DE1537053A1 - Vorrichtung zur Kodierung digitaler Eingangssignale - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Kodierung digitaler Eingangssignale und bezieht sich auf die Modulation einer Trägerwelle mit digitalen Informationssignalen vor*der Übertragung der modulierten Welle über ein passendes Obertragungsmedium. In dem Datenübertragungsfeld kann eine Folge von binären Impulsen oder anderen digitalen Signalen, die numerische und/oder andere zu übertragende Daten darstellen, von irgendeiner passenden
Quelle, wie z. B. einem Magnetband, geliefert werden. Die Folge digitaler Signale wird dann verwendet, um die Trägerwelle zu

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modulieren, die dann über eine passende Übertragungsleitung, die in vielen Fällen aus einem Tonfrequenz-Telephonkanal bestehen kann, übertragen wird.

Der Modulationsschritt, mit dem sich die Erfindung befaßt, wurde bisher in vielen verschieden Arten z. B. Frequenzmodulation Phasenmodulation und Amplitudenmodulation oder Amplitudenmodulation mit unterdrückten Träger durchgeführt. Im allgemeinen besitzen jedoch die zu diesem Zweck verwendeten Mödulatorgeräte frequenzgeregelte Oszillatoren, Ringmodulatoren und ähnliche Modulator schal tun fpianaloger Art. Das von solchen Schaltungen abgeleitete modulierte Signal wurde über übliche Ausgangsschaltungen, die Filterschaltungen enthielten, übertragen und an die-Öbertragungseinheit gelegt.

Diese üblichen"Modulatorschaltungen haben schwerwiegende Mängel. Sie sind speriig und können nicht durch die schnelle, billige und wirksame Massenproduktionstechnik integrierter Schaltkreise hergestellt werden. Sie sind schwierig zu erhalten mit übereinstimmenden Merkmalen und empfin-dlich in der Einstellung, Handhabung und Versorgung,

Der ErfindungJLiegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der

eingangs genarrten Art zu schaffen, die die vorstehend beschriebenen Machteile vermeiden läßt und hauptsächlich, digitale Techniken und Schaltungen veixendet. Biese Schaltungen sollen einfach, zuverlässig und nicht teuer in der Herstellung, die in großen feilen in Form von integrierten Schaltkreisen durchgeführt wird,

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sein. Diese Aufgabe ist bei der hier vorgeschlagenen Vorrichtung vorjillern dadurch gelöst, daß erfindungsgemäß ein Pulsgenerator, der eine Folge kurzer Tastimpulse erzeugt, deren Folgefjsquenz der der Bingangssignale entspricht, Abtaster zur Abtastung aller digitalen Eingangssignale mit einem Tastimpuls zur Erzeugung einer Folge von in Polarität und/oder Größe den digitalen Werten der ninpangssignale entsprechenden kurzen Tastimpulse und ein lineares Filter vorgesehen ist, an dem die Tastimpulse anliegen und dessen Kennlinie derarfestgelegt ist, daß die nach dem Durchlauf durch das Filter eine Kodierung der Folge der Eingangssignale darstellenden Tastimpulse eine Wellenform besitzen, die zumindest eine Halbzelle einer vorgeschriebenen Trägerfrequenz umfaßt.

In einer vorteilhaften Ausfuhrungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind Abtaster zur Abtastung aller Signale einer begrenzten Serie aufeinanderfolgender digitaler Signale mit Tastimpulsen zur Ableitung eines in Polarität und/oder Größe dem digitalen Wert des Eingangesignals entsprechenden kurzen Impulses von jedem Signal, weiterhin Schaltelemente zur algebraischen Wägung der Größen der von den entsprechenden Signalen der begrenzten Serie abgeleiteten Tastimpulsen und zum Addieren der gewogenen Impulse unter Bildung eines Summenimpulses und ein lineares Filter vorgesehen, an dem der Summenimpuls anliegt und dessen Frequenzkennlinie derart festgelegt ist, daß die nach dem Durchlauf durch das Filter eine Kodierung der Folge der digitalen Signale darstellenden Summenimpulse eine Wellenform besitzen, die ein bestimmtes Teil einer Welle einer vorgeschriebenen Trägerfrequenz umfaßt. 9 0 9 8 3 3/1155 BAD OR^^NAL

In einer weiteren Aus führ ungs form der erf indungs gemäßen Vorrichtung legt die Folgefrequenz der digitalen Eingangssignale und der Tastimpulse die Bandbreite des Filters durch die Gleichung £_d a f₂ - ^₁ = 2f_c fest.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Frequenzkennlinie des Filters derart festgelegt, daß die Trägerfrequenz ein ganzes Vielfaches der Folgefrequenz ist (f = kf_d = 2kf_c).

In eiaer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Frequenzkennlinfe des Filters derart festgelegt, daß die Trägerfrequenz ein ungerades Vielfaches der Hälfte der Folgefrequenz ist (f = ^£f-^Lf_d = (2k+1)f_c) Dabei sind Mittel zur Komplementierung jedes anderen Eingangssignsls vorgesehen.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Frequenzkennlinie des Filters derart festgelegt, daß die Trägerfrequenz ein ungerades Vielfaches eines Viertels der Folgefrequenz ist ( Dabei sin d Mittel zur Komplemente rung jedes anderen Paares von Eingangssignalen und Phasenschieber sur Phasenverschiebung jedes anderen Tastimpulses vor dem Anlegen an das Filter vor-S gesehen»

^ IN einer weiteren vorteilhaften Ausführungsfonn der erfin-J^ dungsgemäßen Vorrichtung sind Detektoren zum Aufspüren der Lage

der Signale in der Eingangssignalfolge und Mittel zur selektiven

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Komplementierung der Signale mit in dieser Folge festgelegten numerischen Lagen.vorgesehen.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung besitzen die Abtaster KoXinzidenztore.

In einer v/eiteren vorteilhaften Aus führung s form der erfindungsgemäßen Vorrichtung besitzen die Koinzidenztore zumindest ein Paar positiver und negativer Tore.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der'erfindungsgemäßen Vorrichtung ist ein vielstufiges Schrittschaltwerk vorgesehen, das die Folge der Eingangssignale an seinem Eingang erzeugt und eine Reihe von Ausgangsstufen besitzt, die jeweils eine entsprechende um die der Reihenfolge der Stufen in dieser Reihe entsprechende Anzahl digitaler Perioden verzögerte Form des jeweils empfangenen Signals erzeugt. Weiterhin siü die Abtaster mit jeder Stufe verbunden. Die Wägungsschaltelemente besitzen Impedanzen ausgewählter verschiedener Größen, die die Ausgänge der Abtaster mit dem Eingang des Filters verbinden.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung besitzen die mit jeder Stufe verbundenen Abtaster ein positives und ein negatives Koinzidenztor.

In einer weiteren vorteilhaften Äsuführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind die Koinzidenztore in zwei parallel zu den Ausgangsstufen liegende Sätzejunterteilt. Ein Phasenschie-

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ber verbindet die Ausgänge mindestens eines der Sätze der Tore mit dem Filter. Dabei ist ein an den Pulsgenerator angeschlossener Vergleicher vorgesehen, der Tastimpuls© erzeugt, vr^obei eine von zwei Tastimpulsreihen von der Gleichheit des digitalen EingangssignaIs abhängt und die jeweiligen Sätze der Koinzidenztore von Tastimpulsen der entsprechenden Rdhen erregt werden und die Ausgangswellenform des Filters gegenüber jedem anderen Eingangssignal phasenverschoben wird.

Die Erfidnung basiert u. a. auf einer wenig verwendeten Eigenheit linearer Filter, nach welcher das Ausgangssignal eines solchen Filters auf einen quasi-momentanen Impuls (als Dirac-Stoß oder Delta-Funktionsimpuls bezeichnet) nicht momentan ist, sondern sich in der Form einer schwingenden Wellenform befindet, deren Amplitude verschwindend klein wird nach einer begrenzten Anzahl von Halbwelten. Die Frequenzmerkmale dieser Wellenform und die Zahl der An£angs~Halbwellen einer bemerkbaren Amplitude sind durch die Frequenzmerkmajile des verwendeten Filters bestimmt. Andererseits hängen die Spitzenamplitude und die Phasenlage der Ausgangswellenform von der Größe und Polarität des Eingangsimpulses ab.

