DE1762313C3 - Kodierer in Kaskadeschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Kodierer in Kaskadenschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Es ist ein schneller Kaskadenkodierer bekannt (US-PS 31 88 624), bei dem zwischen je zwei Stufen Abfrage- und Halteschaltungen vorgesehen sind, die impulsformend wirken. Des weiteren ist die Kompensation des Obergangsverhaltens eines Verstärkers, der das Verhalten eines Verzögerungssystems erster Ordnung aufweist, mit Hilfe einer sogenannten Versteilerungsspule bekannt (S t e i η b u c h, Taschenbuch der Nachrichtenverarbeitung, 1962, Seiten 170 und 171). Dabei geht es aber darum, den Endwert auf dem Wege eines Kompromisses einerseits möglichst schnell und andererseits möglichst wenig fehlerhaft behaftet zu erreichen. Es darf hier also die Induktivität nicht so groß gemacht werden, daß merkliche Überschwinger auftreten.

Die Anstiegszeit der Schaltungseinheit bis zum Erreichen des korrekten Wertes erfordert eine beträchtliche Zeitspanne, und zwar wegen der Frequenzcharakteristik des in der Schaltungseinheit od. dgl.

verwendeten Elementes, und diese Zeitspanne wird um so langer in einer Schaltungseinheit in einer höheren Stufe, als diese Stufe leichter durch die vorangegangene Stufe beeinflußt wird. Aus diesem Grunde ist es in den

s üblichen Kodierern in Kaskadeschaltung erforderlich, die Betriebszeiten aller Stufen gleich der der letzten

Stufe zu machen, und dementsprechend erfordert der Kodiervorgang eine erhebliche Zeit Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen

Kodierer in Kaskadeschaltung, bestehend aus einer Anzahl von in Kaskade geschalteten Schaltungseinheiten, die je aus einer Vergleichsschaltung, gegebenenfalls einer Gleichrichterschaltung, einer Vorspannungssummierschaltung und einem Verstärker bestehen, derart aufzubauen, daB der Kodiervorgang in möglichst kurzer Zeit ausgeführt werden kann. Zur Lösung dieser Aufgabe besteht die Erfindung in der Verbindung der kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs L Durch diese Ausbildung wird verhindert, daB die einer Stufe eingespeiste Eingangsschwingung von der vorangegangenen Stufe ungünstig beeinflußt wird, und es wird möglich, die Betriebszeiten aller Stufen gleich der der ersten Stufe zu machen, und damit kann ein Hochgeschwindigkeits-Kodierer verwirklicht werden.

Durch die Erfindung kann ferner die Geschwindigkeit mit der der korrekte Wert erreicht wird, schneller erreicht werden, indera die Kennlinie des Verstärkers in jeder Schaltungseinheit verändert wird und indem in dem Moment abgefragt wird, in dem der korrekte Wert erreicht wird.

Durch die Erfindung wird ferner das Abfragen erleichtert, da gewährleistet wird, daß eine gleichförmige Charakteristik verfügbar ist, nachdem die Ausgangsspannung der Schallungseinheit bereits zu einem früheren Zeitpunkt den korrekten Wert erreicht

Allgemein gesprochen betrifft die Erfindung einen Kodierer, und insbesondere einen Kodierer in Kaskadeschaltung, der zur Analog-Digital-Umsetzung od. dgL in Impulskodemodulations-Kommunikations-Systemen

oder -Fernmeßsystemen verwendet wird.

Übliche Kodierer dieser Art sind aufeinanderfolgende rückgekoppelte Vergleichskodierer, Kodierer vom Zähltyp, Kodierer mit einer Impulskodierröhre und der Kodierer in Kaskadeschaltung. Von diesen Kodierern sind der Kodierer mit Impulskodierröhre und der Kodierer in Kaskadeschaltung am besten für Hochgeschwindigkeitskodieren geeignet Der Kodierer mit Impulskodierröhre, bei dem der Elektronenstrom in der Elektronenröhre verwendet wird, weist jedoch den

so Nachteil auf, daß eine heiße Kathode benötigt wird, mit der thermisch Elektronen erzeugt werden und daB eine Hochspannungsquelle benötigt wird, um die Elektronen zu beschleunigen; weiterhin ist die Lebensdauer relativ klein. Aus diesem Grunde kann ein Hochgeschwindig keitskodieren mit integrierten Schaltungen nur mit einem Kodierer in Kaskadeschaltung erreicht werden. Ein Kodierer in Kaskadeschaltung besteht aus Schaltungseinheiten in den einzelnen Stufen mit ihnen zugeordneter Nummer, die gewisse, festgelegte Ein gangs-Ausgangs-Kennlinien haben, die in Kaskade geschaltet sind, wobei von jeder Siufe ein Kodeausgang T oder 0 erhalten wird; dieser Kodierer hat jedoch den Nachteil, daß die Hochgeschwindigkeitskodierung um so schwieriger wird, je größer die Anzahl der

hj Kodestellen wird. Durch diese Erfindung wird ein Kodierer in Kaskadeschaltung verfügbar gemacht der diesen Nachteil nicht aufweist.

Die Erfindung soll an Hand der Zeichnung näher

erläutert werden; es zeigen

Pig, I und 2 Blockschaltbilder von herkömmlichen Kodieren) in Kaskadcschaltung,

F i g. 3 ein Blockschaltbild eines Kodierers,

F i g. 4 ein Schaltbild eines Impulsformers für einen Kodierer nach F i g, 3,.

F i g. ö den zeitlichen Verlauf der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung einer Schaltungseinheit, des Abfrageimpulses und der an die nächste Stufe abgegebenen Spannung in ihrer zeitlichen Zuordnung,

F i g. 6 schematisch die Amplitude der Ausgangsspannung eines Verstärkers in Abhängigkeit von der Zeit bei Beaufschlagung mit einer Sprungfunktion (Ansprechverhalten),

Fig.7 das Ansprechverhahen verbesserter Verstärker,

F i g. 8 Ersatzschaltbilder für verbesserter Verstärker,

Fig.^ Frequenzkennlinien von Verstärkern nach Fig. 8,

F i g. 10 das ImpulsübertragungsverhaJten eines verbesserten Verstärkers,

Fig. II und 12 das Ansprechverhalten eir?ss verbesserten Verstärkers und

F i g. 13 ein ausführliches Schaltbild eines Verstärkers; mit dem Verhalten nach F i g. 12.

Ein üblicher Kodierer in Kaskadeschaltung ist gemäß F i g. 1 oder 2 aufgebaut F i g. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Kodierers für das normale binäre System und: Fig.2 ein Blockschaltbild eines Kodierers für das. reflektierte Binärsystem. In F i g. 1 sind mit DLi, DLt analoge Verzögerungsleitungen bezeichnet, die die erforderliche Verzögerungszeit haben, Q, Ci Vergleichsschaltungen, A\, A₂ Verstärker mit einem Verstärkungsfaktor 2, Si, Si Schalter, die von den Vergleichsschaltungen Q, C₂ gesteuert werden, AD₁, ADi Addierer, E Vorspannungsquellen, In den Eingang für impulsamplituderimodulierte Signale und 1, 2 Ausgangsklemmen für impulskodemodulierte Impulse.

