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Elektronisch gesteuerte Impedanz Die Erfindung bezieht sich auf eine
elektronisch gesteuerte Impedanz, insbesondere auf eine Impedanz, deren Real- und
Imaginärteile wahlweise positive und negative Werte annehmen können.
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Bisher wurden verschiedene Maßnahmen getroffen, um für ein Wechselstromsignal
eine negative Impedanz zu schaffen. So kann man z. B. mit einer Gruppe von Vorrichtungen,
die Tunneldioden und Tetroden umfaßt, von denen jede eine Stromspannungskennlinie
mit einem negativen Bereich aufweist, diese Funktion erfüllen.
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Ein arideres bekanntes Verfahren zum Erzeugen einer negativen Impedanz
ist darin zu sehen, daß entweder eine Strom- oder Spannungsrückkopplung vorgesehen
wird.
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Negative Impedanzanordnungenhaben in der elektronischen und elektrischen
Steuertechnik ein breites Anwendungsgebiet gefunden. So sind beispielsweise negative
Impedanzwandler als Verstärker im Telefon- und Nachrichtenübertragungswesen verbreitet
eingesetzt worden. Außerdem sind negative Impedanzschaltungen bei abgestimmten Kreisen
zur Erzeugung von Oszillatoren verwendet worden. Jedoch sind alle bekannten Anordnungen
entweder nur als positive oder nur als negative Impedanzen betrieben worden.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung mit
variabler Impedanz mit wahlweise positivem oder negativem Vorzeichen zu schaffen,
insbesondere eine elektronisch gesteuerte Schaltung, die eine komplexe Impedanz
aufweist, deren Real- und Imaginärteil kontinuierlich von positiven bis negativen
Werten veränderbar ist.
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Dabei soll die variable Impedanzanordnung mit gutem Wirkungsgrad arbeiten
und einfach und billig herzustellen sein.
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Es ist bereits eine Schaltungsanordnung zur Frequenzmodulation mittels
einer Transistoranordnung bekannt, die eine feste Impedanz in eine im Rhythmus einer
ihr zugeführten Modulationsfrequenz veränderbare Impedanz transformiert. Der Transistor
wird dabei in der Kollektorschaltung betrieben, und die feste Impedanz ist zwischen
den Kollektor und Emitter geschaltet. Der Transistor besitzt durch Herstellung,
Formierung und Wahl des Arbeitspunktes einen sehr niedrigen dynamischen Emitterwiderstand
und/oder einen sehr hohen dynamischen Kollektorwiderstand. Bei einem Ausführungsbeispiel
der Schaltungsanordnung liegt in der Kollektorzuleitung des Transistors eine Steuersignalquelle,
in dessen Basiszuleitung ein Widerstand, und sein Emitter ist über einen Widerstand
mit dem Bezugspotential verbunden. Mit dieser Schaltungsanordnung wird jedoch keine
variable Impedanz mit wahlweise positivem oder negativem Vorzeichen verwirklicht,
deren Real-und Imaginärteil kontinuierlich von positiven bis negativen Werten veränderbar
ist.
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Es ist auch noch eine Flächentransistorschaltung bekannt, die eine
steuerbar veränderliche Reaktanz aufweist und beispielsweise als Reaktanzmodulator
zur Steuerung oder zum Modulieren der Frequenz eines Schwingungserzeugers verwendet
werden kann. Dabei wird zwischen Emitter und Basis eine in Durchlaßrichtung des
Transistors wirkende Vorspannung und zwischen Kollektor und Basis eine in Sperrichtung
wirkende Vorspannung angelegt und zwischen Basis und einer der beiden anderen Elektroden
eine Steuerspannung zur Änderung der sich zwischen Kollektor und Basis ergebenden
Reaktanz zugeführt, wobei Emitter und Kollektor als Ausgangselektroden dienen. Auch
bei dieser Schaltung wird jedoch nicht die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe
gelöst.
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Die Erfindung geht aus von einer elektronisch gesteuerten Impedanz
mit einem Flächentransistor, in dessen Kollektorzuleitung eine Steuersignalquelle
liegt, in dessen Basiszuleitung ein Widerstand liegt und dessen Emitter über einen
Widerstand mit dem, Bezugspotential verbunden ist. Die mit der Erfindung. empfohlene
Besonderheit besteht darin, daß der-Transistor auf seine Grenzspannung vorgespannt
ist und mit einem Kollektor-Emitterstrom betrieben ist,, der den Lawinenstrombereich
überschreitet, und daß, der Verbraucher entweder parallel zu dem an den
Emitter
angeschalteten Widerstand liegt oder diesen ersetzt.