Erfindungsgemäß werden schmale Tastimpulse mit einer Folge-: frequenz erzeugt, die der der digitalen Eingangssignale entspricht. Biese Impulse dienen zum Tasten der digitalen Signale un d erzeugen schmale Tastimpulse verschiedener Polarität (und/ oder Größe), die von dem digitalen Wert des abgetasteten.Signals

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entspricht. Diese Tastimpulse werden dann an ein».Filter mit Frequenzauswahl gelegt. So bildet die Folge deijdurch das Filter erzeugten Ausgangswellenformen eine trägerunterdrückte amplitudenmodulZierte Kodierung der Eingangssignalfolge.

In vorteilhaften Ausfuhrungsformen der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind Schrittregister vorgesehen zur Speicherung ein-er begrenzten Serie von aufeinanderfolgenden digitalen Signalen. Die gespeicherten Sign-ale werden simultan abgetastet, um einen Satz von Tastimpulsen von algebraisch gewogener Größe zu erzeugen. Die resultierende Summe der gewogenen Tastimpulse wird an das Filter angelegt. Wie im folgenden beschrieben wird, dient dies zur selektiven Kompensation von auf die Unvollständigkeiten der ' Filtermerkmale zurückzuführenden Verzerrungen in der Filterausgangswellenform.

Abhängend von den Frequenzauswahlmerkmalen des Filters und des daraus folgenden Beziehungen zwischen der resultierenden Trägerfrequenz und *r Signalübertragun-gsfrequenz müssen Mittel in den erfindungsgemäßen HOdulationssystemen vorgesehen sein, um die Phasenkontinuität innerhalb der Trägerwelle wie zwischen aufeinanderfolgenden Digit-Segmenten aufrechtzuerhalten. Die für diesen Zweck vorgesehenen Schaltungsteil· können Anordnungen zur selektiven Umkehr der Eingangssignale einer vorbestimmten Reihenfolge in der Eingangsfolge und/oder Phasenschieber aufweisen zur Pa%senverschiebung der an den Eingang des Filters angelegten Impulse gemäß^ den Signalen vorbestimmter Reie^folge in der Eingangsfolge.

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In der Zeichnung ist eine Vorrichtung der erfindungsgenäßen Art in beispielsweise gewählten Ausfühmmgsformen im Schaltbild und die Erfindung erläuternden Diagrammen veranschaulicht. Es zeigen:

Fig. 1 ein teilweises Blockschaltbild einer vereinfachten Ausführung einer erfindungsgemäßen Modulatorschaltung,

Fig. 2 ein Diagramm, in dem die typische Form der Ausgangskurve " eines linearen Tiefpaßfilters auf einen momentanten Ein

gangsimpuls und in unterbrochenen Linien eine verzerrte oder unvollständige Kuree dargestellt ist,

Fig. 3 eine Tabelle verschiedener in dem Grundmodulatorsysten der Fig. 1 vorkommenden Wellenformen,

Fig, 4 ein teilweises Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung,

Fig. 5 ein Diagramm, das die Ausgangskurve eines Bandpaßfilters

ι ■

auf einen momentanen Eingangsimpuls im Fall einer teilweisen Beziehung zwischen den eingeführten Frequenzen daistellt,

Fig. 6 die durch erfindungsgemÄße Vorrichtungen erhaltbaren

Trägerwellen in vier verschiedenen Fällen, die verschiedene Beziehungen zwischen den Frequenzmerkiiilen der verwendeten Ausgangsfilter einschließen,

Fig. 7 ein im allgemeinen dem der Fig, 4 ähnliches Schaltbild

einer erfindungsgemäßen Vorrichtung, die jedoch zusätzlicl

logische Schaltelemente aufweist zur Umkehrung oder Kom-

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plementierung jades anderen Eingangssignals,

Fig. 8 ein dem der Fig. 4 im allgemeinen ähnliches Schaltdiagramm der erfindun gsgemäßen Vorrichtung, die jedoch zusätzliche logische Schaltelern-ente aufweist zur Umkehrung jedes anderen Paares aufeinanderfolgenden Signale und zur Phasenverschiebung jedes oder eines der an das Filter angelegten Impulse,

Fig. 9 ein dem der Fig. 1 ähnliches vereinfachtes Schaltbild, einer erfindungsgemäßen Vorrichtung, bei der jedoch eine Zwei-Pegelamplitudenmodulation verwendet wird,

Fig. 10 eine Tabelle von Wellenformen zur Erklärung der in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform der erfindun-gsgemäßen Vorrichtung.

Das Erfindungsprinzip wird zunächst bezüglich der in Fig. gezeigten Grundsdialtung erklärt. An einen Eingangsanschluß 2 ist ein Zwei-Pegelsignal digitaler Information angelegt, in welchem 1- undO-Digits beispielsweise durch hohe und niedrige Spannun-gspegel oder durch die Anwesenheit oder die· Abwesenheit eines Obergangs zwischen solchen Pegeln dargestellt sind. Der Eingangsanschluß 2 ist mit dem Setz-Eingang einer üblichen bistabilen Schaltung 3 und über eine Umkehrschaltung 200 mit dem fcücksetzeingang der bistabilen Schaltung verbunden. Der Setz-Ausgang der bistabilen Schaltung 3 ist mit einem Eingang eines UND-Tors 4 und der Rücksetzausgang der bistabilen Schaltung 3 ist mit dem Eingang eines UND-Tors 4N verbunden. Die UND-Tore

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und 4N sind so gebildet, daß sie Signale entgegengesetzter Polarität an ihren Ausgängen erzeugen, wie dies durch die Plus- und Minuszeichen gezeigt ist. Dafür besitzt eines der beiden Tore, z. B. Tor 4M, eine Kombination eines UND-Tors, das durch eine Umkehr- oder Komplementierschaltung (nicht gezJ4eigt) gefolgt wird. (Tore wie 4 und 4 N können als UHD- und MICIIT-UND-Tore jeweils bezeichnet werden.)Im folgenden werden solche Tore als "positive UND'· und "negative UND"-Tore jeweils bezeichnet. Die zweiten Eingänge der beiden lore 4 und 4N sind an einen Generator angeschlossen, so daß sie von diesem schmale Tastimpulse empfangen. Die Tastimpulse werden mit der gleichen Folgefrequenz wie die Folgefrequenz der digitalen Eingangssignale erzeugt. Die Ausgänge der beiden Tore 4 und 4M sind über Kondensator-Widerstandsserienschaltungen 6-7 und 6N-7N jeweils mit dem gemeinsamen Schaltungsknoten 8 verbunden, der über einen Widerstand 9'ah Masse liegt. Der Schaltungsknoten 8 ist ebenfalls mit dem Eingang eines üblichen linearen Filters 10 verbunden.

Die Arbeitsweise dieser Schaltung basiert auf der Tatsache, daß die Antwort eines linearen Filters auf einen schmalen, quasi-momentanen Spannungsimpuls nicht momentan sondern zeit* mäßig gespreizt nach einem bestimmten Gesetz ist.

Genauer gesagt: Wenn man ein ideales Tiefpaßfilter mit der Grenzfrequenz f_c betrachtet, besitzt die normalisierte Antwort des Filters auf einen schmalen, quasi momentanen Eingangsimpuls

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(Mrac-Stoß oder Delta-Funktionsimpuls) eine durch die Kurve A in Fig. 2 dargestellte Form. Die gleichung dieser Kurve ist:

f/Ί-ϊ - sin(2TTf t) _rn

Die Kurve hat ein Maximum 1 zur Zeit Null in einer Serie von gleich voneinander entfernten Punkten der Abszissen O₁, θ₇, ..., so daß nut:

wobei _+ Ic gleich den aufeinanderfolgenden ganzen Zahlen 1, 2, ist.

