DE19604341A1 - Vorrichtung zur Ansteuerung von Schaltelementen in Brückenzweigen eines Wechselrichters - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Ansteuerung von Schaltelementen in Brückenzweigen eines Wechselrich­ ters nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Wechselrichter setzen eine Gleichspannung, beispielswei­ se die gleichgerichtete und gepufferte Netzspannung, in ein Wechselspannungssignal um. Fig. 4 zeigt schematisch den Aufbau eines Wechselrichters mit einer symmetrischen Halbbrücke aus zwei Schaltelementen T₁ und T₂. Sie wer­ den mit Hilfe von Ansteuersignalen S₁, S₂ einer Ansteu­ erschaltung ein- und ausgeschaltet. Die über einen Kon­ densator C_P gepufferte Zwischenkreis-Gleichspannung U₀ wird mit der durch die Ansteuersignale S₁, S₂ bestimmten Frequenz f_S zerhackt und beispielsweise über einen nach­ geschalteten Resonanzkreis L_R, C_R in eine näherungsweise sinusförmige Schwingung der gewünschten Amplitude umge­ wandelt oder durch eine anschließende Gleichrichtung in eine Gleichspannung umgesetzt.

Als Schaltelemente finden insbesondere bei höheren Ar­ beitsfrequenzen im Bereich ab 100 kHz bevorzugt MOS-Feldeffekttransistoren (MOSFET) Verwendung. Sie können als steuerbare Widerstände beschrieben werden (Fig. 6 und 7). Bei verschwindender Steuerspannung U_GS zwischen der Steuerelektrode (Gate) und dem Bezugspotential (Source) ist der Widerstand R_DS zwischen der Drain- und der Source-Elektrode des MOSFETs nahezu unendlich, der Strom durch das Schaltelement also verschwindend gering (einige µA). Wird die Steuerspannung U_GS sprungartig auf Werte um 10 Volt angehoben, so beginnt nach einer Verzö­ gerungszeit t_d,on der Widerstand R_DS zu fallen (Fig. 7). Er nimmt nach einer Schaltzeit t_s,on Werte im Bereich zwischen einigen hundert mΩ und einigen Ω an. Durch den MOSFET fließt der Strom I_DS = U₀/(R_L + R_DS,on. Wird die Steuerspannung nun wieder sprunghaft auf Werte um 0 Volt reduziert, so nimmt der Widerstand R_DS nach einer Verzö­ gerungszeit t_d,off und einer Schaltzeit t_s,off wieder sehr hohe Werte an. Der Strom durch den Transistor wird dadurch verschwindend gering.

Als erste Bedingung für einen verlustarmen Betrieb der Schaltung nach Fig. 4 ist zu nennen, daß die Schaltfre­ quenz f_s der Transistoren zumindest geringfügig höher ist als die Eigenfrequenz f_res des Schwingkreises (f_s < f_res), dieser also eine induktive Last darstellt. Diese Betriebsweise führt zu spannungslosen Einschalt­ vorgängen der Schaltelemente, während im kapazitiven Be­ trieb (f_s < f_res) Inversdioden D₁ bzw. D₂ der Schaltele­ mente T₁ bzw. T₂ beim Einschalten des jeweils komplemen­ tären Schaltelementes T₂ bzw. T₁ leiten, wodurch insbe­ sondere bei Schaltfrequenzen oberhalb einiger 10 kHz un­ vertretbar hohe Schaltverluste entstehen.

