DE19523693A1 - Vorrichtung zur Linearisierung einer Frequenzmodulationsrampe sowie deren Anwendung auf einen Radiohöhenmesser - Google Patents
Vorrichtung zur Linearisierung einer Frequenzmodulationsrampe sowie deren Anwendung auf einen RadiohöhenmesserInfo
- Publication number
- DE19523693A1 DE19523693A1 DE19523693A DE19523693A DE19523693A1 DE 19523693 A1 DE19523693 A1 DE 19523693A1 DE 19523693 A DE19523693 A DE 19523693A DE 19523693 A DE19523693 A DE 19523693A DE 19523693 A1 DE19523693 A1 DE 19523693A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- digital
- ramp
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
- G01S13/345—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using triangular modulation
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/40—Means for monitoring or calibrating
- G01S7/4004—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system
- G01S7/4008—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system of transmitters
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
- G01S13/882—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for altimeters
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/35—Details of non-pulse systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Linearisierung ei
ner Frequenzmodulationsrampe. Sie bezieht sich auf das Gebiet
der Radiohöhenmesser und genauer auf Radiohöhenmesser hoher Li
nearität und hoher Genauigkeit.
Es ist bekannt, auf die Frequenzmodulation zurückzugreifen, um
lineare Frequenzmodulationsrampen zu erzeugen, die bei Dauer
strich-Radiohöhenmessern verwendbar sind, die in der angelsäch
sischen Terminologie auch als "CW" ("continuous wave")-Radiohö
henmesser bezeichnet werden.
Ein solcher Radiohöhenmesser ist beispielsweise in "Les
Techniques de l'Ingénieur", E6601, Seite 11, beschrieben. Die
ser Typ von Radiohöhenmesser besitzt bei mittleren und geringen
Höhen ein gutes Leistungsvermögen. Indessen wird allgemein an
genommen, daß nur mit Impulsradar eine für sehr große Höhen
hinreichende Empfindlichkeit und Genauigkeit erhalten wird.
Die das Leistungsvermögen der "FM/CW"-Radiohöhenmesser bei grö
ßeren Höhen begrenzenden Faktoren sind:
- - die Nichtlinearität der Modulation, die sich in einem vergrößerten Spektrum des empfangenen Signals zeigt.
- - Das Phasenrauschen des Senders: das Verschwinden des Nutzsignals im Rauschen.
- - Die Kopplung zwischen dem Sende- und dem Empfangssignal.
Das Hauptziel der Erfindung ist es, den Anwendungsbereich der
Frequenzmodulations-Dauerstrich-Radiohöhenmesser zu sehr großen
Höhen hin zu erweitern.
Hierzu schlägt die Erfindung eine Vorrichtung vor, die insbe
sondere eine sehr hohe Linearität der Frequenzmodulation ge
stattet. Für die Vorrichtung wird ein digital gesteuerter Os
zillator verwendet. Im folgenden wird dieser Oszillator mit
"DGO" bezeichnet.
Ein solcher Oszillator ist auch unter der angelsächsischen Be
zeichnung "DDS" für "Direct Digital Synthesizer" bekannt.
Ein Oszillator dieses Typs bringt natürlich die Vorteile der
Digitaltechnik mit sich, die hauptsächlich die folgenden sind:
- - Verringerung oder Wegfall der Schärfeeinstellungen
- - gutes Temperaturverhalten
- - erhöhte Zuverlässigkeit
- - Frequenzstabilität verknüpft mit der des Normalmaßes.
Wie bereits angeführt besteht eine der Bedingungen für den Er
halt einer hohen Genauigkeit im Fall eines Höhenmessers darin,
über eine so weit wie möglich lineare Frequenzmodulationsrampe
zu verfügen.
Im Stand der Technik wurden DGOs vorgeschlagen, die durch einen
Phasenspeicher, einen eine Umwandlungstabelle enthaltenden
Speicher und einen Digital/Analog-Wandler gebildet sind. Das
Erhöhen der Anzahl von Stufen, d. h. der Anzahl von Bits bringt
natürlich eine höhere Genauigkeit mit sich. Man ist auch veran
laßt, diese Vorrichtungen bei hoher Frequenz zu betreiben.
Nicht im einschränkenden Sinne zu verstehende Beispiele von
DGOs dieses Typs sind in dem Artikel von C. G. EKRC und S. I.
LONG: "A Ga As 4-bit Adder-Accumulator Circuit for Direct Digi
tal Synthesis" beschrieben, der in "IEEE Journal of Solid-State
Circuits", Band 23, Nr. 2, April 1988, Seiten 573-580 erschie
nen ist, und in dem Artikel von P. H. SAUL und D. G. TAYLOR: "A
High-Speed Direct Frequency Synthesizer", der in "IEEE Journal
of Solid-State Circuits", Band 25, Nr. 1, Februar 1990, Seiten
215-219 erschienen ist.
Indessen ist festzustellen, daß diese Schaltungen einen sehr
komplexen Aufbau besitzen, zumal ein Betrieb bei sehr hohen
Frequenzen erfolgen soll. Es sind sehr schnelle Technologien
wie z. B. die AsGa-Technologie zu verwenden, und es sind soge
nannte Pipeline-Strukturen zu nennen.
Ziel der Erfindung ist es, die Nachteile des Standes der Tech
nik zu beseitigen, wobei gleichzeitig die Vorteile der digita
len Schaltungen beibehalten werden sollen.
Erfindungsgemäß ist daher eine Vorrichtung zur Linearisierung
einer Frequenzmodulationsrampe vorgesehen, mit einem spannungs
gesteuerten Oszillator, der einen Ausgang aufweist und einer
phasenverriegelungsschleife zugeordnet ist, und mit einem Takt
generator bestimmter Frequenz, wobei diese Linearisierungsvor
richtung dadurch gekennzeichnet ist, daß sie einen digital ge
steuerten Oszillator enthält, der einen durch ein digitales
Wort gesteuerten ersten Speicher aufweist, der wenigstens eine
digitale Rampe aus Treppenstufen erzeugt, die sich in einem be
stimmten Sinn im Takt der bestimmten Frequenz ändert, und einen
einen Übertragsausgang besitzenden zweiten Speicher aufweist,
der durch die digitale Rampe gesteuert ist und ein digitales
Signal aus Treppenstufen mit sich gemäß einem parabolischen
Verlauf im Takt der bestimmten Frequenz ändernder Phase lie
fert, und einen in die Schleife eingesetzten digitalen Phasen
komparator enthält, der einen Ausgang sowie einen ersten und
einen zweiten Eingang aufweist, die mit dem Übertragsausgang
bzw. dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators gekoppelt
sind.
Die Erfindung betrifft ferner einen Radiohöhenmesser, bei dem
eine solche Vorrichtung eingesetzt wird.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus
der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen, wobei auf
die Zeichnung Bezug genommen wird; in dieser zeigen:
Fig. 1 und 2 Diagramme, die die Funktionsweise eines Fre
quenzmodulations-Höhenmessers wiedergeben,
Fig. 3 ein theoretisches Diagramm, das die Änderungen einer
Frequenzmodulationsrampe in Abhängigkeit von der Zeit und ent
sprechende Änderungen der Phase in einem digital gesteuerten
Oszillator (DGO) zeigt,
Fig. 4 eine schematische Darstellung eines bekannten digital
gesteuerten Oszillators,
Fig. 5 und 6 Diagramme, die die diskreten Änderungen der
Frequenz und der Phase in einem digital gesteuerten Oszillator
zeigen,
Fig. 7 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen
digital gesteuerten Oszillators,
Fig. 8 ein Diagramm, das eine besondere Betriebsart eines sol
chen Oszillators zeigt,
Fig. 9 eine schematische Darstellung einer Stufe eines solchen
Oszillators,
Fig. 10 eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen
Vorrichtung zur Linearisierung einer Frequenzmodulationsrampe,
Fig. 11 und 12 eine detaillierte Darstellung zweier Ausfüh
rungsvarianten der erfindungsgemäßen Linearisierungsvorrich
tung,
Fig. 13 ein Ausführungsbeispiel eines Radiohöhenmessers, in dem
eine erfindungsgemäße Linearisierungsvorrichtung eingesetzt
ist.
Zunächst wird anhand der Fig. 1 nochmals kurz die Funktions
weise eines Frequenzmodulations-Radiohöhenmessers erläutert.
Eine Vorrichtung zum Messen der vertikalen Höhe eines Luftfahr
zeugs oder ein Höhenmesser ist zusammengesetzt aus einem Sende
teil, einem Empfangsteil für den Empfang des vom Boden reflek
tierten Signals, zwei Richtantennen (Öffnungswinkel typischer
weise kleiner als 10°), die senkrecht zur Krümmung des Flugkör
pers sind, und aus einem Überlagerungssignal-Verarbeitungsteil.
Die Information über die Entfernung h, die das Luftfahrzeug vom
Boden trennt, ist in der Analyse eines als Überlagerungssignal
bezeichneten Signals enthalten, das dadurch erhalten wird, daß
das Produkt aus dem gesendeten Signal Se (Frequenzrampe) und
dem von dem Ziel reflektierten oder empfangenen Signal gebildet
wird, das um eine Zeitdauer τ verzögert ist. τ erfüllt die fol
gende Beziehung:
worin: h = Höhe des Luftfahrzeugs über dem Boden (in m)
c = Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Welle (in m/s).
c = Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Welle (in m/s).