Eine bedeutende Eigenheit dieses Anwortssignals ist die, daß seine Spitzenamplitude proportional der Größe (präzise ausgedrückt: dem Zeitintegral) des Eingangsimpulses ist. Daher wird die Spitzenamplitude des Ausgangsantwortsignals (Kurve A in Fig.Z) verdoppelt, wenn die Amplitude des Eingangssignals verdoppelt wurde. Besonders bedeuteutend für die Erfindung ist die Tatsache, daß wenn der Eingangsimpuls vom Positivenfcum Negativen umgekehrt wird, das Ausgangsantwortsignai gleicherweise vom Positiven zum Negativen umgekehrt wird.

Aus der Schaltung der Fig. 1 geht hervor, daß jeder Tastimpuls des Pulsgenerators 5, der während eines hohen i^gels (H) des um eine Impulsperiode früher an den Anschluß 2 angelegten Eingangssignalsierscheint, über das positve UND-Tor 4 geleitet wird und über das aus dem Kondensator 6'HiA Widerständen 7-9 gebildete Differenziernetzwerk als ein positiver Impuls an dem Eingang des

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Filters 10 erscheint. Ebenso wird jeder Tastimpuls, der während eines niedrigen Pegels (L) des um eine Impulsperiode früher an den Anschluß 2 angelegten Eingangssignals erscheint, über das negative UND-Tor 4N und das zugehörige Differenziernetzwerk 6N-7N-9 geleitet, um als negativer Dirac-Impuls an dem Eingang des Filters 10 zu erscheinen.

Mit einer Betrachtung der V/ellenformtabelle der Fig. 3 wird das im Vorstehenden Ausgeführte leichter verstäd/filich. Die obere Lin-ie (a) zeigt die zeitmäßig gleich voneinander entfernten durch den Impulsgenerator 5 erzeugten Tastimpulse. In Linie (b) ist ein beispielweises an den Anschluß 2 angeigtes digitaltes Eingangssignal gezeigt, das hier die Bit-Folge HLLHL umfaßt. Es ist zu bemerken, daß die Tastimpulse (Linie (a^.) so dargestellt sind, daß sie ein FolgefrequenzfJ f, besitzen, die gleich der Bit-Folgefrequenz des digitalen Eingangssignals (Linie (b)) ist. Sie sind zeitmäßig so gelegt, daß sie im wesentlichen zu den Mittelpun-kten der Bit-Perioden des Eingangssignals erscheinen. In der Praxis kann ein üblicher frequenzstabiler Generator verwendet werden, der die Erzeugung der Tastimpulse regelt und so das den üblichen Verschlüsselungstechniken entsprechende digitale Zwei-Pegel-Eingangssignal erzeugt. Linie (c) der Tabelle zeig; die Ausgangsspannung des Ausgangssatzes der bi-

to stabilen Kippstufe 3, der an das positive UND-Tor 4 gelegt ist. ο

Es ist zu bemerken, daß dies eine um eine Tastimpulsperiode ver- £J zögerte Widerholung der Eingangesignalwellenform der Linie (a) -* ist. Auf Linie (d) ist die komplementäre Ausgangswellenform des w Rücksetzausganges der bistabilen Kippstufe 3 dargestellt, die an das negative UND-Tor 4N gelegt ist. Auf der Linie (e) sind die

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.positiven von dem positiven UND-Tor 4 kommenden Impulse gezeigt, die während der IHBit-Perioden des verzögerten Eingangssignals auftreten. In Linie (£) sind die von dem negativen UND-Tor4N kommenden negativen Impulse gezeigt, die während der Il-Bit-Periode des verzögerten und komplementierten Eingangssignals auftreten.

Aus Gleichung (1) und Fig. 2 geht hervor, daß, wenn die Grenzfrequenz f_ des linearen Filters 10 gleich der Widerholungsfrequenz der Impulse oder der Bit*Folgefrequenz f^ ist, die durch das Filter 10 erzeugten Ausgangssignale als Antvrort auf positive und negative Dirac-Stöße injder in Lin-ie (g) der Fig.3 gezeigten Gesamtwellenform verfügbar sind. Diese Ge.samtifellenform ist praktisch einem phasenmodulierten Signal äquivalent, das im Zwei-Phasenschlüsselmodus digital kodiert ist. H-undL-Bitf sind als positive und negative Halbwellen einer üblichen Trägerfrequenz dargestellt. Die kleineren oder SekundärweUen jeder Antwortskurve, wie sie in gestrichelten Linien in Fig. 3 gezeigt sM, erzeugen eine Verzerrung in der resultierenden Wellenform. Diese Art Verzerrung wird jedoch nicht ernsthaft die Verständlichkeit des modulierten Signals stören, da sjb nicht auf die Spitzenwerte des Signals im Mittelpunkt des Hauptkurvenabschnittes eingreift«

Sas einfache bezüglich der Fig, 1 beschriebene Modulationssystem führt jedoch eine Art von Verzerrung ein, die sich als lästig erweist. Qurch das unvollkojßjiiene Frequenzverhalten von praktisch verfügbaren Filtern geht das von solchen Filtern als

9QS833/115S bad ordinal _ _u „■

Antwort auf einen Homentan-Eingangsimpuls erzeugte Ausgangssignal von der mit A inFig. 2 gezeigten idealen Wellenform ab und uird eine verzerrte Form wie z. B mit B gezeigt annehmen. Wie gezeigt wird die erste Nullstelle zu einem etwas späteren Zeitpunkt auftreten, als dies in dem theoretischen Fall sein würde, so daß zu dem Augenblick Q^ = 1/2f_c, zu dem das Ausgangssignal Null sein sollte, das Signal eine merkbare Größe hat, die die Restsignal spannung des vorhergehend übertragenen Bits darstellt. Diese Art von "Nullstellenverzerrung" ist in vielen Fällen nicht annehmbar und kann zu einem Verlust von Information bei der Übertragung führen.

Eine vorteilhafte Aus führungs form derjerfindungsgemäßen Vorrichtung, die in Bezug auf Fig. 4 beschrieben wird, eliminiert diese Schwierigkeit. In dieser Ausführungsform ist statt einer einzigen bistabilen Kippstufe wie in Fig. 1 ein vielstufiges Schrittregister 30 vorgesehen, das in diesem Beispiel aus vier in Serie gescheitete bistabilen Kippstufen 31-34 besteht. Sie Eingänge jeder der bistabilen Kippstufen 32-34 sind mit den Ausgängen der vorhergehenden Kippstufe verbünde^,während die Eingänge der Anfangskippstufe 31 mit dem Eingangsanschluß 2 verbunden sind. Von jeder bistabilen Kippstufe wird angenommen, daß sie das durch siejhindurchgehende Signal um eine Tastimpulsperiode verzögert. Dabeipcönaen UfaIiehe Zwischenstufenverzögerungen und/ oder Schrittwerke (nicht gezeigt) vorgesehen werden. Die Setz-Ausgänge aller vier Kippstufen sind mit den ersten Hingängen entsprechend ^er _- ÜND-Tore 4o verbunden. Die Rücksetz-Ausgänge

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aller vier Kippstufen sind mit den ersten Eingängen von entsprechenden UND-Toren 41 verbunden. Die zweiten Eingänge aller Tore sind so angeschlossen, daß sie Tastimpulse von dem Impulsgenerator 5 empfangen. Die Ausgänge der UND-Tore sind über KOndensator-Widerstandskombinationen 60-70 und 61-71 mit einem gemeinsamen Scha/iltungsknoten 8 verbünde¹. Der Scha jiltungskno ten 8 ist über einen Widerstand 9 geerdet. Außerdem ist er mit dem Eingang eines linearen Filters 10 verbünde.

