DE1932028B2

DE1932028B2 - Radargeraet mit richtantenne aus phaseneinstellbaren einzelstrahlern zur aussendung mehrerer verschieden frequenter radarsignale

Info

Publication number: DE1932028B2
Application number: DE19691932028
Authority: DE
Inventors: Hans Dr.-Ing. 8000 München Bottenberg
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1969-06-24
Filing date: 1969-06-24
Publication date: 1973-04-12
Also published as: DE1932028C3; NL7008236A; DE1932028A1; GB1304256A; FR2047911A1; FR2047911B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radargerät mit einer Richtantenne, die aus einer Vielzahl gespeister Einzelstrahler zusammengesetzt ist und bei der die Einzelstrahler von einer zentralen Speiseeinrichtung aus über in einem Bereich zwischen 0 und 360° einstellbare Phasenschieber derart versorgt sind, daß die maximale Summe aller Beträge der Phasenunterschiede zwischen benachbarten Speiseleitungen bei der Strahlschwenkung 360° bei weitem übersteigen wü^rde, wobei von dem Radargerät gleichzeitig mehrere Radarsignale mit mindestens so weit unterschiedlichen Trägerfrequenzen ausgesandt werden, daß die zugehörigen Echosignale noch getrennt verarbeitet werden können.

Es ist bekannt, für Puls-Radargeräte Antennen zu verwenden, die aus einer Mehrzahl von gespeisten Einzelstrahlern zusammengesetzt sind. Derartige Antennenanordnungen werden vielfach auch als »Phased-Array-Antennc« bezeichnet. Um zu erreichen, daß die Signale am Empfangsort gleichphasig ankommen, werden in die Speiseleitungen Umwege von bestimmter Länge eingeschaltet. Innerhalb dieser Speisungsari gibt es eine breitbandige Lösung, bei der der elektrische Weg vom Sender zu demjenigen Empfangsort, wo alle Signale gleichphasig eintreffen sollen, für alle gespeisten Einzelstrahler gleich lang ist. Deshalb wirken sich auch Frequenzverschiebungen für die von aiien Ein/elstrahlern ausgehenden Strahlungsanteile gleichmäßig aus, und die Phascngleichheit am Empfangsori bleibt unabhängig von der Frequenzverschiebung erhalten. Dies gilt nur so lange, als die Speiseleitungen selbst in ihren Laufzeiten die gleiche Frequenzabhängigkeit haben. Diese Speisungsart bietet aber trotz dieser Vorteile Schwierigkeiten insofern, als für manche Einzclstrahler besonders lange Umwege erforderlich werden und eine genaue Einstellung des Umweges in der Praxis auf Toleranzprobleme stößt.

Daneben ist eine schmalbandige Lösung bekannt, welche darin besteht, daß die Einzelstrahler von einem zentralen Speisepunkt aus über Phasenschieber, z. B. in Form von Umwegleitungen, versorgt werden, deren maximale Längenunterschiede nicht über eine Wellenlänge hinausgehen.

Aus der USA.-Palentschrift 3 448 450 ist eine Radarantenne bekannt, bei der eine Zeile von Einzclstrahlern nacheinander von einer einzigen Versorgungsleitung über verschiedene Anschlußstücke mit hochfrequenter Signalenergie versorgt werden. Zwischen den Anschlußstücken und den eigentlichen Strahlern sind Phasenschieber vorgesehen, die in einem Bereich zwischen 0 und 360° in der Phase veränderbar sind. Die den einzelnen Strahlern zugeführten hochfrequenten Impulse haben verschiedene Frequenzen, weshalb an die Speiseleitung verschiedene Hochfrequenzsender angeschlossen sind. Durch die Veränderung der Phaseneinstellung bei den einzelnen

Phasenschieberelementen lassen sich verschiedene Hauptstrahlungsrichtungen einstellen.

Bei diesem bekannten Radargerät ist ein Zusammenhang zwischen der mit de* jeweiligen Antennenanordnung erzielbaren Entfernungsauflösung und der als Systemparameter für das betreffende Radargerät auf Grund seines Verwendungszweckes geforderten Entfernungsaufiösung nicht hergestellt. Beide Systemgrößen bestehen ohne Zusammenhang nebeneinander und eine Beziehung zu der Zahl der für die Abstrahlung verwendeten frequenzmäßig verschiedenen Radarsignale ist ebenfalls nicht hergestellt. Im praktischen Einsatz ist bei derartigen Radarantennen die tatsächlich erreichbare Entfernungsauflösung viel größer, als sie für das System, in dem das jeweilige Radargerät eingesetzt werden soll, überhaupt erforderlich ist. Andererseits ist es wünschenswert, durch den Einsatz von Radarsignalen mit unterschiedlichen Frequenzen möglichst viele Informationen über ein Ziel oder ein Zielgebiet oder einen Entfernungs- bereich zu erhalten. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Weg aufzuzeigen, auf dem es möglich ist, unter Einhaltung der als Systemparameter für das jeweilige Radargerät geforderten Entfernungsaufiösung durch frequenzmäßig verschiedene Radarsignale möglichst viele Informationen zu gewinnen.

