DE112021002683T5

DE112021002683T5 - Komparator, Oszillator und Stromrichter

Info

Publication number: DE112021002683T5
Application number: DE112021002683.6T
Authority: DE
Inventors: Tomokazu Kojima; Yuhei Morimoto
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2020-08-28
Filing date: 2021-08-24
Publication date: 2023-05-11
Also published as: JP7325649B2; US20230261624A1; US11791787B2; CN115812277A; JPWO2022045106A1; WO2022045106A1

Abstract

Eine Differenzverstärkerschaltung (110) erzeugt einen ersten Strom (I1) und einen zweiten Strom (I2) mit einer Stromdifferenz, die durch ein Verstärken einer Spannungsdifferenz zwischen einer Eingangsspannung (Vin) und einer Referenzspannung (VREF) erhalten wird. Eine Ausgangsstufe (170) liefert einen Strom (I6p) proportional zu dem ersten Strom (I1) an einen Ausgangsknoten (N6). Eine Stromumwandlungsschaltung (140) entlädt den zu dem zweiten Strom (I2) proportionalen Strom (I4n) aus dem Ausgangsknoten (N6). Nach dem Verbinden des Ausgangsknotens (N6) mit einem Masseknoten (Ns) als Reaktion auf ein Rücksetzsignal (RST) trennt eine Verriegelungsschaltung (160) den Ausgangsknoten (N6) von dem Masseknoten (Ns), nachdem das Rücksetzen aufgehoben wurde. Danach, wenn die Spannung am Ausgangsknoten (N6) von der Massespannung (VSS) in einem Fall ansteigt, in dem eine Pegelbeziehung zwischen der Eingangsspannung (Vin) und der Referenzspannung (VREF) von einem Rücksetzaufhebungszeitpunkt aus umgekehrt ist, legt die Verriegelungsschaltung (160) die Spannung am Ausgangsknoten (N6) auf eine Stromversorgungsspannung (VDD) durch eine positive Rückkopplungsverriegelungsoperation fest.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft einen Komparator, einen Oszillator und einen Stromrichter, welcher den Komparator umfasst.
Stand der Technik
In den letzten Jahren, mit dem Fortschritt des Internets der Dinge (IoT), der Technologie der künstlichen Intelligenz (KI) und dergleichen, besteht ein zunehmender Bedarf an einer Technik für eine gemischte Signalschaltung, die eine analoge Schaltung und eine digitale Schaltung mit hoher Genauigkeit und extrem niedrigem Stromverbrauch umfasst. In der gemischten Signalschaltung koexistieren eine hochintegrierte digitale Schaltung zur Multifunktionalisierung und eine analoge Schaltung für hohe Leistung auf Silizium.
Ein Komparator, der ein Ausgangssignal entsprechend einem Vergleichsergebnis zwischen zwei analogen Spannungen erzeugt, die eine Eingangsspannung als ein Eingangssignal an die digitale Schaltung darstellt, wird häufig als eine solche analoge Schaltung verwendet.
Der Komparator wird auch als eine Komponente eines Relaxationsoszillators verwendet, um ein Taktsignal mit einer konstanten Frequenz zu erzeugen, das der digitalen Schaltung zugeführt wird. Dieser Relaxationsoszillator weist einen Vorteil dahingehend auf, dass der Relaxationsoszillator durch eine CMOS-Schaltung (Complementary metal-oxide-semiconductor) implementiert werden kann, im Unterschied zu einem Quarzoszillator und einem LC-Oszillator, die in Bezug auf Kosten und Integration nachteilig sind, aber eine hohe Genauigkeit aufweisen. Da der Quarzoszillator gestartet werden muss, ist es außerdem schwierig, den Quarzoszillator in einer Anwendung einzusetzen, die einen niedrigen Stromverbrauch durch einen intermittierenden Betrieb erreicht, der häufig ein- und ausgeschaltet wird.
Als eine der Techniken zum Verringern des Stromverbrauchs des Komparators beschreibt die japanische Patentoffenlegung Nr. 2008-153866 (PTL 1) eine Schaltungskonfiguration eines Komparators mit einer Verriegelungsschaltung. In dem in PTL 1 beschriebenen Komparator werden die Ausgangssignale einer Differenzverstärkerschaltung, in die die beiden zu vergleichenden analogen Spannungen eingegeben werden, durch die Verriegelungsschaltung verstärkt, und dann wird der durch die Differenzverstärkerschaltung fließende Strom reduziert, wodurch der geringe Stromverbrauch erreicht wird.
Zitierungsliste
Patentliteratur
PTL 1: Japanische Patentoffenlegung Nr. 2008-153866
Überblick über die Erfindung
Technisches Problem
In dem Komparator von PTL 1 wird das von der Verriegelungsschaltung verstärkte Signal als das Ausgangssignal der Komparatorschaltung entsprechend dem Vergleichsergebnis der beiden Eingangsspannungen (Analogspannungen) zum Zeitpunkt bestimmt, zu dem das Taktsignal von einem logischen Low-Pegel (im Folgenden „L-Pegel“) zu einem logischen High-Pegel (im Folgenden „H-Pegel“) gewechselt. Aufgrund dessen ist der Komparator von PTL 1 für eine Anwendung geeignet, bei der die beiden Analogspannungen (Eingangsspannungen) zu einem bestimmten Zeitpunkt verglichen werden.
Auf der anderen Seite gibt es als weitere Anwendung des Komparators eine Anwendung, bei der eine der Eingangsspannungen auf eine festgelegte Spannung (Referenzspannung) eingestellt wird, um den Zeitpunkt zu erfassen, zu dem die andere Eingangsspannung ansteigt oder abfällt, um die Referenzspannung zu erreichen, d. h. eine Anwendung als Komparator vom One-Shot-Typ. Beispielsweise wird in dem oben beschriebenen Relaxationsoszillators ein periodisches Taktsignal durch den Betrieb erzeugt, bei dem zwei Komparatoren abwechselnd den Zeitpunkt erfassen.
Wenn jedoch der Komparator von PTL 1 für eine solche Anwendung eingesetzt wird, muss die Frequenz des Taktsignals erhöht werden, um den Vergleichsvorgang der Eingangsspannung in einer kurzen Periode zu wiederholen, um den Zeitpunkt mit hoher Genauigkeit zu erfassen. Infolgedessen besteht die Sorge, dass der Stromverbrauch ansteigt.
Die vorliegende Offenbarung wurde gemacht, um ein solches Problem zu lösen, und ein Ziel der vorliegenden Offenbarung ist es, den Stromverbrauch des Komparators vom One-Shot-Typ zu reduzieren, der erfasst, dass die analoge Spannung von einem der beiden Eingänge eine Referenzspannung des anderen der beiden Eingänge erreicht.
Lösung des Problems
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung umfasst ein Komparator, der durch ein Liefern einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung arbeitet, eine Differenzverstärkerschaltung, eine Stromquellenschaltung, eine Ausgangsstufe, eine Stromumwandlungsschaltung, eine Minimalauswahlschaltung und eine Verriegelungsschaltung. Die Differenzverstärkerschaltung ist mit einem ersten Energieversorgungsknoten verbunden, der die erste Spannung über den ersten und zweiten Knoten liefert. Die Differenzverstärkerschaltung erzeugt einen ersten Strom und einen zweiten Strom mit einer Stromdifferenz, die durch ein Verstärken einer Spannungsdifferenz zwischen der Referenzspannung und der Eingangsspannung an dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten erhalten wird. Die Referenzspannung wird zuvor zwischen der ersten und der zweiten Spannung bestimmt. Die Stromquellenschaltung ist über einen dritten Knoten zwischen einem ersten Energieversorgungsknoten und einem zweiten Energieversorgungsknoten, der die zweite Spannung liefert, in Reihe mit der Differenzverstärkerschaltung verbunden. Die Stromquellenschaltung erzeugt an dem dritten Knoten einen dritten Strom, der eine Summe des ersten und zweiten Stroms ist. Die Ausgangsstufe ist zwischen einem Ausgangsknoten und dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden und weist eine Stromantriebskraft auf, um einen ersten Ausgangsstrom zu erzeugen, der proportional zu dem ersten Strom zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem Ausgangsknoten ist. Die Stromumwandlungsschaltung weist eine Stromantriebskraft auf, die einen zweiten Ausgangsstrom erzeugt, der proportional zum zweiten Strom zwischen dem zweiten Energieversorgungsknoten und dem Ausgangsknoten ist. Die Minimalauswahlschaltung ist zwischen einem komplementären Ausgangsknoten und dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden, um einen Strom zu erzeugen, der proportional zu einem Minimalstrom des ersten und zweiten Stroms an dem komplementären Ausgangsknoten ist. Die Verriegelungsschaltung ist zwischen dem Ausgangsknoten und dem komplementären Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden. Die Verriegelungsschaltung führt einen Rücksetzvorgang durch, bei dem sowohl der Ausgangsknoten als auch der komplementäre Ausgangsknoten als Reaktion auf ein Rücksetzsignal elektrisch mit dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden wird. Die Verriegelungsschaltung führt einen Verriegelungsvorgang mit positiver Rückkopplung durch, bei dem eine in dem Ausgangsknoten erzeugte Änderung von der zweiten Spannung auf die erste Spannung verstärkt wird, wenn eine High- und Low-Beziehung zwischen der Eingangsspannung und der Referenzspannung von einem Aufhebungszeitpunkt des Rücksetzvorgangs aus umgekehrt wird, während der Ausgangsknoten und der komplementäre Ausgangsknoten während eines Schaltungsbetriebs nach Aufhebung des Rücksetzvorgangs elektrisch von dem zweiten Energieversorgungsknoten getrennt sind, und legt die Spannung an dem Ausgangsknoten auf die erste Spannung fest, während die Spannung an dem komplementären Ausgangsknoten auf die zweite Spannung festgelegt wird, bis das Rücksetzsignal das nächste Mal eingegeben wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung umfasst ein Oszillator einen ersten und einen zweiten Komparator, die jeweils von dem Komparator und einer Signalerzeugungsschaltung gebildet sind. Die Signalerzeugungsschaltung erhält das erste Ausgangssignal von dem ersten Komparator und das zweite Ausgangssignal von dem zweiten Komparator, um ein periodisches Signal zu erzeugen, das den Übergang eines logischen Pegels wiederholt. Das erste Ausgangssignal weist einen logischen Pegel entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten des ersten Komparators auf. Das zweite Ausgangssignal weist einen logischen Pegel entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten des zweiten Komparators auf. Ferner werden die Eingangsspannung des ersten Komparators und die Eingangsspannung des zweiten Komparators so gesteuert, dass als Reaktion auf jeden der Übergänge eines logischen Pegels des periodischen Signals abwechselnd eine Spannungsänderung zu der Referenzspannung hin erzeugt wird. Der erste und der zweite Komparator führen abwechselnd den Schaltungsbetrieb durch, um das erste und das zweite Ausgangssignal entsprechend der Referenzspannung und der Eingangsspannung mit der Spannungsänderung zu erzeugen. Die Signalerzeugungsschaltung bewirkt einen Übergang des logischen Pegels des periodischen Signals entsprechend sowohl einer Änderung des logischen Pegels in einer vorbestimmten Richtung des ersten Ausgangssignals als auch einer Änderung des logischen Pegels in der vorbestimmten Richtung des zweiten Ausgangssignals.