Es ist zu bemerken, daß es in der vorhergehenden Beschreibung der Schaltung der Fig. 4 nicht festgelegt wurde, welches der UND-Tore 40 und 41 positive UND-Tore und welches negative UNDTTore sin d. In jedem der mit einer üblichen Kippstufe des Registers 30 verbundenen Paar von UND^xToren 40 und 41 ist eines ein positives UND-Tor und das andere ein negatives UND-Tor. Es können jedoch in jedera|solchen Paar die beiden UND-Tore, die mit den Setzjf- und Rücksetz-Ausgängen der zugehörigen Kippstufe verbunden sind, jeweils ein positives UND-Tor und ein negatives UND-Tor oder ein negatives UND-Tor und ein positives UND-Tor sein. Dies hängt von.den besonderen Merkmalen des Systems und insbesondere von den Antworts-Merkmalen des Ausgangsfilters 10, wie im folgenden geklärt werden wird, ab.

Zum Vejständnis der Arbeitsweise dieser Aus führ ungs form ist es zunächst günstig, nur die Anfangskippstufe 31 und ihre zugehörigen UND-Tore 40-1 und 41-1 zu betrachten und die übrigen Stufen nicht zu beachten» Ferner kann angenommen werden, daß in dieser Anfangsstufjfe das mit dem Setz-Ausgang der binäten Kipp-

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•tuft 11 tiffcttfcitftt UMD-TiT 40-1 tin pttitivti UND-Tor und das ■it dta Rücksetz-Autgang verbunitne ein negatives UND-Tor lit. Unter diesen Bedingungen tritt htrror, dta diesel vereinfachte Einstufensysten identisch «it de« in Fig. i beschriebenen ist und in der gleichen Art und Weife arbeitet. Wie im Vorhergehen* den ausgeführt muß solch ein einfufiges System unannehmbare Zwischenzeichen-Interferenz aufweisen, die auf die verzerrten Ausgangssignale der praktisch verfügbaren als Ausgangsfilter 10 verwendeten Filter zurückzuführen ist. Die folgendenKippstufen 32, 33 und 34 des Schrittregisters 30 dienen zur Entwicklung zusätzlicher, korrigierend wirkender Ausgangssignale von dem Ausgangsfilter 10, die im wesentlichen zur Kompensierung der in dem in der Anfangsstufe 31 entwickelten Signal unvermeidbaren Störungen dienen und dabei die im Vorhergehenden beschriebene Nullsteilenverzerrung eliminieren.

Der Kompensationsvorgang ist mit Hilfe der Flg. 2 zu verstehen. Dabei wird angenommen, daß die Wellenform B die richtige Aufgangskurve des in dem System verwendet#tt Ausgangsfilters 10 darstellt. |£ ist zu beachten, daß die Kurve & von der theoretischen Kurve A derart abweicht, daß ihre Ordinate zum Zeitpunkt θj um fj größer ist und beim Augenblick $₂ ^utt ti kleiner ist und wieder um den Wert jfg beim Zeitpunkt 0_S größer ist. Der gewünschte Kompensationseffekt kann daher annlhirnd erreicht werden in dtesem Fell durch algebraische Addierung tu dem Haupt·« oder Anfangsimpuls, der an den Filtereingang zu einem Zeitpunkt ^Θ1 gelegt ist, eines korrigierenden Impulses umgekehrter Polarität und der Größe -^V Zu dem an den Filfereingang zum Zeit-

909833/116$ " - ■/ " - ^V: ;"""wc^

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', punkt 9*2angelegten Iiaü£t- oder Anfangs impuls wird ein korrigierender Impuls gleicher Polarität und der Große +^ addiert* ^rZtr dem äw-den Filtereingang zum Zeitpun-fctö;, angelegten Haupt-"oder AnfangsiwpulS" wird ein korrigierender Impuls umgekehrter Pöläri·» tat "Uni der Größe -^ addiert. Dieses Ergebni-s wird in dem System der Fig. 4 erreicht, wenn die Tore 41-2, 40-3 und 41*4 (zusätzlich zum Tor 40-1) als positive ÜND-Tore und die übrigen Tore 41-1 j 40-2, 41-3 und 40-4 als negative ÜMD-Tore gewählt sind. Weiterhin werden die mit der zweiten Kippstufe verbundenen Widerstünde 70-2 und 71-2 derart gewählt öder eingestellt, daß sie einen üblichen Widerstandswert besitzen, der den üblichen -"■ Widerstandswert der^; i.'idorstänue-70-1 und 71-1 der ersten Stufe " ün einen Faktor überschreite^, der annähernd dem VerhältnisVT/y$ ist. Die L'iderstände 70-3 und 71-3 werden derart gewählt oder eingestellt, daß sie einen anderöi.^^ snid größerem V.'ert besitzen, der den 1,'ert des Widerstandes der ersten Stufe um einen Faktor von etwa y //^überschreiten". Die V.'iderstände 70^4 un_d 71-4 vierden derart -gev/ählt oder eingestellt, daß sie einen noch größer« ren Wert besitzen, dejir den Widerstandswert der ersten Stufe um etwa den Faktor y /fr, überschreitet. Die Werte dieser Verhältnisse können natürlich vorteiihafterweise dadurch eingestellt werden, daß man die tatsächliche Ausgangskurve (B) des in dem System verwendeten besonderen Filters 10, in dem man es den üblichen Frequeiugaiig-T&sts unterwirft, kennt.

Während in der Bescareibririg des Korrekturvorganges des System: nach Fig. 4 es aus Gründen der Klarheit angenommen wurde» daß zu jeder Impulsperiode des Impulsgenerator^ der von der ersten

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^- e

Kippstufe 31 erzeugte Impmls den: Hauptimpuls darstelle simultan durch die zweite ,^ drittel und- vierte Kippstufe 32-34;;-" erzeugten Impulse die korrigierenden Impulse geringerer Amplitude darstellen, ist dies keineswegs wesentlich. Die individuellen Werte der Ausgangswiderstände 70 und 71 und der positive und negative Charakter der individuellen UND-Tore 40 und 41 können derart gewählt sein, daß der Hauptimpuls mit der größten Amplitude,; der an das Filter 10 angelegt ist und die Polarität dessen Ausgangssignals bestimmt, durch die zweite, dritte ader vierte Kippstufe des REgisters 30 eher erzeugt...werden kann ,als durch die erste Stufe, wie im Vorhergehenden beschrieben, während die verbleibenden Kippstufen, die beide der gewählten Haupt-Kippstufe vorhergehen oder folgen dann die korrigiarendenloder verzerrüng-skompensierenden Impulse erzeugen. Diese Art der vorgegriffenen Korrektur kann in Fällen angewendet werden, in denen die Filter-Zeitkonstante so gro B ist, daß die FilterantwOrtswellenform derart verzögert ist, daß sie zwei oder mehr Nullstellen vor der Ilauptkurve aufweist. Ebenso kann in Abhängigkeit der gewünschten Präzision des Korrekturvorganges die Zahl der Stufen in dem Register 30 nur zwei oder größer als vier gezeigt sein.

Bisher wurde angenommen, daß das Ausgangsfilter 10 ji ein Tiefpaßfilter ist. Nach einem vorzugsweisen erfindungsgemäßen Gesichtspunkt wird ein Bandpaßfilter als Ausgangsfilter des Systems verwendet, da dies ein bessere Leitung s ve rwendung ermöglicht» Dieser bedeutende erfxBdungsgemäße Gesichtspunkt wird im folgenden beschrieben:

cav*»»·

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""" 1537063

Wenn mn «In linear·· Bandpaöfilter betrachtet, dt· die untere und obre Grenzfrequeni f\j und fj beiltit, to gilt: l"(f₂"-£,) * f_c und \l£_x ♦ f₂) * f_p (3)

Die Atttt^rt eines solchen Filters auf einen Dirac-Sto· ist durch folgende Gleichung gegeben:

_G(t) . _{cos(2tr £pt) (4)}

G(t) β F(t)cos(2TTf_pt)

wobei F(t) derselbe Ausdruck ist, wie er in Gleichung (1) gegeben ist.