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Das Ergebnis kann qualitativ durch Bezugnahme auf die bekannte Stromspannungskennlinie
eines Flächentransistors plausibel gemacht werden. Die Kennlinien weisen eine unterschiedliche
Neigung an ihren Schnittpunkten mit der Linie auf, die für den vorstehenden erwähnten
Kollektor-Emitter-Strom repräsentativ ist. Für größere Spannungen als die Grenzspannungen
haben die Kennlinien negative Steigungen, deren Wert mit zunehmender Kollektor-Emitter-Spannung
zunimmt. In ähnlicher Weise haben die Kennlinien unterhalb der Grenzspannung positive
Steigungen, deren Wert bei einer Abnahme der Kollektor-Emitter-Spannung zunimmt,
während die Steigung Null bei der Grenzspannung .auftritt. Wird daher eine positive
Steuerspannung zu der Ruhevorspannung addiert, so erhält man eine Kennlinie mit
negativer Steigung und einem negativen Widerstand, während ein Subtrahieren einer
negativen Steuerspannung von der Ruhevorspannung einen positiven Widerstand erzeugt.
Die Blindkomponente der Impedanz wird durch die Verwendung ,der vorstehend erwähnten
Kapazität erhalten und ist das Ergebnis der einem Flächentransistor eigenen inneren
Rückwirkung. Sie wird nachfolgend noch quantitativ beschrieben werden.
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Die vorstehend beschriebene variable Impedanzschaltung kann in einer
Phasenmodulationsanordnung als das Nebenschluß-Ausgangselement eines Spannungsteilernetzwerkes
verwendet werden, bei dem die Phase eines Trägersignals moduliert wird, das an dem
Eingang des Spannungsteilernetzwerkes angelegt wird.
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Entsprechend einer Weiterbildung der Erfindung weist die variable
Impedanzschaltung einen Widerstand und eine hiermit parallelgeschaltete Kapazität
zwischen der Basis des Transistors und dem Kollektoranschluß für den Wechselstrom
auf.
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Eine andere Weiterbildung der Erfindung ist darin zu sehen, claß ein
Kondensator zwischen den Emitter= anschluß und den gemeinsamen Bezugspunkt geschaltet
ist.
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Nach einer weiteren Ausbildung der Erfindung ist bei einem Phasenmodulator
eine Trägersignalquelle über einen Kondensator mit dem Emitteranschluß verbunden.
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Im folgenden ist die Erfindung an Hand der Zeichnung im einzelnen
erläutert. Es zeigt F i g. 1 ein schematisches Schaltbild eines repräsentativen
Ausführungsbeispiels der Erfindung, F i .g, 2 ein Ersatzschaltbild der in der F
i g# 1 dargestellten Schaltung, F i g.. .3 eine Koliektorstrom-Kollektorspannungs-Kennlinienschar
des in F i g. 1 dargestellten Flächentransistors, F i g. 4 ein Schaltbild einer
ersten Phasenmodulationsschaltung und Fi.g.5 eine zweite Phasenmodulationsschaltung.
Die in der F i g. 1 dargestellte variable Impedanzschaltung weist -einen Flächentransistor
10 auf, des-@sen Kollektoranschluß über eine Steuersignalquelle 26 mit einer Quelle
25 positiver Spannung verbunden ist. Die Basis des Transistors 10 liegt an einer
zweiten Quelle 20 positiver Spannung, und zwar über .einen Widerstand R und :einen
zu diesem parallelliegenden Kondensator. Der Emitteranschluß 11 liegt über einen
Widerstand 16 ,an Erde. Die Spannungsquellen 20: und 25 sind zur Vorspannung des
Transistors 10 so gewählt, daß der Arbeitspunkt sich der Grenzspannung VS nähert.
Die Grenzspannung VS ist in F i g. 3 gezeigt. Der Arbeitspunkt des Transistors 10
ist außerdem so gewählt, daß der Kollektor-Emitter-Strom Io den Lawinenbereich in
F i g. 3 überschreitet, wobei aber der Strom IQ so ausgewählt ist, daß sein Produkt
mit der Grenzspannung VS kleiner ist als die maximal zulässige Kollektorverhistleistung
des Transistors 10. Der richtige Strom wird mittels des Widerstandes 16 eingestellt,
da der Kollektor-Emitter-Strom IQ im wesentlichen dem Quotienten aus der Spannung
der Quelle 20 und dem Widerstand 16 entspricht, wobei der Widerstand 16 als groß
gegenüber dem Widerstand R vorausgesetzt wird.
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Das Schaltbild der F i g. 2 stellt das Ersatzschaltbild der in der
F i g. 1 gezeigten Schaltung dar. Bei dem Ersatzschaltbild sind die Spannungsquellen
durch ihre Innenwiderstände ersetzt worden. Die Widerstände re, r6 und r, stellen
die inneren Widerstände des Emitters, der Basis und des Kollektors des Transistors
10 dar, und oc ist das bekannte Verhältnis von Kollektorstrom zu Emitterstrom.