Bei einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird ein Stromrichter bereitgestellt. Der Stromrichter ist ein Stromrichter, der mit einem Masseleiter und einem Energieversorgungsleiter verbunden ist, eine erste Gleichspannung an dem Energieversorgungsleiter umwandelt und eine zweite Gleichspannung an einen Gleichspannungsausgangsknoten ausgibt und einen Ausgangsspannungsüberwachungskomparator umfasst, der von dem Komparator, einem Antriebsschaltelement und einer Spannungssteuerschaltung gebildet ist. Das Antriebsschaltelement ist zwischen dem Energieversorgungsleiter und dem Gleichspannungsausgangsknoten verbunden. Der Ausgangsspannungsüberwachungskomparator arbeitet so, dass er ein Steuersignal ausgibt, das auf einen ersten oder zweiten Pegel entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten oder dem komplementären Ausgangsknoten eingestellt ist, wobei die Spannung entsprechend der zweiten Gleichspannung als Eingangsspannung und die Spannung entsprechend einer Zielspannung an der zweiten Gleichspannung als Referenzspannung dient. Die Spannungssteuerschaltung steuert das Ein- und Ausschalten des Antriebsschaltelements auf der Grundlage des von dem Ausgangsspannungsüberwachungskomparator ausgegebenen Steuersignals.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Offenbarung kann die Spannung am Ausgangsknoten von der zweiten Spannung während des Zurücksetzens auf die erste Spannung als Reaktion auf die steigende oder fallende Eingangsspannung so geändert werden, dass sie der Referenzspannung entspricht, und es wird kein Strom in der Verriegelungsschaltung und der Ausgangsstufe erzeugt, außer für die Periode, in der sich die Spannung an dem Ausgangsknoten ändert. Infolgedessen kann der Stromverbrauch des Komparators, der feststellt, dass die Eingangsspannung die Referenzspannung erreicht, reduziert werden. Zudem kann der Stromverbrauch des Oszillators und des Stromrichters unter Verwendung des Komparators reduziert werden.
Figurenliste

1 ist ein Symboldiagramm, das Eingangs- und Ausgangssignale eines Komparators gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt.
2 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Betriebsbeispiel für den Komparator der vorliegenden Ausführungsform zeigt.
3 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für den Komparator einer ersten Ausführungsform zeigt.
4 ist ein erstes Schaltdiagramm, das den Betrieb des Komparators in 3 zeigt.
5 ist ein zweites Schaltdiagramm, das den Betrieb des Komparators in 3 zeigt.
6 ist ein drittes Schaltdiagramm, das den Betrieb des Komparators in 3 zeigt.
7 ist ein konzeptionelles Diagramm, das den Stromverbrauch des Komparators in Bezug auf eine Eingangsspannung zeigt.
8 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer ersten Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
9 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt.
10 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Betriebsbeispiel für einen Komparator der zweiten Ausführungsform zeigt.
11 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer Abwandlung der zweiten Ausführungsform zeigt.
12 ist ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb des Komparators der Abwandlung der zweiten Ausführungsform zeigt.
13 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Oszillator gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt.
14 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Betriebsbeispiel für den Oszillator der dritten Ausführungsform zeigt.
15 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer vierten Ausführungsform zeigt.
16 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer fünften Ausführungsform zeigt.
17 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Betriebsbeispiel für den Komparator der fünften Ausführungsform zeigt.
18 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer zweiten Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
19A ist ein Schaltdiagramm, das ein erstes Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer dritten Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
19B ist ein Schaltdiagramm, das ein zweites Konfigurationsbeispiel für den Komparator der dritten Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
20 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer Kombination aus der fünften Ausführungsform und der zweiten Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
21 ist ein schematisches Diagramm, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel für einen DC-DC-Wandler zeigt, der ein darstellendes Beispiel für einen Stromrichter gemäß einer sechsten Ausführungsform ist.
22 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für eine PFM-Steuerschaltung in 21 zeigt.
23 ist ein Betriebswellenformdiagramm, das die PFM-Steuerschaltung und eine Gateansteuerungsschaltung in 21 zeigt.
24 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für die Gateansteuerungsschaltung in 21 zeigt.
25 ist ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb einer nicht überlappenden Takterzeugungsschaltung in 24 zeigt.
26 ist ein schematisches Diagramm, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel für einen DC-DC-Wandler gemäß einer Abwandlung der fünften Ausführungsform zeigt.
27 ist ein konzeptionelles Diagramm, das ein Beispiel für die Versorgungsspannung des DC-DC-Wandlers durch ein Energy-Harvesting zeigt.

Beschreibung der Ausführungsformen
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen werden im Folgenden Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung im Detail beschrieben. Eine Mehrzahl von Ausführungsformen wird im Folgenden beschrieben, aber es ist von Beginn der Anwendung an vorgesehen, dass die bei jeder Ausführungsform beschriebenen Konfigurationen in geeigneter Weise innerhalb eines Bereiches kombiniert werden, in dem keine Inkonsistenz oder Widersprüchlichkeit erzeugt wird, einschließlich Kombinationen, die in der Spezifikation nicht erwähnt werden. In den Zeichnungen ist der gleiche oder ein entsprechender Teil mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet, und die Beschreibung wird grundsätzlich nicht wiederholt.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Symboldiagramm, das Eingangs- und Ausgangssignale eines Komparators gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt.
Unter Bezugnahme auf 1 arbeitet ein Komparator 100 der vorliegenden Ausführungsform, indem er mit einer Versorgungsspannung VDD (zum Beispiel, 5 [V]) und einer Massespannung VSS (0 [V]) versorgt wird und ein Rücksetzsignal RST erhält. Der Komparator 100 erhält eine Eingangsspannung Vin an einem (+)-seitigen Eingangsanschluss und eine Referenzspannung VREF (zum Beispiel, 2,5 [V]) an einem (-)-seitigen Eingangsanschluss und erzeugt eine Ausgangsspannung VOUT, die einen Pegel von beiden widerspiegelt.
2 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Betriebsbeispiel für den Komparator 100 zeigt.
Unter Bezugnahme auf 2 wird das Rücksetzsignal RST während einer Nichtbetriebsperiode des Komparators 100 auf einen H-Pegel gesetzt und während einer Betriebsperiode des Komparators 100 auf einen L-Pegel gesetzt. In einer H-Pegel-Periode des Rücksetzsignals RST ist die Ausgangsspannung VOUT des Komparators 100 auf den L-Pegel festgelegt (VOUT = VSS).
Wenn das Rücksetzsignal RST zu einem Zeitpunkt ts von dem H-Pegel auf den L-Pegel wechselt, wird ein Rücksetzvorgang aufgehoben, und der Komparator 100 startet einen Schaltungsbetrieb. In dem Beispiel von 2 ist die Eingangsspannung Vin zum Zeitpunkt ts niedriger als die Referenzspannung VREF und steigt nach dem Zeitpunkt ts allmählich an.
Die Ausgangsspannung VOUT wird auf dem initialisierten L-Pegel (VOUT = VSS) gehalten, bis die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht. Zu einem Zeitpunkt td, wenn die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht, d. h. wenn die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF schneidet, wechselt die Ausgangsspannung VOUT von dem zurückgesetzten L-Pegel auf den H-Pegel.
Nach dem Zeitpunkt td wird die Ausgangsspannung VOUT auf dem H-Pegel gehalten (VOUT = VDD), bis das Rücksetzsignal RST das nächste Mal auf den H-Pegel wechselt. Wenn das Rücksetzsignal RST auf den H-Pegel wechselt, wechselt die Ausgangsspannung VOUT wieder auf den L-Pegel, und danach wird der Betrieb nach dem Zeitpunkt ts wiederholt.
3 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für den Komparator 100 zeigt.
Unter Bezugnahme auf 3 umfasst der Komparator 100 eine Differenzverstärkerschaltung 110, eine aktive Lastschaltung 120, eine Stromquellenschaltung 130, eine Stromumwandlungsschaltung 140, eine Minimalauswahlschaltung 150, eine Verriegelungsschaltung 160 und eine Ausgangsstufe 170.