Gemäß der Erfindung, welche sich auf ein Radargerät der eingangs genannten Art bezieht, wird dies dadurch erreicht, daß unter an sich bekannter Weglassung aller Vielfachen von 360¹ bei der Phasenvcr- Schiebung die Zahl der frequenzmäßig verschiedenen Radarsignale möglichst nahe bei einem Wert gewählt ist, welcher durch das Verhältnis zwischen der als Systemparameter für das betreffende Radargerät vorhandenen Entfernungsauflösung und der mit der gegebenen Richtantenne noch erreichbaren, durch das um die weggelassenen Vielfachen von 360 phasenverschobene Eintreffen der von den verschiedenen Hinzelstrahlcrn stammenden Radarsignale am Ziel bedingten Entfernungsauflösung gegeben ist. Dadurch lassen sich die Möglichkeiten, welche ein derartiges, mit frequenzmäßig unterschiedlichen Radarsignalen arbeitendes Radargerät bezüglich der erreichbaren Zielinformationen bietet, optimal ausnutzen.

Weitere Einzelheiten der Erfindung werden an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine Richtantennenanordnung in perspektivischer Darstellung,

F i g. 2 eine Seitenansicht einer Richtantenne nach F i g. 1,

F i g. 3 den Einschwingvorgang am Zielort bei Ablenkung längs einer Spalte.

F i g. 4 den Einschwingvorgang der Empfangsspannung am Antenneneingang bei Ablenkung längs einer Spalte. s>

F i g. 5 die Antenne in Vorderansicht,

Fig. 6 den Einschwingvorgang am /ielori bei diagonaler Ablenkung.

F i g. 7 den Einschwingvorgang der Finplangs- ipannung am Antenneneingang bei diagonaler Ab- i-.o lenkung.

F i g. N ein Ausfühiungsbeispiel der Erfindung.

F i g. y das Strahlungsdiagramm einer Richtantenne nach F i g. 8.

Fine sogenannte Phased-Arnu-Antenne besteht <■><* aus einer Vielzahl von Einzelstrahlern, z. B. Dipolen. die meist auf einer ebenen Grundfläche in Λ/ Zeilen Und Λ' Spalten angebracht sind. In Fig. i

diese Einzelstrahler als Punkte angedeutet Die Signale aller dieser Elemente kommen gleichphasig an eiuem Empfangsort an, wenn in ihreß Soeiseleitungen elektronisch Umwege oder entsprechende Phasenverschiebungen der Länge

AL = mi, + «·{„- k-^ ID

eingeschaltet werden. Dabei ist m die Zeile und π die Spalte, in der sich das betrachtete Element befindet, und K₀ die Wellenlänge. Die Größen /„ und l_h geben die Differenz der Umwege zwischen je zwei über- oder nebeneinanderliegenden Elementen an. Sie hängen von den Winkeln 9 und & ab und sind außerdem dem in Zeilenrichtung (d_fc) oder in Spaltenrichtung (d„) gemessenen Elementabstand proportional:

/, = d„ · cos 0,

l_h = d_h · cos ν .

Die Winkel </ und t) werden hierbei zwischen Richtung zum Ziel f und Richtung der Aiileanenzcik (<>) oder Richtung der Antennenspalte (/') gemessen.

Außer diesem Umweg JL oder de: entsprechenden Phasenverschiebung zur Ablenkung des Antennenstr.ihls werden eventuell noch zusätzliche Umwege L_F oder entsprechende Phasenverschiebungen benötigt, um eine unterschiedliche elektrische Weglange zwischen Sender und den Einzelstrahlern auszugleichen (Fokussierung). Der Einfluß der Fokussierungsphase auf den Antennengewinn ist bei großen Winkeln zwischen der Antennensenkrechten und dem Antennenstrahl klein. Er wird daher im folgenden nicht betrachtet.