Die Widerstände 16 und R und die Kapazität C sind in der gleichen Weise wie in F
i g. 1 angeordnet. Der Widerstand r, hat üblicherweise einen Wert von der Größenordnung
0,5 Megohm und kann daher bei der weiteren Betrachtung vernachlässigt werden. In
ähnlicher Weise ist der Widerstand 16 von höherer Größenordnung als die übrigen
Widerstände der Schaltung und kann daher gleichfalls vernachlässigt werden. Zusätzlich
hierzu ist der innere Basiseingangswiderstand rb sehr klein, üblicherweise liegt
er bei 10 oder 20 Ohm und kann daher bei der weiteren Betrachtung gleichfalls ausscheiden.
Zur vereinfachten Berechnung der Impedanz Z zwischen Emitteranschluß 11 und Erde
wird die Impedanz ZAA, des von der Schnittstelle AA' rechts liegenden Teiles
der F i g. 2 zuerst bestimmt. Die gewünschte Impedanz Z ist dann die Summe des Widerstands
r. und der Impedanz ZAAI.
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Zur Bestimmung der Impedanz ZAA, im rechten Teil des Schnitttes
AA' sei ein Stromgenerator mit dem Strom 1, der in F i g. 2 gestrichelt gezeichnet
ist, angenommen. Hierdurch wird ein Stromfluß ausgehend von dem Erdanschluß in den
Punkt 50 der Schaltung; nämlich die Verbindungsstelle der Widerstände re, r6 und
r" erzeugt. Die Anwendung der Kirchhoffschen Regel für den in den Knoten 50 fließenden
Strom ergibt folgende Gleichung, wobei die zwischen dem Knoten 50 und Erde auftretende
Spannung mit E bezeichnet wird:
Durch Zusammenfassen -der .Strom- und Spannungswerte -erhält man:
Durch über-Kreuz-Multiplizieren und durch Vereinfachen erhält man:
Das Verhältnis der bestimmten Knotenspannung E zum angenommenen Strom 1 stellt die
Impedanz ZAA, des Schnittes AA' dar. Ist nun: C02 R2 C2 C 1 (4) was gleichbedeutend
ist mit
dann gilt für ZAA, = (1 - a) R -- j (1 - a) aoR2 C. (6) Daher ist die Gesamtimpedanz
Z der Schaltung der F i g. 1 zwischen dem Emitteranschluß 11 und Erdpotential Z=re+ZAA,=re-I-(1-rx)R-j(1-a)wR2C.
(7) Ist daher a kleiner als 1, was bei der normalen Betriebsweise eines Flächentransistors
der Fall ist, so nimmt die Impedanz Z die Form eines positiven Widerstandes an,
der in Serie mit einem kapazitiven Leitwert liegt.
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Wie bekannt, nimmt a monoton mit zunehmender Kollektor-Emitterspannung
zu und ist kleiner als 1 in dem Bereich unterhalb der Grenzspannung VS (F i g. 3).
Der Transistor arbeitet in diesem Bereich, wenn die Spannungsquelle 26 eine negative
Spannung erzeugt, die sich von der Grenzspannung subtrahiert. In ähnlicher Weise
addiert sich eine von der Steuersignalquelle 26 herrührende positive Spannung zu
der Grenzspannung, und im Ergebnis hiervon arbeitet der Transistor in einem oberhalb
der Grenzspannung liegenden Gebiet, in dem a größer als 1 ist. In diesem Gebiet
nimmt die Impedanz Z folgende Form an: Z = - (a - 1) R -I- r, -f- j (a -
1) 0o R2 C . (8). Diese Gleichung stellt einen negativen Widerstand dar, da der
Widerstand re im Vergleich zu dem Ausdruck (a -1) R klein ist, und zwar in Serie
mit einem induktiven Widerstand. Hieraus ergibt sich, daß die Impedanzvektoren,
die durch die Gleichung (8) repräsentiert werden, um 180° gegenüber denjenigen der
Gleichung (7) gedreht liegen.
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Es sei bemerkt, daß die Kapazität C ausschließlich dazu verwendet
wird, um die Blindkomponente der Impedanz zwischen dem Emitteranschluß 11 des Transistors
10 der F i g. 1 und Erdpotential zu erzeugen. Wird der Kondensator C weggelassen,
also wird für C der Wert Null in den Impedanzgleichungen (6) und (7) eingesetzt,
so erhält man für die Eingangsimpedanz, wenn a größer als 1 ist, folgende Gleichung:
Z = Ri,n _ - (a - 1) R -I- r", (9)
dagegen bestimmt sich die Impedanz für
a kleiner als 1 aus der Gleichung Z = Rin = r, -I- (1 - a) R . (10) Die Impedanz
bei Abwesenheit der Kapazität C ist daher einfach ein reeller Widerstand Rin, der
sowohl positive als negative Werte annehmen kann, wenn a kleiner bzw. größer als
1 ist.