Die aktive Lastschaltung 120 umfasst P-Typ-Transistoren PM1, PM2, die zwischen einem Energieversorgungsknoten Np, der die Versorgungsspannung VDD überträgt, und den Knoten N1 bzw. N2 verbunden sind. Ein Gate des Transistors PM1 ist mit dem Knoten N1 verbunden, und ein Gate des Transistors PM2 ist mit dem Knoten N2 verbunden. Das heißt, jeder der Transistoren PM1 und PM2 fungiert als Diode mit der Seite des Energieversorgungsknotens Np als Anode.
Die Differenzverstärkerschaltung 110 umfasst N-Typ-Transistoren NM1, NM2. Der Transistor NM1 ist zwischen den Knoten N1 und N3 verbunden und erhält die Eingangsspannung Vin (1) an dem Gate des Transistors NM1. Der Transistor NM2 ist zwischen den Knoten N2 und N3 verbunden und erhält die Referenzspannung VREF (1) an dem Gate des Transistors NM2.
Die Stromquellenschaltung 130 umfasst einen N-Typ-Transistor NM0, der zwischen einem Masseknoten Ns, der die Massespannung VSS überträgt, und dem Knoten N3 verbunden ist. Das heißt, die Stromquellenschaltung 130 ist in Reihe mit der Differenzverstärkerschaltung 110 zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Masseknoten Ns über den Knoten N3 verbunden. Eine konstante Spannung (zum Beispiel, die Referenzspannung VREF) wird in das Gate des Transistors NM0 eingegeben.
Die Stromumwandlungsschaltung 140 umfasst einen P-Typ-Transistor PM3 und N-Typ-Transistoren NM3, NM4. Der Transistor PM3 ist zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und einem Knoten N4 verbunden. Das Gate des Transistors PM3 ist gemeinsam mit dem Gate des Transistors PM2 mit dem Knoten N2 verbunden, sodass der Transistor PM3 mit dem Transistor PM2 einen Stromspiegel bildet.
Der Transistor NM3 ist zwischen dem Knoten N4 und dem Masseknoten Ns verbunden, und der Transistor NM4 ist zwischen einem Knoten N6 und dem Masseknoten Ns verbunden. Die Gates der Transistoren NM3 und NM4 sind mit dem Knoten N4 verbunden. Das heißt, der Transistor NM3 ist als Diode verbunden, und der Transistor NM4 bildet den Stromspiegel mit dem Transistor NM3.
Die Minimalauswahlschaltung 150 umfasst P-Typ-Transistoren PM4 und PM5, die direkt zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und einem Knoten N5 verbunden sind. Das Gate des Transistors PM4 ist mit dem Knoten N2 verbunden. Das Gate des Transistors PM5 ist mit dem Knoten N1 verbunden.
Die Ausgangsstufe 170 umfasst einen P-Typ-Transistor PM6, der zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Knoten N6 verbunden ist. Das Gate des Transistors PM6 ist mit dem Knoten N1 verbunden.
Die Verriegelungsschaltung 160 umfasst N-Typ-Transistoren NM5 bis NM8. Die Transistoren NM5 und NM7 sind zwischen dem Knoten N5 und dem Masseknoten Ns parallel verbunden. Die Transistoren NM6 und NM8 sind zwischen dem Knoten N6 und dem Masseknoten Ns parallel verbunden. Das Rücksetzsignal RST wird in die Gates der Transistoren NM7 und NM8 eingegeben. Das Gate des Transistors NM5 ist mit dem Knoten N6 verbunden. Das Gate des Transistors NM6 ist mit dem Knoten N5 verbunden.
Der Spannungspegel des Knotens N6 wird durch einen Inverter INV1a invertiert und verstärkt, um die Spannung VOUTn zu erzeugen, und der Ausgang des Inverters INV1a wird durch einen Inverter INV1b invertiert und verstärkt, um die Ausgangsspannung VOUT des Komparators 100 zu erzeugen. Das heißt, die Ausgangsspannung VOUT wird entsprechend der Spannung an dem Knoten N6 entweder auf den H-Pegel (VDD) oder den L-Pegel (VSS) eingestellt. Die Spannung VOUTn wird auf einen Spannungspegel eingestellt, der komplementär zur Ausgangsspannung VOUT ist.
Bei den P-Typ-Transistoren PM1 bis PM6 im Komparator 100 können die Transistoren PM5 und PM6 einen Strom erzeugen, der proportional zu dem des Transistors PM1 ist. In ähnlicher Weise können die Transistoren PM3 und PM4 einen Strom erzeugen, der proportional zu dem des Transistors PM2 ist. In diesem Fall sind die Transistorgrößen (W/L) der Transistoren PM1, PM2 und PM4 bis PM6 äquivalent zueinander, und die Transistorgröße des Transistors PM3 ist (1/2) Mal die Transistorgröße der Transistoren PM1, PM2 und PM4 bis PM6.
Ferner sind die Transistorgrößen der N-Typ-Transistoren NM3 und NM4, die den Stromspiegel bilden, 1:1, und der Transistor NM4 kann den gleichen Strom wie der Transistor NM3 fließen lassen.
Der Betrieb des Komparators 100 wird im Folgenden beschrieben.
In der Reihenschaltung aus Differenzverstärkerschaltung 110, aktiver Lastschaltung 120 und Stromquellenschaltung 130 ist der vom Transistor NM3 der Stromquellenschaltung 130 fließende Strom I3 die Summe des vom Transistor PM1 zum Knoten N1 fließenden Stroms I1 und des vom Transistor PM2 zum Knoten N2 fließenden Stroms I2. Eine Aufteilung der Ströme I1 und I2 in Bezug auf den Strom I3 wird durch die Eingangsspannung Vin (Gate-Spannung an dem Transistor NM1) und die Referenzspannung VREF (Gate-Spannung an dem Transistor NM2) verändert. Insbesondere wird zwischen den Strömen I1 und I2 eine Stromdifferenz erzeugt, indem eine Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung Vin und der Referenzspannung VREF verstärkt wird.
In der Stromumwandlungsschaltung 140 ist der Strom I4p, der vom P-Typ-Transistor PM3 zum Knoten N4 fließt, proportional zum Strom I2, und I4p = I2/2 ergibt sich aus dem Verhältnis der Transistorgrößen. Auf der anderen Seite erzeugt der N-Typ-Transistor NM4 einen Strom I4n, der proportional zum Strom I4p vom Knoten N6 zum Masseknoten Ns ist. Entsprechend dem oben beschriebenen Transistorgrößenverhältnis ergibt sich I4n = I4p = I2/2. Wie oben beschrieben, weist die Stromumwandlungsschaltung 140 eine Stromantriebskraft, die den Strom I4n proportional zum Strom I2 zwischen dem Knoten N6 und dem Masseknoten Ns erzeugt.
Auf der anderen Seite weist der Transistor PM6 der Ausgangsstufe 170 die Stromantriebskraft, die den Strom I6p proportional zum Strom I1 zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Knoten N6 erzeugt.
In der Minimalauswahlschaltung 150 weist der Transistor PM4 die Stromantriebskraft, die den Strom I5a proportional zum Strom I1 erzeugt. Transistor PM5 weist die Stromantriebskraft auf, die den Strom I5b proportional zum Strom I2 erzeugt. Da die Transistoren PM4 und PM5, welche die gleiche Transistorgröße aufweisen, in Reihe verbunden sind, wird, wenn der Strom I1 oder I2 null ist, einer der Ströme I5a und I5b, die proportional zum Strom I1 oder I2 sind, null, sodass der Strom I5, der durch den Knoten N5 und den Transistor NM5 fließt, null wird. Im Falle des Stroms I5a = I5b ergibt sich I5 = I5a/2 = I5b/2. Infolgedessen arbeitet die Minimalauswahlschaltung 150 so, dass der Strom I5 proportional zum Minimalwert (Mindeststrom) der Ströme I1 und I2 am Knoten N5 erzeugt wird.
In der Verriegelungsschaltung 160 werden während der H-Pegel-Periode des Rücksetzsignals RST die Transistoren NM7 und NM8 eingeschaltet, sodass die Knoten N5 und N6 heruntergezogen werden und die Spannungen beider Knoten auf die Massespannung VSS zurückgesetzt werden. Infolgedessen wird, wie in 2 gezeigt, die Ausgangsspannung VOUT auf den L-Pegel (VSS) initialisiert. Ferner werden die Transistoren NM5 und NM6 ausgeschaltet. Wenn das Rücksetzsignal RST auf den L-Pegel wechselt, werden die Transistoren NM7 und NM8 ausgeschaltet, sodass die Knoten N5 und N6 in einen Hochimpedanzzustand (HiZ) übergehen. Danach werden an den Knoten N5 und N6 Spannungsänderungen in Abhängigkeit von den durch die Knoten N5 und N6 fließenden Strömen entsprechend den Strömen I1 und I2 erzeugt. In Reaktion auf die Spannungsänderung am Knoten N6 ändert sich auch die Ausgangsspannung VOUT.
Unter Bezugnahme auf die 4 bis 6 wird der Betrieb des Komparators 100 für jeden Bereich der Eingangsspannung Vin im Folgenden ausführlich beschrieben.
4 zeigt den Betrieb des Komparators 100, wenn die Eingangsspannung Vin niedriger ist als die Referenzspannung VREF (Vin < VREF).
Unter Bezugnahme auf 4 wird in der Reihenschaltung aus Differenzverstärkerschaltung 110, aktiver Lastschaltung 120 und Stromquellenschaltung 130 unter der Annahme, dass der Strom I3 durch die Stromquellenschaltung 130 (Transistor NM3) gleich Itail ist, im Fall von Vin < VREF der durch den Transistor NM1 fließende Strom I1 an dem Eingang zum Gate der Eingangsspannung Vin fast null, und der Strom I2 des Transistors NM2 an dem Eingang zum Gate der Referenzspannung VREF fast Itail.