Im Fall eines vollständig reflektierenden ebenen Bodens
(Doppler-Effekt vernachlässigbar) erfüllt die Überlagerungsfre
quenz fb aus der gesendeten Welle und der empfangenen Welle die
folgende Beziehung:
in der:
Δf = Frequenzhub des gesendeten Signals (in Hz) ausgehend von der Grundfrequenz f0
T = Modulationsperiode (in s)
τ = Vor- und Rücklaufzeit (in s)
Δf = Frequenzhub des gesendeten Signals (in Hz) ausgehend von der Grundfrequenz f0
T = Modulationsperiode (in s)
τ = Vor- und Rücklaufzeit (in s)
Fig. 1 ist ein Zeitdiagramm, das die Änderungen der Frequenz
rampen in Abhängigkeit von der Zeit t zeigt. Die gesendete Fre
quenzrampe, das Signal Se, wurde in durchgezogenen Linien dar
gestellt, während die empfangene Frequenzrampe, das Signal Sr,
in gestrichelten Linien dargestellt wurde. Die jeweilige Ge
schwindigkeit des Ziels oder der Meßvorrichtung führt auf dem
Niveau des Überlagerungssignals zu einer Frequenzverschiebung
gleich der Doppler-Frequenz, die durch die folgende Beziehung
gegeben ist:
worin:
Vr = radiale relative Geschwindigkeit bezüglich des als "spie gelnd" bezeichneten Reflexionspunkts (in m/s)
λ = Wellenlänge (in m)
Ist das Antennenstrahlenbündel aufgeweitet oder aufgrund von Bewegungen der Trimmlage des Flugzeugs nicht mehr senkrecht zum Boden, so ist die Überlagerungsfrequenz eines spiegelnden Punkts durch die folgende Beziehung gegeben:
Vr = radiale relative Geschwindigkeit bezüglich des als "spie gelnd" bezeichneten Reflexionspunkts (in m/s)
λ = Wellenlänge (in m)
Ist das Antennenstrahlenbündel aufgeweitet oder aufgrund von Bewegungen der Trimmlage des Flugzeugs nicht mehr senkrecht zum Boden, so ist die Überlagerungsfrequenz eines spiegelnden Punkts durch die folgende Beziehung gegeben:
worin:
θ= Winkelabweichung des spiegelnden Punkts gegenüber der Ver tikalen.
h0 = Höhe des Luftfahrzeugs senkrecht dazu.
θ= Winkelabweichung des spiegelnden Punkts gegenüber der Ver tikalen.
h0 = Höhe des Luftfahrzeugs senkrecht dazu.
Sendet man abwechselnd ansteigende und abfallende Frequenzram
pen gleicher Steilheit, so sind die dem Maximum des empfangenen
Signals entsprechenden Überlagerungsfrequenzen durch die fol
gende Beziehung gegeben:
Durch Bilden der Halbsumme der Überlagerungssignale f⁺ und f⁻ ist es möglich, den Doppler-Effekt bei der Messung der Höhe zu beseitigen:
Der soeben beschriebene Prozeß ist in Fig. 2 dargestellt. Die
gesendeten und empfangenen Signale sind mit Se bzw. S'r be
zeichnet.
Das Signal Sr, das bei fehlendem Doppler-Effekt empfangen wird,
ist punktiert dargestellt.
Die Reichweite dieser Vorrichtung ist begrenzt durch:
- - das durch den Empfänger eingeführte Rauschen: es ist abhängig von der Verbindungsbilanz (Sendeleistungsvermögen, Gewinn der Antennen, Rauschzahl, Entfernung),
- - dem Rauschen des Senders.
Die Genauigkeit ist abhängig von der Eignung der Vorrichtung
für die Zuordnung einer reinen Frequenz zu einem Echo bei einer
gegebenen Entfernung.
Dies trifft nicht zu, wenn die Frequenzmodulation vollständig
linear ist, wobei die Linearitätsfehler eine Verbreiterung der
Spektrallinie bewirken, wodurch die Genauigkeit der Messung be
grenzt wird.
Das Phasenrauschen der Quelle des Senders ist eine Eigenschaft,
die besonders beachtet werden muß.
Das Rauschen des Senders ist nämlich um so störender, je grö
ßere Entfernungen man versucht zu messen und je mehr das Rau
schen unabhängig von der Verbindungsbilanz die Reichweite der
Vorrichtung begrenzt.
Es ist also festzustellen, daß eine Voraussetzung zur Verwirk
lichung eines Radiohöhenmessers großer Reichweite und Genauig
keit die Möglichkeit ist, eine Frequenzrampe sehr hoher Linea
rität zu erhalten.
Typischerweise sind die Größenordnungen die folgenden:
- - Frequenzhub: 100 MHz,
- - Zeitdauer der Rampe von 100 µs bei 100 MHz, nämlich ein ΔFT von 104 bis 107.
- - Mittlere Sendefrequenz von 1 GHz bis 60 GHz.
Die Qualität der Frequenzrampe ist herkömmlicherweise definiert
durch die Linearität, d. h. durch die Änderung des Verhältnis
ses
, und sie kann durch den folgenden Koeffizienten wie
dergegeben werden:
ausgedrückt in Prozent, worin "Steilheitmax" die maximale Steil
heit und "Steilheitmin" die minimale Steilheit ist.
Mit einem freien spannungsgesteuerten Oszillator, bekannter un
ter dem im folgenden verwendeten angelsächsischen Kürzel "VCO"
("Voltage Controlled Oscillator"), kann ein Koeffizient in der
Größenordnung von 20 bis 30% erreicht werden. Übernimmt man
herkömmliche Linearisierungsmaßnahmen, so kann etwa 1% er
reicht werden.
Man versucht natürlich, diese Situation zu verbessern und einen
Wert von 1 ‰ oder mehr zu erreichen.
Es ist zweckmäßig, nochmals einige Betrachtungen physikalischer
Art anzustellen. Eine lineare Zunahme der Frequenz führt zu ei
ner damit verbundenen parabolischen Zunahme der Phase mit der
Zeit.
Fig. 3 zeigt diesen Tatbestand. Auf der linken Seite der Figur
ist eine Frequenzrampe dargestellt. Die vertikale Achse reprä
sentiert die augenblickliche Frequenz fi. Die Frequenz fi nimmt
während des Zeitintervalls (0-T) um Δf zu. Der Ausdruck
gibt den Gewinn als "Drehzahl" bei der Sendefrequenz fi an, die
die folgende Beziehung erfüllt:
Der Wert
wird auf die folgende Weise berechnet:
ist somit eine parabolische Funktion. Für t = T, das Ende des
Intervalls, ist die Steilheit der Kurve (Tangente tg), die
repräsentativ für die Funktion ist, gleich
Der rechte Teil der Fig. 3 zeigt dieses Ergebnis.
In Wirklichkeit greift man aus den angegebenen Gründen auf die
digitalen Techniken zurück. Man weiß, daß man in diesem Fall
niemals eine kontinuierliche Änderung erreichen kann. Man geht
in Sprüngen von Werten vor, durch die die zu erzeugenden Funk
tionen angenähert werden.
Fig. 4 zeigt einen vollständigen DGO gemäß dem Stand der Tech
nik. Eine solche Schaltung wird beispielsweise in den beiden
zuvor genannten Artikeln beschrieben.
Sie enthält einen durch ein digitales Wort M von N Bits gesteu
erten Phasenspeicher 1. Dieser Speicher empfängt Taktsignale
Fh, die seinen Betrieb steuern. Das digitale Ausgangssignal
oder Ausgangswort P wird zu einem Formgenerator 2 oder einer
Umwandlungstabelle übertragen. Diese Schaltung 2 basiert allge
mein auf einem durch das Ausgangswort P adressierten Speicher.
Dieser erzeugt wiederum ein Ausgangswort A gemäß dem zuvor in
dem Speicher gespeicherten Gesetz. Schließlich wird dieses di
gitale Wort A durch einen Digital/Analog-Wandler 3 in ein ana
loges Ausgangssignal VS gewandelt.
Im Stand der Technik wird diese Art von Vorrichtung im wesent
lichen dazu verwendet, Funktionen bestimmter Formen zu erzeu
gen. Es ist somit wichtig, sich daran bestmöglich anzunähern.
Hierzu wurde vorgeschlagen, die Anzahl von Bits zu erhöhen, wo
durch tatsächlich die Genauigkeit erhöht werden kann. Indessen
nimmt die Komplexität der Schaltungen in direktem Verhältnis
mit der Anzahl von verwendeten Bits zu. Überdies müssen bei ho
her Frequenz Laufzeiten in den Schaltungen berücksichtigt wer
den. Es ist auch schwierig, sehr schnelle Speicher zu verwirk
lichen.
Die Erfindung macht sich ihrerseits bestimmte Eigenschaften der
in Betracht gezogenen Anwendung zunutze, d. h. die Linearisie
rung einer Frequenzrampe für einen Radiohöhenmesser.
Fig. 5 zeigt eine digitale Frequenzrampe, d. h. tatsächlich
eine Pseudorampe, die aus Treppenstufen f0, f1, f2, . . . fT für
die Zeitpunkte t0, t1, t2, . . . T gebildet ist. Sie ergibt sich
aus einer Annäherung durch "Facetten" der Phasenrampe.
Fig. 6 zeigt für das Zeitintervall t0 bis t2 die Änderung der
entsprechenden Phase ϕ. Jeder Frequenzstufe f0, f1 und f2 ent
sprechen in Fig. 6 Phasenwerte ϕ0, ϕ1 und ϕ2. Man erhält eine
Kurve aus "Facetten". Der Phasenfehler ist der Abstand zwischen
der theoretischen Kurve (Beziehung (10)), die in der Figur ge
strichelt dargestellt ist, und der Kurve aus "Facetten" in
durchgezogener Linie. Man kann den Phasenfehler auch durch die
"Fehlerfläche" SE, d. h. durch die Fläche zwischen den beiden
Kurven charakterisieren, die durch zwei Abtastzeitpunkte wie z. B.
t0 und t1 begrenzt ist. Die Erfindung geht von der Feststel
lung aus, daß die Minimierung des Fehlers nicht zuerst dem Er
halt des Maximums an Genauigkeit auf dem Niveau einer jeden
Stufe der Frequenzkurve sondern der Zunahme der Anzahl von
"Facetten" entspricht, selbst wenn deren Steilheit weniger ge
nau ist. Diese Zunahme hat zwei interessante Konsequenzen:
- - ausgehend von einer bestimmten Geschwindigkeit tritt ein Pha senfehler auf, der in der Größenordnung des Radianten liegt; daraus folgt, daß das Sendespektrum von vornherein schwach ist (Annäherung kleiner Winkel)
- - das Spektrum dieses Fehlers erstreckt sich über ein immer breiteres Band.