Die zweite Bedingung an die Ansteuersignale ist die op­ timale Wahl der Totzeiten t_t nach Fig. 5 zwischen den Ansteuersignalen S₁ und S₂. Sind diese zu klein gewählt, so nimmt der Widerstand des einzuschaltenden Transistors bereits ab, bevor derjenige des komplementären Tran­ sistors einen nahezu unendlichen Wert erreicht hat. Die Folge sind hohe Querströme durch beide Schaltelemente, die deren Zerstörung zur Folge haben. Ist die Totzeit zu groß gewählt, so erhöht sich der Anteil der Blindströme im Resonanzkreis, diese belasten die Schaltelemente und führen somit ebenfalls zu erhöhten Verlustleistungen. Die optimalen Totzeiten ergeben sich nach Fig. 7 nach t_t,opt = t_d,off + t_s,off - t_d,on aus Abschaltverzöge­ rungszeit, Abschaltzeit und Einschaltverzögerungszeit. Insbesondere bei hohen Schaltfrequenzen im Bereich ober­ halb einiger hundert kHz und entsprechend kleinen Verzö­ gerungs- und Schaltzeiten im Bereich einiger zehn Nano­ sekunden kann dieser optimale Wert kaum noch mit der er­ forderlichen Genauigkeit eingestellt werden. Einer stets optimalen Wahl steht weiterhin entgegen, daß sich insbe­ sondere die Abschaltzeit bei einer Erhöhung der Strombe­ lastung der Schaltelemente vergrößert. Weitere Abhängig­ keiten der Zeitkonstanten bestehen von der wiederum be­ lastungsabhängigen Temperatur der Halbleiter. Die Tot­ zeiten t_t in den Ansteuersignalen müssen daher für den Betriebszustand maximaler Leistungsentnahme aus dem Wechselrichter ausgelegt werden. Im Teillastbetrieb wird somit kein optimaler Wirkungsgrad erreicht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die gattungs­ gemäße Vorrichtung so auszubilden, daß eine optimale Ar­ beitsweise des Wechselrichters bis in den MHz-Bereich sichergestellt ist, wobei ein kapazitiver Betrieb des Wechselrichters zuverlässig ausgeschlossen sein soll.

Diese Aufgabe wird bei der gattungsgemäßen Vorrichtung erfindungsgemäß mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1 gelöst.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung stellt stets eine nahe­ zu optimale Ansteuerung der Schaltelemente des Wechsel­ richters sicher. Es ist kein Abgleich erforderlich. Die Vorrichtung paßt sich selbständig an wechselnde Be­ triebszustände des Wechselrichters sowie an Schaltzeit­ toleranzen der Schaltelemente an. Insbesondere werden kapazitive Betriebszustände sowie das gleichzeitige Ein­ schalten der Schaltelemente eines Brückenzweiges selbst bei fehlerhaften oder gestörten Ansteuersignalen zuver­ lässig verhindert.

Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den wei­ teren Ansprüchen, der Beschreibung und den Zeichnungen.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen näher erläu­ tert. Es zeigen

Fig. 1 in schematischer Darstellung die Schaltung ei­ ner erfindungsgemäßen Vorrichtung,

Fig. 2 die Zeitverläufe einiger Signale der Vorrich­ tung gemäß Fig. 1,

Fig. 3 eine erfindungsgemäße Vorrichtung,

Fig. 4 in schematischer Darstellung einen bekannten Wechselrichter mit symmetrischer Halbbrücke,

Fig. 5 die Zeitverläufe zweier Signale des Wechsel­ richters gemäß Fig. 4,

Fig. 6 in schematischer Darstellung die Schaltung ei­ nes bekannten Halbleiter-Schaltelementes,

Fig. 7 die Zeitverläufe zweier Signale des Halblei­ ter-Schaltelementes gemäß Fig. 6.

Die Vorrichtung bzw. Schaltung gemäß Fig. 1 besteht aus zwei identischen, schraffiert umrandeten Baugruppen 1 und 2, die vorteilhaft in Treiberschaltungen in unmit­ telbarer Nähe von Schalttransistoren T₁ und T₂ inte­ griert sind. Die beiden Schalttransistoren T₁, T₂ bilden einen Brückenzweig der dargestellten symmetrischen Halb­ brücke. Bei einer Vollbrücke werden zwei solcher Halb­ brücken in bekannter Weise miteinander kombiniert. Jede Baugruppe 1, 2 enthält eine Schaltung, die jeweils zwei logische Eingangssignale S₁, S₁′ und S₂, S₂′ mittels ei­ ner UND-Funktion verknüpft. Hierzu ist jede Baugruppe 1, 2 mit einem UND-Glied 3, 4 versehen. Der Ausgang jedes UND-Gliedes 3, 4 ist über jeweils einen Pufferverstärker 5, 6 an die Steuerelektrode des zugehörigen Transistors T₁, T₂ geführt.