Da der Strom I2 (≈ Itail) durch den Transistor PM2 fließt, wird der zum Strom I2 proportionale Strom in den Transistoren PM3 und PM4 erzeugt. Ein Strom I4p (≈ Itail/2) wird vom Transistor PM3 zum Knoten N4 entsprechend der oben beschriebenen Transistorgröße erzeugt. Auf der anderen Seite wirkt die Stromantriebskraft, die den Strom I5a ≈ Itail erzeugt, auf den Transistor PM4 ein.
Da andererseits der Strom I1 des Transistors PM1 null wird, wird der Strom I6p, der proportional zum Strom I1 ist und vom Transistor PM6 zum Knoten N6 geliefert wird, null. Infolgedessen wird auch der durch den Transistor NM6 fließende Strom I6n null.
Im Transistor NM4 fließt I4p ≈ Itail/2 durch den den Stromspiegel bildenden Transistor NM3, aber es wird kein Strom vom Transistor PM6 zum Knoten N6 geliefert. Infolgedessen wird der Strom I4n des Transistors NM4 null. Das heißt, für den Knoten N6 ergibt sich I6p = I6n = I4n = 0.
Ferner wird der Strom I5b des Transistors PM6 der Minimalauswahlschaltung 150 ebenfalls null. Infolgedessen wird der Strom I5 des Knotens N5 null, da der Stromausgang von der Minimalauswahlschaltung 150 null wird.
Wenn der Komparator 100 den Betrieb startet, wechseln die Knoten N5 und N6 von dem Zustand des Herunterziehens auf die Massespannung VSS in den Hochimpedanzzustand. In dem Zustand von 4 (Vin < VREF) wird, wie oben beschrieben, an den Knoten N5 und N6 kein Strom erzeugt, sodass die Spannungen an den Knoten N5 und N6 zu Beginn des Betriebs auf der Massespannung VSS gehalten werden. Aufgrund dessen werden in der Verriegelungsschaltung 160 die Transistoren NM5 bis NM8 in einem Aus-Zustand gehalten (Drainstrom = 0), und die Spannung an dem Knoten N6 wird auf der Massespannung gehalten. Infolgedessen wird die Ausgangsspannung VOUT = L-Pegel (VSS) erreicht.
In dem Zustand von 4 wird für den Vergleich zwischen der Eingangsspannung Vin und der Referenzspannung VREF der Strom in der Differenzverstärkerschaltung 110, der aktiven Lastschaltung 120, der Stromquellenschaltung 130 und der Stromumwandlungsschaltung 140 verbraucht, während der Strom in der Minimalauswahlschaltung 150, der Verriegelungsschaltung 160 und der Ausgangsstufe 170 nicht verbraucht wird (I6p = I6n = I5 = I4n = 0). Das heißt, der Verbrauchsstrom in dem gesamten Komparator 100 ist I2 + I4p = (3/2)-Itail.
5 zeigt den Betrieb des Komparators 100, wenn die Eingangsspannung Vin nahe der Referenzspannung VREF liegt (Vin ≈ VREF).
Unter Bezugnahme auf 5 wird in der Reihenschaltung von Differenzverstärkerschaltung 110, aktiver Lastschaltung 120 und Stromquellenschaltung 130 unter der Annahme, dass der Strom I3 der Stromquellenschaltung 130 (Transistor NM3) gleich Itail ist, im Falle von Vin ≈ VREF der durch den Transistor PM1 fließende Strom I1 und der Strom I2 des Transistors PM2 ausgeglichen, und I1 = I2 wird fast Itail/2.
Infolgedessen wird der zum Strom I1 proportionale Strom auch im Transistor PM5 der Minimalauswahlschaltung 150 und in dem Transistor PM6 der Ausgangsstufe 170 erzeugt. Durch das oben beschriebene Größenverhältnis der Transistoren wird der Strom I5b = I6p = 11 fast Itail/2.
In ähnlicher Weise wird der zum Strom I2 proportionale Strom auch in dem Transistor PM3 der Stromumwandlungsschaltung 140 und in dem Transistor PM4 der Minimalauswahlschaltung 150 erzeugt. Durch das oben beschriebene Größenverhältnis der Transistoren wird I4p = I2/2 fast Itail/4, und I5a = I6p = I2 wird fast Itail/2.
In der Stromumwandlungsschaltung 140 fließt der Strom I4p ≈ Itail/4 durch die Transistoren PM3 und NM3, und der Strom I4n ≈ Itail/4 fließt auch durch den Transistor NM4, der mit dem Transistor NM3 den Stromspiegel bildet.
In der Minimalauswahlschaltung 150 werden in den Transistoren PM4 und PM5, die in Reihe verbunden sind und jeweils die gleiche Transistorgröße aufweisen, Stromantriebskräfte des Stroms I5a ≈ Itail/2 und des Stroms I5b ≈ Itail/2 erzeugt. Dementsprechend wird der von der Minimalauswahlschaltung 150 ausgegebene Strom I5 = I5a/2 = I5b/2 ≈ Itail/4.
In der Verriegelungsschaltung 160 fließt der Strom I5 aus der Minimalauswahlschaltung 150 als Drainstrom zum Transistor NM5. Ferner fließt am Knoten N6 durch den Transistor NM6 als Drainstrom der Strom I6n, der sich aus der Subtraktion des Stroms I4n des Transistors NM4 von dem Strom I6p des Transistors PM6 ergibt. Der Strom I6n = I6p - I4n ≈ Itail/4 ergibt sich.
Daher fließt in dem Zustand Vin = VREF ein äquivalenter Drainstrom über die Transistoren NM5 und NM6. Da auch die Gate-Source-Spannungen der Transistoren NM5 und NM6 äquivalent sind, sind die Spannungen der Knoten N4 und N5 bei einer Zwischenspannung ausgeglichen. Wenn Vin leicht über VREF ansteigt, wird aus diesem Zustand heraus eine Stromdifferenz (11 > I2) zwischen dem Strom I1 des Transistors PM1 und dem Strom I2 des Transistors PM2 erzeugt, woraufhin der Strom I6p des Transistors PM6 der Ausgangsstufe 170 ansteigt. Da andererseits in der Minimalauswahlschaltung 150 die Stromantriebsfähigkeit des Transistors PM4 abnimmt, während die Stromantriebsfähigkeit des Transistors PM5 zunimmt, ist der von den in Reihe zu dem Knoten N5 verbundenen Transistoren PM4 und PM5 ausgegebene Strom I5 niedriger als der Zustand von Vin = VREF (I5 ≈ Itail/4). Wenn der Zustand Vin = VREF in den Zustand Vin > VREF übergeht, steigt die Spannung an dem Knoten N6 aufgrund der an den Knoten N5 und N6 erzeugten Stromdifferenz schneller an als die Spannung an dem Knoten N5, selbst wenn die Spannungsdifferenz zwischen Vin und VREF gering ist.
Infolgedessen wird der Transistor NM5 als Reaktion auf den Spannungsanstieg an dem Knoten N6 früher eingeschaltet als der Transistor NM6. Da die Spannung am Knoten N5 auf die Massespannung VSS sinkt, wird der Transistor NM6 ausgeschaltet und behält den Aus-Zustand bei. Infolgedessen steigt die Spannung an dem Knoten N6 auf die Versorgungsspannung VDD an, sodass der Transistor NM5 im eingeschalteten Zustand gehalten wird. Wie oben beschrieben, werden in der Verriegelungsschaltung 160 der Ein-Zustand des Transistors NM5 und der Aus-Zustand des Transistors NM6 durch den Verriegelungsvorgang mit positiver Rückkopplung beibehalten. Infolgedessen ist die Spannung am Knoten N6 auf den H-Pegel (VDD) und die Spannung am Knoten N5 auf den L-Pegel (VSS) festgelegt.
Wie oben beschrieben, wird in der Verriegelungsschaltung 160, nachdem die Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung Vin und der Referenzspannung VREF abnimmt und beide Ströme I1 und I2 nicht null sind, wenn die Referenzspannung VREF etwas höher wird als die Eingangsspannung Vin, nämlich, wenn das Verhältnis zwischen dem Pegel der Eingangsspannung Vin und der Referenzspannung VREF ab dem Zeitpunkt, zu dem der Rücksetzvorgang aufgehoben wird, umgekehrt wird, wird die Spannung an dem Knoten N6 auf den H-Pegel (VDD) und die Spannung an dem Knoten N5 auf den L-Pegel (VSS) durch den Verriegelungsvorgang mittels der positiven Rückkopplung festgelegt. Durch einen solchen Schaltungsbetrieb ändert sich die Ausgangsspannung VOUT von dem L-Pegel auf den H-Pegel.
5 zeigt den Strom vor dem Verriegelungsvorgang bei Vin ≈ VREF, und in diesem Zustand wird der Verbrauchsstrom in dem gesamten Komparator 100 (I1+I2)+I4p+I5+I6p ≈ 2·Itail.
6 zeigt den Betrieb des Komparators 100, wenn die Eingangsspannung Vin höher ist als die Referenzspannung VREF (Vin > VREF), insbesondere nach dem Verriegelungsvorgang der positiven Rückkopplung durch die Verriegelungsschaltung 160.
Unter Bezugnahme auf 6 wird in der Reihenschaltung von Differenzverstärkerschaltung 110, aktiver Lastschaltung 120 und Stromquellenschaltung 130 im Falle von Vin > VREF die Eingangsspannung Vin zum Strom I1 ≈ Itail, der durch den Transistor NM1 an dem Eingang zu dem Gate fließt, und die Referenzspannung VREF wird zu dem Strom I2 ≈ 0 des Transistors NM2 an dem Eingang zu dem Gate.