Die durch die Gleichung (4) gegebene Antwortswellenform ist im wesentlichen mit (C) in vollen Linien In Fig. S für den beispielsweisen Fall, daß f = 3f dargestellt· Diese Kurve hat

. ν

eine Umhüllende (gestrichelte. Linie), die identisch der in Fig. 2 gezeigten Kurve (A) ist, lind deren um die Zeitachse symmetrische Kurve» Vfeitöfiin verschwindet die Kurve(C) bei einer Anzahl von Zeitpunkten, die zwischen benachbarten Null* stellen der umhüllenden Kurve (A) liegen, zU Zeitpunkten,die durch das Gleichsetzen des KOsinus-Faktors mit KuIl in der Gleichung (4) festgelegt sind:

wobei β Irgendeine gante Zahl oder Null ist.

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Di· Kurve (C),wie sie durch Gleichung (4) gegeben ist, kann als eine trägerunterdrückte amplitudenmodulierte Wellenform betrachtet werden, die zwei Seitenbänder oder Seitenlinien um die unterdrückte Trägerfrequenz f haben, wobei die Moduiationsfrequenz £ ist. Gemäß der ERfidnung können viele verschiedene Beziehungen zwischen den Frequenzen f und £ hergestellt werden,

c ρ

wie sie durch die Gleichung (3) von den Merkmalen des Ausgangsfilters 10 bestimmt sind, ivodurch noch eine völlig zufriedenstellende Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Modulatbnssystems ermöglicht wird. Eine bedeutende Forderun g in der Auswahl der

Frequenzwerte f und f bezüglich einander ist die, daß keine ^c P

Phasenungleichheit der Trägerwe Heizu den Tastmomenten auftreten soll, die die fortlaufenden näheren Digitabschnitte der zu übertragenden Informationsfolge hervorrufen. Die Phasenkontinuitätsbedingüng kann erfüllt werden, indem irgendeine der vielen einfachen numerischen Beziehungen zwischen den Modulations- und Trägerfrequenzen £_Q und £ benutzt wird, obgleich in ein-igen Fällen die Basismodulationsschaltung nach Fig. 4 sich passenden Änderungen unterwerfen muß, um diese nun auftretende Phasenkontinuitätsforderung zu erfüllen. Einige spezielle Fälle werden nun an Hand der Fig. 6 beschrieben*

Auf den Linien (a) bis (d) der Fig. 6 sind in vollen Linien die durch den erfindungsgemäßen Modulationspraeß*erhaltenen Basistrttgerwel3ßn£orm/^$r vier entsprechende Verhältnisse der Frequenswerte f_c und £ veranschaulicht. In jede« Fall zeigt jeder Abschnitt eines Diagramms zwischen zwei aufeinanderfolgenden senkrechten Linien eine binäre Digit-Lage oder einen Bit-

- 'bad o

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Abschnitt, d. h. die Zeitperiode 1/fj, wobei f, die bereits erwähnte "Bit-Folgefrequenz" ist. In jedem Fall wird die Bit-FolgefiBquenz aufjden maximal benutzbaren Wert ohne Zwischenzeicheninterfrerenz gelegt, wie dies aus Nyquist¹s fundamentaler Theorie bekannt ist. Dieser Maximalwert ist das Doppelte der Hodulationsfrequcnz, das heißt f, = 2f . Bs kann angenommen werden, daß das verwendete Verschlüsselungsschema die 1- und 0-Digits als positive und negative Polaritäten fcdoiert. Die Dekodierung auf der Empfängerseite wird dann eine Phasendiskriminier rung des empfangenen Signals gegenüber der Trägerfrequenz sein.

In dem ersten in Linie (a) gezeigten Fall ist die Beziehung

zwischen Träger- und ilodulationsfrequenzen: f = 2f , d. Ii. es

ρ -c

werden zwei Halbwelten der Trägerfrequenz f für einen Bit-Abschnitt verwendet. Um diese zu vervollständigen, können die Frequenzmerkmale des Ausgangs-Bandpaßfiltors folgendermaßen bestimmt sein. WEnn z. B. die Bit-Übertragungsfrequenz f, gleich 1800 Baud (oder Bit/Sekund^ ist, dann muß ÜBichtlich der Gleichung f^ - 2f_c die Frequenz f_c = 900 Hz und die Frequenz f = 1S00 Hz sein. Von der durch Gleichung (3) gegebenen Definition von f und f ist zu erkennen,,daß das Ausgangs-Bandpaßfilter derart gewählt sein muß, daß die untere und die obere Grenzfrequenz f^ = 300 Hz und f₂ s 2700 Hz beträgt, Da die in Linie (a) gezeigte umkodierte' Trägerwelle keine Phasenungleichheit zwischen aneinandergrenzenden Bit-Abschnitten aufweisen soll, "sind keine besonderen Vorsichtsiaaßregelen in dieser Hinsicht erforderlich un d das System nach Fig.'4 kann ohne Änderungen verwendet werden, vorausgesetzt, daß das Ausgangsfiiter 10 ein

9098 33/1t 55 bad orminal..

lineares Bandpaßfilter ist, das die eben ausgeführten Merkmale besitzt. Das gleiche gilt für alle Fälle, bei denen die Trägerfrequenz ein gerades Vielfaches der Modulationsfrequenz ist, d.h. f = 2kf (wobei k irgeneine ganzzahlige positive Zahl ist), vorausgesetzt, daß die Filterfrcquenzmerkmale passen^ gewählt wurden.

In dem in Linie (b) veranschaulichten Fall ist die Beziehung zwischen Träger- und !lodulationsfrequenzen f = 3f . liier ι .'-erden 3 Iialbwelfcn der Trägerfrequenz f pro Bit-Abschnitt verwendet. Die Freqüenzmerkmale des Ausgangsfilters können folgendermaßen festgelegt sein: V.enn eine Lit-Folgefrcquenz von f, = 1200 Baud

benutzt wird, ist f = 600 Hz und f = 1800 Hz. DAs Ausgan^s--'c ρ

filter wird dann so gewählt, daß die untere Crenzfrcqucnz f.. = 1200 Hz und die obere Crenzfrequcnz f₉ = 2400 Hz ist. Die so erhaltene Basisträgerwelle weist eine Phaseiuliskontinuität zwischen aneinandergrenzenden Bit-Abschnitten auf. V.'ie in Vorhergehenden ausgeführt, ist es vorteilhaft, diese Phasen-Diskontinuitäten in dem llodulationssystem zu eliminieren, um den folgenden Demodulationsvorgang zu erleichtern. Un die Phasen-Diskontinuitäten zu eliminieren, ist es nötig, die Trägerwellenforn in jeden anderen Bit-Absclmitt umzukehren, wie dies in gestrichelten Liniei für die gleichnumnerierten Bit-Abschnitte in der Tabelle, Linie (b) gezeigt ist. Dies kann passend ergänzt werden, indem eine umkehrende logische Schaltung für Gleichheitswahl zwischen den Informationseingangsanschluß 2 und den Eingang der Anfangskippstufe 31 des Registers 30 in Fig. 4 geschaltet wird. In Fig. 7 ist diese erfindungsgemäße Ausführongsform dargestellt. Es