Den UND-Gliedern 3, 4 ist eine Ansteuerung 7 vorgeschal­ tet, deren Signale S₁ und S₂ über Potentialtrennungsele­ mente 8, 9 den UND-Gliedern 3, 4 zugeführt werden. Die Potentialtrennungselemente 8, 9 sind Bestandteil der je­ weiligen Baugruppe i, 2. Diese logischen Eingangssignale S₁, S₂ weisen keine Totzeiten auf. Wie Fig. 2 zeigt, wird das Ansteuersignal S₁ wieder logisch "0", wenn das Ansteuersignal S₂ logisch "1" wird. Geringfügige Totzei­ ten oder Überschneidungen zwischen den Signalen S₁ und S₂ beeinträchtigen die Funktionsweise der Schaltung nicht.

Parallel zu den Schaltelementen T₁, T₂ ist jeweils ein Komparator K₁ und K₂ geschaltet. Das jeweils zweite Ein­ gangssignal S₁′, S₂′ ist das Ausgangssignal des jeweils komplementären Komparators. Wie Fig. 1 zeigt, wird das Ausgangssignal S₂′ des Komparators K₁ der Baugruppe 2 und das Ausgangssignal S₁′ des Komparators K₂ der Bau­ gruppe 1 zugeführt. Der Komparator K₁ vergleicht die am vorgeschalteten Transistor T₁ anliegende Spannung U_T1 mit einem Spannungsschwellwert U_S. In gleicher Weise vergleicht der Komparator K₂ die am vorgeschalteten Schalttransistor T₂ anliegende Spannung U_T2 mit dem Spannungsschwellwert U_S. Wird der Spannungsschwellwert U_S überschritten, d. h. ist U_T1 < U_S bzw. U_T2 < U_S, wird eine logische "1" an den Ausgang des jeweiligen Kompara­ tors K₁, K₂ angelegt. Die Schwellspannung U_S wird vor­ teilhaft so gewählt, daß sie etwas kleiner ist als die halbe Zwischenkreisspannung U₀.

Zunächst sind beide Ansteuersignale S₁, S₂ logisch "0" (Fig. 2). Aufgrund der UND-Verknüpfung 3, 4 ist keiner der Schalttransistoren T₁, T₂ eingeschaltet. Die Span­ nungen an den Schalttransistoren T₁, T₂ entsprechen auf­ grund der hochohmigen Symmetriewiderstände R_S, die par­ allel zu den Schalttransistoren T₁, T₂ liegen, der hal­ ben Zwischenkreisspannung U₀. Die Ausgangssignale S₁′, S₂′ der beiden Komparatoren K₂, K₁ sind somit logisch "1".

Wird beispielsweise das Ansteuersignal S₁ logisch "1", so ist das Ergebnis der UND-Verknüpfung S₁ = S₁ & S₁′ logisch "1". Der Transistor T₁ schaltet somit durch. Die Spannung am Transistor T₁ ist sehr gering, das Ausgangs­ signal S₂′ des Komparators K₁ somit logisch "0". Selbst bei einer durch Störungen oder Fehler in der Ansteuer­ schaltung 7 verursachten Ansteuerung des komplementären Transistors T₂, wobei das Ansteuersignal S₂ logisch "1" wäre, würde dieser somit nicht eingeschaltet, da sich aufgrund der UND-Verknüpfung 4 die Beziehung S₂′′ = S₂ & S₂′ = "0" ergibt. Das Steuersignal S₁′′ bzw. S₂′′ steht am Ausgang des Pufferverstärkers 5 bzw. 6 an und wird dem jeweiligen Schalttransistor T₁ bzw. T₂ zugeführt.