Wenn der Strom I1 fast Itail wird, wird die Stromantriebskraft, die I5b = I6p ≈ Itail entspricht, auch in dem Transistor PM5 der Minimalauswahlschaltung 150 und in dem Transistor PM6 der Ausgangsstufe 170 erzeugt.
Auf der anderen Seite wird aufgrund des Stroms I2 = 0 auch der Strom I4p der Transistoren PM3 und NM3 der Stromumwandlungsschaltung 140 null, und die Stromantriebskraft des Transistors PM4 der Minimalauswahlschaltung 150 wird ebenfalls null.
Daher wird der von der Minimalauswahlschaltung 150 ausgegebene Strom I5 null. Aufgrund dessen wird die Spannung (Massespannung VSS) an dem Knoten N5, die von dem Transistor NM5, der bei Vin = VREF eingeschaltet ist, heruntergezogen wird, in der Verriegelungsschaltung 160 gehalten. Wie in den 4 und 6 gezeigt, arbeitet die Minimalauswahlschaltung 150 so, dass der Ausgangsstrom I5 null wird, wenn entweder der Strom I1 oder der Strom I2 null ist.
Da andererseits der Transistor NM6 der Verriegelungsschaltung 160 nach dem Verriegelungsvorgang in dem Aus-Zustand gehalten wird, ist der Strom I6p gleich null. Da ferner kein Strom über den Transistor NM3 fließt, der mit dem Transistor NM4 den Stromspiegel bildet, ist der Strom I4n gleich null. Infolgedessen wird der Strompfad einschließlich des Knotens N6 nicht gebildet, und es fließt kein Strom über den Transistor PM6 (I6p = I6n = I4n = 0). Infolgedessen werden in der Verriegelungsschaltung 160 die Spannung (VDD) des Knotens N6 und die Spannung (VSS) des Knotens N5, die durch den Verriegelungsvorgang der positiven Rückkopplung geändert werden, gehalten, während der Zustand beibehalten wird, in dem kein Strom in den Knoten N5 und N6 erzeugt wird. Das heißt, die Ausgangsspannung VOUT wird auf dem H-Pegel (VDD) gehalten.
Wie oben beschrieben, wenn die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF schneidet, ändert die Verriegelungsschaltung 160 die Ausgangsspannung VOUT durch die positive Rückkopplung von dem L-Pegel auf den H-Pegel und hält diesen Spannungszustand, bis das Rücksetzsignal RST wieder auf den H-Pegel gesetzt und der Rücksetzvorgang durchgeführt wird.
In dem Zustand von 6, nachdem festgestellt wurde, dass die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht hat, und nachdem die Ausgangsspannung VOUT auf den H-Pegel geändert wurde, d. h. nach dem Verriegelungsvorgang durch die Verriegelungsschaltung 160, kann die Ausgangsspannung VOUT auf dem geänderten H-Pegel gehalten werden, ohne dass Strom in der Stromumwandlungsschaltung 140, der Minimalauswahlschaltung 150, der Verriegelungsschaltung 160 und der Ausgangsstufe 170 verbraucht wird. Das heißt, der Stromverbrauch des Komparators 100 beträgt nur I1+I2 = I3 ≈ Itail in der Reihenschaltung aus Differenzverstärkerschaltung 110, aktiver Lastschaltung 120 und Stromquellenschaltung 130.
Nachdem die Verriegelungsschaltung 160 den Verriegelungsvorgang durchgeführt hat und die Spannung an dem Knoten N6 und die Ausgangsspannung VOUT auf dem H-Pegel (VDD) festgelegt sind, d. h. sobald der Zustand in 5 eingetreten ist, wird der Spannungszustand auch in dem Zustand von Vin < VREF, wie in 4 beschrieben, beibehalten. Wie unter Bezugnahme auf 4 beschrieben, werden sowohl der Strom I6p über den Transistor PM6 als auch der Strom I5 über die Minimalauswahlschaltung 150 gemäß dem Strom I1 = 0 auf null gesetzt, sodass beide Knoten N5 und N6 auf den verriegelten Spannungen gehalten werden.
7 ist ein konzeptionelles Diagramm, das den Stromverbrauch des Komparators 100 in Bezug auf die Eingangsspannung Vin zeigt. Eine vertikale Achse in 7 zeigt einen Koeffizienten an, der angibt, wie oft der Stromverbrauch des Komparators 100 Itail ist.
Unter Bezugnahme auf 7 befindet er sich in einem Spannungsbereich 151 von Vin < VREF in einem Bereitschaftszustand, um festzustellen, dass die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht. Wie in 4 beschrieben, beträgt der Stromverbrauch des Komparators 100 zu diesem Zeitpunkt das 1,5-fache von Itail durch die Stromquellenschaltung 130.
In einem Spannungsbereich 152 von Vin ≈ VREF hängt die Zeit von dem Zeitpunkt, zu dem die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht, bis zu dem Zeitpunkt, zu dem sich die Ausgangsspannung VOUT ändert, d. h. die Feststellungsgeschwindigkeit, von dem Stromverbrauch des Komparators 100 ab. In dem Spannungsbereich 152, wie unter Bezugnahme auf 5 beschrieben, wird der Stromverbrauch des Komparators 100 doppelt so hoch wie Itail, da der Strom auch in der Verriegelungsschaltung 160 und der Ausgangsstufe 170 verbraucht wird.
In einem Spannungsbereich 153, in dem Vin > VREF ist, ist der One-Shot-Betrieb der Feststellung, dass die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht, abgeschlossen, und die Ausgangsspannung VOUT wird gehalten, bis das Rücksetzsignal RST das nächste Mal auf den H-Pegel gesetzt wird. Wie in 6 beschrieben, ist der Stromverbrauch des Komparators 100 zu diesem Zeitpunkt nur Itail in der Differenzverstärkerschaltung 110, der aktiven Lastschaltung 120 und der Stromquellenschaltung 130. Das heißt, es wird davon ausgegangen, dass der Stromverbrauch nach dem Abschluss des One-Shot-Betriebs erheblich reduziert wird.
Wie oben beschrieben, kann gemäß der ersten Ausführungsform, wenn die Spannungsdifferenz zwischen der Referenzspannung Vin und der Referenzspannung VREF klein wird, die Ausgangsspannung VOUT durch positive Rückkopplungsverstärkung unter Verwendung der Minimalauswahlschaltung 150 und der Verriegelungsschaltung 160 geändert werden. Wenn die Spannungsdifferenz zwischen der Referenzspannung Vin und der Referenzspannung VREF groß ist, kann der Stromverbrauch der Minimalauswahlschaltung 150 und der Verriegelungsschaltung 160 unterbrochen werden. Infolgedessen kann der Stromverbrauch des Komparators vom One-Shot-Typ, der feststellt, dass die analoge Spannung (Eingangsspannung Vin) eines der beiden Eingänge die Referenzspannung VREF des anderen der beiden Eingänge erreicht, reduziert werden.
Ferner ändert sich gemäß dem Komparator 100 die Ausgangsspannung VOUT zu dem Zeitpunkt, zu dem die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF schneidet, ohne dass die Schaltungskonfiguration symmetrisch ist. Infolgedessen kann der hochpräzise (Low-Offset-) One-Shot-Komparator konfiguriert werden, ohne einen so genannten systematischen Offset zu erzeugen.
In dem Konfigurationsbeispiel der ersten Ausführungsform entspricht die Versorgungsspannung VDD einem Beispiel für die „erste Spannung“, und der Energieversorgungsknoten Np entspricht einem Beispiel für den „ersten Energieversorgungsknoten“. Ferner entspricht die Massespannung VSS einem Beispiel für die „zweite Spannung“ und der Masseknoten Ns einem Beispiel für den „zweiten Energieversorgungsknoten“. Ferner entspricht der Knoten N1 einem Beispiel für den „ersten Knoten“, der Knoten N2 einem Beispiel für den „zweiten Knoten“, der Knoten N3 einem Beispiel für den „dritten Knoten“, der Knoten N5 einem Beispiel für den „komplementären Ausgangsknoten“ und der Knoten N6 einem Beispiel für den „Ausgangsknoten“. Ferner entspricht der Strom I1 einem Beispiel für den „ersten Strom“, der Strom I2 einem Beispiel für den „zweiten Strom“, der Strom I3 einem Beispiel für den „dritten Strom“, der Strom I6p einem Beispiel für den „ersten Ausgangsstrom“ und der Strom I4n einem Beispiel für den „zweiten Ausgangsstrom“.
Ferner entspricht in dem Konfigurationsbeispiel der ersten Ausführungsform der N-Typ-Transistor einem Beispiel für den „ersten Leitfähigkeitstyp“, der Transistor NM1 einem Beispiel für den „ersten Transistor“, der Transistor NM2 einem Beispiel für den „zweiten Transistor“, der Transistor NM0 einem Beispiel für den „dritten Transistor“ und der Transistor NM4 einem Beispiel für den „vierten Transistor“. Ferner entsprechen in der Verriegelungsschaltung 160 die Transistoren NM5 bis NM8 jeweils einem Beispiel für den „achten Transistor“ bis zum „elften Transistor“. Ferner entspricht der P-Typ-Transistor einem Beispiel für den „zweiten Leitfähigkeitstyp“, der Transistor PM5 entspricht einem Beispiel für den „fünften Transistor“, der Transistor PM4 entspricht einem Beispiel für den „sechsten Transistor“ und der Transistor PM6 entspricht einem Beispiel für den „siebten Transistor“.
Erste Abwandlung der ersten Ausführungsform
8 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer ersten Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
In Bezug auf 8 unterscheidet sich ein Komparator 101x der ersten Abwandlung der ersten Ausführungsform von dem Komparator 100 (3) der ersten Ausführungsform dadurch, dass die Verriegelungsschaltung 160 ferner einen Kondensator C10 umfasst. Der Kondensator C10 ist zwischen dem Knoten N5 und dem Masseknoten Ns verbunden. Da andere Konfigurationen des Komparators 101x denen des Komparators 100 (3) der ersten Ausführungsform ähnlich sind, wird deren ausführliche Beschreibung nicht wiederholt.