Diese Schaltungen arbeiten wie folgt In der Vergleichsschaltung C wird zunächst das Vorzeichen des bei In eingespeisten impuisamplitudenmodulierten Impulses untersucht und wenn das Vorzeichen positiv ist wird ein impulskodemcdulierter Impuls an der Ausgangsklemme 1 erzeugt und der Schalter S\ geschlossen, so daß im Addierer AD\ dem impulsamplitudenmodiiiierten Impuls eine negative Vorspannung hinzugefügt wird, der in der Verzögerungsschaltung DL\ um eine geeignete Zeit verzögert ist Wenn in der Vergleichsschaltung C₁ festgestellt wird, daß das Vorzeichen negativ ist C leibt der Schalter $ offen. Die Amplitude des impuisamplitudenmodulierten Impulses, der die Eezugsspannung entgegengesetzter Polarität hinzugefügt worden ist oder nicht je nach Lage des Falles, wird im Verstärker A\ verdoppelt, und dann wird der impulsamplitudenmoduüerte Impuls zur Verzögerungsleitung DLi und der Vergleichsschaltung Ci in der nächsten Stufe geleitet Diese nächste Stufe arbeitet auf genau die gleiche Weise wie die vorangegangene Stufe und schickt durch die Ausgangsklemme 2 einen zweiten Impuls. Bei dem Kodierer nach F i g. 1 werden so viele Schaltungseinheiten dieser Art in Kaskade geschaltet daß ihre Anzahl gleich der Stellenzahl des Kode ist

Fig.2 zeigt einen Kodierer für das reflektierte Binärsystem. In F i g. 2 wird wieder die Eingangsklemme für den impulspmplitudenmodulierten Impuls mit In bezeichnet mit 1, 2, 3 ... die Impulskodemodulations-Ausgangsklemmen, Cu Q Vergleichsschaltungen, R\, Ri Gleichrichter, mit denen die Polaritäten der Analogimpulse einheitlich in eine bestimmte Richtung gebracht werden, A\, Ai Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor 2, AD], ADi Addierer und £Vorspannungsquel!en. Diese Schaltung arbeitet wie folgt Die Polarität eines in Klemme In geschickten impuisamplitudenmodulierten Impulses wird in der Vergleichsschaltung C, bestimmt, und wenn die Polarität beispielsweise positiv ist wird an der Ausgangsklemme 1 ein impulskodemodulierter Impuls erzeugt Auf der anderen Seite werden

ίο die ankommenden impuisamplitudenmodulierten Impulse auch zum Gleichrichter R\ geschickt und dort gleichgerichtet so daß sie alle beispielsweise negative Polarität haben können. Anschließend wird der impulsamplitudenmodulierte Impuls zu der positiven

Ii Vorspannung addiert deren Wert gleich dem halben maximalen Amplitudenpegel ist und zwar im Addierer Λ Α-(Wenn die Polaritäten der impuisamplitudenmodulierten Impulse vom Gleichrichter alle positiv gemacht werden, wird die Polarität dieser Vorspannung negativ.) In Zahlenwerten ausgedrückt wenn e'er impulsamplitudenmodulierte Impuls zwischen +SV und —8 V liegen kann wird die Vorspannung +4 V. Anschließend wird die Amplitude des analogen Impulses, zu dem die Vorspannung addiert worden ist, im Verstärker A\ verdoppelt und der Impuls wird zur zweiten Stufe weitergeführt In der zweiten Stufe wird die Polarität wieder in der Vergleichsschaltung Ci festgestellt und wenn die Polarität positiv ist wird ein impulskodemodulierter Impuls »1« durch Klemme 2 nach außen geschickt während bei negativer Polarität der Wert »0« abgegeben wird. Dieser Analogimpuls wird, wie im Falle der ersten Stufe, durch die Gleichrichterstufe Ri, den Addierer ADi und den Verstärker A₂ geschickt und weiter zur dritten Stufe geleitet Auf diese Weise kann ein reflektierter Binärkode erhalten werden.

Da das Frequenzband des Verstärkers in jeder Schaltungseinheit endlich ist ist das Ansprechverhalten auf den Eingangsimpuls bei einem üblichen Kodierer in Kaskadeschaltung, wie er oben beschrieben ist unvoll kommen, und aus diesem Grunde wird die Anstiegscha- rafcteristik des Ausgangsimpulses der Schaltungseinheit verschlechtert Weiter hat eine Schaltungseinheit eine Gleichrichterfunktion, um reflektierte Binärkode zu erhalten, und eine Spannungsverschiebefuiiktion, um einen normalen Binärkode zu erhalten, und aus diesen Gründen zeigt die Schaltungseinheit ein kompliziertes Ansprechverhalten auf einen Eingang, dessen Anstiegscharakteristik gemäß obiger Beschreibung verschlechtert worden ist Der Spannungsverlauf des Eingangsso signals für eine höhere Stufe wird durch die vorangegangenen Stufen beeinflußt, und deshalb wird eine längere Zeitspanne benötigt als in der vorangegangenen Stufe, um am gleichen Teil des Impulses anzukommen. Wenn die Zeitspanne, die dazu benötigt wird, mit einem zulässigen Fehler vom Anstieg iines Impulses bis zu dem vorgegebenen Schwellwert zu kommen, als Einstellzeit bezeichnet wird, so muß die Haltezeit die vom Eingangs-Halteimpuls gefordert wird, größer se^::i als die längste Einstellzeit der einzelnen Stufen. Darauf ist der Nachteil des üblichen Kodierers zurückzuführen, daß die Arbeitsgeschwindigkeit gering ist In einer Kaskadeschal;ung wird im allgemeinen die Einstellzeit in den höheren Stufen größer, wenn der zulässige Kodierfehler abgeglichen wird und die Keni.iinien der Schaltungseinheiten alle gleich sind. Wenn beispielsweise der zulässige Fehler gleich 5% der letzten Quantisierstufe gemacht wird, und die konstante Zeitspanne, die für den Anstieg des

Verstärkers einer Schaltungseinheil benötigt wird, zu drei Nanosekunden gemacht wird, bei Kodierung in einem 9stelligen reflektierten Binärkode, wird die Einstellzeit der ersten Stufe gleich 16 Nanosekunden und die der neunten Stufe 33 Nanosekunden. Dementsprechend muß die Haltezeit des Eingangsimpulses in diesem Falle größer werden als 33 Nanosekunden.

Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform, mit der eine 9stellige Kodierung durchgeführt werden kann. Die dritte bis achte Stufe sind in der Zeichnung weggelassen. Mit 111, 121 ... 191 sind Schaltungseinheiten ähnlich den in üblichen Kodierern in Kaskadeschaltung benutzten bezeichnet, mit 114, 124 ... 194 Analoglmpuls-Eingangsklemmen, mit 116, 126 ... AnalogTmpuls-Ausgangsklemmen und mit 115, 125 ... 195 PCM Impuls-Ausgangsklemmen. Mit 112, 122 ... 183! sind Impulsformer bezeichnet, von denen jeder die Impulsspannung abfragt, wenn der Ausgangsimpuls der versrigegsngener! Si'jfe sisbi! innerhalb des zulässigen Fehlers wird, und diese Impulsspannung hält und den gehaltenen Impuls an die Eingangsklemme der folgenden Stufe schickt. Das Schaltbild dieses Impulsformers ist in F i g. 4 dargestellt; dort sind mit Di ... O» Dioden bezeichnet, die eine abgeglichene Brückenschaltung bilden, mit C₂ ein Spannungshaltekondensator, und mit A ist ein Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz bezeichnet. R\ und Ci bilden einen Kreis, mit dem eine Gegenspannung auf die Dioden der Brückenschaltung gegeben wird, wenn kein Abtastimpuls vorliegt, und mit 7~i ist ein Transformator bezeichnet, mit dem ein zu einem geeigneten Zeitpunkt gegebener Zeitabgabeimpuls in ein Signal umgewandelt wird, mit dem die Brücke aus den Dioden D\ ... Di in einen Gleichgewichtszustand getrieben wird. In F i g. 3 sind mit 110, 120 ... 180 Eingangsklemmen für Taktimpulse bezeichnet, die zum Abfragen und Impulshalten benötigt werden. Mit 113, 123 ... 183 sind Analog-Verzögerungsschaltungen bezeichnet, mit denen die impulskodemodulierten Ausgänge der einzelnen Stufen um die erforderlichen Zeitspannen verzögert werden, wenn ein impulskodemodulierter Kode in Reihe abgegeben wird. Die Eingangsklemme des Kodierers ist mit 114 bezeichnet und die Ausgangsklemme für den impulskodemodulierten Kode mit 199. Als Beispiel soll die Bildung eines reflektierten Binärkode unter Verwendung der dargestellten Schaltung beschrieben werden. Die Polarität des durch die Klemme 114 eingespeisten impulsamplitudenmodulierten Impulses wird mit der Schaltungseinheit 111 bestimmt (ähnlich der Schaltungseinheit nach der F i g. 2) und der kodierte Ausgang der ersten Stelle wird durch Klemme !!"> abgegeben; gleichzeitig wird der Eingangsimpuls doppeiweggleichgerichtet und eine passende Vorspannung hinzugefügt, und dann wird eine Verstärkung um den Faktor 2 mit Phaseninversion durchgeführt und die sich so ergebende Ausgangsspannung wird an Klemme 116 abgegeben. Im allgemeinen ist ein impulsampütudenmodulierter Eingangsimpuls ein nahezu idealer Rechteckimpuls, aber weil die Frequenzkennlinie der Schaltungseinheit endlich ist und der Doppelweggleichrichter eine nicht lineare Schaltung ist, werden in der Anstiegs- und Abstiegsflanke des Ausgangsimpulses Verzerrungen durch die Verarbeitung in der Schaltungseinheit hervorgerufen, und dementsprechend kann der Ausgangsimpuls kein Rechteckimpuls sein. Diese Verzerrungen erhöhen das Quantisierungsrauschen in der foigenden Stufe, und um diesen ungünstigen Einfluß herabzusetzen, wird deshalb der Ausgangsimpuls in eine Impulsformerstufe 112

(Fig. 4) geführt und dort in einen nahezu idealen Rechteckimpuls umgeformt, und zwar durch einen Abfragevorgang, der im folgenden beschrieben wird.

Ein Impuls kann geformt werden, wenn der Wert der Spannung oder des Stromes des Ausgangsimpulses einer Schaltungseinheit den Idealwert ausreichend nah erreicht hat, die Spannung oder der Strom abgefragt wird und dann für die erforderliche Zeitspanne gehalten wird. Dieser Abfragemoment der Abfragcschaltung wird durch den Taktimpuls von Klemme 110 festgelegt. Der geformte Impuls wird der Schaltungseinheit 121 der zweiten Stufe zugeführt, wo er in ähnlicher Weise wie in der Schaltungseinheit 111 der ersten Stufe und den Impulsformer 112 weiterverarbeitet wird, und diese Weiterverarbeitung wird in den folgenden Stufen und Impulsformern wiederholt, bis die Schaltungseinheit 191 der neunten Stufe erreicht ist und damit ein 9'stelliger Kode erzeugt worden ist. In der Zeit vom Eintreten des imniiUamnlitiirlenmodiilicrien Impulses zur Eineanesklemme 114 bis zur Ankunft des Impulses an der Eingangsklemme 194 der Schaltungseinheit der neunten Stufe ist die Verzögerung des Impulses in jeder Stufe gleich der Summe der Verzögerungszeiten, die durch die Schaltungseinheit und die Zeitspanne bewirkt ist, die vom Anstieg des Impulses im Impulsformer bis zum Abfragen entsteht. Wenn also die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitungen 113, 123 ... 183 etwas kürzer gewählt riird, als der Verzögerungsimpuls in jeder Stufe dauert, ist es möglich, an Klemme 199 ein in impulsmodulierten Reihenkode kodiertes Signal zu erhalten, bei dem zeitlich die höchste Stelle vor der niedrigsten Stelle auftritt.

Der Betrieb des Impulsformers soll in Verbindung mit F i g. 5 beschrieben werden, in der in Betrieb auftretende Spannungsverläufe dargestellt sind, und zwar am Beispiel eines Kodierers für den reflektierten Binärkode. In Zeile 1 ist der Spannungsverlauf von Eingangsimpulsen dargestellt, die an die Schaltungseinheiten über die Klemmen 114, 124 ... gemäß Fig. 3 gegeben werden. Eine Schaltungseinheit in einem Kodierer für den reflektierten Binärkode enthält einen Doppelweggleichrichter, legt Vorspannung an und verdoppelt durch Verstärkung, und wenn also eine Eingangsspannung gemäß Zeile 1 an die Schaltungseinheit gegeben wird, ergibt sich eine Ausgangsspannung gemäß Zeile 2. Die Vertikalachsen in F i g. 5, Zeilen 1 .. 4 zeigen den Amplitudenwert, und die Maximalamplitude liegt bei ±Vm; die Abszissen zeigen das Nullpotential an, und die unterbrochene Linie zeigt den Fall. daO die erwähnte Funktion in idealer Weise gezeigt wird während die ausgezogene Linie den tatsächP her Spannungsverlauf infolge des Ansprechverhaltens zeigt den in Beziehung zur Frequenzkennlinie der Verstärket bestimmt worden ist. Zeile 3 zeigt Abfrageimpulse, die durch das Abfragen in dem Moment verfügbar werden in dem die Spannungsverläufe gemäß Zeile 2 sich innerhalb des zulässigen Fehlers befriedigend eingestellt haben. Zeile 4 zeigt die Impulse, die durch Aushalten der Abfrageimpulse gemäß Zeile 3 mil zugehöriger Impulslänge verfügbar werden, und diese Impulse gemäß Zeile 4 werden in die Schaltungseinheil der folgenden Stufe eingegeben, und im Anschluß darar wird die gleiche Verarbeitung wiederholt, bis die letzt« Stufe erreicht worden ist. Wenn die Phase der Impuls« nach F i g. 5, Zeile 1, mit der Z^ile 4 verglichen wird, is zu erkennen, daS eine Phasenverzögerung fasi gleiche! Impulslänge durch den Impulsformer erreicht wird. Da: zeigt, daß die Stellenimpulse von den Schaltungseinhei

17 e>2

ten til, 121 ... 191 gemäB I i g. 3 gleiche Phasenverzögerungen haben, und aus diesem Grunde werden /wischen die Schaltungseinheitcn Verzögerungselemente oder -leitungen eingesetzt, so daß die Phasenverzögerungen der Stellenimpulse korrigiert werden können und der Ausgangskode in den richtigen Zeitintervallen erhalten werden kann. Mit 113, 123 ... 183 sind in F i g. 3 Verzögerungselemente bezeichnet, die zu diesem Zweck eingesetzt worden sind, und 199 ist der Ausgang für den Kode.