Nach einer Zeitspanne, die vorteilhaft etwas kleiner ge­ wählt wird als die halbe Periodendauer der Resonanzfre­ quenz f_res des Ausgangskreises, wird das Ansteuersignal S₁ wieder abgeschaltet, so daß es logisch "0" wird. Wie Fig. 2 zeigt, nimmt gleichzeitig oder nahezu gleichzei­ tig das Ansteuersignal S₂ den Wert logisch "1" an. Das Signal S₁′′ ergibt sich aufgrund der UND-Verknüpfung zu S₁ & S₁′, das dem Wert logisch "0" entspricht. Dadurch wird die Spannung an der Steuerelektrode des Transistors T₁ abgeschaltet. Während des Zeitintervalls t_d,off + t_s,off, das der Summe aus Abschaltverzögerungs- und Ab­ schaltzeit des Transistors T₁ entspricht, ist die Span­ nung an diesem Transistor T₁ weiterhin kleiner als die halbe Zwischenkreisspannung U₀. Der Ausgang des Kompara­ tors K₁ ist demnach logisch "0". Erst wenn der Wider­ stand des Transistors T₁ auf hohe Werte angestiegen ist und gleichzeitig die Bedingung für ein induktives Ver­ halten des Ausgangskreises erfüllt ist, steigt die Span­ nung am Transistor T₁ schnell auf den vollen Wert der Zwischenkreisspannung U₀ an (Fig. 2). Ein induktives Verhalten des Ausgangskreises liegt vor, wenn der Strom­ fluß durch eine Ausgangsinduktivität L_R (Fig. 1) eines Schwingkreises 10 der Pfeilrichtung I_a in Fig. 1 ent­ spricht. Ein Überschreiten des vollen Wertes der Zwi­ schenkreisspannung U₀ wird durch eine Inversdiode D₂ des Transistors T₂ verhindert. Die Inversdiode D₂ liegt par­ allel zum Schalttransistor T₂. Das Ausgangssignal des Komparators K₁ wird somit logisch "1", so daß der Tran­ sistor T₂ über seine Steuerelektrode aufgrund der Bedin­ gung S₂′′ = S₂ & S′ = "1" eingeschaltet wird. Gleichzei­ tig verhindert das Ausgangssignal S₁′, das logisch "0" ist, des Komparators K₂ ein Wiedereinschalten des Tran­ sistors T₁. Dieser Zustand bleibt nun wiederum erhalten, bis die Steuersignale S₁ und S₂ ihre Zustände erneut vertauschen. Der Transistor T₂ schaltet nun ab, während der Transistor T₁ nach Ablauf der Verzögerungs- und Ab­ schaltzeit t_d,off + t_s,off des Transistors T₂ einschal­ tet.

Ist die Frequenz der Ansteuersignale niedriger als die­ jenige des Resonanzkreises 10, so fließt der Strom I_a im Ausgangskreis beim Abschalten des Schaltelementes T₁ entgegen der in Fig. 1 gekennzeichneten Richtung über eine parallel zum Transistor T₁ liegende Diode D₁. Da­ durch ergibt sich ein kapazitives Verhalten des Aus­ gangskreises. Die Spannung am Transistor T₁ steigt darum nicht an, so daß eine Freigabe des komplementären Tran­ sistors T₂ nicht erfolgt. Das Ausgangssignal S₂′ des Kom­ parators K₁ ist logisch "0". Der kapazitive Betrieb des Wechselrichters, der zu hohen Schaltverlusten oder sogar zur Zerstörung der Transistoren T₁, T₂ und der parallel hierzu liegenden Inversdioden D₁, D₂ führen kann, wird somit mit hoher Zuverlässigkeit verhindert.

Der Schwingkreis 10 hat außer der Induktivität L_R die Kapazität C_R. Die Kapazität C_P dient zur Pufferung der Zwischenkreisspannung.

Die beschriebene Ansteuerschaltung kann in abgewandelter Form auch für die nahezu optimale Ansteuerung eines Wechselrichters mit einer asymmetrischen Halbbrücken­ schaltung eingesetzt werden. Bei ihr sind zwei diagonal angeordnete, synchron angesteuerte Schaltelemente einer symmetrischen Vollbrückenschaltung durch Freilaufdioden ersetzt, wobei die zwei verbleibenden Schaltelemente weiterhin synchron angesteuert werden. Sie legen im ein­ geschalteten Zustand die Betriebsspannung an eine Pri­ märwicklung eines Ausgangsübertragers. Nach dem Abschal­ ten der Schaltelemente wird die verbleibende Magnetisie­ rung des Ausgangsübertragers über die Freilaufdioden ab­ gebaut. Diese Entmagnetisierung sollte insbesondere bei höheren Betriebsfrequenzen des Wechselrichters vor dem Wiedereinschalten der Schaltelemente abgeschlossen sein, um durch die Abschaltverzögerungszeit der Dioden verur­ sachte Querströme in den Brückenzweigen zu vermeiden. Um dies zu gewährleisten, kann das Anliegen einer Spannung an den Freilaufdioden, die beispielsweise etwas geringer als die halbe Betriebsspannung der Brückenschaltung ge­ wählt ist, als notwendige Bedingung für das Einschalten des Transistors des jeweiligen Brückenzweiges genutzt werden. Die gleiche Funktion erfüllt die Überwachung des Stroms durch die Dioden, da ein verschwindender Strom durch die Diode in dieser Schaltung gleichbedeutend mit dem Anliegen einer Spannung in Sperrichtung dieses Bau­ elementes ist.