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Als Anwendungsbeispiel der variablen Impedanzschaltung der F i g.
1 sei eine Phasenmodulieranordnung, die in der F i g. 4 dargestellt ist, beschrieben,
wobei aber die Kapazität C des in der F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiels
weggelassen ist. Die Schaltung enthält die grundsätzliche Schaltungsanordnung der
F i g. 1, ausgenommen den Kondensator C, und weist ferner eine Quelle 28 auf, die
eine sinusförmige Trägerspannung liefert. Die Quelle ist mit dem Ernitteranschluß
11 über einen Kondensator 38 verbunden. Ferner ist ein Verbraucher 35,, der eine
relativ hohe Eingangsimpedanz aufweist, mit dem Emitteranschluß 11 verbunden. Ferner
wird aus der Steuersignalquelie 26 ein Nachrichtensignal zugeführt, das den Träger
phasenmodulieren soll. Die Nachricht in diesem Beispiel soll digitaler Natur sein
mit positiven und negativen Irrpulsen, die die zwei binären Zeichen darstellen.
Es sei bemerkt, daß die Verwendung eines digitalen Signals nur zur vereinfachten
Erläuterung der Schaltung dienen soll. Es kann auch ein Analogsignal verwendet werden.
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In der folgenden Rechnung bezeichnet die Größe C38 die Kapazität des
Kondensators 38, Rin den Eingangswiderstand des Transistors, wie er durch
die Gleichungen (9) und (10) gegeben ist, E, die Trägerspannurig, die durch die
Quelle 28 zugeführt wird, und E, die Ausgangsspannung, die dem Verbraucher 35 zugeführt
wird. Man erhält:
Angenommen, daß w RinC38 < 1, oder in der üblichen Form, daß
ist, dann gilt R' o = Ea (jw C38 Rin). (12) Es sei nun angenommen, daß die
Steuersignalquelle 26 eine positive Spannung zuführt. Der Transistor 10 arbeitet
daher oberhalb der Grenzspannung, wodurch eine reelle negative Impedanz Z zwischen
dem Emitter 11 des Transistors 10 und Erdpotential, die durch die Gleichung (9)
gegeben ist, entsteht. Die Ausgangsspannung, die durch Gleichung (12) gegeben ist,
hat daher einen Phasenwinkel von (-j), und infolgedessen wird das Trägersignal um
90° verzögert. Liefert die Quelle 26 ein negatives Signal, so wird die Impedanz
Z reell und positiv, wie das aus der Gleichung (10) hervorgeht. Die Ausgangsspannung
E, hat daher einen Phasenwinkel von (+j), und die Trägerspannung eilt um 90° vor.
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Eine zweite Phasenmodulationsanordnung ist in der F i g. 5 dargestellt,
sie ist ähnlich der der F i g. 4, mit Ausnahme, daß ein Kondensator C an die Basis
des Transistors 10 parallel zu dem Widerstand R wie in der F i g. 1 geschaltet ist
und daß der Kondensator 38 durch einen Widerstand 18 ersetzt ist.
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Bei dieser Ausführungsform erzeugt ein Steuersignal der Quelle 26
eine reelle und eine Blindkomponente zwischen dem Emitter 11 und Erde entsprechend
den Gleichungen (7) und (8). Wie leicht gezeigt werden kann, ist, wenn der Widerstand
18 im Vergleich zum Eingangswiderstand des Transistors 10 groß gewählt wird, die
Phase des dem Verbräucher
35 zugeführten Signals um 180° verschieden,
wenn die Polarität der Steuersignale geändert wird.
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Es sei bemerkt, daß die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele
nur der Erläuterung der Erfindung dienen. Es sind zahlreiche weitere Schaltungen,
die auf dem der Erfindung zugrunde liegenden Prinzip beruhen, denkbar. So kann z.
B. in der F i g. 1 ein abgestimmter Parallelkreis zwischen dem Emitteranschluß des
Transistors 10 und Erde geschaltet werden, und der Kondensator C kann weggelassen
werden, so daß eine Schwingschaltung entsteht, oder es kann in der Schaltung gemäß
der F i g. 1 eine zusätzliche Kapazität zwischen Emitter des Transistors 10 und
Erde geschaltet werden, wobei der Kondensator C in der Schaltung verbleibt. Dabei
bildet die Schaltung selbst ohne den zusätzlichen Kondensator eine negative reelle
Impedanz mit einer Induktivität, die zusammen mit dem zusätzlichen Kondensator einen
Oszillator darstellen.