Wie bereits erwähnt ist, ist die Einstellzeit jeder Stufe immer kürzer als die Einstellzeit einer Stufe in dem Falle, daß kein Impulsformer vorgesehen ist. Es ist deshalb nicht erforderlich, daß die Impulsbreite des F.ingangsimpulses für die Kodierer langer ist als die Summe aus der Einstellzeit der ersten Stufe und einer Zeitspanne, die zum Abfragen des Eingangssignals erforderlich ist. Glücklicherweise kann die Abfragung innerhalb einer sehr kurzen Zeitspanne durchgeführt werden.

In einem Kodierer in Kaskadeschaltung kann das Kodieren mit höherer Geschwindigkeit durchgeführt werden, wenn kürzere Impulslängen verwendet werden, und in diesem Sinne kann der Kodierer dazu verwendet werden, mit höherer Geschwindigkeit zu kodieren als es mit einem üblichen Kodierer möglich ist, bei dem Schaltungseinheiten, ähnlich wie sie verwendet werden, einfach in Kaskade geschaltet sind.

Die Verbesserung bezüglich einer höheren Arbeitsgeschwindigkeit durch die Verwendung des Systems wirkt sich in Kodierern mit großer Stellenzahl stärker aus als in Kodierern mit kleiner Stellenzahl. Weiterhin können Impulsformer entweder jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Stufen eingesetzt werden oder zwischen jeden zweiten Übergang zwischen zwei Stufen oder größeren Intervallen. Die Erfindung kann auch nicht nur bei Binär-Kodierern, sondern auch bei Kodierern für andere Zahlensysteme verwendet werden. Wenn das Abfragen durch die Impulsformer in idealer Weise in dem beschriebenen Beispiel für einen 9stelligen Kodierer für den reflektierten Binärkode verwirklicht werden kann, kann die Kodiergeschwindigkeit durch die Erfindung nahezu verdoppelt werden.

In einem Kodierer in Kaskadeschaltung, bei dem Abfrageschaltungen zwischen den Schaltungseinheiten vorgesehen sind, wie oben beschrieben worden ist, wird die Eingangsspannung oder der Eingangsstrom für die Schaltungseinheit einer bestimmten Stufe nur durch den Wert der Ausgangsspannung des Ausgangsstroms von der Schaltungseinheit der vorangehenden Stufe festgelegt, und zwar im Moment des Abfragens, und deshalb kann das Kodieren nur durchgeführt werden, wenn der Wert zum Zeitpunkt des Abfragem ausreichend nahe am Idealwert liegt, selbst wenn die Werte zu anderen Zeitpunkten gegen den Idealwert verschoben sind. Wenn also das Frequenzband des Verstärkers konstant ist kann ein Kodieren bei höherer Geschwindigkeit dadurch verwirklicht werden, daß dafür gesorgt wird, daß der vom Verstärker auf einen Impuls hin abgegebene Spannungsverlauf früher den Idealwert erreicht, und wenn die Geschwindigkeit nicht mit dem Spannungsverlauf in Beziehung steht, nachdem der Idealwert erreicht ist Bei einem Hochgeschwindigkeitskodierer wird den Verstärkern ein charakteristisches Einschwingverhalten erteilt mit dem es möglich ist den Idealwert in den Schaltungseinheiten eines Kodierers in Kaskadeschaltung früher zu erreichen.

Die Kennlinie eines Verstärkers in einer Schaltungseinheit eines Kodicrcrs in Kaskadeschaltung kann durch Kreise geringfügig verändert verden, dk an die beiden Seiten des Verstärkers angeschlossen werden, das charakteristische Einschwingvcrhalten des Verstärkers -, wird jedoch grundsätzlich curch den Aufbau des Verstärkers selbst festgelegt. Verschiedene Arten von Halbleiter- Verstärkerelementen, wie Transistoren, Verstärkerelemente wie Vakuumröhren, oder andere Verstärkerelemente werden ah Verstärker verwendet,

ίο die Verstärkung fällt jedoch mit höherer Frequenz, gleichgültig, welches Verstärkungselement verwendet wird. Mit anderen Worten, es z;ibt eine Grenze für die Frequenzbandbreite des Verstärkungselementes. Aus diesem Grunde erfordert der Anstieg eine endliche

r, Zeitspanne bei der Verstärkung des Abfrageimpulses. Das soll beispielsweise in Verbindung mit einem Transistor als Verstärkerelement erläutert werden.

Für die Darstellung soll angenommen werden, daß der Verstärkungsfaktor im hochfrequenten Teil eines

.'(i Transistorverstärkers durch die sogenannte Aipha-Grenzfrequenz beeinflußt wird. Der Verstärkungsfaktor kann auch durch andere Einflüs >e festgelegt werden, das beschriebene Prinzip trifft jedoch auch auf alle anderen Fälle zu. Der Verstärkungsfaktor A kann ausgedrückt

_>-, werden als

A =

I +

S ' 2-fo

worin 5 als Operator oder Freeiienzparatneter bezeichnet wird, /ο die Alpha-Grenzlrequenz ist und k eine positive reelle Konstante ist die· beispielsweise zu etwa 2 gewählt wird. Das Ansprechverhalten der Ausgangsspannung des Verstärkers bei Beaufschlagung mit einer Sprungfunktion a S(t) ist in F i g. 6 dargestellt (a ist die Höhe des Sprungs, und S(t) ist «lie Einheits-Sprungfunktion). Wie sich aus F i g. 6 und der Durchrechnung der Gleichung (1) ergibt, ist das Kinschwingverhalten des Verstärkers auf Grund der Spn ngfunktion

- e

2 rhi

Es wird also theoretisch ein: unendliche Zeitspanne dazu benötigt, den eingeschwungenen Zustand zu erhalten, tatsächlich wird jedoch ein ungefährer Wert innerhalb einer endlichen Zeitspanne erreicht der für praktische Zwecke ausgeweitet werden kann. Ein Verzögerungssystem erster Odnung (first-order lag system), das bisher häufig verwendet worden ist soll als Beispiel beschrieben werden. In diesem Falle ist in Glexhung (1) Jt= 2. Die Zeitspanne, die erforderlich ist, damit der Ansprechwert auf uinen Sprang den Wert erreicht der gegen den Idealvßrt um 1% versetzt ist kann ausgedrückt werden als

147
2/Γ

worin Jo, wie sich auch aus Gleichung (1) ergibt die Frequenz ist bei der die Verstärkung des Verstärkers um 3db verringert ist Wenn diese Frequenz bei 100 MHz liegt ergibt sich Ij=0,735 χ 10-" gemäß Gleichung (3), und das bedeutet, daß ebne Zeitspanne von 735 Nanosekunden benötig wird. Wie sich aus dem gleichen Beispiel ergibt ist em Transistor mit einer Alpha-Grenzfrequenz von lOGO MHz erforderlich, um einen Verstärker zu erhalten, dre· eine Verzögerungszeit

809 634/4:

von 0.73.¹) Nanosekunden hat, wenn ein Fehler von 1% zulässig ist. Es ergibt sich also zwangläufig eine Zeitverzögerung und dementsprechend eine Begrenzung der Kodiergeschwindigkeit.