Im Ergebnis kann mit einem Erhöhen der Abtastfrequenz eine hohe
Genauigkeit bei der Phase erzielt werden, wobei man sich
gleichzeitig mit einer sehr kleinen Anzahl von Bits begnügt.
Es zählen nur die Zeitpunkte eines Nulldurchgangs des Rechteck
signals, die die künstlich erzeugte Frequenz repräsentieren.
Dieser Nulldurchgang muß genau sein.
Nutzt man diese soeben in Erinnerung gerufenen Umstände, so
wird mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung ein direkter Phasen
vergleich von digitalen Signalen durchgeführt. Das von einem
Frequenzteiler gelieferte Signal ist nämlich digital, und, vor
einer Digital/Analog-Wandlung in dem DGO, ist das Signal selbst
digital. Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung läßt man den die
Umwandlungstabelle (Phase/Amplitude) enthaltenden Speicher und
den Digital/Analog-Wandler des DGO weg. Man arbeitet bezüglich
des höchstwertigen Bits des Ausgangsworts des Phasenspeichers.
Diese Lösung führt zu einem Phasenrauschen, das über ein Fre
quenzband verteilt ist, das gleich der Taktfrequenz des DGO auf
dem Niveau des Überlagerungssignals ist, und zwar aufgrund des
Phasenfehlers, der durch das Ausgangssignal des DGO erzeugt
wird.
Ein Frequenzmodulationsoszillator gemäß der Erfindung ist sche
matisch in Fig. 7 gezeigt. Er enthält zwei Speicher 11 und 12
von N Bits, die die Funktion des Speichers 1 der Fig. 4 über
nehmen. Diese Speicher arbeiten im Takt des Taktgebers der Fre
quenz Fh. Der erste erhält ein binäres Wort I von N Bits, und
er liefert am Ausgang eine digitale Rampe M, mit Änderungen in
Form von Treppenstufen, die alle gleich I sind, wie dies durch
das Diagramm im unteren Teil der Fig. 7 dargestellt ist, wobei
das Diagramm die Änderungen von M in Abhängigkeit von der Zeit
zeigt. Die Zeitinkremente sind umgekehrt proportional zur Fre
quenz Fh, nämlich Δt = [1/Fh].
Der zweite Speicher 12 liefert am Ausgang ein Wort P von N
Bits. Die Werte dieser Wörter folgen einem parabolischen Ver
lauf, wie dies angegeben wurde. Diese Änderungen sind durch das
Diagramm im unteren Teil der Fig. 7 dargestellt.
Die Phasenänderungsgeschwindigkeit entspricht der Ausgangsfre
quenz des digitalen Oszillators.
worin:
N = Anzahl von Bits des Phasenspeichers
Fh = Taktfrequenz des Speichers.
Der Phasenspeicher ist ein N Bit-Zähler, der eine Einteilung über 2N Teilungen des der Periode T des Signals zugeordneten Phasenkreises bildet.
N = Anzahl von Bits des Phasenspeichers
Fh = Taktfrequenz des Speichers.
Der Phasenspeicher ist ein N Bit-Zähler, der eine Einteilung über 2N Teilungen des der Periode T des Signals zugeordneten Phasenkreises bildet.
Die Anzahl N repräsentiert die Phasensprungweite, d. h. die
während des Zeitintervalls zwischen den beiden Taktimpulsen
aufgespeicherte Phasenänderung.
Fig. 8 zeigt diese Betriebsart für den Erhalt einer linearen
Frequenzmodulation positiver Steigung, wobei der Phasensprung M
linear zunehmen muß.
Die Verwendung eines zusätzlichen Aufwärts/Abwärts-Zählers ist
erforderlich, um den linearen Anstieg oder Abfall von M ausge
hend von einem Eingangsparameter I zu erzeugen, der proportio
nal zu der Steilheit der Frequenzrampe ist, wenn ein Signal mit
zweifacher Rampe erwünscht ist.
Ein zweiter Parameter ist erforderlich, um die Initialisierung
der Zähler für eine Wahl der Ausgangsfrequenz, Mittenfrequenz,
usw. zu bewirken.
Will man eine Frequenzrampe von einer Abweichung ΔF und einer
Dauer D erhalten, so muß die folgende Beziehung erfüllt sein:
Die Idee besteht somit darin, daß dann, wenn die Taktfrequenz
1 GHz, Δf = 25 MHz und T = 8 ms ist, die Anzahl von Bits des
Speichers wenigstens 28 sein muß. Bei jedem Taktimpuls wird die
Phase linear um einen Schritt erhöht. Der maximale Phasenfehler
kann den Wert (2M/15), nämlich 24° bei 65 MHz erreichen.
Im Rahmen der Erfindung verwendet man nur das höchstwertige
oder "Übertrags"-Bit. Genauer ist jede Stufe der Speicher 11
und 12 durch einen 1 Bit-Addierer gebildet.
Fig. 9 zeigt schematisch eine Stufe aus den beiden Speichern 11
und 12.
Der erste Speicher 11 empfängt an seinem ersten Eingang ein Bit
des Steuerworts I und an einem zweiten Eingang 110 das Aus
gangssignal (ein Bit von M) dieses Speichers. Diese Konfigura
tion wiederholt sich bei dem Speicher 12, der an einem ersten
Eingang 121 das Ausgangssignal (ein Bit von M) des Speichers 11
und an einem zweiten Eingang 120 sein eigenes Ausgangssignal
(ein Bit von P) empfängt. Das Übertragssignal S des Addierers
12 höchster Wertigkeit wird für Phasenvergleiche verwendet, wie
dies im folgenden erläutert wird.
Die beiden Speicher erhalten synchron die Taktsignale Fh.
Der DGO, der gemäß den im Rahmen der Erfindung getroffenen Maß
nahmen abgewandelt wurde, ermöglicht das Synchronisieren der
Phasenschleife eines spannungsgesteuerten Oszillators, der im
folgenden der Einfachheit halber mit VCO bezeichnet wird. Es
werden nun beispielhaft einige Aspekte im Bereich der durch die
Erfindung angestrebten Hauptanwendung und insbesondere im Be
reich eines Senders für einen Radiohöhenmesser betrachtet.
Zwei Konfigurationen können verwirklicht werden:
- - "direkte" Modulation: der frequenzmodulierte VCO liefert un mittelbar ein Signal bei der Sendefrequenz
- - "umgesetzte" Modulation: das modulierte Signal wird bei einer Zwischenfrequenz (FI) erzeugt, z. B. in einem Frequenzbereich zwischen 150 und 250 MHz, und dann in eine Ultrahochfrequenz umgesetzt.
Der allgemeine Aufbau einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur
Linearisierung einer Frequenzrampe ist schematisch in Fig. 10
dargestellt. Er enthält zunächst einen DGO 40, wie beschrieben.
Dieser DGO erzeugt synthetisch eine Frequenzmodulationsrampe.
Das durch ein Übertragungsbit gebildete Ausgangssignal VS wird
einem digitalen Phasenkomparator zugeführt, der bitweise das
Signal VS mit einem Frequenzsignal V2 vergleicht. Dieses wird
durch Umsetzen der Frequenz F1 erhalten, die durch einen VCO 43
erzeugt wird. Dieses Umsetzen erfolgt gewöhnlich mit Hilfe ei
nes harmonischen Mischers 42 ausgehend von einer Frequenz F,
die wiederum durch einen zusätzlichen Oszillator erzeugt wird.
Die Einheit 41, 42 und 50 bildet die Phasenverriegelungs
schleife 400 des Oszillators 43, die in der angelsächsischen
Terminologie auch als "PLL" ("Phase Locked Loop") bezeichnet
wird.
Das sich aus dem Vergleich ergebende Signal VP wird dann in der
üblichen Weise einem Bandfilter 50 zugeführt, dessen Ausgangs
signal (Signal VC) den VCO 43 durch Spannung gesteuert. Wie an
gegeben erhält der DGO 40 ein Taktsignal Vh, das bei einer der
zu beschreibenden Ausführungsvarianten das Signal F (oder we
nigstens ein davon abgeleitetes Signal) und von gleicher Fre
quenz sein kann.
Fig. 11 zeigt im Detail eine erste Ausführungsvariante, die der
zuvor genannten Variante mit "direkter" Modulation entspricht.
Zur Darlegung des Konzepts wird nun in nicht einschränkendem
Sinne das Beispiel einer Anwendung auf eine Vorrichtung mit
folgenden Eigenschaften beschrieben:
- - Sendefrequenz: 17 GHz
- - Frequenzhub der Rampe: 100 MHz
- - Dauer der Rampe: 8,4 ms
Die Erfahrung zeigt, daß diese Wahl einen optimalen Kompromiß
der Bilanz (Leistung/Abmessung) der Antennen entspricht.
Die diese Vorrichtung bildenden Elemente sind die folgenden:
- - ein spannungsgesteuerter (VCO) Ultrahochfrequenz-Hohlraumos zillator, der eine Mittenfrequenz von 17 GHz erzeugt
- - ein harmonischer Mischer 42
- - ein lokaler Oszillator 46 von 1 GHz
- - ein Nachlaufverstärker 44 für die Zwischenfrequenz (FI)
- - einen durch vier teilenden Frequenzteiler 45
- - einen auf der AsGa-Technologie basierenden DGO 40, dessen Taktfrequenz Fh = 1 GHz ist; 28 Bit
- - ein digitaler Phasenkomparator 41
- - ein Schleifenfilter 50
- - ein Ultrahochfrequenz-Leistungsverstärker 49, 17 GHz
- - eine Sendeantenne 51.