Wichtig für eine optimale Funktionsweise der Schaltung gemäß Fig. 1 sind geringe Verzögerungszeiten zwischen dem Überschreiten der Schwellspannung U_S an einem der Komparatoren K₁, K₂ und dem Einschalten der Steuerelek­ trode des komplementären Transistors T₂, T₁. Durch die Zusammenfassung mehrerer Funktionen (Komparator, Poten­ tialtrennung, UND-Verknüpfung und Pufferverstärker) in einem Bauelement sowie durch deren geeignete Auswahl werden Verzögerungszeiten von wenigen zehn ns erreicht. Dies ermöglicht den Betrieb von Resonanzwandlern mit Ar­ beitsfrequenzen bis hin zu einigen MHz. Den größten Bei­ trag zur genannten Zeitverzögerung liefert in der Regel das potentialtrennende Bauelement 8, 9, beispielsweise ein Optokoppler oder ein Pulsübertrager mit Ansteuer­ schaltung.

Bei einer vorteilhaften Ausführungsform für höchste Fre­ quenzen (Fig. 3) wird die Potentialtrennung durch einen ausreichend spannungsfesten Koppelkondensator C_k er­ reicht. Er wird zwischen den Source-Anschlüssen der bei­ den Transistoren T₁, T₂ unter Zwischenschaltung jeweils eines integrierenden Bauelementes I₁, I₂ eingefügt. Er­ höht sich nun beispielsweise nach dem Abschalten des Signals an der Steuerelektrode des Schaltelementes T₁ die Spannung an diesem, so wird in den Koppelkondensator C_k ein Verschiebungsstrom I_V = C_k·dU_T1/dt eingeprägt. Dieser erzeugt im invertierenden Integrierer I₂ ein der Spannung U_T1 proportionales Spannungssignal U₁′. Die Schaltschwelle U_S′ des nachgeschalteten Komparators K₂ ist beispielsweise so gewählt, daß sein Ausgangssignal S₂′ genau dann den logischen Zustand "1" annimmt, wenn die Spannung am Transistor T₁ einen etwas geringer als die halbe Betriebsspannung U₀ gewählten Wert überschrei­ tet. Durch die anschließende UND-Verknüpfung 4 mit dem Signal S₂ der Ansteuerschaltung 7 wird in diesem Bei­ spiel das Ansteuersignal S₂′′ für den Transistor T₂ er­ zeugt.

Die Signale der Ansteuerschaltung 7 werden über die Po­ tentialtrennungselemente 8, 9 als Steuersignale S₁, S₂ den UND-Gliedern 3, 4 zugeführt. Ihnen ist der Puffer­ verstärker 5, 6 nachgeschaltet, über den die Signale an die Steuerelektrode der zugehörigen Transistoren T₁, T₂ geführt werden. Parallel zu den Transistoren T₁, T₂, die wie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 vorteilhaft MOS-Feldeffekttransistoren (MOSFET) sind, sind die In­ versdioden D₁, D₂ vorgesehen. Die Potentialtrennung er­ folgt durch den Koppelkondensator C_k, der zwischen den Source-Anschlüssen der beiden Transistoren T₁, T₂ unter Zwischenschaltung jeweils eines integrierenden Bauele­ mentes I₁, I₂ eingefügt ist. Die UND-Glieder 3, 4 erhal­ ten somit die beiden Signale S₁, S₁′ bzw. S₂, S₂′. Wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 wird die über den Kondensator C_P gepufferte Zwischenkreis-Gleichspannung U₀ mit der durch die Ansteuersignale S₁, S₂ bestimmten Frequenz f_s zerhackt und über den nachgeschalteten Reso­ nanzkreis 10 (L_R, C_R) in eine näherungsweise sinusförmi­ ge Schwingung der gewünschten Amplitude umgewandelt.