Eine Möglichkeit zur Erhöhung der Kodicr-Grcnzgeschwindigkeit besteht darin, den Verstärkungsfaktor k im niederen Frequenzbereich etwas größer als ir =2 zu machen, d.h. beispielsweise k— 2,02. Unter diesen Umständen kann nahezu der Idealwert durch Verwendung des Wertes von to in Gleichung (3) erreicht werden. Der ungefähre Wert von 1% kann erreicht werden innerhalb einer Zeitspanne von

Ί —

1.24
2/o

Wenn /O=IOOMHz ist, wird to = 6,2xl0', und das bedeutet, daß eine Zeitspanne von 6,2 Nanosekunden benciiz! wird D^ac h"!¹*' Ί'" K"<Hit»rcrp«-hu/inrfiolfpit kann gegenüber den konventionellen Verfahren um etwa 20% erhöht werden. Wenn der Wert von k weiter größer als 2 gemacht wird, kann die Kodiergeschwindigkeit noch weiter angehoben werden. Im allgemeinen ist das Produkt aus Verstärkung und Frequenzbandbreite in einem Verstärker etwa konstant, und wenn also 2nkfo in Gleichung (1) ausgedrückt wird als

2.7 /i/₀= K.
kann Gleichung (2) neu geschrieben werden als

Eine Zeitspanne ti, die dazu erforderlich wird, daß dieser Wert 100 (1 -ε)% (ε = Differenz zwischen Idealwert und Ausgangswert des Verstärkers)e% des Idealwertes erreicht kann ausgedrückt werden als

(wenn der Verstärkungsgrad gleich 2 gesetzt wird).

Wie sich aus dieser Gleichung ergibt, wird fr um so kleiner, je größer k wird, d. h. der Verstärkungsfaktor im niedrigfrequenten Bereich. Im Grenzfalle, d. h., wenn k -» oo ausgedrückt werden kann, ergibt sich für ti

ty =

I (1 - f)

Wenn Z₀=IOO MHz, K=In · 2 · 100 · ΙΟ⁶ und e=0,01 gemacht wird, wie im vorangegangenen Beispiel, wird h zu 1,6 Nanosekunden.

Wie noch erläutert wird, ist es möglich, dafür zu sorgen, daß das Einschwingverhalten des Verstärkers gegen eine Einheits-Sprungfunktion durch Spannungsverläufe gemäß Fig.7, Zeile a und b, ausgedrückt werden kann, wenn die Verstärkerschaltung verbessert wird. In Fig.7 sind die Abszissen 1-Γ bzw. 2-2' die Zeitachsen, und die Koordinatenursprünge in den vier Zeilen sind jeweils der Zeitpunkt 0. Die Ordinaten stellen Strom oder Spannung dar. Gestrichelte Linien zeigen Schwingungsform, die verfügbar sind, wenn die eingegebene Einheitssprungspannung bzw. der Sprungstrom im Verstärker ideal verstärkt worden ist, und die ausgezogenen Linien zeigen den abgegebenen Spannungsverlauf bei Durchführung der Erfindung. Wie bekannt ist, zeigt der Spannungsverlauf in Zeile a die Kennlinie, die sich ergibt, wenn der Verstärker »aufgestellt« wird, und der Spannungsverlauf gemäß Zeile b ist ähnlich wie der Spannungsverlauf der Zeile a, nur daß bei dem Spannungsverlauf gemäß Zeile b die Steigung des Spannungsverlaufs beim Schnitt mit dem Idealwert 0 oder etwa 0 ist. Gemäß F i g. 7, Zeile a ist die Schwingung eine periodische Schwingung, die exponentiell gedämpft ist, und dementsprechend sind die zeitlichen Zwischenräume 310 ... 311, 311 ... 312,312 ... 313 ... einander gleich. Ein Zeitintervall vom Anstiegspunkt des Einheitssprunges zum ersten Schnittpunkt mit dem Idealpunkt, d. h. 0 ... 310, ist jedoch im allgemeinen anders als die Zeitdifferenz 310.. .311,311 ...312...

!n F«g 8?. "s· das Ersatzschaltbild für einen Verstärker für das als erstes beschriebene Nacheilsystem erster Ordnung dargestellt. Mit / ist eine Stromquelle für ein ideal verstärktes Signal bezeichnet, mit R der Lastwiderstand des Verstärkers und C die Streukapazität der Last. Die Spannung an Klemme 411 ist die abgegebene Signalspannung. Gemäß Fig.8b ist eine sogenannte Aufsteilinduktivität L in Reihe mit dem Lastwiderstand R geschaltet, und die Klemme 412 ist die Signalausgangsklemme. Im übrigen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Teile. Ein Beispiel für eine Spannungsform an Klemme 412, wenn als Stromquelle / in Fig.8b ein Einheitssprung verwendet wird, ist in F i g. 7a dargestellt. E'.s ist jedoch zu erwähnen, daß bekanntlich die Wert«: der Elemente nach F i g. 8b die Beziehung

erfüllt sein muß, damit eine Schwimjungscharakteristik der beschriebenen Art gezeigt wird. Die Verstärkung nach Schaltung nach Fig.8b im höherfrequenten Bereich ist größer als die der Schaltung nacn F i g. 8a. Im übrigen sind diese beiden Schaltungen einander gleich, nur daß in die Schaltung nach F i g. 8b die Induktivität L eingefügt ist. Aus diesem Grunde kann als schwingendes Ansprechverhalten gemäß F i g. 7a erreicht werden, und bekanntlich kann der Anstieg immer verbessert werden. Das soll jetzt in Verbindung mit einer Ausführungsform beschrieben werden. Es soll angenommen werden,

so daß der Wert von R gleich ein Kiloohm ist und der Wert von C= 10 pF (CR= t) entsprechend F i g. 8a. Wenn der übliche Verstärker des Nacheilsystems erster Ordnung als Schaltungseinheit verwendet wird, kann eine Präzision, die dazu erforderlich ist, eine neunstellige Kodierung im reflektierten Binärkode zu erhalten, erreicht weden, wenn der Abfragepunkt vom Anstiegspunkt des Einheitssprunges um 90 oder 100 Nanosekunden entfernt ist. Wenn andererseits der Wert von L in F i g. 8b zu L—5 Mlkrohenry gewählt wird, liegen die Zeitspannen von den Anstiegspunkten der Einheitssprungwellen der Punkte entsprechend 310 und 311 in F i g. 7a bei 16,9 Nanosekunden bzw. bei 47,7 Nanosekunden, und das bedeutet, daß die erforderliche Präzision sehr viel früher erreicht werden kann als in

κ-: dem Nacheilsystem erster Ordnung, und damit kann eine höhere Kodiergeschwindigkeit erreicht werden. Es ist deshalb notwendig, die abgegebene Schwingung zum Zeitpunkt entsprechend 310 oder 311 abzufragen.