Der VCO 43 wird ausgehend von einem Fehlersignal frequenzmodu
liert, das von einer Phasenverriegelungsschleife geliefert
wird. Diese enthält einen Koppler 47, der das Ausgangssignal
des VCO der Frequenz F1 erhält, welches Signal über einen Lei
stungsverstärker 49 der Antenne 51 zugeführt wird. Der Koppler
47 überträgt ein Signal F'1 zu dem harmonischen Mischer 42,
welches Signal die gleiche Frequenz wie das Signal F1 aufweist.
Die Schleife enthält auch den Zwischenfrequenzverstärker 44,
den durch vier teilenden Teiler 45, den digitalen Phasenkompa
rator 41 und das Schleifenfilter 50. Dieses letztere ist ein
Bandpaßfilter, dessen Ausgangssignal VC den VCO 43 durch die
Spannung steuert.
Die erhaltene Zwischenfrequenz F'2 liegt in dem Bereich 160-260
MHz (Δf = 100 MHz).
Bei dieser Ausführungsvariante besitzen das Pumpensignal V des
harmonischen Mischers und das Taktsignal Fh die gleiche Fre
quenz, und sie werden durch den gleichen Oszillator 46 über den
Koppler 48 erzeugt.
Das Bezugssignal des Phasenkomparators 41 wird durch den DGO 40
erzeugt, wobei dessen Frequenzhub und die Dauer der Rampe durch
einen Steuerungs-Mikroprozessor der Vorrichtung gesteuert wer
den, und zwar über eine schnelle Logikschaltung (nicht darge
stellt), die digitale Steuersignale SiC liefert.
Die Frequenzsteuerung Fh für den DGO 40 ist ein Oszillator 46
vom Oszillatortyp mit Oberflächenwellen-Resonator, bekannter
unter der Bezeichnung "SAWRO" ("Surface Acoustic Wave Resonator
Oszillator") der angelsächsischen Terminologie. Sie kann auch
auf der Basis eines Oszillators mit dielektrischem Resonator,
bekannter unter der angelsächsischen Bezeichnung "DRO"
("Dielectric Resonator Oszillator") gebildet sein. Die Steue
rung und der Betrieb dieses Oszillators erfolgen um die Fre
quenz 1 GHz. Damit kann ein ganzer Teilungsschritt in der Grö
ßenordnung von 1 ns erzielt werden.
Das andere, dem Phasenkomparator 41 zuzuführende Signal F2 wird
nach einer Frequenzumsetzung des vom Signal F1 des VCO 40 abge
leiteten Signals F'1 mit Hilfe eines harmonischen Mischers 42
erhalten, der als Pumpensignal F das des Oszillators 46 be
sitzt.
Da das erhaltene Signal eine sehr geringe Amplitude aufweist,
wird es zunächst verstärkt (Signal F''2), bevor es durch vier
geteilt wird. Der Nutzen einer Frequenzteilung, der auf einer
Verringerung der dem Komparator 41 der Schleife auferlegten
Phasensprünge beruht, kann aufgrund des Vorliegens eines we
sentlichen Phasenrauschens infolge der Frequenzumsetzung (Ver
hältnis siebzehn) wieder in Frage gestellt sein. In diesem Fall
ist vorgesehen, den DGO 40 anstelle mit einer Änderung ΔfDGO =
25 MHz mit einer Änderung ΔfDGO = 100 MHz zu beaufschlagen.
Damit entfällt der Teiler 45 mit dem Divisor Vier.
In allen Fällen ist der von dem DGO 40 erzeugte Phasenfehler
bei dem Ausgangssignal des VCO 43 der gleiche.
Fig. 12 zeigt eine detaillierte Darstellung einer zweiten Aus
führungsvariante, die der zuvor genannten Variante mit "umge
setzter" Modulation entspricht. Die mit Fig. 11 gemeinsamen
Elemente weisen die gleichen Bezugszeichen auf, und sie werden
nicht von neuem beschrieben.
Der wesentliche Unterschied zu der vorhergehenden Vorrichtung
besteht darin, daß zusätzlich ein Mischer 60 vorgesehen ist, um
das modulierte Signal bei der Ausgangsfrequenz zu erhalten.
Ein stabiler Ultrahochfrequenz-Oszillator 62, beispielsweise
vom zuvor genannten ORD-Typ, dient als Steuerung für die Umset
zung. Ein Zwischenfrequenz-VCO 43 (z. B. 160-260 MHz) erzeugt
die Frequenzmodulationsrampe F3 durch Steuern bei dem DGO; dann
wird dieses Signal durch den Mischer 60 umgesetzt (Signal F1).
Überdies muß die Ausgangsverstärkerstufe 49 eine höhere Ver
stärkung aufweisen; das Vorliegen des nahen Bildbands erfordert
eine Unterdrückung durch Filterung.
Der Hauptvorteil dieser Lösung gegenüber der vorhergehenden Lö
sung (Fig. 11 : 42 und 44) besteht in dem Wegfall des harmoni
schen Mischers und seines Nachlaufverstärkers.
Der ORD-Oszillator 62 wird durch eine Phasenschleife mit einem
Koppler 61 gesteuert, der das Ausgangssignal F4 des ORD 62 auf
den Mischer 60 und ein Element 65 verteilt, das als "Abtast
kopf" 65 bezeichnet wird (Signal F'4 gleicher Frequenz). Dieses
zuletzt genannte Element 65 synchronisiert die Schleife mit
Hilfe des Taktsignals Fh, das durch den Oszillator 46 erzeugt
und überdies über den Koppler 48 an den DGO 40 geliefert wird.
Wie zuvor wird der Teiler 45 mit dem Divisor Vier dann, wenn
der dem DGO 40 auferlegte Frequenzhub gleich 100 MHz ist, nicht
verwendet.
Schließlich kann, wie angegeben, der Doppler-Effekt dadurch an
nulliert werden, daß eine zweifache Rampe erzeugt wird, wie
dies bei der Ausführungsvariante der Fig. 11 oder der Ausfüh
rungsvariante der Fig. 12 der Fall ist.
Die soeben anhand von zwei Ausführungsbeispielen beschriebene
Vorrichtung bildet nur den Sendeteil eines Radiohöhenmessers.
Fig. 13 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines vollständigen Ra
diohöhenmessers.
Es wurde angenommen, daß der mit dem Bezugszeichen 100 verse
hene Sender in Übereinstimmung mit der Variante der Fig. 11
verwirklicht ist. Die gemeinsamen Elemente weisen gleiche Be
zugszeichen, erhöht um den Wert 100, auf, und sie werden nur
insoweit nochmals beschrieben, wie dies erforderlich ist.
Der erfindungsgemäße Radiohöhenmesser kann in gleicher Weise
bei geringer und bei großer Höhe arbeiten.
Er führt somit zwei Arten von Messungen durch:
- - Messung geringer Reichweite (oder geringer Höhe)
- - Messung großer Reichweite (oder großer Höhe)
Die Rückgewinnung des Überlagerungssignals besteht darin, daß
das Sendesignal (Frequenzrampe) mit dem Empfangssignal (Empfän
ger mit Korrelator) in bekannter Weise gemischt wird.
Diese Funktion wird mit Hilfe eines Bildfrequenzunterdrückungs-
Mischers (IRM) erzielt, mit dem das in dem Bildband enthaltene
Rauschen beseitigt werden kann.
Dieser Stufe ist ein verlustarmes Tiefpaßfilter im Wellenlei
ter, abgestimmt auf das Sendefrequenzband, vorangestellt (Ver
ringerung des Rauschens, Herabsetzen von Störungen außerhalb
des Bands), gefolgt von einem rauscharmen Verstärker.
Für den Empfänger kann ein globaler Rauschfaktor von 5 dB er
zielt werden.
Die Dynamik des Überlagerungssignals zwischen einem Bereich
"großer Höhe" (HA) und einem Bereich "geringer Höhe" (BA) kann
sehr groß sein, und es ist die Verwendung mehrerer Verfahren
erforderlich, um diese Effekte herabzusetzen:
- a) Verringerung der Sendeleistung bei geringer Höhe Das Ausgangssignal des VCO 143 wird durch eine Leistungsstufe 149 verstärkt. Bei geringer Höhe kann diese weggelassen werden. Überdies ist das den Radiohöhenmesser transportierende Luft fahrzeug weniger erfaßbar, wenn diese Maßnahme übernommen wird.
- b) Hinzufügen eines Verstärkers Fl festgelegter Verstärkung in
der Empfangskette bei großer Höhe. Zwischen den beiden Höhenbe
reichen ist die Empfangsdynamik nämlich fest und durch folgen
des gegeben:
D = 20 log h1-20 log h2 mit h1 » h2
Um diesen Zustand zu kompensieren, ermöglicht der Einsatz eines Verstärkers fester Verstärkung eine leichte Kompensation dieser Amplitudenabweichung. - c) Sättigung der Empfangsstufen im Fall eines sehr starken Spiegelechos. Das minimale Niveau des Reflexionsvermögens bei einem streuenden Boden liegt in der Größenordnung von -25 dBm2/m2, und bei einem Spiegelecho ist das maximale theoreti sche Niveau des Reflexionsvermögens Gr/4, wobei G die Antennen verstärkung und r der Reflexionsgrad ist. Man kann eine leichte Sättigung des Signals in der Amplitude als sehr selten auftre tendes Phänomen tolerieren.
Beispielsweise liefert das Spiegelecho einer asphaltierten
Straße einen Meßwert in der Größenordnung von +10 dBm2/m2.
Die Dynamik der Stufe, die die Schwankungen des Reflexionsver
mögens unabhängig von der Höhe des Luftfahrzeugs kompensiert,
wird auf 40 dB geschätzt. Diese Dynamik kann mittels einer CAG
(automatische Verstärkungsregelung) beim Verstärker F.I. be
rücksichtigt werden.