In dem Komparator 100 von 3 besteht die Befürchtung, dass sich die Ausgangsspannung VOUT von dem L-Pegel auf den H-Pegel ändert, wenn eine Fertigungsabweichung, beispielsweise ein Unterschied in der Schwellenspannung oder dergleichen der Transistoren zwischen den N-Typ-Transistoren NM5 und NM6 oder zwischen den P-Typ-Transistoren PM4 bis PM6, die die Verriegelungsschaltung 160 bilden, auftritt, indem die positive Rückkopplung in der Verriegelungsschaltung 160 zu einem Zeitpunkt gestartet wird, der von dem Zeitpunkt abweicht, zu dem Vin = VREF genau erfüllt ist.
Da sich der Knoten N5 nach der Rücksetzaufhebung in dem Hochimpedanzzustand befindet, wenn das Rücksetzsignal RST auf den L-Pegel wechselt, besteht die Sorge, dass die Verriegelungsschaltung 160 den Betrieb (positive Rückkopplung) aufgrund von Spannungsschwankungen des Knotens N5 infolge von Rauschen oder dergleichen zu einem falschen Zeitpunkt startet.
Auf der anderen Seite kann gemäß dem Komparator 101x der ersten Abwandlung der ersten Ausführungsform die Spannung an dem Knoten N5 durch die Anordnung des Kondensators C10 auf der Massespannung VSS gehalten werden, bis Vin = VREF nach der Rücksetzaufhebung zuverlässig erfüllt ist. Infolgedessen kann verhindert werden, dass die Verriegelungsschaltung 160 den Betrieb (positive Rückkopplung) zu einem falschen Zeitpunkt startet. Infolgedessen kann die Feststellungsgenauigkeit des Komparators verbessert werden.
Bei der ersten Abwandlung der ersten Ausführungsform besteht die Sorge, dass die Feststellung des Zeitpunkts, zu dem die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht, aufgrund der Anordnung des Kondensators C10 verzögert wird. Sobald jedoch die Verriegelungsschaltung 160 den Verstärkungsvorgang startet, kann die Ausgangsspannung VOUT schnell von dem L-Pegel auf den H-Pegel geändert werden. Daher kann die oben beschriebene Feststellungsverzögerung durch geeignete Auslegung des Kapazitätswerts des Kondensators C10 auf ein Niveau eingestellt werden, bei dem es keinen Einfluss gibt.
Zweite Abwandlung der ersten Ausführungsform
18 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer zweiten Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
Unter Bezugnahme auf 18 unterscheidet sich ein Komparator 101y der zweiten Abwandlung der ersten Ausführungsform von dem Komparator 100 ( 3) der ersten Ausführungsform dadurch, dass die aktive Lastschaltung 120 ferner P-Typ-Transistoren PMC1 bis PMC4 umfasst, die den Strom während des Rücksetzvorgangs unterbrechen.
Der Transistor PMC1 ist zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Gate des Transistors PM1 verbunden. Transistor PMC2 ist zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Gate des Transistors PM2 verbunden. Transistor PMC3 ist zwischen dem Gate des Transistors PM1 und dem Knoten N1 verbunden. Der Transistor PMC4 ist zwischen dem Gate des Transistors PM2 und dem Knoten N2 verbunden. Da andere Konfigurationen des Komparators 101y denen des Komparators 100 (3) der ersten Ausführungsform ähneln, wird deren ausführliche Beschreibung nicht wiederholt.
Das Rücksetzsignal RST wird in die Gates der Transistoren PMC1 und PMC2 eingegeben. Ein invertiertes Signal RSTn des Rücksetzsignals RST wird in die Gates der Transistoren PMC3 und PMC3 eingegeben.
Dementsprechend werden während des Rücksetzvorgangs (RST = H-Pegel) die Transistoren PMC1 und PMC2 eingeschaltet, während die Transistoren PMC3 und PMC4 ausgeschaltet werden. Infolgedessen sind die Gates der Transistoren PM1 und PM2 von den Knoten N1 bzw. N2 getrennt und mit dem Energieversorgungsknoten Np (Versorgungsspannung VDD) verbunden. Infolgedessen werden die Transistoren PM1 und PM2 zuverlässig ausgeschaltet.
Auf der anderen Seite werden während des Schaltungsbetriebs (RST = L-Pegel) des Komparators 101y nach der Rücksetzaufhebung die Transistoren PM1 und PMC2 ausgeschaltet, während die Transistoren PMC3 und PMC4 eingeschaltet werden. Dementsprechend sind wie in 3 die Gates der Transistoren PM1 und PM2 mit den Knoten N1 bzw. N2 verbunden und von dem Energieversorgungsknoten Np getrennt. Infolgedessen wird davon ausgegangen, dass der Schaltungsbetrieb des Komparators 101y bei RST = L-Pegel derselbe ist wie der des Komparators 100 der ersten Ausführungsform in 3.
Wie oben beschrieben, ist es im Komparator 101y der zweiten Abwandlung der ersten Ausführungsform möglich, den Stromverbrauch fast auf null zu reduzieren (streng genommen ist der Leckstrom in der Größenordnung von weniger als oder gleich Nanoampere (nA)), indem der Strompfad durch die Transistoren PM 1 und PM2 der aktiven Lastschaltung 120 während des Rücksetzvorgangs unterbrochen wird. Der Stromverbrauch des Komparators vom One-Shot-Typ kann weiter reduziert werden.
In 18 entsprechen die P-Typ-Transistoren PM1 und PM2 in der aktiven Lastschaltung 120 den Beispielen für den „zwölften Transistor“ und den „dreizehnten Transistor“. Ferner entspricht der Strompfad durch jeden der als Dioden verbundenen Transistoren PM1 und PM2 den Beispielen für den „ersten Strompfad“ und den „zweiten Strompfad“. Ferner kann ein Beispiel für den „Stromunterbrechungsmechanismus“ durch die P-Typ-Transistoren PMC1 bis PMC4 gebildet werden.
Dritte Abwandlung der ersten Ausführungsform
19A und 19B sind Schaltdiagramme, die ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer dritten Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigen.
Unter Bezugnahme auf 19A unterscheidet sich ein Komparator 101z der dritten Abwandlung der ersten Ausführungsform von dem Komparator 100 (3) der ersten Ausführungsform dadurch, dass er weiterhin Stromquellen 300a und 300b umfasst. Die Stromquelle 300a ist so angeordnet, dass sie einen winzigen Strom an den Knoten N5 liefert, und die Stromquelle 300b ist so angeordnet, dass sie einen winzigen Strom an den Knoten N6 liefert. Da andere Konfigurationen des Komparators 101z denen des Komparators 100 (3) der ersten Ausführungsform ähnlich sind, wird die ausführliche Beschreibung nicht wiederholt.
Wie unter Bezugnahme auf 4 beschrieben, werden, wenn das Rücksetzsignal RST vom H-Pegel auf den L-Pegel wechselt, um den Rücksetzvorgang aufzuheben, die Knoten N5 und N6 entsprechend dem Ausschalten der Transistoren NM7 und NM8 auf HiZ (Hochimpedanzzustand) gesetzt. Danach führt im Komparator 100 die Verriegelungsschaltung 160 den Verriegelungsvorgang durch die positive Rückkopplung entsprechend der an den Knoten N5 und N6 erzeugten Spannungsdifferenz durch, wenn sich die Eingangsspannung Vin und die Referenzspannung VREF schneiden, sodass sich die Ausgangsspannung VOUT von dem L-Pegel auf den H-Pegel ändert.
In dem Komparator 100 besteht jedoch die Befürchtung, dass die Verriegelungsschaltung 160, während sich die Knoten N5 und N6 in der HiZ-Periode befinden, den Verriegelungsvorgang durch die oben beschriebene positive Rückkopplung als Reaktion auf die Spannungsdifferenz zwischen den Knoten N5 und N6 durchführt, die durch das Rauschen verursacht wird, das vom Energieversorgungsknoten Np, dem Masseknoten Ns oder dergleichen ausgeht, bevor sich die Eingangsspannung Vin und die Referenzspannung VREF schneiden. Infolgedessen besteht die Sorge, dass eine Fehlfunktion des Komparators 100 erzeugt wird, wobei sich die Ausgangsspannung VOUT ändert, obwohl sich die Eingangsspannung Vin und die Referenzspannung VREF bei der Fehlfunktion nicht schneiden.
Um die oben beschriebene Fehlfunktion zu unterdrücken, erzeugen die Stromquellen 300a, 300b einen winzigen Vorspannungsstrom (in der Größenordnung von nA), der die Transistoren NM5, NM6 der Verriegelungsschaltung 160 im Unterschwellenbereich betreibt. Durch die Anordnung der Stromquellen 300a, 300b kann ein winziger Strompfad durch den Vorspannungsstrom zwischen jedem der Knoten N5 und N6 und dem Masseknoten Ns gebildet werden, bis die Verriegelungsschaltung 160 den oben beschriebenen Verriegelungsvorgang nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs (RST = L-Pegel) durchführt. Infolgedessen können die Spannungen an den Knoten N5 und N6 in der Nähe der Schwellenspannungen der Transistoren NM5 und NM6 stabilisiert werden, indem die Transistoren NM5 und NM6 in dem Unterschwellenbereich arbeiten.