Bei der sogenannten Schmalbandspeisung der Einzelstrahler wird nach Gleichung (1) von IL die Strecke k ■ /^ abgezogen (fc = 0, 1, 2 ...). bis der Umweg I L kleiner als die Wellenlänge und damit der Phasenunterschied kleiner als 360' wird. Die veränderbaren L'niwegleitungen bzw. Phasenschieber müssen also eine maximale Variation des Umweges von nur einer Wellenlänge bzw. einem Phasenschieber von 360" haben. Dadurch ist eine sehr genaue Einstellung der Bedingung (1) möglich.

Der größte Wert (K) des Parameters k liegt bei dem Element in der äußersten Zeile und Spalte vor (in Fi g. 1 rechts oben). Hier ist nach (1)

K = .V· ν" (cos .,)„,„

'•II

+ \/ · . - (COS i))_max

IL

(3a)

Dabei sind <_lmax und t)_max die extremen Auslenkwinkel. In den meisten Fällen sind N und .V/ große Zahlen (K)... 100). Der Ierm '/-· kann daher für eine Näherungsbetrachtung fortfallen. Bei dem meist uhnehcn Abstand (d,,. d,.) der Hinzclstrahlcr von '? ist dann

■ 'cos /i),„„J .

sind Beim Betrieb sehr breiter 1 requenzbänder (mehrere Oktavi'ii 1 wird bei der Schmalbandlösung die Feldstärke am Fmpfanüsorl etwa periodisch frequenzabhängig, selbst dann, wenn die Strahlungseigenschaften der Einzelstrahlcr nicht von der Frequenz

abhängen. Das soll an Hand von F i g. 2 erklärt werden, wo eine Spalte einer Richtantenne mit M = 10 Einzelstrahlern dargestellt ist, die mit 0 bis 9 numeriert sind. Der Abstand der Zeilen (d,.)

sei -y . Der Strahl soll in der Zeichenebene (x,

z-Ebene der Fig. 1) liegen, wobei η = 90" beträgt und # zu 33,6° angenommen ist.

Die Einzelstrahler 0 bis 9 werden über Leitungen LO bis L9 gespeist. Dabei ist angenommen, daß die Phasenunterschiede zwischen den Einzelstrahlern durch unterschiedliche Leitungslängen eingestellt werden. Um Gleichphasigkeit an einem weit entfernten Zielort zu erreichen, muß der Laufwegunterschied zwischen den Strahlungen der einzelnen Strahlern durch die Länge der Zuleitungen ausgeglichen werden. Die Speiseleitung des Einzelstrahlers 9 ist bei Breitbandspeisung um mehr als 3 A₀ langer als die des Einzelstrahlers 0. Bei der Schmalbandspeisung werden größere Wegunterschiede als eine Wellenlänge A₀, d. h. Phasenunterschiede von mehr als 360°, in den Speiseleitungen nicht angewendet, d. h., die dünn ausgezogenen Teile oder Speiseleitungen LO bis L9 werden weggelassen, und die Punkte L9B sowie L9 A sowie L8B und LSA werden direkt, d. h. ohne zwischenliegende Leitungsstücke miteinander verbunden. Die verbleibenden dick ausgezogenen Speiseleitungen vom Sender S zu den Einzelstrahlern sind zusammen mit etwaigen Phasenschiebern untereinander elektrisch um weniger als A₀ verschieden, d. h.. sie erbringen nur Phasenverschiebungen zwischen den Einzelstrahlern von insgesamt weniger als 360 .

An den senkrecht zur Strahlrichtung eingezeichneten Wellenfronten Wi. W2, WS ist IL = A_n geworden, und fc steigt nach der angegebenen Vorschrift um eins an. Die Werte von k sind in die Figur eingetragen. Nach einem plötzlichen Einschalten des Senders wird am Empfangsort zuerst der Signalanteil registriert, der von den Elementen herkommt, bei denen k seinen höchsten Wert hat. Im vorliegenden Beispiel sind dies die Signale, welche von den hinzelstrahiern der Zeilen 9 und 8 ausgehen. Danach steigt das Signal treppenförmig an, bis es nach K ■ T₀ seinen Endwert erreicht hat. Dabei ist T₀ die Schwingungsdauer der Frequenz /₀. Einzelheiten hierzu sind aus F i g. 3 ersichtlich, wo von der Richtantenne nach F i g. 2 mit K = 3 ausgegangen ist. so daß sich bei der Kurve 1 insgesamt vier Stufen ergeben. Die erste Stufe wird durch die Strahlung der Einzelstrahler 9. 8, die zweite Stufe durch die der Einzelstrahler 7, 6, 5. die dritte Stufe durch die der Einzelstrahler 4. 3 und die letzte Stufe durch die der Einzelstrahler 2. 1. 0 verursacht.