Il

Bei aüen Ausführungsformen ist es praktisch unmöglich, mit Impulsen von infinitesimaler Impulslänge abzufragen, und darüber hinaus noch vollständig ohne Zittern. Aus diesem Grunde ist es unvermeidlich, daß sich ein kleiner Fehler ergibt, selbst wenn die abgegebene Schwingung den Idealwert schneidet. Beim Hoclhgeschwindigkeitskodieren ist es im allgemeinen unmöglich, die Impulslänge des Abfrageimpulses und das Zittern zu vernachlässigen, und aus diesem Grunde wird das Quantisierungsrauschen stärker. Das kann dadurch vermieden worden, daß dafür gesorgt wird, daß der sich durch das Ansprechen ergebende Spannungsverlauf am Schnittpunkt mit dem Idealwert zu diesem tangential verläuft, wie in F i g. 7, Zeile b oder c, gezeigt ist.

Der Spannungsverlauf nach F i g. 7, Zeile b oder c, unterscheidet sich von dem nach Zeile a nur in der Amplitude, und dementsprechend kann sowohl die für das Ansprechen benötigte Zeitspanne verkürzt als auch die Erhöhung des Quantisierungsrauschens durch Zittern vermieden werden. Eine Kennlinie gemäß F i g. 7, Zeile d, kann ebenfalls durch die Verwendung einer weiter komplizierten Schaltung erreicht werden. Die Übertragungsfunktion der Ersatzschaltung eines Verstärkers, mit dem diese Kennlinie erreicht wird, muß vier komplexe Pole gemäß Fig.8c haben. Das charakteristische Merkmal einer Verstärkerschaltung zur Erzielung dieser Kennlinie ist gut aus der Frequenzcharakteristik der Amplitude ersichtlich. Ein Beispiel hierfür ist in F i g. 9 oargestelit. F i g. 9, Zeile a, zeigt die Frequenzkennlinie der Schaltung nach F i g. 8c, und F i g. 9, Zeilen b und c, zeigen weitere sehr gute Kennlinien. Kurzgesagt, es ist notwendig, daß bei k, 3/Ό, 5fo ... oder bei /Ό, 2/Ό, 3/J>... in der Frequenzkennlinie Spitzen gebildet werden, damit das Schwingungs-Ansprechverhalten erscheint.

In Verbindung mit Fig. 10 soll jetzt die Beziehung zwischen der Impulsbreite des impulsamplitudenmodulierten Impulses, die erforderlich ist, wenn das Ansprechverhalten dieser Art gezeigt wird, und im Ansprechverhalten des Verstärkers beschrieben werden; in Fig. 10a ist ein Teil des eingespeisten impulsamplitudenmodulierten Spannungsverlaufs dargestellt, und Fig. 10b zeigt einen Teil des Ausgangs-Spannungsverlaufes bei einem solchen Eingang. Die Abszissen 1-1' und 2-2' sind die Zeitachsen, und auf der Ordinate ist die Größe der Spannung oder des Stromes abgetragen. Als rechteckigen impulsamplitudenmodu-Iierter Impuls gemäß F i g. 10, Zeile a, ist die Summe von Sprungwellen, die in Fig. 10, Zeile b, unterbrochen dargestellt sind. Der sich daraus ergebende Spannungsverlauf in Abhängigkeit vom impulsamplitudenmodulierten Eingangsimpuls kann als Summe der Spannungsverläufe dargestellt werden, die in ausgezogenen Linien in Fig. 10, Zeile b, im Unterschied zu den Sprungfunktionen dargestellt sind. In Fig. 10, Zeile b, sind die Schnittpunkte des abgegebenen Spannungsverlaufs des Verstärkers nach F i g. 8 mit dem Idealwert mit 501,502, 503 ... bezeichnet. An diesen Punkten sind jeweils die abgegebenen Spannungswerte gleich dem Idealwert, so daß die tatsächliche abgegebene Spannung, die deren Summe darstellt, auch gleich dem Idealwert ist, und deshalb kann das gewünschte Ziel dadurch erreicht werden daß an diesen Punkten abgefragt wird. Bei dem Beispiel in Fig. 10 sind 511, 512, 513 ... die Abfragepunkte. Diese Abfragepunkte entsprechen 311 in Fig.7, Zeile a. dem zweiten Schnittpunkt mit dem Idealwert. In diesem Falle ist eine volle Schwingung der Grundschwingung der abgegebenen Spannung als Impulslänge für den eingespeisten impulsamplitudenmodulierten Impuls erforderlich. Wenn jedoch der erste Schnittpunkt mit dem Idealwert als Abfragepunkt ι gewählt wird, kann die Impulslänge des eingespeisten impulsamplitudenmodulierten Impulses gleich einer halben Periode sein. Als Zahlenwene für diese Beispiele seien 63 Nanosekunden als erforderliche Impulslänge des impulsamplitudenmodulierten Impulses im Falle des

κι Beispiels nach Fig. 10 genannt, dann ergeben sich etwa 32 Nanosekunden, wenn der erste Schnittpunkt als Abfragepunkt gewählt wird. Die Kodiergeschwindigkeit im letzteren Falle liegt etwa dreimal so hoch wie im Falle eines Verstärkers nach dem Nacheilsystem erster

ι ·, Ordnung.

Gemäß einer Ausführungsform wird der Verstärkungsfaktor k im niederfrequenten Bereich etwas größer gemacht als der erforderliche Verstärkungsgrad K, und weiter wird der Eingangsimpuls als eine

2(i Zusammensetzung aus dem ursprünglichen Impuls und einem Impuls angelegt, der durch Dämpfen und Verzögern des ursprünglichen Impulses erhalten wird. Dieses Verfahren soll in Verbindung mit Fig. Il beschrieben werden; dort sind die Zeitachsen mit

_>-, 401 -401' bzw. 402-402' bezeichnet; mit 0 ist der Koordinatenursprung bezeichnet. Fig. II, Zeile a, zeigt den Eingangsimpuls für einen Verstärker. Der Impuls ist tatsächlich eine Rechteckschwingung, es ist jedoch ein Sprungimpuls dargestellt, weil dann das Arbeitsprinzip

so leichter erläutert werden kann. Der positive Sprungimpuls, der zum Zeitpunkt 0 ansteigt, ist der ursprüngliche Impuls, und die Amplitude dieses Impulses ist A. Ein negativer Impuls mit der Amplitude B, der zum Zeitpunkt Td beginnt, kann dadurch erhalten werden,

j-, daß der ursprüngliche Impuls gedämpft wird, seine Phase umgekehrt wird und der Impuls um din Zeitspanne 7t/verzögert wird. F i g. 11, Zeile b, zeigt die daraufhin sich ergebende Ausgangsspannung des Verstärkers. Wenn der Impuls nach Fig. II, Zeile a,