Auf der anderen Seite, wenn sich die Eingangsspannung Vin und die Referenzspannung VREF nach der Rücksetzaufhebung schneiden, wird die Potentialdifferenz zwischen den Knoten N5 und N6 aufgrund der Stromdifferenz zwischen den Strömen I5 und I6n erzeugt, die viel größer als der Vorspannungsstrom durch die Stromquellen 300a, 300b ist. Daher führt die Verriegelungsschaltung 160 zu diesem Zeitpunkt, ähnlich wie der Komparator 100 gemäß der ersten Ausführungsform, den Verriegelungsvorgang durch positive Rückkopplung durch, sodass sich die Ausgangsspannung VOUT ändert.
Es sei angemerkt, dass 19A ein Konfigurationsbeispiel zeigt, in dem die Stromquellen 300a und 300b zwischen den Knoten N5 und N6 und dem Energieversorgungsknoten Np verbunden sind. Wie jedoch in 19B gezeigt, können in dem Komparator 101z der dritten Abwandlung der ersten Ausführungsform die Stromquellen 300a und 300b zwischen den Knoten N5 und N6 und dem Masseknoten Ns verbunden sein.
Unter Bezugnahme auf 19B ist die Stromquelle 300a zwischen dem Masseknoten Ns und dem Knoten N5 verbunden, und die Stromquelle 300b ist zwischen dem Masseknoten Ns und dem Knoten N6 verbunden.
Die Stromquelle 300a kann den Transistor NM5 ähnlich wie in 19A in dem Unterschwellenbereich betreiben, indem sie den Strom erzeugt, der kleiner ist als der Strom, der dem Knoten N5 von der Minimalauswahlschaltung 150 (Transistoren PM4 und PM5 in Reihe verbunden) zugeführt wird, bis die Verriegelungsschaltung 160 den Verriegelungsvorgang nach Aufhebung des Rücksetzvorgangs (RST = L-Pegel) durchführt.
In ähnlicher Weise kann die Stromquelle 300b den Transistor NM6 im Unterschwellenbereich betreiben, ähnlich wie in 19A, indem sie den Strom erzeugt, der kleiner ist als der Strom, der dem Knoten N6 von der Ausgangsstufe 170 (Transistor PM6) zugeführt wird, bis die Verriegelungsschaltung 160 den Verriegelungsvorgang nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs (RST = L-Pegel) durchführt. Die Stromquellen 300a, 300b können beispielsweise aus N-Typ-Transistoren bestehen, die den Stromspiegel mit dem Transistor NM4 bilden.
Auch in der Konfiguration von 19B können durch Anordnung der Stromquellen 300a, 300b die Spannungen an den Knoten N5 und N6 durch die im Unterschwellenbereich arbeitenden Transistoren NM5 und NM6 stabilisiert werden, bis die Verriegelungsschaltung 160 den oben beschriebenen Verriegelungsvorgang nach Aufhebung des Rücksetzvorgangs (RST = L-Pegel) durchführt.
In den 19A und 19B entspricht die Stromquelle 300a einem Beispiel für eine „erste Hilfsstromquelle“ und die Stromquelle 300b einem Beispiel für eine „zweite Hilfsstromquelle“. Ferner entsprechen die Transistoren NM5 und NM6 neben dem „achten Transistor“ und dem „neunten Transistor“ den Beispielen für die „Transistoren, die die kreuzgekoppelte Schaltung bilden“.
Wie oben beschrieben, können in dem Komparator 101z der dritten Abwandlung der ersten Ausführungsform die Transistoren NM5 und NM6, die die kreuzgekoppelte Schaltung bilden, nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs durch die von den Stromquellen 300a, 300b erzeugten winzigen Ströme in dem Unterschwellenbereich betrieben werden. Auf diese Weise kann die Fehlfunktion, die durch die Änderung der Spannungen an den Knoten N5 und N6 aufgrund von Störungen wie Rauschen verursacht wird, verhindert werden. Es sei angemerkt, dass die erste bis dritte Abwandlung der ersten Ausführungsform miteinander kombiniert werden können.
Zweite Ausführungsform
Wie bei der ersten Ausführungsform beschrieben, wirkt sich der Strom I3 (Itail) der Stromquellenschaltung 130 auf die Feststellungsgeschwindigkeit der Eingangsspannung Vin aus, da er der Durchgangsstrom der Differenzverstärkerschaltung 110 ist. Durch den Spannungsbereich 151 bis 153 (7) der Eingangsspannung Vin wird der Verbrauchsstrom des Komparators durch ein Vielfaches des Stroms Itail angegeben. Dementsprechend wird bei einer zweiten Ausführungsform eine Konfiguration beschrieben, in der der Strom I3 durch die Stromquellenschaltung 130 variabel entsprechend der Eingangsspannung Vin gesteuert wird.
9 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator der zweiten Ausführungsform zeigt.
Unter Bezugnahme auf 9 unterscheidet sich ein Komparator 102 der zweiten Ausführungsform von dem Komparator 100 (3) der ersten Ausführungsform dadurch, dass eine Stromquellenschaltung 131 anstelle der Stromquellenschaltung 130 angeordnet ist. Da die Schaltungskonfigurationen der anderen Teile des Komparators 102 denen des Komparators 100 (3) der ersten Ausführungsform ähneln, wird deren ausführliche Beschreibung nicht wiederholt.
Die Stromquellenschaltung 131 umfasst zusätzlich zu dem N-Typ-Transistor NM0 ähnlich wie die Stromquellenschaltung 130 die N-Typ-Transistoren NM0x, NM0x1 und NM0x2. Der Transistor NM0x ist zwischen dem Knoten N3 und dem Masseknoten Ns parallel zum Transistor NM0 verbunden. Daher wird der Strom I3 der Stromquellenschaltung 131 durch die Summe des Stroms I31 des Transistors NM0 und des Stroms I32 des Transistors NM0x angegeben (I3 = I31+I32).
Die Transistoren NM0x1 und NM0x2 sind mit dem Gate des Transistors NM0x verbunden. Die Spannung VOUTn wird in das Gate des Transistors NM0x1 eingegeben, die Ausgangsspannung VOUT wird in das Gate des Transistors NM0x2 eingegeben. Daher werden die Transistoren NM0x1 und NM0x2 komplementär ein- und ausgeschaltet.
Insbesondere wird in einer Periode, in der die Spannung VOUTn auf den H-Pegel gesetzt wird, während die Ausgangsspannung VOUT auf den L-Pegel gemäß dem Rücksetzsignal RST = H-Pegel gesetzt wird, der Transistor NM0x1 eingeschaltet, während der Transistor NM0x2 ausgeschaltet wird. Wenn also eine konstante Spannung (zum Beispiel, die Referenzspannung VREF), die dem Transistor NM0 gemeinsam ist, in das Gate des Transistors NM0x eingegeben wird, um einen Strom I32 zu erzeugen.
Auf der anderen Seite wird in einer Periode, in der die Ausgangsspannung VOUT auf den H-Pegel und die Spannung VOUTn auf den L-Pegel eingestellt ist, der Transistor NM0x2 eingeschaltet, während der Transistor NM0x1 ausgeschaltet ist. Daher wird die Massespannung VSS an das Gate des Transistors NM0x angelegt. Da der Transistor NM0x ausgeschaltet ist, wird der Strom I32 infolgedessen null.
10 ist ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb des Komparators 102 in 9 zeigt.
Unter Bezugnahme auf 10 startet der Komparator 102 den Betrieb, wenn der Rücksetzvorgang zum Zeitpunkt ts aufgehoben wird. Wie unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, ist in der Periode von ts bis td, bis die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF schneidet, die Ausgangsspannung VOUT = L-Pegel und die Spannung VOUTn = H-Pegel. Die Periode von dem Zeitpunkt ts bis zum Zeitpunkt td entspricht dem Spannungsbereich 151 und einem Teil des Spannungsbereiches 152 (Bereich von Vin < VREF) in 7. Während dieser Periode wird die konstante Spannung (Referenzspannung VREF) an die Gates der Transistoren NM0 und NM0x angelegt. Dementsprechend ist der Strom I3 der Stromquellenschaltung 131 I3 = I31 + I32
Auf der anderen Seite ist in der Periode nach dem Zeitpunkt td, wenn die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht, die Ausgangsspannung VOUT = H-Pegel und die Spannung VOUTn = L-Pegel. Die Periode nach dem Zeitpunkt td entspricht dem Spannungsbereich 153 und einem Teil des Spannungsbereiches 152 (Bereich von Vin > VREF) in 7. Während dieser Periode wird die konstante Spannung (Referenzspannung VREF) an den Transistor NM0 angelegt, während der Transistor NM0x ausgeschaltet ist. Dementsprechend ist der Strom I3 der Stromquellenschaltung 131 I3 = I31, und der Strom I3 nimmt ab.
Infolgedessen kann in dem Komparator der zweiten Ausführungsform die Feststellungsgeschwindigkeit des Komparators vom One-Shot-Typ durch Erhöhen des Stroms I3 der Stromquellenschaltung 131 im Unterschied zu einem Fall nach der Feststellung erhöht werden, bis festgestellt wird, dass die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF schneidet (Eingangsspannung Vin erreicht Referenzspannung VREF). Ferner kann der Effekt des geringen Stromverbrauchs durch eine Verringerung des Stroms I3 nach der Feststellung verbessert werden.
Die Ströme I31 und I32 können durch die Transistorgrößen der Transistoren NM0 und NM0x eingestellt werden. Wenn beispielsweise der Strom I31 in 9 kleiner gemacht wird als der Strom I3 der ersten Ausführungsform (3) und der Strom I31 + I32 in 9 so eingestellt wird, dass er höher ist als der Strom I3 der ersten Ausführungsform, kann sowohl eine Verbesserung der Feststellungsgeschwindigkeit als auch eine Reduzierung des Stromverbrauchs im Unterschied zu der ersten Ausführungsform erreicht werden.
Abwandlung der zweiten Ausführungsform
11 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß einer Abwandlung der zweiten Ausführungsform zeigt.