Ist die Signatfrequenz nur halb so groß, dann entspricht der eingestellte maximale Umweg der veränderbaren Leitung nur mehr einer halben Wellenlänge. Aufeinanderfolgende Anteile des Signals kompensieren sich dann in der Richtung (?; #). wie die gestrichelte Kurve 2 in Fig. 3 zeigt. Dieser Auslöscheffekt tritt bei allen Frequenzen

ρ = 0.1.2 .

addieren sich die einzelnen Anteile zu einem Maximum des Signals in Richtung (7 ; it). Die periodische Frequenzabhängigkeit des Signals entspricht den Eigenschaften eines Kammfilters. Das gilt exakt. solange die elektrische Länge oder die Laufzeit der veränderbaren Leitung unabhängig von der Frequenz ist. Andernfalls folgen Minima und Maxima der Feldstärke in ungleichen Abständen aufeinander. Die durch die Umwegleitungen verursachten Störungen sind im Grunde genommen Lauizeitverzerrungen. Sie entsprechen den sogenannten Echoverzerrungen bei der Nachrichtenübertragung.

Als Bandbreite der Richtantenne soll im folgenden der Unterschied zwischen den Frequenzen verstanden werden, an denen der Antennengewinn um 3 dB kleiner ist als das Maximum bei /₀. Wenn die Wellenlänge A vom Mittelwert A₀ abweicht, dann sind die Phasen vor und nach einem Sprung in k ungleich. Die Länge der Umwegleitung springt nämlich um A₀ und nicht um λ, wodurch der Antennengewinn frequenzabhängig wird.

An Hand einer Betrachtung für die Ablenkung in Richtung einer Spalte (Fig. 2; ^ = 90', 0 variabel) soll die Bandbreite ermittelt werden. Der Wegfehler bei einem Sprung von k ist

1 / = ! A - A₀ I = IA.

Der Wegfehler zwischen der untersten und der mittleren Zeile ist

Genauso groß ist auch der Wegfehler zwischen der zweiten Zeile von unten und der Zeile über der Mitte usw. Auf diese Weise läßt sich die Antenne in lauter Zeilenpaare aufteilen, die unter sich einen gleichen Wegfehler haben. Wenn dieser Wegfehler einer Viertelwellenlänge entspricht, überlagern sich die Fernfeldanteile aller Zeilenpaare mit einer Phasendifferenz von 90^c. Dadurch geht die Feldstärke entsprechend 3 dB zurück.

Die Bedingung für die Grenzfrequenz /₃ ist als^:

I/	K	IA =	A T'
IA A	V	r 3 _	1 *Tk ·*
3Dt 1/3		1
f	M	(cos	fly

(3) eingesetzt ergibt

Die Höhenausdehnung der Antenne ist

(5 a)

(6)

M =

Λ-2/ο

Damit ist die 3-dB-Bandbreite der Antenne nacl Gleichung (5 a)

auf. Bei den Zwischenwerten

= Γ fo- Γ = 0.1.2

(4a)

wenn in erster Näherung / * f₀ gesetzt wird.

Beim Radarbetrieb wird vielfach die gleiche Anlenne zum Senden und zum Empfangen benutzt. Hier ist die Bandbreite durch den Abstand der 1.5-dB-Punkte im Frequenzgang des Gewinns maßgebend. Der Phasenfehler eines Zeilenpaares darf dann nur 65,5° betragen. Die Bandbreite reduziert sich dadurch

um das Verhältnis der Phasenfehler

65,5'
90

0J28 · c
h ■ (cos ti)_max

= O.72S

(8)

Infolge der vorher beschriebenen »Laufzeitverzerrung« nach 1 : g. 3 springt die Feldstärke am Ort des R.adarzie!es nach einem plötzlichen Einschalten des Senders nicht sofort auf ihren End wert; der Betrag der Feldstärke steigt in K + 1 Stufen treppenförmig an. Beim Empfang des Radarechos mit der gleichen Antenne tritt noch einmal eine Laufzeitverzerrung des Signals auf. Dadurch wird die Treppe auf 2 K + 1 Stufen erweitert, wie dies in F i g. 4 dargestellt ist. Die Stufenhöhe ist in der Mitte viel größer als an den Rändern. Bei reiner Ablenkung in Spaltenrichtung liegen die Mittelpunkte der Stufen auf einer Kurve Γ. die durch zwei quadratisch^ Parabeln 4 und 5 angenähert werden kann, die durch ein Geradenstück 3 miteinander verbunden sind. Die Scheitel der Parabeln liegen in den Endpunkten der Treppe. Die Gerade schneidet die Linien U = 0 und U = U₀ in den Punkten f, und r₂. Die Zeitdifferenz zwischen diesen Punkten
If₁ = u - f,