Es werden nun die Besonderheiten der Höhenmessung für jeden der
Bereiche "große Höhe" und "geringe Höhe" beschrieben, die im
folgenden mit HA und BA bezeichnet werden.
Zunächst wird der Empfang bei großer Höhe beschrieben. Der Emp
fänger 200 ist das Mittel zur Aufbereitung des Überlagerungs
signals, um dieses im Hinblick auf den Erhalt des Höhenmeßwerts
auszunutzen.
Bei großer Höhe (16 000 m < h < 25 000 m) wird eine Frequenzrampe
der Dauer 8,4 ms und von einem Hub 100 MHz gesendet.
Das Überlagerungssignal besitzt somit eine Frequenz, die in dem
folgenden Bereich liegt (Signal nicht vom Doppler-Effekt be
troffen):
Es ist festzustellen, daß die Frequenzanalyse mit Hilfe eines
Prozessors für eine schnelle Fourier-Transformation ausgeführt
werden kann, die im folgenden mit FFT ("Fast Fourier Trans
form") bezeichnet wird, in einem Bereich zwischen 0 und 128 kHz
mit einer Körnung von 250 Hz.
Zur Durchführung der Messung ist es erforderlich, das Signal in
der Frequenz umzusetzen, um bei dem zu berechnenden Spektrum
eine "Frequenzschleife" zu bewirken.
Die eigentliche Verwirklichung dieser flexiblen Schleife ba
siert auf der Verwendung eines Mischers und eines DGO.
Die Steuerung dieses Synthesators ermöglicht die Verwirklichung
der Frequenzflexibilität, die für die Verfolgung der Überlage
rungsfrequenz erforderlich ist.
Behält man die oben genannten Analyseparameter bei, so ist die
Erfassungsdauer 1024 × 4 µs = 4,096 ms, und die Rechenzeit der
Fourier-Transformierten beträgt einige Hundert Mikrosekunden.
Behält man die gleiche Anzahl von Abtastungen für eine zweifa
che Analysedauer bei, die der Dauer der Rampe entspricht, so
ist die Frequenzauflösung verdoppelt, und der Frequenzanalyse
bereich um die Hälfte verringert, nämlich 0-64 kHz.
Eine Lösung, bei der eine doppelte Abtastfrequenz verwendet
wird, nämlich 512 kHz, erfordert die Verwendung von schnellen,
und damit teuren integrierten Schaltungen.
Eine Erhöhung der Auflösung ist aufgrund der Breite des Überla
gerungsspektrums (B ≃ 8 kHz) nicht zweckdienlich.
Die Wahl der Frequenz des Umsetzer-DGOs erfolgt durch einen
Rechner, mit dem der Radiohöhenmesser ausgestattet ist, um das
Analysefenster auf eine mittlere Überlagerungsfrequenz zu zen
trieren.
Die Schwankungen der Überlagerungsfrequenz aufgrund des Dopp
ler-Effekts müssen nicht stören.
In einer ersten Annäherung ist Vr = v tg α, worin:
v = Geschwindigkeit des in Bewegung befindlichen Körpers gegen über dem horizontalen Boden
Vr = Radialgeschwindigkeit
α = Winkel des Geländes gegenüber der Horizontalen
Bei einer Neigungsänderung des Geländes in der Größenordnung der Höhenänderungen des Luftfahrzeugs bei V = 1000 m/s, er reicht die Radialgeschwindigkeit für α = 2°, Vr = 35 m/s, ange nommen eine Verschiebung der Überlagerungsfrequenz um 4 kHz.
v = Geschwindigkeit des in Bewegung befindlichen Körpers gegen über dem horizontalen Boden
Vr = Radialgeschwindigkeit
α = Winkel des Geländes gegenüber der Horizontalen
Bei einer Neigungsänderung des Geländes in der Größenordnung der Höhenänderungen des Luftfahrzeugs bei V = 1000 m/s, er reicht die Radialgeschwindigkeit für α = 2°, Vr = 35 m/s, ange nommen eine Verschiebung der Überlagerungsfrequenz um 4 kHz.
Entsprechende Phänomene bei extremen lokalen Höhenänderungen
des Geländes (Graben, Damm, . . .) führen zu Übergangsimpulsen
bei dem Überlagerungssignal.
Überdies liegen selbst dann, wenn die Überlagerungssignale das
Frequenzanalysefenster verlassen, stets am Boden vorgesehene
Spiegelpunkte im Antennenkegel vor, die die einfallende Welle
ohne Auswirkung des Doppler-Effekts reflektieren.
Als Beispiel setzt sich die Empfangskette für einen 17 GHz-Ra
diohöhenmesser wie folgt zusammen:
- - Eine Antenne 201.
- - Ein Tiefpaßfilter 202 mit der Grenzfrequenz von 20 GHz.
- - Ein rauscharmer Verstärker 203, NF = 3,5 bis 4 dB, und mit einer Verstärkung von G = 20 dB bei F = 17 GHz.
- - Ein zweifacher Mischer 204 mit Bildfrequenzunterdrückung, L = 10 dB bei F = 17 GHz. Das Frequenzsignal stammt vom Sendeteil 100, genauer von dem VCO 143 über die Koppler 147 und 205.
- - Ein Breitbandkoppler 206 rekombiniert die Ausgangssignale der Mischer zur Erzeugung eines Signals FI.
- - Ein Verstärker 207 mit einstellbarer Verstärkung zur Kompen sation der Schwankungen des Reflexionsvermögens des Bodens, mit einer minimalen Dynamik von 50 dB, Durchlaßband = 20 kHz-2 mHz.
- - Ein Bandpaßfilter 209, mit Δf = 500 kHz und eine Mittenfre quenz fMitten = 1,750 MHz.
- - Ein Mischer 210.
- - Ein DGO 211 mit einem Frequenzschritt = 10 kHz und einer Aus gangsfrequenz zwischen 1,4 MHz und 2 MHz.
- - Ein Niederfrequenzverstärker 212 fester Verstärkung zum Nach
stellen der Dämpfung zwischen den Bereichen großer und geringer
Höhen: die Änderung der Dämpfung ist typischerweise:
ΔG = 20 log 25 000-20 log 30 = 58 dB - - Die Dämpfungsdifferenz zwischen dem oberen und dem unteren
Wert des Bereichs großer Höhe:
ΔA = 20 log 25 000-20 log 16 000 = 3,8 dB. - - Eine Stufe 213 mit einstellbarer Verstärkung, die mit GVA (mit der Höhe veränderliche Verstärkung) bezeichnet wird, er möglicht eine Kompensation der Verstärkungsänderungen gemäß ei ner durch 1/h2 vorgegebenen Gesetzmäßigkeit in Schritten von 0,5 dB.
- - Ein Antifaltungs-Tiefpaßfilter 214 mit einer Grenzfrequenz von fC = 110 kHz.
- - Ein n Bit-Analog/Digital-Wandler 215.
Der globale Rauschfaktor des Empfängers kann auf 5 dB geschätzt
werden, unter Berücksichtigung des aktuellen Stands der Technik
auf diesem Gebiet.
Die Empfangskette muß linear und ohne Begrenzung sein, um keine
parasitären Signale zu erzeugen, die entweder für das Überlage
rungssignal gehalten werden oder dieses zum Verschwinden brin
gen, wenn dieses eine kleine Amplitude besitzt.
Mit der Möglichkeit der Erzeugung eines harmonischen Signals
bei einer bekannten Frequenz zwischen 0 und FH/2 mit Hilfe ei
nes DGO können Höhenmessungen zwischen den beiden Bereichen HA
und BA durchgeführt werden. Die Probleme der Dynamik des Si
gnals und der Sättigung können mit Hilfe des GVA-Elements 213
gelöst werden.
Die Empfangskette umfaßt eine schnell wirkende automatische
Verstärkungsregelung (CAGI), die auf jegliche Änderung des Re
flexionsvermögens des Bodens so reagieren kann, daß die Ampli
tude des Signals am Eingang des Analog/Digital-Wandlers 215
konstant gehalten wird, und die auf den Verstärker 207 ein
wirkt.
Es wird nun der Empfang bei geringer Höhe erläutert.
Die gewünschte Genauigkeit bei der Entfernungsmessung erfordert
eine Fähigkeit der Analyse des Signals (Feinheit der FFT) in
bezug auf die Überlagerungsfrequenz des Signals; es bietet sich
die Einstellung der Dauer des Sägezahns und/oder des Frequenz
hubs Δf an.
Zur Messung der Überlagerungsfrequenz dieses Signals ist es er
forderlich, diese in einem festen Bereich von der Höhe abhängig
zu halten.
Die Dauer des Sägezahns ist dann in Abhängigkeit von der Höhe
über den Bereich veränderbar.
Der Frequenzhub kann automatisch verdoppelt werden. Anstatt
eine Frequenzteilung durch vier vorzunehmen (Stufe großer Hö
he), bevor der Phasenvergleich in der Sendekette erfolgt, wird
diese Teilung bei acht ausgeführt. Hierzu wird ein Steuersi
gnal HA/BA verwendet. Wie zu sehen ist, wird dieses Signal
durch einen Rechner 217 gebildet.
Überdies ändert sich das empfangene Signal mit 1/h2 in Abhän
gigkeit von der Höhe.
Eine Verringerung der Sendeleistung ist erforderlich. Diese
wird erreicht, indem der Leistungsverstärker 149 beim Senden
abgeschaltet wird und indem mit Hilfe von Schaltern ein Schwä
chungsglied 153 zwischen dem VCO 143 und der Antenne 151 einge
setzt wird.
Das mit GVA bezeichnete Element 213 (mit der Höhe veränderliche
Verstärkung) ermöglicht das Einstellen dieser Änderungen in Ab
hängigkeit von den Höhenbereichen, und ein in die NF (Nieder
frequenz)-Kette eingesetztes Hochpaßfilter 220 mit 6 dB/Oktave
hält den Pegel des Signals am Eingang des Analog/Digital-Wand
lers konstant.