909833/115S " bad

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15370S3

v/erden nur die Unterschiede zu der Ausführung nach Fig. 4 beschrieben. Die im allgemeinen «it 80 bezeichnete logische Schaltung zur Gleichheitswahl schließt eine bistabile Schaltung 82 des Typs ein, der einen einzigen Eingang aufweist un d auf seine beiden v/echselnden stabilen Zustünde durch an diesen Eingang angelegte aufeinanderfolgende Impulse schaltbar ist» Der einzige Eingang dieser bistabilen Schaltun g82 ist mit dem Ausgang des Impulsjpierators 5 verbunden. Die Setz- und Rücksetzausgänge der Kippschalung 82 sind mit den ersten Eingängen entsprechender UND-Tore 84 un d 86 verbunden. Der andere Eingang des Tors 86 ist mit dem Informationseingangsanschluß 2 direkt verbunden, während der andre Eingang des Tors 84 mit dem Anschluß 2 über eine.komplementierende oder umkehrende Schaltung 88 verbunden ist. Die Ausgänge der Tore 84 und 86 sidjn mit den entsprechenden Eingängen eines ODER-Tors 89 verbunden, dessen Ausgttag an den Eingängen der Anfangskippstufe 31 des REgisters 30 liegt. Aus dieser Anordnung geht hervor, daß aufgrund des abwechselnden SEtzens und Rücksetzens der Gleichheitsauswahl Kippstufe 82 durch die aufeinanderfolgenden Impulse das von dem Anschluß 2 an das Register 31 angelegte Informationsbit abwechselnd unverändert bleibt, im Vergleich zu den an den Anschluß 2 angelegten Bits (d.h. in jedem ungeraden Bit-Abschnitt) und umgekehrt wird im Vergleich zu den an den Anschluß 2 angelegten Bits (d. h. in j edem geraden Bit-Absc hnitt). Die Trägerwellenform ist daher phasenmäßig kontinuierlich wiedergegeben. Die Darstellungen bezüglich der Linie (b) der Fig. 6 gelten allgemein für alle Fälle, in denen die Trägerfrequenz f_p ein ungerades Vielfaches

- 24 -909833/1155 bad original

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Iat_e #· tu f. β (Il # f|r , wobei k

p *

J ids grau«* positiv® fahl ist»

Ια'dem in Liaie (e) der Pig· 6 gezeigten Fall ist die Beziehung gtfäsehen den Trag©?·=· und Modulations£r©quenzen f - 3£_c/2, Eineinhalb Halbwellen der Trägerfrequenz erscheinen pro Bit·» Abschnittο Wenn eine Bit-Fol-gefrequenz von 2400 Baud verwendet wird _s wird £ - 1200 Hz und f = 1800 Hz. Aus der Gleichung (3) geht hervor, daß das Ausgangsfilter so gewählt sein muß, daß die untere Grenzfrequenz f- « 1600 Hz und die obere Grenzfrequenz £g ·= 3000 Hz ist. Die resultierende Wellenform ist zwischen aufeinanderfolgenden Bit-Abschnitten diskontinuierlich. Die Art, in der diese Schwierigkeit überwanden wird, wird im folgenden beschrieben.

In dem auf der Lin-ie (d) der Fig. 6 dargestellten Fall stehen die Träger*- und Modulationsfrequenzen in der Beziehung £ β 5f_/2. Zweieinhalb Halbwellen der Trägerfrequenz erscheinen pro Bit. Wenn eit$i Bit-Folgefrequenz von 1200 Baud verwendet wird, »ird f_c = 600 Hz und £ « 1S00 Hz. Aus der GMchung (S) folgt dann, daß das Ausgangsfilter so gewählt sein muß, daß die untere Grenefrequenz fj* 900 Hz und die obere ßrenεfrequenz f₂ 2100 Hz ist.

Xn beiden zuletzt erläuterten Fällen (c) und (d) tritt eine 00° Phftseniistcontlnuität in a&t Trägerwelle zwischen Bit-Abschnitten auf, wie es sofort klar wirfi» In dem Fall von (c) und alltneiner in alfcn Fällen, bei denen £_Λ β ^S£l £ . wobei Ic eine

ρ * c

909 833/11SS BADora

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ganze positive Zahl, ist, geht aus der Zeichnung hervor, daß die Trägerwellenform in jedem Bit-Abschnitt 90° übe* über die in dem vorhergehenden Abschnitt führt, d. h. ed tritt eine Phasenverschiebung von +90° auf. Ähnlich wie in dem Fall (d) und allgemeiner, wenn f = f tritt eine Phasenverschiebung von ♦ P * ^c

90° zwischen den Bit-Abschnitten auf. In jedem Fall kann die Modulationswellenform kontinuierlich gehalten werden, indem das System nach Fig. 4 in einer nun bezüglich Fig. 8 zu beschreibenden Art verändert wird.

In Fig. 8 sind die den in Fig. 4 oder Fig. 7 entsprechenden Elemente entsprechend beziffert. Das Syste-m nach Fig. 8 Schließt ein Schrittregister 30 ein, das vier Stufen in diesem Beispiel um-faBt undjgleich dem Schrittregister in Fig. 4 ist. Der Informatipnseingangsanschluß 2 liegt an dem Eingang der erster bistabilen Stufe 31 über eine allgemeine mit 800 bezeichnete logische Schaltung. Dies logische Schaltung schließt vier Zähler ein, die die Paare von in Kaskade geschalteten Kippstufen 82 und83 mit nur einem Eingang umfassen. 82 ist eine Gleichheits-Kippstufe, die der Gleichheitskippstufe 82 in Fig. 7 entspricht und liegt mit dem Eingang an dem Impulsgenerator 5 und mit dem Setzausgang an dem einzigen Eingang der Kippstufe B3. Die Setz- und Rücksetz-Ausgänge beider Kippstufen 82 und 83 sind paarweise mit den *#ier ein-r-fatrixneStorerk bildenden ÜND-Toren 85-1 bis 85-4 verbunden. Es ist bereits ersichtlich, daß bei jeder SErie von vier aufeinander*£oX&&.:;4ea Impulsen von de^ Generator 5 ein erster • Impuls über das Tor 85-1» der nächste über das Tor 85-2, der dritte über das Tor 8S-S und der let* über das Tor 85-4 geht,

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. . 8AD

1537093

worauf sich die Folge wiederholt. Dritte Eingänge der Tore 85-1 und 85-2 sind mit lern Eingangsanschluß 2 direkt verbunden, während dritte Eingänge der Tore 85-3 und 85-4 mit dem Eingangs·* anschluß 2 über eise Umkehrschaltung 88 verbunden sind. Die Ausgänge aller vier UND-Tore 85 sind mit den Eingängen der ersten Kippstufe 31 über ein ODER-Tor 89 verbunden.

Die Wirkung der im Vorhergehendenibeschriebenen logischen Einheit ist die Umkehrung oder die Komplementierung jeden anderen Paares von zwei aufeinanderfolgenden an das Register angelegten Bits, während das dazwischenliegende Paar von zwei aufeinanderfolgenden Eingangsbits unverändert bleibt. Daher, wenn man wieder die Linie (c) der Fig. 6 betrachtet, ist es ersichtlich, daß,wenn das System der Fig. 8 von dem der Fig. 4 · nur in dem Aufbau der logischen Schaltung 800 unterschiedlich ist, das Ausgangssignal des Systems eine Wellenform wäre, die identisch der in den Bit-Abschnitten 1, 2; 5, 6; usw. gezeigten volljinierten Kurve ist, während sie bezüglich der vollinierten Kurve in den Bit-Abschnitten 3, 4; 7, 8; usw. umgekehrt ist. Alles was nun verbleibt, um eine WEllenform zu erhalten, die mit der kontinuierlichen in gestrichelten Linien gezeigten Kurve übereinstimmt, ist es, die Wellenform um 90° vorwärts in jedem der geradzahligen Abschnitte 3_S 4, 6, 8, .«,. zu verschieben. Ebenso wie in dem bezüglich der Linie (d) beschriebenen Fall würde es notwendig sein-» die Wellenform um 90° rückwärts in j dem geradzahligen Abschnitt zu verschieben. Dies wird in der im folgenden beschreibenen Ausfuhrungsform erreicht. Jeder Ausgang' jeder Kippstufe des Registers 3 wird statt an ein einziges UND-