so!! als die praktische Einschwingzeit der Treppenkurve definiert werden. Sie ergibt sich aus der geometrischcn Betrachtung bei reiner Ablenkung in Spaltenrichtuna zu

zug verbunden werden, der abschnittsweise durch Gerade (GER), Parabel (PAR). Gerade. Parabel und wieder Gerade angenähert werden kann. Die Abszissen dieser Kurvenstücke sind unter sich etwa gleich iang. Nach dieser Näherung ergibt sich aus der Steigung der Tangente im steilsten Punkt der Kurve eine Einschwingzeit von

At₁, * 0,4(2K + 1)· T₀. (10)

Dieser lange Einschwingvorgang macht die Trennung der Echosignale von zwei räumlich dicht hintereinanderliegenden Zielen unmöglich. Als Aufiösungsgrenze soll nun die Entfernung Ir zweier Ziele definiert werden, bei der die Echosignale gerade um I f verschoben zurückkommen. Setzt man als Sendesignai einen kurzen Impuls voraus und nimmt an, daß keine größeren Störungen durch Einschwingvorgänge im Empfänger oder Rauschen auftreten, dann ist im Mittel die Einsattelung zwischen zwei gleich großen Signalen, die um If gegeneinander verschoben sind, gerade 50% der Maximalamplitudc. Im folgenden sollen zwei Signale als getrennt erkennbar (auflösbar) bezeichnet werden, wenn ihre Mitten um 1 ί oder eine größere Zeit voneinander entfernt sind.

Bei vertikaler Ablenkung ist, wenn der Wert von K nach Gleichung (3) eingesetzt wird.

If₁, = 0,6 (2 K + I)T₀ = 0,6 (M · cos I) + I)T₀ .

Die Ausdehnung h der Antenne in Richtung der Spalten war

If₁. * 0,6 (2 K + I)- T₀.

(9) h = M ■ d„ = M ■ ^- = M ■ ^4r- .

Damit ist die Einschwingzeit

Dabei ist T₀ die Schwingungsdauer des Hochfrequenzsignals. Die Kurve Tür die doppelte Betriebsfrequenz ist mit 2' bezeichnet.

Bei schräger Auslenkung (d. h. in Zeilen- und Spaltenrichtung) des Strahles wird die gesamte Dauer des Einschwingvorgangs gegenüber den vorher behandelten Fällen vergrößert, weil sowohl cos υ als auch cos 7 von Null verschieden sind. Dadurch wird K nach Gleichung (3) und folglich die Länge der Treppe größer.

Das ist in F i g. 5 gezeigt. Hier wurde eine Rieht- so antenne mit je 10 Zeilen und Spalten, also insgesamt 100 durch Kreise angedeuteten Einzelstrahlern, angenommen. Als Auslenk winkel wurden 7 =60 und iV = 60 gewählt. In F i g. 5 sieht man den Verlauf der Wellenfronten W bei der Aufsicht auf die Antenne. An dem Ort der Linien W erreicht der Umweg ganzzahhge Vielfache der Wellenlänge. Daher erhöht sich dort ic um Eins. Zu den hohen und niedrigen Werten von k gehören nur die wenigen Elemente in den Ecken der Richtantenne. Daraus ergibt sich die in F i g. 6 gezeigte ungleichmäßige Steigung der Einschwingtreppe am Ort des Zieles.

Wenn das am Ziel reflektierte Signal wieder empfangen wird, so ergibt sich als Klemmenspannung der Antenne eine Treppenkurve 1", deren erste und &s letzte Stufen so klein sind, daß sie auf der Zeichnung in F i g. 7 nicht mehr zu erkennen sind. Die Mittelpunkte der Stufen können hier durch einen Kurvcn-Ir₁. = 0,6 (-----cosfl + T₀V (11

Dem entspricht nach der oben gegebenen Definition eine F.ntfernungsauflösung von

1r_c = yc· Ir_n.

= 0.6 (h ■ cos » + '%\ (12)

Also ist

bei Ablenkung in Richtung der Spalten. Bei Ablenkun des Antennenstrahles in Richtung der Zeile (ft = 90^Γ) um <f ergibt sich analog für die Entfernung« auflösung

\r_h = 0,6 fbcosq + > Y

(13)

Dabei ist h die geometrische Breite der Antenn Für die Entfernungsauflösung bei diagonal abgeleni tem Antennenstrahl (7 = ff) gilt entsprechend

Ir_- = 0.4 fhcosf + h ·cos fi + ~\.