Man entscheidet sich dafür, die Bereiche in Höhen-Halboktaven
umzuschalten, um die Frequenzsprünge zu begrenzen.
Die Kette für geringe Höhen ist durch die folgenden Elemente
gebildet, von denen einige mit denen der Kette für große Höhen
gemein sind:
- - Das Tiefpaßfilter 202.
- - Den Verstärker 203.
- - Den Mischer 204 mit Bildfrequenzunterdrückung.
- - Den Verstärker 207 einstellbarer Verstärkung.
- - Ein Tiefpaßfilter 218 mit einer Grenzfrequenz von 110 kHz.
- - Einen Niederfrequenzverstärker 219, 1 kHz-110 kHz, mit einer Verstärkung GNF.
- - Ein Hochpaßfilter 220 mit einer Steilheit von 3 dB/Oktave und einer Grenzfrequenz, die zu 110 kHz hin gesetzt ist, um den Ausgangspegel bei konstantem Reflexionsvermögen konstant zu halten.
- - Das GVA (mit der Höhe veränderliche Verstärkung)-Schwächungs glied 213, das die Verstärkung entsprechend der Gesetzmäßigkeit 1/h2 einstellt (Bereichsumschaltung durch Höhen-Halboktave), um das Ausgangssignal mit einer zum Reflexionsvermögen des Bodens proportionalen Amplitude zu erhalten. Es ist ein digital ge steuertes logarithmisches Schwächungsglied.
- - Das Antifaltungs-Tiefpaßfilter 214 mit einer Grenzfrequenz von fC = 110 kHz.
- - Den n Bit-Analog/Digital-Wandler 215.
Die Sende- und Empfangsketten weisen daher zwei Betriebsarten
auf, um Bereichen geringer und großer Höhe Rechnung zu tragen.
Der Radiohöhenmesser enthält einen Rechner 217. Ausgehend von
unterschiedlichen Informationen über Betriebsarten (inaktiv,
bereit und Messung), Höhen des Luftfahrzeugs und des Überlage
rungssignals ist dieser in der Lage, den Wert senkrechter Höhe
zwischen dem Luftfahrzeug und dem Boden zu ermitteln.
Der Rechner 217 steuert:
- - beim Sendeteil:
- - den digital gesteuerten Oszillator 140 mit Hilfe des Steuer signals SC1
- - den Frequenzteiler 145 mit dem Divisor Vier oder Acht, sofern dieser vorgesehen ist, mit Hilfe eines Signals HA/BA (große Höhe - geringe Höhe)
- - das beim Senden erfolgende Schalten des Leistungsverstärker 149 oder des Schwächungsglieds 153 mit Hilfe des gleichen Si gnals HA/BA über zwei Schalter 152 und 154 mit zwei Stellun gen: 1 und 2. Die Stellung 1 dieser Schalter entspricht dem Modus großer Höhe und die Position 2 dem Modus geringer Höhe.
- - Bei dem Empfangsteil:
- - das Schalten der Ketten für geringe und große Höhen mit Hilfe des Signals HA/BA und der Zweistellungs-Schalter 208 und 221
- - den DGO-Synthesator 211 mit Hilfe des Signals SC2
- - den GVA-Modul 213 mit Hilfe eines Signals SGVA und den Ver stärker 207 mit Hilfe eines Steuersignals SGAGI
Er steuert auch den FFT-Prozessor 216, der zur Berechnung des
Überlagerungsspektrums durch eine schnelle Fourier-Transforma
tion dient.
Dieser schnelle FFT-Prozessor 216 liefert die Signale in Form
eines Linienspektrums.
Die Überlagerungssignale der Rampen (ansteigend und abfallend)
werden auf die gleiche Weise verarbeitet.
Bezüglich der Gewinnung der Höheninformation wird auf bekannte
Verfahren zur Verarbeitung des Signals verwiesen.
Die Lösung einer digitalen Verarbeitung bringt eine bestimmte
Anzahl von Vorteilen gegenüber einer herkömmlichen Lösung einer
analogen Verarbeitung mit sich:
- - eine hochwertige Höhenmessung in allen Flugkonstellationen,
- - die Fähigkeit, mehrere Ziele kontinuierlich zu verfolgen,
- - ein großes Beobachtungsfenster (größer als 100 kHz), das ein gutes dynamisches Ansprechen auf schnelle Änderungen des Gelän des ermöglicht.
Das Spektrum des Überlagerungssignals wird für jede Rampe durch
die schnelle Fourier-Transformation berechnet.
Um den Doppler-Effekt zu beseitigen, bildet man die Halbsumme
der Maxima der Überlagerungsspektren, die während der aufeinan
derfolgenden Modulationen der ansteigenden und abfallenden Ram
pen erhalten wurden (Beziehung (8)).
Die Verarbeitung des Signals dient dazu, die Information über
die Höhe des Luftfahrzeugs über dem Boden zu ermitteln.
Sie besteht aus den folgenden Schritten:
- - Berechnen des Spektrums durch TFD (diskrete Fourier-Transfor mation),
- - Erfassen und Ermitteln der Maxima,
- - zeitliche Kohärenz bei der Messung,
- - Flugbahnfilterung.
Das Berechnen des Spektrums durch TFD zeichnet sich durch den
Frequenzbereich (verknüpft mit der Abtastfrequenz) und die
Feinheit oder Frequenzauflösung (verknüpft mit der Anzahl von
Analysepunkten) bei den herkömmlichen Systemen aus.
Es wurde angeführt, daß die beibehaltenen Parameter durch
eine Abtastfrequenz von 256 kHz bei maximal 1024 Punkten gege
ben waren. Es kann eine höhere Abtastfrequenz gewählt werden,
derart, daß die Frequenzen der Überlagerungssignale nicht aus
Gründen von wesentlichen Phänomenen des Doppler-Effekts aus dem
Analysefenster heraustreten.
Die nutzbaren Informationen sind in den oben berechneten Spek
tren enthalten.
Das Erfassungsverfahren ermöglicht deren Bestimmung ausgehend
von der Position des spektralen Energiemaximums, das eine Er
fassungsschwelle überschreitet.
Die Überprüfung der zeitlichen Kohärenz einer Information be
steht darin, zu bestimmen, ob die bewirkte Erfassung zu einem
gegebenen Zeitpunkt auf der Basis eines Voraussagemodells bei
einer engen Toleranz den vorhergehenden Erfassungen entspricht.
Auf diesem Niveau ist die Höheninformation "roh".
Es kann eine Navigationsfilterung durchgeführt werden, wodurch
das Rauschen bei der bewirkten Messung gedämpft wird. Die Fil
terung ist vom sogenannten α-, β-Typ.
Die Erfindung ist nicht auf die im einzelnen beschriebenen Aus
führungsvarianten begrenzt. Insbesondere wurden die Zahlenbei
spiele nur angegeben, um ein Anwendungsbeispiel der Erfindung
näher darzustellen.
Claims (10)
1. Vorrichtung zur Linearisierung einer Frequenzmodulations
rampe mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (43), der einen
Ausgang aufweist und einer Phasenverriegelungsschleife (400)
zugeordnet ist, und mit einem Taktgenerator (46) bestimmter
Frequenz (Fh), dadurch gekennzeichnet, daß sie einen digital
gesteuerten Oszillator (40) enthält, der einen durch ein digi
tales Wort (I) gesteuerten ersten Speicher (11) aufweist, der
wenigstens eine digitale Rampe aus Treppenstufen (M) erzeugt,
die sich in einem bestimmten Sinn im Takt der bestimmten Fre
quenz (Fh) ändert, und einen einen Übertragsausgang besitzenden
zweiten Speicher aufweist, der durch die digitale Rampe (M)
gesteuert ist und ein digitales Signal (P) aus Treppenstufen
mit sich gemäß einem parabolischen Verlauf im Takt der bestimm
ten Frequenz (Fh) ändernder Phase liefert, und einen in die
Schleife eingesetzten digitalen Phasenkomparator (41) enthält,
der einen Ausgang sowie einen ersten und einen zweiten Eingang
aufweist, die mit dem Übertragsausgang bzw. dem Ausgang des
spannungsgesteuerten Oszillators (43) gekoppelt sind.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie
einen in die Phasenverriegelungsschleife eingesetzten harmoni
schen Mischer (42) zum Koppeln des spannungsgesteuerten Oszil
lators (43) mit dem digitalen Phasenkomparator (40) enthält,
wobei dieser Mischer einen Eingang für den Empfang der Signale
bei der Taktfrequenz (Fh) aufweist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß sie einen in die Phasenverriegelungsschleife eingesetzten
Frequenzteiler mit einem bestimmten Teilungsverhältnis und ei
nem Ausgang (F2) enthält, der mit dem zweiten Eingang des digi
talen Phasenkomparators (41) verbunden ist.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das
Teilungsverhältnis durch ein Steuersignal (BA/HA) zwischen we
nigstens zwei Werten umsteuerbar ist.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge
kennzeichnet, daß jeder Speicher (11, 12) mehrere parallele
Stufen enthält, wobei jede Stufe durch einen Addierer gebildet
ist, der einen Ausgang, einen ersten Eingang (111, 121) für den
Empfang eines zu addierenden digitalen Worts (I, M) und einen
zweiten Eingang (110, 120) aufweist, der mit seinem Ausgang (M,
P) verbunden ist.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch ge
kennzeichnet, daß das den ersten Speicher (11) steuernde digi
tale Wort (I) eine Vorzeicheninformation enthält, um eine zwei
fache Frequenzrampe zu erzeugen, die einen ansteigenden und ei
nen abfallenden Teil enthält, der zum ansteigenden Teil symme
trisch ist.