4n ideal zum Zeitpunkt 0, dem Beginn, verstärkt wird, kann eine Schwingungsform erreicht werden, wie sie durch die unterbrochene Linie dargestellt ist; die tatsächliche abgegebene Spannung ist mit einer ausgezogenen Linie dargestellt. Da der Verstärkungsgrad größer st. als K, wird der ideale Spannungsverlauf, der durch die unterbrochene Linie dargestellt ist, zunächst größer als KA. Dieser ideale Spannungsverlauf wird jedoch zum Zeitpunkt Td um KB verringert, nämlich durch die Reaktion des Verstärkers auf den negativen Impuls an der Eingangsklemme. Es wird dafür gesorgt, daß die erforderliche Amplitude KA gerade zum Zeitpunkt Td erreicht wird. Auf der anderen Seite wird die tatsächliche Ausgangsspannung des Verstärkers gerade zum Zeitpunkt Td den Wert KA erreichen, und auf diesem Wert stellt sich die Ausgangsspannung ein und wird glatt

Dieses Verhalten soll theoretisch erläutert werden. Der Verstärkungsfaktor im niederfrequenten Bereich soll mit Jt= Κ+ΔΚ ausgedrückt werden. Der Wert k ist etwas größer als der erforderliche Verstärkungsgrad K. Das Ansprechverhalten vom Zeitpunkt 0 zum Zeitpunkt Tc/kann angeschrieben werden als

A (K +AK) (1 -

wie sich aus Gleichung (2) ergibt Das Ansprechverhaiten nach dem Zeitpunkt Td kann gemäß Gleichung (9) beschrieben werden, die dadurch erhalten wird, daß der

Wert von Gleichung (8) zum Wert von Gleichung (7) addiert wird

-B(K+ IK)(I -e ²""» '■") (8)

(.4-B)(K+ IK)-i-e '"'(K+ I K)(Be² "■ ^T</--1)

(9) Wenn B ausgedrückt werden kann als

B= Ae '" ^7/ (!0)

und I K ausgedrückt werden kann als

I K = ■-—- K . (11)

wird der erste Ausdruck der Gleichung (a) zu KA, und der zweite Ausdruck wird Null. Mit anderen Worten, unter der Bedingung der Gleichungen (10) und (U) wird die abgegebene Spannung ab dem Zeitpunkt Td konstant mit einer Amplitude von KA, wie in Fig 11, Zeile b, dargestellt ist Mit folgenden Zahlenwerten: Z₀= 100 MHz, K= 2 und Δ Κ=02. ergibt sich beispielsweise B-A, und der Wert von 7ϋ=3,68 - 10-⁹. Das ist etwa die Hälfte des Wertes aus dem Beispiel mit Zahlenwerten, bei denen ein Fehler von 1% zugelassen wird wenn der obige Vorgang nicht durchgeführt wird. Diese Zeitspanne Td kann weiter verkürzt werden, wenn ΔΚ größer gemacht wird. Da ferner die Ausgangsspannung nach lirreichen des Idealwertes vollständig glitt gemacht werden kann, besteht keine Möglichkeit dafür, daß ein Zittern des Abfrageimpulses noch einen Einfluß hat

Noch eine weitere Möglichkeit, einen ähnlichen Effekt zu erreichen, soll beschrieben werden. Bei diesem Verfahren wird das Aufsteilen dadurch bewirkt, daß an die Last des Verstärkers eine Induktivität angeschlossen wird, und ebenso wie beim ersten Verfahren wird der Eingangsimpuls als Zusammensetzung aus dem ursprünglichen Impuls und einem Impuls erhalten, der durch Dämpfen und Verzögern des ursprünglichen Impulses gewonnen wird. Die Ausgangsspannung eines Transistorverstärkers, bei dem eine Induktivität L in Reihe mit einem Lastwiderstand geschaltet ist, kann durch Verwendung eines Ersatzschaltbildes nach Fig.8b errechnet werden. Gemäß Fig.8b ist R ein Widerstand und C eine Zusammenfassung von Kapazitätskomponenten, beispielsweise der Kollektorkapazität des Transistors und der Streukapazität der Schaltung. L ist eine Aufsteilinduktivität. / ist eine Stromquelle, und 412 ist ein Punkt, der der Ausgangsklemme des Verstärkers äquivalent ist Ein Beispiel für das Einschwingverhalten an der Klemme 412 bei Beaufschlagung mit einem Einheitssprung von der Stromquelle / ist in Fig. 12, Zeile a, dargestellt, die äquivalent ist F i g. 7, Zeile a. Es ist jedoch zu erwähnen, daß die Werte der Bauelemente nach F i g. 8b entsprechend

4L R

RC

miteinander in Beziehung stehen müssen, um eine Schwingungscharakteristik der oben beschriebenen Art zu erhalten. Die Schaltung nach Fig. 8b ist zu höherer Verstärkung im hochfrequenten Bereich in der Lage, als

eine Schaltung, in der keine Induktivität verwendet wird, und kein Aufsteilen erreicht wird. Aus diesem Grunde kann ein Schwingungsverhalten gemäß Fig. 12, Zeile a, erreicht werden, und der Anstieg kann in bekannter Weise verbessert werden.

Wenn eine solche Schaltung als Verstärker verwendet wird und der Originalimpuls mit einer Amplitude A, der zum Zeitpunkt 0 gemäß Fig. 12, Zeile b, beginnt, und ferner ein Impuls der Amplitude B, dessen Beginn

ίο gegenüber dem Zeitpunkt 0 und die Zeitspanne Td versetzt ist, als Eingangsimpulse angelegt werden, erreicht die abgegebene Spannung den Idealwert zum Zeitpunkt Td unter einer gewissen Bedingung, wie in F i g. 12, Zeile c, gezeigt ist, und nachdem die Zeitspanne

is Td durchlaufen ist, fehlt die Schwingung in der Ausgangsspannung, und die Ausgangsspannung kann konstant gemacht werden. Das soll theoretisch erläutert werden. Der Verstärkungsfaktor k des Verstärkers im niederfrequenten Bereich wird als k=K+AK bezeich net, wie oben. K ist dabei der notwendige Verstärkungs faktor. Das Einschwingverhalten vom Zeitpunkt 0 bis zum Zeitpunkt Td, das sich in Verbindung mit Impuls der Amplitude A ergibt, kann ausgedrückt werden als

A (K + I K) JI + c"¹ (C sin hl - cos bt)\ .(12)

Das Einschwingverhalten auf den Impuls der Amplitude B zum Zeitpunkt Td kann dann angeschrieben werden als

B(K+ IK)!l+c-"^r-"(Csinfc(f-Ti/)-cos/j(r-Trf).

(13) liier sind

α = - R/2 L, b = \ 4 LC - R¹ C¹I LC

und

C =

/4

R²C

- 1.

Der Spannungsverlauf nach dem Zeitpunkt Td kann gemäß Gleichung (14) angeschrieben werden, die durch Addition der Gleichungen (12) und (13) erhalten wird:

₄. (A +B)[K+ IK)+e"'(K + IK)

[A(Csin bt- cosbt) + Be"^TJ Cos/> T</(Csin bi - cosfcf) - sin b Td{Ccosbt + sin bt)\~\. (14)

Wenn nun folgende Bedingungen in Gleichung (14) eingeführt werden:

bTd = .-r B = Ae°^Ti B

IK = -

A + B

K,

(15) (16)

wird die Gleichung (14) zu KA, und das bedeutet, daß die abgegebene Spannung nach dem Zeitpunkt Tt/konstan gleich dem Idealwert wird. Nach dem zweiter Verfahren kann also wie beim ersten Verfahren ein< solche Ausgangscharakteristik erhalten werden, daß dei Idealwert schneller erreicht wird und darüber hinaus dei Einfluß eines Zitterns der Abfrage beseitigt wird.