(14)

Die Gleichungen (12) bis (14) lassen sich für eil quadratische Antenne (h = b) in eine geschlossei

Form umwandeln, mit der die Entfernungsauflösung bei beliebigen Winkelpaaren (7, ϋ) abgeschätzt werden kann

Ir

0,6 ■ /1

+ cos²//

Das Hntfernungs-Auflösungsvermögen der Phascd-Array-Antenne mit einem steuerbaren Umweg oder veränderbarem Phasenschieber in der Speiseleitung jedes Elementes liegt in der Größenordnung der Antennenabmessungen. Mit steigender Entfernungsauflösung (kleiner Antenne) nimmt gleichzeitig die Winkelauflösung nach

= 65' ■ —

(I Sl

■b. Das Produkt beider Auflösungen, die Fläche des Auflösungsviereckes

Λγ ■ Ar = 4O'^J ■ ;_Ό · \/cos²7 + cos²// (16)

ist daher von den Antennendimensionen (ft, /1) unabhängig. Eine Verkleinerung des Auflösungsvicrcckcs kann nur durch eine Erhöhung der Frequenz oder eine Verminderung des Abtast-Winkclbereichs erzielt werden.

Wenn die Entfernungsauflösung der Phased-Array-Antenne mit schmalbandigen Umwegleitungen voll ausgenutzt werden soll, darf die Einschwingzeit i t_e des nachgeschalteten Empfängers höchstens so groß sein wie die der Antenne /If.

Dem entspricht eine Bandbreite des Hochfrequenzkanals von

Durch Vergleich der Formeln (8) und (11) ergibt sich das Verhältnis

2-1/i.s =—;

0,9

1 T/..

(18)

wenn der Term mit T₀ vernachlässigt wird. Bei gleicher Einschwingdauer von Antenne und Empfänger

sind die entsprechenden Bandbreiten gleich

Bei voller Ausnutzung der Entfernungsauflösung kann die Antenne also ein Radarsignal »unverzerrt« übertragen. Meistens ist der geforderte Wert für die Entfernungsauflösung viel schlechter als der im Grenzfall erreichbare. Dann kann die Bandbreite des Radarsignals viel kleiner gemacht werden als die Bandbreite der Phased-Array-Antcnnc. Dadurch ist es möglich, mn der Antenne gleichzeitig mehrere Radarsignale auf benachbarten Frequenzen zu übertragen.

Wenn beispielsweise die Richtantenne eine Abmessung von r» = 5 A₀ und h = 5 Z₀ hat und cos 9 sowie cos 1* = 0.5 sind (#, _v = 60 ). so ist nach (14) die Entfernungsauflösung etwa \τ_Λ = 2,2 /₀. Bei den für derartige Richtantennen gebräuchlichen sehr kleinen Wellenlängen, z. B. im cm-Bereich, wird diese Entfernungsauflösung nicht benötigt, und es genügt eine Auflösung von z. B. 22 λ. Das Verhältnis zwischen geforderter Entfernungsauflösung und der mit der gegebenen Richtantenne erreichbaren Grenzauflösung hat in diesem Fall den Wert 10. Dies bedeutet, daß von dem Radargerät gleichzeitig maximal 10 frequenzmäßig verschiedene Radarsignale ausgesandt werden, können, wobei die Frequenzen dieser Radargeräte lediglich mindestens so weit unterschiedlich sein müssen, daü die zugehörigen Fchosignale noch getrennt verarbeitet werden können. Maßgeblich ist hierfür im wesentlichen die Selektivität der Radarempfanger. wobei zweckmäßig für jedes der Radarsignale ein eigener Empfänger vorgesehen ist. Mit Hilfe einer weiter unten näher beschriebenen Speiseeinrichtung ergibt sich die Möglichkeit. Haupt Strahlungen verschiedener Frequenzen in jeweils verschiedene Richtungen zu lenken. Dadurch kann der gesamte Erfassungsbereich der Richtantennenanordnung schneller auf Radarzieie untersucht werden. Außerdem ist es möglich, dieselbe Richtung nacheinander mit den verschiedenen Frequenzen abzutasten. Dadurch können Informationen über Ausdehnung und Form des Ziels erhalten werden. Es ist auch denkbar, mit den einzelnen frequenzmäßig unterschiedlichen Radarsignalen verschiedene Fntfernungsbereiche abzutasten und dadurch beispielsweise eine Aufteilung in nähere, mittlere und weiter entfernte Zonen durchzuführen.