Das Eingangssignal der Integratoren I₁, I₂ ist nur wäh­ rend der Schaltvorgänge der Transistoren T₁, T₂ von 0 verschieden. Aufgrund des nicht idealen Verhaltens re­ aler Integratoren kann sich deren Ausgangsspannung auch in den Zeiten zwischen den Schaltvorgängen langsam än­ dern, was bei sehr niedrigen Betriebsfrequenzen des Wechselrichters zu einer fehlerhaften Betriebsweise der Schaltung führen könnte. Durch eine Kombination der "dy­ namischen Verriegelungsschaltung" gemäß Fig. 3 mit der statischen Verriegelung gemäß Fig. 1 kann diese Ein­ schränkung umgangen werden. Als Freigabesignal S₁′ bzw. S₂′ wird hierfür nach dem Wechsel des zugehörigen An­ steuersignals S₁ bzw. S₂ zunächst das Ausgangssignal ei­ ner Hintereinanderschaltung von Koppelkondensator C_k, Integrator I₁, I₂ und Komparator K₁, K₂ nach Fig. 3, da­ nach das potentialgetrennte Ausgangssignal eines nach Fig. 1 geschalteten Komparators gewählt. Diese Schal­ tungsvariante ermöglicht einen absolut zuverlässigen und stets nahezu optimalen Betrieb ein- und desselben Wech­ selrichters im Frequenzbereich zwischen wenigen Hz und mehreren MHz.

Die beschriebene Schaltung stellt die optimale Arbeits­ weise von Wechselrichtern bis in den MHz-Bereich sicher. Sie verhindert zuverlässig Querströme in den Zweigen symmetrischer Halb- und Vollbrücken sowie asymmetrischer Halbbrücken, insbesondere auch bei fehlerhaften Ansteu­ ersignalen. Der kapazitive Betrieb des Wechselrichters, der zu hohen Verlusten und einer Zerstörung der Schalt­ elemente führen kann, wird zuverlässig ausgeschlossen.

Claims (13)

1. Vorrichtung zur Ansteuerung von Schaltelementen in Brückenzweigen eines Wechselrichters, mit einer An­ steuerschaltung, deren Steuersignale (S₁, S₂) den Schaltelementen der Brückenzweige zuführbar sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung am jeweils komplementären Schaltelement (T₁, T₂) des jeweiligen Brückenzweiges mittels eines Komparators (K₁, K₂) mit einem Spannungs-Schwellwert (U_S) verglichen und bei Unterschreiten dieses Wertes ein logisches "0"-Signal und bei Überschreiten dieses Wertes ein logisches "1"-Signal erzeugt wird, daß dieses Signal (S₁′, S₂′) mit Rechteckimpulsen mit einem Tastver­ hältnis von vorzugsweise etwa 50% mittels einer lo­ gischen UND-Verknüpfung (3, 4) verknüpft wird, und daß das Ausgangssignal (S₁′′, S₂′′) der jeweiligen UND-Verknüpfung (3, 4) zur Ansteuerung des jeweils anderen Schaltelementes (T₁, T₂) genutzt wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der UND-Verknüpfung (3, 4) ein Potentialtrennungselement (8, 9) vorgeschal­ tet ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Potentialtrennungs­ element (8, 9). ein Optokoppler ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Potentialtrennungs­ element (8, 9) ein Pulsübertrager mit Ansteuerschal­ tung ist.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der UND-Verknüpfung (3, 4) ein Verstärker (5, 6) nachgeschaltet ist.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittelpunktspannung der Brückenzweige bei geöffneten Schaltelementen (T₁, T₂) durch Symmetriewiderstände (R_S) auf etwa die halbe Betriebsspannung der Brückenschaltung ge­ bracht wird.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungs-Schwell­ wert (U_S) etwas niedriger als die halbe Betriebs­ spannung der Brückenschaltung gewählt wird.

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß jedem Schaltelement (T₁, T₂) der Brückenschaltung eine entsprechende Vorrich­ tung zugeordnet ist.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal des Komparators (K₁, K₂) durch Integration eines Ver­ schiebungsstromes (I_V) in einem Kondensator (C_k) er­ zeugt wird, der so angeordnet ist, daß der Verschie­ bungsstrom (I_V) durch Spannungsänderungen an dem je­ weils komplementären Schaltelement (T₁, T₂) erzeugt wird.

10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß dem Wechselrichter ein Gleichrichter nachgeschaltet ist.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement (T₁, T₂) ein Transistor ist.

12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement (T₁, T₂) ein MOS-Feldeffekttransistor ist.

13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß dem Schaltelement (T₁, T₂) ein Gleichrichter (D₁, D₂), vorzugsweise eine Diode, zugeordnet ist.