7. Radiohöhenmesser mit einem Sender (100) für das Aussenden
eines Signals in Form einer Frequenzmodulationsrampe, das sich
gemäß einem linearen Verlauf ändert, und mit einem Empfänger
(200) für den Empfang des ausgesendeten Signals nach einer Re
flexion an einem in einer bestimmten Entfernung (h) vorgesehe
nen Ziel, der eine Überlagerungsfrequenz (fb) aus dem gesende
ten Signal und dem empfangenen Signal bestimmt, dadurch gekenn
zeichnet, daß er eine Vorrichtung zur Linearisierung der Fre
quenzrampe nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 6 ent
hält.
8. Radiohöhenmesser nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Empfänger einen zweiten digital gesteuerten Oszillator
(211) enthält, der ein Signal steuerbarer Frequenz erzeugt, und
einen Mischer (210) enthält, der Signale empfängt, die für die
empfangenen Signale gleicher Frequenz repräsentativ sind, um
die Überlagerungsfrequenz (fb) in einen Niederfrequenzbereich
umzusetzen.
9. Radiohöhenmesser nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß er Mittel (215) zur Digital/Analog-Wandlung von Signalen
und eine Rechenvorrichtung (216) für eine schnelle Fourier-
Transformation enthält, die die auf diese Weise gewandelten
Signale empfängt und die Entfernung (h) berechnet.
10. Radiohöhenmesser nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch
gekennzeichnet, daß er Mittel zum Umschalten zwischen einer
Meßbetriebsart (BA) für eine geringe Reichweite und einer Meß
betriebsart (HA) für eine große Reichweite enthält, wobei diese
Mittel Verstärkerschaltungen einstellbarer Verstärkung enthal
ten.
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR9206833A FR2754604B1 (fr) | 1992-06-05 | 1992-06-05 | Dispositif de linearisation d'une rampe de modulation de frequence et son application a un radio-altimetre |
US08/467,786 US6384770B1 (en) | 1992-06-05 | 1995-06-21 | Linearizing device for a frequency-modulation ramp and its application to a radio altimeter |
DE19523693A DE19523693B4 (de) | 1992-06-05 | 1995-07-03 | Vorrichtung zur Linearisierung einer Frequenzmodulationsrampe sowie deren Verwendung in einem Radiohöhenmesser |
Applications Claiming Priority (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR9206833A FR2754604B1 (fr) | 1992-06-05 | 1992-06-05 | Dispositif de linearisation d'une rampe de modulation de frequence et son application a un radio-altimetre |
GB9511805A GB2372649B (en) | 1992-06-05 | 1995-06-09 | "A linearising device for a frequency-modulation ramp and its application to a radio altimeter" |
US08/467,786 US6384770B1 (en) | 1992-06-05 | 1995-06-21 | Linearizing device for a frequency-modulation ramp and its application to a radio altimeter |
DE19523693A DE19523693B4 (de) | 1992-06-05 | 1995-07-03 | Vorrichtung zur Linearisierung einer Frequenzmodulationsrampe sowie deren Verwendung in einem Radiohöhenmesser |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19523693A1 true DE19523693A1 (de) | 1998-05-14 |
DE19523693B4 DE19523693B4 (de) | 2005-09-29 |
Family
ID=27438150
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19523693A Expired - Fee Related DE19523693B4 (de) | 1992-06-05 | 1995-07-03 | Vorrichtung zur Linearisierung einer Frequenzmodulationsrampe sowie deren Verwendung in einem Radiohöhenmesser |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6384770B1 (de) |
DE (1) | DE19523693B4 (de) |
FR (1) | FR2754604B1 (de) |
Cited By (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1999027385A1 (en) * | 1997-11-21 | 1999-06-03 | Raytheon Company | Automotive forward looking sensor |
US6107956A (en) * | 1997-11-21 | 2000-08-22 | Raytheon Company | Automotive forward looking sensor architecture |
WO2001041295A1 (en) * | 1999-12-03 | 2001-06-07 | Nokia Networks Oy | Digital ramp generator with output power level controller |
WO2002014891A2 (en) * | 2000-08-16 | 2002-02-21 | Raytheon Company | Automotive radar systems and techniques |
US6611227B1 (en) | 2002-08-08 | 2003-08-26 | Raytheon Company | Automotive side object detection sensor blockage detection system and related techniques |
US6642908B2 (en) | 2000-08-16 | 2003-11-04 | Raytheon Company | Switched beam antenna architecture |
DE19939036C2 (de) * | 1999-08-18 | 2003-11-20 | Rohde & Schwarz | Anordnung zum Wobbeln (Sweepen) eines Frequenzsynthesesizers |
US6657581B1 (en) | 2000-08-16 | 2003-12-02 | Raytheon Company | Automotive lane changing aid indicator |
US6670910B2 (en) | 2000-08-16 | 2003-12-30 | Raytheon Company | Near object detection system |
US6675094B2 (en) | 2000-09-08 | 2004-01-06 | Raytheon Company | Path prediction system and method |
US6708100B2 (en) | 2001-03-14 | 2004-03-16 | Raytheon Company | Safe distance algorithm for adaptive cruise control |
US6707419B2 (en) | 2000-08-16 | 2004-03-16 | Raytheon Company | Radar transmitter circuitry and techniques |
US6748312B2 (en) | 2000-08-16 | 2004-06-08 | Raytheon Company | Safe distance algorithm for adaptive cruise control |
DE102006031351A1 (de) * | 2006-07-06 | 2008-01-17 | Infineon Technologies Ag | Vorrichtung und Verfahren zum Messen einer Phasenabweichung |
US7973701B2 (en) | 2008-03-31 | 2011-07-05 | Valeo Radar Systems, Inc. | Automotive radar sensor blockage detection system and related techniques |
US11885874B2 (en) * | 2018-12-19 | 2024-01-30 | Semiconductor Components Industries, Llc | Acoustic distance measuring circuit and method for low frequency modulated (LFM) chirp signals |
Families Citing this family (41)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19857040C2 (de) * | 1998-12-10 | 2000-12-21 | Siemens Ag | Verfahren zur Detekton und Korrektur von Nichtlinearitäten hochfrequenter, spannungsgesteuerter Oszillatoren |
JP2001127554A (ja) * | 1999-10-27 | 2001-05-11 | Nec Corp | 電圧制御発振器 |
DE10239448A1 (de) * | 2002-08-28 | 2005-06-16 | Robert Bosch Gmbh | Entfernungsmessgerät |
US20040130482A1 (en) * | 2003-01-02 | 2004-07-08 | Yu-Shan Lin | Digital controlled linear sweep frequency mode for FMCW radar altimeter |
US7239266B2 (en) * | 2004-08-26 | 2007-07-03 | Honeywell International Inc. | Radar altimeter |
US7161527B2 (en) * | 2004-09-03 | 2007-01-09 | Honeywell International Inc. | Navigation system |
DE102004048994A1 (de) * | 2004-10-04 | 2006-04-13 | Siemens Ag | Einrichtung und Verfahren zur Bestimmung von Laufzeiten zwischen einem Sendesignal und einem Empfangssignal |
FR2880219B1 (fr) * | 2004-12-23 | 2007-02-23 | Thales Sa | Procede et systeme de radiocommunication numerique, notamment pour les stations sol mobiles |
US20070064832A1 (en) * | 2005-09-21 | 2007-03-22 | Frank Michael L | Frequency ramp modulation |
US7705773B2 (en) * | 2005-12-19 | 2010-04-27 | Honeywell International Inc. | Self-calibrating a radar altimeter based on a simulated return signal |
US8228051B2 (en) * | 2006-05-02 | 2012-07-24 | International Rectifier Corporation | Switched mode power supply with frequency modulation control |
US20090174594A1 (en) * | 2006-08-07 | 2009-07-09 | Honeywell International Inc. | High frequency radar altimeter |
US7737880B2 (en) * | 2008-10-22 | 2010-06-15 | Honeywell International Inc. | Microwave and millimeterwave radar sensors |
US8186375B2 (en) | 2009-01-15 | 2012-05-29 | Kohler Co. | Retainer assembly for swivel spout |
DE102009032811A1 (de) * | 2009-07-10 | 2011-02-17 | KROHNE Meßtechnik GmbH & Co. KG | Frequenzsynthesizer für ein Füllstandsmessgerät und Füllstandsmessgerät |
US8866667B2 (en) | 2012-02-22 | 2014-10-21 | Honeywell International Inc. | High sensitivity single antenna FMCW radar |
US9081094B2 (en) | 2012-02-22 | 2015-07-14 | Honeywell International Inc. | Aircraft radar altimeter structure |
US9297885B2 (en) | 2012-07-27 | 2016-03-29 | Honeywell International Inc. | Method of system compensation to reduce the effects of self interference in frequency modulated continuous wave altimeter systems |
US9194946B1 (en) * | 2012-09-10 | 2015-11-24 | Honeywell International Inc. | Combined FMCW and FM pulse-compression radar systems and methods |
US8848831B2 (en) * | 2012-09-20 | 2014-09-30 | Lsi Corporation | Direct digital synthesis of quadrature modulated signals |
US9075144B1 (en) | 2012-10-25 | 2015-07-07 | Garmin International, Inc. | Digital radar altimeter |
US8994586B1 (en) * | 2013-11-27 | 2015-03-31 | Agency For Defense Development | Apparatus and method for detecting target in near field |
US9448301B2 (en) | 2013-12-20 | 2016-09-20 | Delta Mobile Systems, Inc. | Calibrated radar apparatus and associated methods |
US9684070B2 (en) | 2013-12-20 | 2017-06-20 | Delta Mobile Systems, Inc | Radar apparatus with quiet switch calibration and associated methods |
US9461651B2 (en) | 2014-01-30 | 2016-10-04 | Maxlinear, Inc. | Detection and compensation of dielectric resonator oscillator frequency drift |
US9660605B2 (en) | 2014-06-12 | 2017-05-23 | Honeywell International Inc. | Variable delay line using variable capacitors in a maximally flat time delay filter |