Zweckmäßig wird die Zahl der frequenzmäßig verschiedenen Radarsignale etwas kleiner gewählt als das Verhältnis zwischen der geforderten Entfernungsauflösung und der erreichbaren Grenzauflösung. Der Grund hierfür liegt darin, daß Filter zur Trennung frequenzmäßig unmittelbar benachbarter Signale nicht realisierbar sind. Daher müssen zwischen den Frequenzbereichen der einzelnen Radarsignale unbenutzte Bereiche eingeschoben werden, innerhalb derer der Übergang der Filter vom Durchlaß- zum Sperrverhalten vor sich gehen kann.

In F i g. 8 ist als Ausführungsbeispiel der Erfindung eine einfache Richtantennenanordnung 110 dargestellt, welche mit insgesamt vier frequenzmäßig verschiedenen Radarsignalen arbeitet. Die Richtantenne besteht aus insgesamt 25 an einer Seite eines mit strahlungsundurchlässigen Trennwänden versehenen Kastens 18 angeordneten Einzeldipolen als Einzelstrahlern, welche von vier Hornstrahlern 11 bis 14 mit vier frequenzmäßig verschiedenen Radarsignalen beaufschlagt werden. Diese Radarsignale werden in Sendern Sl bis S 4 erzeugt und gelangen über Sende-Empfangs-Weichen SEi bis SE4 zu den Hornstrahlern 11 bis 14 Diese Sende-Empfangs-Weichen leiten die zurückkommenden Echosignale in bekannter Weise den Radarempfangern £1 bis EA zu. Der Abstand von den Hornstrahlern Il bis 14 und die seitliche Ausdehnung der Richtantennenanordnung 10 ist so gewählt, daß über den Kasten Ii hinaus möglichst keine Strahlung in den rechts vor der Richtantenne liegenden Raum gelangen kann.

Die Γ ir.zclstrahler der Richtantennenanordnung 10 welche hier in vertikaler Polarisation dargestellt sind werden im Sendebetrieb durch die frequenzmäßig verschiedenen Strahlungen der Hornstrahler 1 i bis H erregt und leiten ihre Empfangsspannung über Pha senschieber. welche die Signale zu den hinter den Kasten 18 liegenden Einzelstrahlem weitegeben wobei die Seitenflächen des Kastens ah. Trennwand« arbeiten und für Strahlung undurchlässig sind. Dei Einfachheit halber ist nur für den Eir.zelstrahler Ii der Phasenschieber 16 dargestellt: der zugehörig! Dipolstrahler rechts von der Außenwand des Kasten

18 ist mit 17 bezeichnet. Ls können rechts von der Außenwand des Kastens 18 ebenso viele Einzelstrahler angeordnet sein wie auf der linken Seite. Dann ist auch die Zahl der Phasenschieber gleich der Zahl der Einzelslrahler auf einer Seite des Kastens 18. Hs ist aber auch möglich, in bekannter Weise eine Verminderung der Zahl der Phasenschieber 16 und der Einzelstrahler rechts von dem Kasten 18 zu erreichen, indem mehrere Einzelstrahler auf der linken Seite des Kastens 18 kombiniert mit nur einem Phasenschieber und einem Einzelstrahler auf der rechten Seite zusammenarbeiten. Der einstellbare, vorzugsweise elektrisch gesteuerte Phasenschieber 16 erzeugt zusammen mit den zwischenliegenden Leitungsstücken die notwendige Phasenverschiebung für den Eiiizelsirahler 17, und zwar in der im Zusammenhang mit F i g. 2 erläuterten Weise (Schmalbandspeisung) zur Ablenkung und zur Fokussierung. Die von den Hornstrahlern Il bis 14 ausgehende Strahlung wird von den rechts vom Kasten 18 angeordneten Strahlern (z. B. Strahler 17) mit der erforderlichen Phasenverschiebung abgestrahlt und gelangt nach der Reflexion an einem Ziel wieder zu diesen Strahler zurück, läuft nochmals über die zwischen-Hegenden Phasenschieber (z. B. 16). wird von den zugehörigen Einzelstrahlern (z. B. 15) abgestrahlt und gelangt zu den einzelnen Hornstrahlern 11 bis 14. Diese sind in ihren Hauptstrahlungsrichtungen zweckmäßig um einen gewissen Winkel « gegeneinander geneigt. Dadurch wird erreicht, daß die Strahlungsdiagramme, die von den einzelnen Hornstrahlern 11 bis 14 herrühren, ebenfalls gegeneinander versetzt sind. So ist es möglich, die Phased-Array-Antenne, die einen beträchtlichen Teil der Gesamtkosten des Geräts ausmacht, besser auszunutzen.