9O9-033/1U5

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-If-

1111053

Tor «it in fig. 4 gssehftlttt tu werden an iwei parallel gtscliaX tete UND-Tor« geschaltet. Jedes Paar der an eine Ausgangsstuft geschalteten UND-Tote wird mit der gleichen Bezugsziffer wie das entsprechende einzige UND-Tor in Fig. 4 bezeichnet_s Dieser Ziffer folgt Jeweils die Zahl O (ungerade) und E (gerade). Alte G-UNB-Tor© sind mit ihren zweiten Eingängen an einen Ausgang der Gleichheitswahikippstufe 82 geschaltet, während die zweiten Ein-gfinge aller E-UND*-Tore mit den anderen Ausgängen der Stufe 82 verbunden sin-d. WEiterhin sind die Ausgänge aller O-Tore über Kondensator-Widerstandsleitungen 60-0*70-0 direkt mit dem gemeinsamen Schaltungsknoten 8 verbünde»,der über einen Widerstand 9 wie in Fig. 4 geerdet ist. Oie Ausgänge aller E-Tore

St

sind über C-R-Leätüngen 61-E-71-E mit dem Schaltungsknoten 8 Über einen 9O°-P3iasenschleber 101, wie gezeigt, verbunden. Von dem Paar der mit jeder Stufe verknüpften O-Tore ist eins ein positives Tor und das andere ein negatives Tor. Das gleiche gilt für die Paare der mit jeder Kippstufe verbundenen Ε-Tore, Welches der Tore in jedem Paar positiv und welches negativ ist, hängt von der gcnauejhi Art der Korrekturfunktion , die für die individuellen bistabilen ilegisterstufen vorgeschrieben ist, wie es im Vorhergehenden bezüglich der Fig« 4 beschrieben wurde, und davon ab, ob die der Ausgangswellenform aufzuerlegende 90°~ Phasenverschiebung in jedem anderen (z. B. geradzahligen) Bit-Abschnitt führend ist, wie in den Pali (c) derFig. 6, oder verzögert wi# in dem Pail (d)Y.

Die genaue Wahl von positiven und negativen UND-Tor "Verbindungen, die in jedem speziellen Moment zu benutzen sind, ist

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*"* 1837053

schott ktiüflich der vorhergehenden Ausführungen bestimmbar. Wenn man annimmt, daß die Art der vorgeschriebenen Korrektur als ein Ergebnis von an de« Ausgangsfilter 10 vorgenommenen Tests derart ist, das von der Anfangsregisterstufe 31 gefordert wird, daßAdiese den Hauptimpuls erzeugt (der die Polarität der Ausgangswelfenform für den betrachteten Bit-Abschnitt festlegende Impuls) und die drei folgenden Binärstufen 32, 33 und 34 genaue Impulse geringerer Amplitude erzeugen, während die Stufe 32 einen Impuls umgekehrter Polarität gegenüber dem Hauptimpuls hervorruft, die Stufe 33 einen Impuls gleicher Polarität wie die dos Hauptimpulses, und die Stufe 34 einen Impuls wiederum gegenüber dem Hauptimpuls umgekehrter Polarität hervorruft. Dann sind in dem Fall von Fig. 6 Linie (c) die Tore 40-10 und 40-IE positiv, die Tore 40-20 und 4O-2E negativ, die Tore 40-30 und 40-SE positiv und die Tore 40-40 und 4O-4E negativ. Daher macht es das System der Fig. 8 möglich, die gewünshcte Phasenkontlmiife täjlt innerhalb der Trägerwellcnform zu sichern, während sie für eine geeignete Korrekturulrkung gemäß dem im Vorhergehenden beschriebenen Verfahren vorgesehen ist. Während die in Fig. 8 gezeigte Schaltung vorteilhafterweise darin einfach ist, daft sfe Hin einiges Vierstüfenschrittreglster und einen einzigen Phasenschieber mit einem Minimum zusätzlicher logischer Schaltungmerainte/·&&#&Wivalente Ergebnisse nittls verschiedener anderer Schaltungen erhalten Börden. *

In alten blBher beschriebenen Ausführungifomen wurde AmpIitudennodulition mit doppeltem SEltenband und unterdrücktem Träger

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BAD--ORKSiNAL - 29 -

benutzt. Die Erfindung ist jedoch ebenfalls für Restseitenband, Amplitudenmodulation mit unterdrückte* Träger, wofür nur die Verwendung eines üblichen Restseitenband-Bandpaßfilters als Ausgangls filter 10 des Systems nötig ist, verwendbar. Während ebenso die Bit-Übertragungsfrequenz in Baud in allen Beispielen als gleich der Bit/Sekunde-Frequenz angenommen wurde, muß dies nicht notwendigerweise der FAIl sein. Daher kann ein Proζ·U mit Vier-Pegel rAmpIitudenmodulation mit unterdrücktem Träger in dem erfindungsgemäßen System verwendet werden, wie z. B. durch passende Änderung des AusgangssummationswiderStandes. In diesen Fällen kann die Bit/Sekunde-Frequenz von der Informationsübertragungsfrequenz in Baud differieren, z. B. das Doppelte der letzteren sein.

In Fig. 9 ist eine Ausführungsform der erfindungsgeelfien Vorrichtung veranschaulicht, die in einfacher Form im allgemeinen gleich der der Fig. I ist. Wie dort gezeigt hat die Kippstufe 3 ihren Eingang mit de» Eingangsanschluß 2 verbunden, während ihre Ausgänge mit den ersten Eingängen der entsprechenden UND-Toro 4 und 4* verbunden sind, die in diesen Falle beide positive ÜND-Tore sind, d. h. jedes Tor erzeugt einen positiven Impuls in Antwort auf die gleichzeitige Erregung seiner beiden Eingänge_} wie dies durch Plus-Zeichen dargestellt ist. Die Ausgänge der Tore 4 und 4 * sind Über Kondensator-Widerstandsleifcmgen 6-7 und'6¹-?¹ jeweils »it einem gemeinsamen Schaltungs-'knoten 8 verbunden _% der mit dem Eingang des Filters 10 verbunden ist« Der Schaltungsknoten 8 ist weiterhin über einen Widerstand 9 mit Masse verbunden. Die beiden Widerstände 7 und 7» sind

909833/1155 BAD 0~--^

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rait verschiedenen Werten gewählt, beispielsweise der Widerstand 7 mit der Hälfte des WErtes des Widerstandes 7*. Auf diese Art haben an das Filter 10 angelegte scharfe Impulse in Antwort auf einen digitalen WErt (hochji) des Hingangssignals die doppelte Größe der an das Filter in Antwort auf einen anderen WErt (niedrig) angelegten Impulse.

In Fig.10 ist der resultierende Vorgang im Fall tiner Eingangs-Digitfolge LHLIiIL, wie in Linie Ca) gezeigt, veranschaulicht. Die Linitn (b) und (c) zeigen die jeweils von den Toren 4 und 4* erzeugten positiven Impulse. Die Linie (d) zeigt die Folge der an de« Schaltungsknoten 8 an das Filter 10 angelegten Impulse. Es ist zu bemerken, daß die den L-Eingangspegeln ent- -sprechenden Tastimpulse mit der Hälfte der Größe der den H-Pegeln entsprechenden Tastimpulse gezeigt sind« Linie (e) zeigt das resultierende Ausgangssignal des Filters 10 in dem fall, in dem die Filtermerkmale derart gewählt wurden, daß die Filterantwort einen vollen Trägerzyklus umfaßt, wie im Vorhergehenden beschrieben. Es ist ersichtlich, daß eine Zwei-Pegel-Amplitudenmodulation ait unterdrückten Träger erhalten wurde. Die Aus-Lfrührungsfor» der Fig· S kann übertragen werden, ua eine wie im Vorhergehenden beschriebene Korrekturwirkung hervorzurufen, und kann mi t den bezüglich der Fig. 4, 6, 7 und 8 beschriebenen Systemen kombiniert werden.