In Verbindung mit Fig, 13 soll eine Möglichkeit beschrieben werden, einen Verstärker aufzubauen, der in der beschriebenen Weise arbeitet Mit A ist ein Verstärker bezeichnet, mit DL eine Verzögerungsleitung mit geeigneter Verzögerungszeit, mit Ab der angepaßte Widerstand der Verzögerungsleitung, mit R_r der Abschlußwiderstand der Verzögerungsleitung, mit In die Eingangsklemme und mit AUS die Ausgangsklemme. Wenn das erste Verfahren durch Verwendung der Schaltung nach F i g. 13 ausgeführt werden soll, wird ein gewöhnlicher Verstärker des Nacheilsystems erster Ordnung als Verstärker A verwendet, und der durch die Eingangsklemme In eingespeiste Impuls wird in den Verstärker ohne Veränderung eingespeist, und gleichzeitig tritt der Impuls in die Verzögerungsleitung ein, wird am Abschlußwiderstand R_r am anderen Ende der Verzögerungsleitung reflektiert und an die Eingangsklemme zurückgeschickt Zu diesem Zeitpunkt ist die Eingangsklemme an die Eigenimpedanz der Verzögerungsleitung mit Hilfe von Ro angepaßt, und deshalb wird der Impuls nicht nochmals reflektiert, so daß ein um eine Zeitspanne, die zum Durchlaufen der Verzögerungsleitung in beiden Richtungen benötigt wird, verzögerter Impuls auf den Verstärker gegeben wird. Die Amplitude des an der Klemme der Verzögerungsleitung reflektierten Impulses kann durch den Wert des Abschlußwiderstandes R_r beeinflußt werden; die Beziehung zwischen dem Widerstandswert und dem Amplitudenverhältnis der Impulse nach F i g. 11, Zeile a, kann ausgedrückt werden als

L= ^R' - ^Ro

A R,+ R₀ '

(18)

wobei R₀ die Eigenimpedanz der Verzögerungsleitung ist-χ kann durch Auswahl des Wertes von R_r innerhalb

des Bereiches von 0 bis Ro zwischen den Werten — 1 bis 0 geändert werden, und damit kann die Schaltung nach Fig. 13 immer verwirklicht werden. Wenn ein Koaxialkabel als Verzögerungsleitung angewendet wird, kann eine Verzögerungszeit von etwa 10 Nanosekunden durch eine Länge von 1 m realisiert werden, und die erforderliche Länge der Verzögerungsleitung kann durch die geforderte Verzögerungszeit mit Bezug auf diesen Zahlenwert festgelegt würden. Die Länge kann in diesem Falle gleich dem halbem Wert der Länge des üblichen Verfahrens gewählt werden. Als Zahlenbeispiel sei genannt, daß ein Koaxialbibel von etwa 185 cm benötigt wird, um das obenerwithnte Td= 3,68 · 10~⁹zu realisieren.

Wenn das zweite Verfahren durch Verwendung der Schaltung nach F i g. 13 durchgeführt werden soll, wird als Verstärker A eine Verstärkerschaltung mit Aufstei lung verwendet Der Wert de;; Abschlußwiderstandes muß größer sein als Tib, weil der von der Verzögerungsleitung reflektierte Impuls ein gedämpfter positiver Impuls ist Im übrigen kann die Schaltung gleich der bei der Verwirklichung des ersten Verfahrens aufgebaut werden, vorausgesetzt natürlich, daß der Verstärkungsgrad des Verstärkers bei beiden Verfahren so eingestellt wird, daß die Ausgangsspanmuni; konstant werden kann. Wie bereits beschrieben ΚΛ, wird es durch die Erfindung möglich, sehr viel früher den Idealwert zu erreichen als in üblichen Verstärkern und die abgegebene Spannung nach diesem Zeitpunkt konstant zu halten, indem das Ansprechverhalten der Verstärker in den Schaltungseinheiten eines Kodierers in Kaskadeschaltung in geeigneter Weise ausgelegt wird und der Impuls unter geeigneten Arbeitsbedingungen im Eingang eines Verstärkers verzögert und zusammengesetzt wird, und aus diesem Grunde kann durch die Erfindung die Präzision der Kodierung verbessert werden und ein Kodieren mit hoher Geschwindigkeit und hoher

jo Präzision verwirklicht werden.

Es ist zwar bisher das reflektierte Binärsystem beschrieben worden, es braucht wohl nicht besonders hervorgehoben zu werden, daß die Erfindung auch beim normalbinären System, dem symmetrischen Binärsy stern und bei anderen Zahlensystemen mit irgendeiner willkürlichen Basis verwendet werden kann. Ferner sind bei den beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung Abfrageschaltungen und Impulsformerschaltungen zwischen alle Schaltungseinheiten eingesetzt worden, es braucht aber wohl nicht nochmals hervorgehoben zu werden, daß es nicht notwendig ist zwischen alle Schaltungseinheiten solche Ergänzungen einzusetzen. Es ist auch möglich, den gedämpften verzögerten Impuls, der mit dem Eingangssignal zusammengesetzt werden soll, aus einer anderen Impulsquelle zu gewinnen.

Hierzu 12 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Kodierer in Kaskadeschaltung, bestehend aus einer Anzahl von in Kaskade geschalteten Schaltungseinheiten, die je aus einer Vergleichsschaltung, gegebenenfalls einer Gleichrichterschaltung, einer Vorspannungssummierschaltung und einem Verstärker bestehen, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Schaltungseinheiten Impulsformerschaltungen vorgesehen sind, von denen jede aus einer Abfrageschaltung und einer Halteschaltung besteht, mit der der abgefragte Wert gehalten wird, und daß der Verstärker in jeder Schaltungseinheit ein solches Emschwingverilialten hat, daB der erforderliche Weit der Ausgangsspannung in einer kurzen Zeitspann«: erreicht wird.

2. Kodierer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daB jede Schaltungseinheit eine Verzegerungsschaltcn« enthält und daB die Vorspannungssummierschaitung entsprechend dem Ergebnis der Vergleichsschaltung eine Vorspannung anlegt oder nicht

3. Kodierer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daB der Verstärkungsgrad oder Verstärkungsfaktor des Verstärkers im niederfrequenten Bereich größer als der erforderliche Verstärkungsgrad gewählt wird.

4. Kodierer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daB die Frequenzkennlinie des Verstärkers un Bereich hoher Frequenzen eine Spitze aufweist.

5. Kodierer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, JaQ ein Signalimpuls und ein Impuls, der durch Dämpfen ι id Verzögern des Signalimpulses erhalten wird, an die Eingangsklemme des Verstärkers in der Schaltungseinheit angelegt werden, und daB der Verstärker so aufgebaut ist, daB der erforderliche Wert in einer kurzen Zeitspanne gegen das zusammengesetzte Signal aus den beiden Signalimpulsen ansteigt und danach eine glatte Ausgangsspannung erhalten werden kann.