Die vier frequenzmäßig verschiedenen Strahlungskculen Wa bis 14a. die dabei entstehen, sind in F i g. 9 dargestellt. Dabei rührt die Keulella vom Sender Sl und dem Hornstrahler 11, die Keule 12a vom Sender S2 und vom Hornstrahler 12 her. Die Keulen 12 a und 14« liegen räumlich vor den Keulen Πα und 13a; insgesamt bilden die Keulen eine Art Vierbeinanordnung. Die Ausleuchtung der Riehtantenne 10 ist besonders günstig, wenn die Hauptstrahlungsrichtungen der Hornstrahler 11 bis 14 au! deren Zentrum gerichtet sind. Besonders zweckmäßig ist es, wenn die einzelnen Radarsignale gepulste Signale sind. Es kann aber auch vorteilhaft sein, wenr die einzelnen Radarsignale mit Rauschen modulier sind und die Auswertung der Echosignale unter An wendung von Korrelationsverfahren erfolgt. In vieler Fällen, vor allem bei der überwachung großer Ent fernungsbereiche. kann es zweckmäßig sein, wem die einzelnen Radarsignale mit unterschiedliche! Leistungen abgestrahlt werden. Die leistungsschwä cheren Radarsignale können dann bevorzugt für dei Nahbereich, die leistungsstärkeren Radarsignale Iu den Fernbereich herangezogen werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radargerät mit einer Richtantenne, die aus einer Vielzahl gespeister Einzelstrahler zusammen· gesetzt ist und bei der die Einzelstrahler von einer <, zentralen Speiseeinrichtung aus über in einem Bereich zwischen 0 und 360° einstellbare Phasenschieber derart versorgt sind, daß die maximale Summe aller Beträge der Phasenunterschiede zwischen benachbarten Speiseleitungen bei der Strahl- Schwenkung 360° bei weitem übersteigen würde, wobei von dem Radargerät gleichzeitig mehrere Radarsignale mit mindestens so weit unterschiedlichen Trägerfrequenzen ausgesandt werden, daß die zugehörigen Echosignale noch getrennt verarbeitet werden können, dadurch gekennzeichnet, daß unter an sich bekannter Weglassung aller Vielfachen yon 360° bei der Phasen-Verschiebung die Zahl der frequenzmäßig verschiedenen Radarsignale möglichst nahe bei einem Wert gewählt ist, welcher durch das Verhältnis zwischen der als Systemparameter Tür das betreffende Radargerät (S, SE, E) vorhandenen Entfernungsauflösung und der mit der gegebenen Richtantenne (10 bis 14) noch erreichbaren, durch das um die weggelassenen Vielfachen von 360° phasenverschobene Eintreffen der von den verschiedenen Einzelstrahlcrn stammenden Radarsignale am Ziel bedingten Entfernungsauflösung gegeben ist. _}0

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Radarsignale in verschiedene Richtungen abgestrahlt sind.

3. Radargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Radarsignale gepulste Signale sind.

4. Radargerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Radarsignale mit Rauschen moduliert sind und die Auswertung der Echosignale unter Anwendung von Korrelationsverfahren erfolgt.

5. Radargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Radarsignale mit unterschiedlichen Leistungen abgestrahlt werden.

6. Radargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß für jedes Radarsignal ein eigener Sender (Sl bis S4) und/ oder ein eigener Empfänger (El bis £4) vorgesehen ist.

7. Radargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein aus strahlungsundurchlässigen Außenwänden zusammengesetzter Kasten (18) vorgesehen ist, der an zwei gegenüberliegenden Außenwänden Einzelstrahler (15, 17) in Form von Dipolen aufweist, die über im Inneren des Kastens (18) angeordnete Phasenschieber (16) miteinander verbunden sind und die über eine der Zahl der Radarsignale entsprechende Zahl von Hornstrahlcrn (11 bis 14) angeregt werden, derart, daß jedem Hornstrahler ein Sender (Sl bis S4) und ein Empfanger (£1 bis £4) sowie eine Scnde-Empfangs-Weiche (SJEl bis SE4) zugeordnet ist.

8. Radargerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Hornstrahler (11 bis 14) mit ihren Hauptstrahlungsrichtungen gegeneinander geneigt sind.

9. Radargerät nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Hornstrahler (11 bis 14) so angeordnet sind, daß die Richtantenne möglichst gleichmäßig ausgeleuchtet ist.