US10018716B2 (en) | 2014-06-26 | 2018-07-10 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for calibration and optimization of frequency modulated continuous wave radar altimeters using adjustable self-interference cancellation |
DE102015109218A1 (de) * | 2015-06-10 | 2016-12-15 | Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg | Frequenzgenerator zur Erzeugung einer zusammengesetzten Frequenzrampe |
WO2017118621A1 (de) * | 2016-01-04 | 2017-07-13 | Symeo Gmbh | Verfahren und system zur verringerung von störungen durch phasenrauschen in einem radarsystem |
EP3190704B1 (de) | 2016-01-06 | 2018-08-01 | Nxp B.V. | Digitale phasenregelkreise |
US11460550B2 (en) * | 2017-09-19 | 2022-10-04 | Veoneer Us, Llc | Direct detection LiDAR system and method with synthetic doppler processing |
US11194022B2 (en) | 2017-09-29 | 2021-12-07 | Veoneer Us, Inc. | Detection system with reflection member and offset detection array |
US11585901B2 (en) | 2017-11-15 | 2023-02-21 | Veoneer Us, Llc | Scanning lidar system and method with spatial filtering for reduction of ambient light |
WO2020003349A1 (ja) * | 2018-06-25 | 2020-01-02 | 株式会社ソシオネクスト | 周波数掃引回路およびレーダー装置 |
US11474218B2 (en) | 2019-07-15 | 2022-10-18 | Veoneer Us, Llc | Scanning LiDAR system and method with unitary optical element |
US11579257B2 (en) | 2019-07-15 | 2023-02-14 | Veoneer Us, Llc | Scanning LiDAR system and method with unitary optical element |
US11313969B2 (en) | 2019-10-28 | 2022-04-26 | Veoneer Us, Inc. | LiDAR homodyne transceiver using pulse-position modulation |
US11326758B1 (en) | 2021-03-12 | 2022-05-10 | Veoneer Us, Inc. | Spotlight illumination system using optical element |
US11768285B2 (en) | 2021-05-12 | 2023-09-26 | Velodyne Lidar Usa, Inc. | Systems and methods for chirp linearization using external reflector(s) as a reference reflector |
EP4337988A1 (de) * | 2021-05-12 | 2024-03-20 | Velodyne Lidar USA, Inc. | Linearisierung von chirp in kohärenten lidar-systemen |
US11732858B2 (en) | 2021-06-18 | 2023-08-22 | Veoneer Us, Llc | Headlight illumination system using optical element |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5652594A (en) * | 1967-12-28 | 1997-07-29 | Lockheed Martin Corporation | Signal processor affording improved immunity to medium anomalies and interference in remote object detection system |
FR2496274A1 (fr) * | 1980-12-12 | 1982-06-18 | Trt Telecom Radio Electr | Procede de mesure de distance par radar a onde entretenue modulee en frequence, appareil pour la mise en oeuvre du procede et application a la determination precise du niveau de liquide dans un reservoir |
US4539565A (en) * | 1982-08-16 | 1985-09-03 | The Boeing Company | FM/CW radar linearization network and method therefor |
US4593287A (en) * | 1982-09-30 | 1986-06-03 | The Boeing Company | FM/CW sweep linearizer and method therefor |
US4499435A (en) * | 1982-09-30 | 1985-02-12 | Harris Corporation | System for linearizing sweep of voltage controlled oscillator |
FR2541465B1 (fr) * | 1983-02-18 | 1985-10-11 | Thomson Csf | Radar a onde continue modulee en frequence et son application a une sonde altimetrique |
US5574552A (en) * | 1995-01-19 | 1996-11-12 | Laser Technology, Inc. | Self-calibrating precision timing circuit and method for a laser range finder |
-
1992
- 1992-06-05 FR FR9206833A patent/FR2754604B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-06-21 US US08/467,786 patent/US6384770B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-07-03 DE DE19523693A patent/DE19523693B4/de not_active Expired - Fee Related
Cited By (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1281984A1 (de) * | 1997-11-21 | 2003-02-05 | Raytheon Company | Vorwärtssichtsensor für Kraftfahrzeuge |
US6107956A (en) * | 1997-11-21 | 2000-08-22 | Raytheon Company | Automotive forward looking sensor architecture |
WO1999027385A1 (en) * | 1997-11-21 | 1999-06-03 | Raytheon Company | Automotive forward looking sensor |
DE19939036C2 (de) * | 1999-08-18 | 2003-11-20 | Rohde & Schwarz | Anordnung zum Wobbeln (Sweepen) eines Frequenzsynthesesizers |
WO2001041295A1 (en) * | 1999-12-03 | 2001-06-07 | Nokia Networks Oy | Digital ramp generator with output power level controller |
US6380875B2 (en) | 1999-12-03 | 2002-04-30 | Nokia Networks Oy | Digital ramp generator with output power level controller |
US6657581B1 (en) | 2000-08-16 | 2003-12-02 | Raytheon Company | Automotive lane changing aid indicator |
US6784828B2 (en) | 2000-08-16 | 2004-08-31 | Raytheon Company | Near object detection system |
US6642908B2 (en) | 2000-08-16 | 2003-11-04 | Raytheon Company | Switched beam antenna architecture |
WO2002014891A3 (en) * | 2000-08-16 | 2003-01-03 | Raytheon Co | Automotive radar systems and techniques |
WO2002014891A2 (en) * | 2000-08-16 | 2002-02-21 | Raytheon Company | Automotive radar systems and techniques |
US6670910B2 (en) | 2000-08-16 | 2003-12-30 | Raytheon Company | Near object detection system |
US6748312B2 (en) | 2000-08-16 | 2004-06-08 | Raytheon Company | Safe distance algorithm for adaptive cruise control |
US6707419B2 (en) | 2000-08-16 | 2004-03-16 | Raytheon Company | Radar transmitter circuitry and techniques |
US6675094B2 (en) | 2000-09-08 | 2004-01-06 | Raytheon Company | Path prediction system and method |
US6708100B2 (en) | 2001-03-14 | 2004-03-16 | Raytheon Company | Safe distance algorithm for adaptive cruise control |
US6611227B1 (en) | 2002-08-08 | 2003-08-26 | Raytheon Company | Automotive side object detection sensor blockage detection system and related techniques |
DE102006031351A1 (de) * | 2006-07-06 | 2008-01-17 | Infineon Technologies Ag | Vorrichtung und Verfahren zum Messen einer Phasenabweichung |
US7973701B2 (en) | 2008-03-31 | 2011-07-05 | Valeo Radar Systems, Inc. | Automotive radar sensor blockage detection system and related techniques |
US11885874B2 (en) * | 2018-12-19 | 2024-01-30 | Semiconductor Components Industries, Llc | Acoustic distance measuring circuit and method for low frequency modulated (LFM) chirp signals |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE19523693B4 (de) | 2005-09-29 |
FR2754604B1 (fr) | 1999-04-09 |
US6384770B1 (en) | 2002-05-07 |
FR2754604A1 (fr) | 1998-04-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE19523693B4 (de) | Vorrichtung zur Linearisierung einer Frequenzmodulationsrampe sowie deren Verwendung in einem Radiohöhenmesser | |
EP0499952B1 (de) | FMCW-Radarsystem mit linearer Frequenzmodulation | |
EP0535196B1 (de) | Verfahren und anordnung zur abstandsmessung nach dem rückstrahlprinzip radar | |
EP1002239A1 (de) | Radar-entfernungsmesseinrichtung | |
EP0359911A2 (de) | Radarhöhenmesser | |
DE3107444A1 (de) | "hochaufloesendes kohaerentes pulsradar" | |
DE102006016776A1 (de) | Interferenzbestimmungsverfahren und FMCW-Radar der das Gleiche verwendet | |
EP0764277B1 (de) | Verfahren zur bestimmung der zwischenfrequenzabweichung bei frequenz-puls-radarsystemen | |
DE2411806C2 (de) | Modulationsgenerator für ein Puls-Doppler-Radarsystem | |
DE2259332A1 (de) | Impuls-dopplerradarsystem | |
DE2141589A1 (de) | Radarsystem mit Festeeichenunterdrückung | |
DE2261741B2 (de) | Radarsystem mit einem Fernbereich- und einem Nahbereich-Verfolgungsradargerät | |
DE2126917A1 (de) | Kohärenzpuls-Dopplerhöhenmesser | |
DE102009027495A1 (de) | Heterodyn-Sende-/Empfangssysteme und Verfahren | |
EP0355336A1 (de) | Radarsystem zur Positionsbestimmung von zwei oder mehreren Objekten | |
WO1997009638A2 (de) | Vorrichtung zur abstandsmessung | |
DE2133395B2 (de) | Einrichtung zur Kompensation deer Eigenbewegung einer kohärenten Impuls-Doppler-Radaranlage | |
DE2440591C3 (de) | Anordnung zur Messung der Geschwindigkeit eines Fahrzeuges | |
DE3041459C2 (de) | ||
DE2620991A1 (de) | Anordnung zur kompensation von bodenspiegelungen in sende/empfangsgeraeten, insbesondere in zielfolge- radargeraeten | |
EP0078872B1 (de) | Anordnung zur Kompensation der Eigenbewegtechos eines Radargerätes | |
DE3342057C2 (de) | ||
DE2550699C2 (de) | Radarantenne mit einem elevationalen Doppel-Diagramm | |
DE2756413C3 (de) | Gerät zur Messung des Abstandes und der Näherungsgeschwindigkeit oder der Entfernungsgeschwindigkeit eines beweglichen Zieles | |
DE3909874C2 (de) | Verfahren zur Digitalisierung und Signalverarbeitung von Empfangssignalen eines Phased-Array-Empfangssystems und Vorrichtung zum Ausführen des Verfahrens |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: THALES, PARIS, FR |
|
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8328 | Change in the person/name/address of the agent |
Representative=s name: BOEHMERT & BOEHMERT, 28209 BREMEN |
|
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: REMOTE ACCESS,LLC, LOS ALTOS, CALIF., US |
|
R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee |
Effective date: 20120201 |