Einer der Vorteile der erfidnungsgemäßen Modulationssysteme ist der» daß sie digitaler Art sind. Sie sind daher einfach in

der Einstellung, Handhabung und Wartung und besitzen eine hohe

r "" 1IS70I3

Zuverlässigkeit. Sie können leicht und billig mit Serienproduktionsmethoden hergestellt werdejfn,. die im Ganzen|oder in großen Teilen integrierte Schaltkreise verwenden, d. h. mit Ausnahme des Ausgangsfilters und der zugehörigen Ausgangsschaltung. Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen besitzen weiterhin eine große Flexibilität, wie dies aus den vielen verschiedenen Beispielen hervorgeht. Diese Flexibilität ist teilweise auf die Wahlmöglichkeit der Frequenzmerkmale des Ausganngsfilters in Übereinstimmung mit den Erfordernissen in jedem Verwendungsaugenblick zurückzuführen. Sie ist ebenfalls auf den Spielraum der Auswahl der Ausgangswiderstände zurückzuführen, um die Verzerrung in den Ausgangswellenformen zu kompensieren, die durch Unvollkommenheiten in dem Ausgangsfilter und aus anderen Gründen eingeführt werden, und um ebenso eine bezüglich der Fig. 9 und Fig. 10 ausgeführte Viel-Pegel-Amplitudenmodulation zu. erhalten, wenn diese gewünscht ist.

Während hier binäre digitale Signale bevorzugt wurden, da diese Anwendungsart besonders gebräuchlich ist, 1st es klar, daß die Erfindungsprinzipien ebenfalls auf Signaldaten anwendbart sin 4» die in einer anderen als binären Fora, t. B» drei-wertigen Signalen kodiert sind. In diesem Fall würde jede der Stufen des Schrittregisters SO in der Form von drei-itufigtn Schaltkreisen ausgeführt werden. Jeden der drei Ausgänge wtttden Koinzidenztore angeschlossen sein. Von diesen drei Toren könnten rwei positive Koinzidenztore mit Widerstanden star Wägung der dejir verschiedenen WErte verbunden sein, während das dritte Tor negativ oder positiv sein kann. p»r,g ^,ΛΜί^-

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In allen Fällen kann die algebraische Wägungsfunktion, die als durch positive und/oder negative UND-Tore und durch die Wägungs-Ausgangswiderstände 70, 71 gebildet beschrieben uurde, noch weiter vervollständigt werden.

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Claims (12)

1. A654 - II/S

   CoMi-agnie Franchise
   Thorison „louston-liotclikiss Brandt 173, Lld. Laussi.iann, Paris f,c, Frankreich

   Patentansprüche:

   . JVorrichtung zur Kodierung digitaler Hingangssignale, gekennzeichnet durch einen Pulsgenerator (5), der eine Folge kurzer Tastimpulse erzeugt, deren Folgefrequenz der der Eingangssignale entspricht, weiterhin durch Abtaster (4,- 4N, 7, 7N", 9) zur Abtastung aller digitalen Eingangssignale mit einem Tastimpuls zur Urzeugung einer Folge von in Polarität und/oder Größe den digitalen Vierten der Hingangssignale entsprechenden kurzen Tastimpulsen, und schließlich durch ein lineares Filter an dem die Tastimpulse anliegen und dessen Kennlinie derart festgelegt ist, daß die nach dem Durchlauf durch das Filter eine Kodierung der Folge der Eingangssignale darstellenden Tastimpulse eine Wellen-form besitzen, die zumindest eine Halbwelle einer vorgeschriebenen Trägerfrequenz umfaßt CFig. 1).
2. 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Abtaster $4, 4N) zur Abtastung aller Signale einer begrenzten Serie aufeinanderfolgender digitaler Signale mit Tastimpulsen zur Ableitung.eines in Polarität und/oder Größe dem digitalen ■609833/1T5S' _BAD or

   Vt

   Wert des Eingangssignals entsprechenden kurzen Impulses von jedem Signal, weiterhin durch Schaltelemente (7, 7:-'.-, 9) zur algebraischen l.'ägung der Größen der von den entsprechenden Signalen der begrenzten Serie abgeleiteten Tastimpulsen und zum Addieren der gewogenen Impulse unter Bildung eines Summenimpulses, weiterhin durch ein lineares Filter (10). an dem der Summenimpuls anliegt und dessen Frequenzkennlinie derart festgelegt ist, daß die nach dem Durchlauf durch das Filter eine Kodierung der Folge der digitalen Signale darstellenden Summenimpulse eine Wellenform besitzen, die ein bestimmtes Teil einer Welle einer vorgeschriebenen Trägerfrequenz umfaßt (Fig. 1).
3. 3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Folgefrequenz der digitalen Eingangssignale und der Tastimpulse die Bandbreite des Filters (10) durch die Gleichung £_d s f₂ - £ β 2f_c festlegt.
4. 4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzkennlinie des Filters (10) derart festgelegt ist, daß die Trägerfrequenz ein ganzes Vielfaches der Folgefrequenz ist (f_p = kf_d = 2kf_c).
5. 5. Vorrichtung nach Anspruch 3,dadurch ^cennezeichaet, daß die Frequenzkennlinie des Filters (10) derart festgelegt ist, daß die Trägerfrequenz ein ungerades Vielfaches der Hälfte der Folgefrequenz ist (f = ξ|±1 f_d = (2lc+1)f_c) und Mittel (88) zur Komplernentierung jedes anderen Ein-gangssignals Vorgesehen sind (FIg ο 7) „ 309833/11Sg
6. 6. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzkennlinie des Filters (10) derart festgelegt ist,daß die Trägerfrequenz ein ungerades Vielfaches eines Viertels

   9V¹+1 7V +1

   der Folgefrequenz ist (f = f_A ' f ) und Mittel

   ρ f α ι. c

   (88) zur Komplementierung jedes anderen Paares von Eingangssignalen und Phasenschieber (101) zur Phasenverschiebung jedes anderen Tastimpulses vor dem Anlegen an das Filter (10) vorgesehen sind (Fig. 8).
7. 7. Vorrichtung nachieinem der Ansprüche T bis 3, gekennzeichnet durch Detektoren zum Aufspüren der Lage der Signale in der Einsansssignalfolge und Mittel zur selektiven Komplementierung der Signale mit in dieser Folge festgelegten numerischen Lagen.
8. Θ. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtaster Koinzidenz-Tore (4, 4N) aufweisen.
9. 9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Koinzidenztore zumindest ein Paar positiver (4) und negativer (4N) Tore aufweisen (Fig. 1).
10. 10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie ein vielstufiges Schrittschaltwerk

    ο (30) aufweist, das die Folge der Eingangssignale an seinem

    Eingang erzeugt und eine Reihe von Ausgangsstufen besitzt, co

    i^ die jeweils eine entsprechende um die der ReiejTnfolge der

    -» Stufen in dieser Reihe entsprechende Anzahl digitaler Perioden cn

    verzögerte Form des jeweils empfangenen Signäfe erzeugt, daß

    BAD OBUSINAL

    weiterhin die Abtaster (40, 41) nit jeder Stufe verbunden sind und schließlich die V.'ägungsschaltclenentc (70,5) Impedanzen ausgewählter verschiedener Größen besitzen, die die Ausgänge der Abtaster mit dem Eingang des Filters (107 verbinden (Fig. 4).
11. 11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die mit jeder Stufe verbundenen Abtaster ein positives und ein negatives Koinzidenztor aufweisen.
12. 12. Vorrichtung nach Anspruch 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Koinzidenztore in zwei parallel zu den Ausgangsstufen liegende Sätze (40-0, 41-0; 40-E, 41-li) unterteilt sind, weiterhin ein Phasenschieber (101) die Ausgänge mindestens eines der Sätze der Tore mit dem Filter (10) verbindet, ferner ein.an den Pulsgenerator angeschlossener Vergleicher vorgesehen ist, der Tastimpulse erzeugt, wobei eine von zwei Tastimpulsreihen von der Gleichheit des digitden Eingangssignal abhängt und die jeweiligen Sätze der Koinzidenztore von Tastimpulsen der entsprechenden Reihen erregt werden und die Ausgangswellenform des Filters gegenüber jedem anderen Eingangssignal phasenverschoben wird.

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