine außerordentliche Flexibilität aufweist.

Mit den vorstehend erläuterten Ausführungsbeispielen gelingt es, einen Phasenregelkreis anzugeben, welcher ohne Einsatz eines analogen spannungsgesteuerten Oszillators unter Rückgriff auf ein adaptives digitales Filter zweiter Ordnung in der Lage ist, auf eine Frequenzänderung des Eingangssignals adaptiv zu reagieren, ohne daß die Gefahr des Ausrastens besteht oder die Regelgenauigkeit durch Vorgabe maximaler Haltebereiche eingeschränkt ist. Besonders vorteilhafte Applikationen für den digitalen Phasenregelkreis ergeben sich bei einer angestrebten elektronischen Kompensation von Resonanzschwingungen aufgrund mechanisch bewegbarer Komponenten in optischen Abtastsystemen. Durch die Möglichkeit des adaptiven Setzens der Mittenfrequenz in Abhängigkeit vom Verlauf des Eingangssignals verfügt ein derartig ausgestalteter Phasenregelkreis über eine höhere Regelgenauigkeit. Dadurch, daß bei gegebener digitaler Filterstruktur die Filterkoeffizienten softwareseitig gesetzt werden können, resultiert eine hohe Flexibilität des Phasenregelkreises, so daß kostengünstige Ein­ chip-Konfigurationen, welche multivalent nutzbar sind, geschaffen werden können.

Claims (10)

1. Wiedergabe- oder Aufzeichnungsgerät zum Wiedergeben von oder Aufzeichnen auf einen optischen Aufzeichnungsträger (31) mit einem den optischen Aufzeichnungsträger abtastenden Abtaster (34), dessen Ausgang mit einer Nachlaufsynchronistationsschaltung (1) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachlaufsynchronisations­ schaltung (1) einen variablen Mittenfrequenzgenerator (12, 13) aufweist.

2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachlaufsynchronisationsschaltung (1) eine digitale Nachlaufsynchronisationsschaltung (l) ist.

3. Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachlaufsynchronisationsschaltung (1) ein digitales Filter (2) zweiter Ordnung enthält.

4. Gerät nach einem der Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachlaufsynchronisationsschaltung (1) zumindest einen Multiplizierer (23, 26) mit variablem Multiplikationsfaktor (C1, C2) enthält.

5. Gerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachlaufsynchronisationsschaltung (1) eine Auswerteschaltung (12) aufweist, an deren Eingang ein Phasendifferenzsignal (PS) anliegt und an deren Ausgang zumindest ein variabler Multiplikationsfaktor (C1, C2) ausgegeben wird.

6. Wiedergabe- oder Aufzeichnungsgerät mit einer Schaltungsanordnung für einen digitalen Phasenregelkreis, enthaltend einen Phasendetektor (10) zum Vergleich eines Bezugssignals (BS) mit einem Nachlaufsignal (NS) und Liefern eines Ausgangswertes der Phasenverschiebung zwischen Bezugs- und Nachlaufsignal und mit einem am Ausgang des Phasendetektors (10) angeschlossenen Regler, welcher auf den Eingang eines Nachlaufoszillators (13) führt, dadurch gekennzeichnet, daß der Nachlaufoszillator (13) als ein digitales Filter zweiter Ordnung mit mindestens einem, variablen, programmierbaren Filterkoeffizienten (C1, C2) ausgebildet ist, wobei bei Veränderung der Frequenz des Bezugssignals (BS) über den momentanen Haltebereich des Filters hinaus die Mittenfrequenz durch Vorgabe mindestens eines aktualisierten Filterkoeffizienten (C1, C2) adaptiert wird.

7. Gerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler eine Auswerteschaltung (12) zur Vorgabe mindestens eines adaptiven Filterkoeffizienten (C1, C2) ist, wobei bei vorgebbarem kleinem Ausgangswert der Phasenverschiebung die Frequenz des digitalen Filters zweiter Ordnung in entsprechenden kleinen Schritten geändert ist und bei geändert er Frequenz des Bezugssignals durch Erkennen des Überschreiten eines vorgebbaren größeren Ausgangswertes der Phasenverschiebung neue, aktualisierte Filterkoeffizienten größerer Schrittweite zum Einstellen der adaptierten Mittenfrequenz ausgebbar sind.

8. Gerät nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter zweiter Ordnung zwei komplexe Pole im Einheitskreis aufweist, wobei Initialisierungs-Filter koeffizienten C1 und C2 nach folgender Beziehung bestimmbar sind: C1 = C2 = cos (2πF/Sf) mitF = gewünschte Ausgangsfrequenz des Oszillators und
Sf = Abtastfrequenz des digitalen Filters.

9. Gerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter eine Triggerbaugruppe sowie eine digitale Oszillatorbaugruppe aufweist, wobei die Triggerbaugruppe dem Anstoßen des digitalen Oszillators dient und der digitale Oszillator im Rückkopplungszweig einen Filter­ koeffizienten-Multiplizierer (26) aufweist, dessen Koeffizient in Abhängigkeit von der Eingangsfrequenz des Phasenregelkreises änderbar ist.

10. Gerät nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang des digitalen Phasendetektors (10) und dem Eingang der Auswerteschaltung (12) ein Tiefpaßfilter (11) angeordnet ist und der gebildete Phasenregelkreis in der Servosteuerung zur Spur­ und/oder Fokusnachführung einer optischen Abtast­ vorrichtung (34) von optischen Aufzeichnungsträgern (31) zur Beseitigung störender mechanischer Resonanzfrequenzen eingesetzt ist.