Unter Bezugnahme auf 11 umfasst ein Komparator 103 der Abwandlung der zweiten Ausführungsform im Unterschied zum Komparator 102 der zweiten Ausführungsform ferner eine Eingangsspannungserfassungsschaltung 180 und eine Stromsteuersignalerzeugungsschaltung 190. Ferner wird in der Stromquellenschaltung 131 mit den Transistoren NM0, NM0x, NM0x1, NM0x2 ähnlich wie in 9 ein Steuersignal von der Stromsteuersignalerzeugungsschaltung 190 in die Gates der Transistoren NM0x1 und NM0x2 eingegeben. Da die Schaltungskonfigurationen der anderen Teile des Komparators 103 denen des Komparators 102 (9) der zweiten Ausführungsform ähneln, wird deren ausführliche Beschreibung nicht wiederholt.
Die Stromsteuersignalerzeugungsschaltung 190 umfasst die P-Typ-Transistoren PM7 und PM8 sowie die Widerstandselemente RA1 und RB1. Der Transistor PM7 und das Widerstandselement RA1 sind zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Masseknoten Ns über einen Knoten N7 in Reihe verbunden. In ähnlicher Weise sind der Transistor PM8 und das Widerstandselement RB1 zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Masseknoten Ns über einen Knoten N8 in Reihe verbunden.
Die Gates der Transistoren PM7 und PM8 sind mit dem Gate des P-Typ-Transistors PM1 verbunden, über den der Strom I1 fließt. Dementsprechend fließen über die Transistoren PM7 und PM8 Ströme I7 bzw. I8, die proportional zu dem Strom I1 sind. An dem Knoten N7 wird eine Spannung VN7 erzeugt, die dem Produkt aus dem Strom I7 und dem Widerstandswert des Widerstandselements RA1 entspricht. In ähnlicher Weise wird an dem Knoten N8 eine Spannung VN8 erzeugt, die dem Produkt aus Strom I8 und dem Widerstandswert des Widerstandselements RB1 entspricht. Infolgedessen sind die Spannungen VN7 und VN8 proportional zu dem Strom I1, der in der Differenzverstärkerschaltung 110 entsprechend der Eingangsspannung Vin erzeugt wird.
Die Stromsteuersignalerzeugungsschaltung 190 umfasst ein Logikgatter 191 und die Inverter INV2, INV3. Das Logikgatter 191 gibt ein exklusives ODER (XOR) der Steuersignale Sdtx und Sdty aus.
Das Steuersignal Sdtx ist ein Signal, das durch Binärumwandlung der Spannung VN7 erhalten wird. Der Widerstandswert des Widerstandselements RA1 wird so eingestellt, dass Sdtx = L-Pegel ist, wenn Vin kleiner oder gleich einer Bestimmungsspannung Vx (Vx < VREF) ist, während Sdtx = H-Pegel ist, wenn Vin > Vx ist. In ähnlicher Weise ist das Steuersignal Sdty ein Signal, das durch Binärumwandlung der Spannung VN8 erhalten wird. Der Widerstandswert des Widerstandselements RB1 wird so eingestellt, dass Sdty = L-Pegel ist, wenn Vin kleiner oder gleich einer Bestimmungsspannung Vy (Vy > VREF) ist, während Sdty = H-Pegel ist, wenn Vin > Vy ist.
Ein Steuersignal Stail weist den gleichen Signalpegel wie das Ausgangssignal des Logikgatters 191 auf und wird in das Gate des Transistors NM0x1 der Stromquellenschaltung 132 eingegeben. Auf der anderen Seite wird ein Steuersignal Stailn, das einen dem Steuersignal Stail entgegengesetzten Signalpegel aufweist, in das Gate des Transistors NM0x2 der Stromquellenschaltung 132 eingegeben.
12 ist ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb des Komparators der Abwandlung der zweiten Ausführungsform zeigt.
Unter Bezugnahme auf 12, in dem Bereich der Eingangsspannung Vin < Vx, da beide Steuersignale Sdtx und Sdty auf dem L-Pegel sind, ist das Steuersignal Stail auf dem L-Pegel, und das Steuersignal Stailn ist auf dem H-Pegel. Daher wird die Massespannung VSS in das Gate des Transistors NM0x eingegeben, indem der Transistor NM0x2 eingeschaltet und der Transistor NM0x1 ausgeschaltet wird. Infolgedessen wird der Transistor NM0x ausgeschaltet, und der Strom I3 der Stromquellenschaltung 131 wird lediglich von dem Transistor NM0 erzeugt (I3 = 131).
In dem Bereich von Vx < Vin < Vy liegt das Steuersignal Sdtx auf dem H-Pegel, während das Steuersignal Sdty auf dem L-Pegel liegt, das Steuersignal Stail liegt auf dem H-Pegel und das Steuersignal Stailn auf dem L-Pegel. Daher wird die Referenzspannung VREF in das Gate des Transistors NM0x eingegeben, indem der Transistor NM0x1 eingeschaltet und der Transistor NM0x2 ausgeschaltet wird. Infolgedessen wird der Strom I3 durch die Stromquellenschaltung 131 von beiden Transistoren NM0 und NM0x erzeugt (I3 = I31+I32).
Da in dem Bereich der Eingangsspannung Vin ≥ Vy beide Steuersignale Sdtx und Sdty auf dem H-Pegel liegen, liegt das Steuersignal Stail auf dem L-Pegel und das Steuersignal Stailn auf dem H-Pegel. Daher wird, ähnlich wie im Falle Vin ≤ Vx, der Transistor NM0x ausgeschaltet, und der Strom I3 durch die Stromquellenschaltung 131 wird lediglich durch den Transistor NM0 erzeugt (I3 = 131).
Infolgedessen kann in dem Komparator der Abwandlung der zweiten Ausführungsform, wenn die Eingangsspannung Vin innerhalb eines vorbestimmten Spannungsbereiches (Vx < Vin < Vy) einschließlich der Referenzspannung VREF liegt, die Feststellungsgeschwindigkeit des Komparators vom One-Shot-Typ durch Erhöhen des Stroms I3 der Stromquellenschaltung 131 im Unterschied dazu erhöht werden, wenn die Eingangsspannung Vin außerhalb des Spannungsbereichs liegt. Ferner kann die Wirkung des geringen Stromverbrauchs durch Verkleinerung des Stroms I3 im Falle von Vin ≤ Vx und Vin ≥ Vy verbessert werden. Die Ströme I31 und I32 können durch die Transistorgrößen der Transistoren NM0 und NM0x ähnlich wie bei der zweiten Ausführungsform eingestellt werden. Der Transistor NM0x in der zweiten Ausführungsform und dessen Abwandlung entspricht einem Beispiel für einen „ersten Hilfstransistor“.
Die zweite Ausführungsform und ihre Abwandlungen können mit wenigstens einer der ersten Abwandlung (Kondensator C10), der zweiten Abwandlung (Transistoren PMC1 bis PMC4) und der dritten Abwandlung (Stromquellen 300a und 300b) der ersten Ausführungsform kombiniert werden. In Kombination mit der ersten Abwandlung der ersten Ausführungsform kann beispielsweise jeder der Komparatoren 102 (9) und 103 (11) eine Schaltungskonfiguration aufweisen, bei der der Kondensator C10 (8) zusätzlich zwischen dem Knoten N5 und dem Masseknoten Ns vorgesehen ist. Ferner kann im Falle der Kombination mit der dritten Abwandlung der ersten Ausführungsform in jedem der Komparatoren 102 (9) und 103 (11) eine Schaltungskonfiguration angenommen werden, in der Stromquellen 300a und 300b (19A oder 19B) mit den Knoten N5 und N6 verbunden sind.
Insbesondere in dem Komparator 102 (9) der zweiten Ausführungsform steigt der Stromverbrauch der Stromquellenschaltung 131 in der Periode der Ausgangsspannung VOUT = L-Pegel, sodass eine Kombination mit der zweiten Änderung der ersten Ausführungsform bevorzugt wird. Insbesondere sind in der aktiven Lastschaltung 120 vorzugsweise Transistoren PMC1 bis PMC4 ähnlich denen in 18 in Bezug auf die Gates der Transistoren PM1, PM2 angeordnet. Mit einer solchen Konfiguration kann zu dem Zeitpunkt des Rücksetzvorgangs (RST = H-Pegel), bei dem die Ausgangsspannung VOUT auf den L-Pegel festgelegt ist, durch Unterbrechen des Strompfads durch die Transistoren PM1, PM2 der Stromverbrauch der Stromquellenschaltung 131 ebenfalls im Wesentlichen auf null gebracht werden. Auch in dem Komparator 103 (11) der Abwandlung der zweiten Ausführungsform ist es möglich, die zweite Abwandlung der ersten Ausführungsform durch Anordnung der Transistoren PMC1 bis PMC4 ähnlich wie in 18 zu kombinieren.
Dritte Ausführungsform
13 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Oszillator gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt.
Unter Bezugnahme auf 13 umfasst ein Oszillator 200 der vorliegenden Ausführungsform Komparatoren 100a, 100b, ein RS-Flipflop 210, Kondensatoren 210a, 210b und Lade-Entlade-Steuerschaltungen 220a, 220b. Die Komparatoren 100, 101, 101x bis 101z, 102, 103 der ersten und zweiten Ausführungsform und ihre Abwandlungen können auf die Komparatoren 100a, 100b angewendet werden. Wie später beschrieben, erzeugt der Oszillator 200 Taktspannungen Vclk und Vclkn, die den H-Pegel (VDD) und den L-Pegel (VSS) periodisch unter Verwendung der Ausgangssignale von zwei Komparatoren 100a, 100b wiederholen, die abwechselnd als Eingang des Flipflops 210 arbeiten. Das Flipflop 210 kann durch ein RS-Flipflop gebildet werden.
In dem Flipflop 210 wird die Ausgangsspannung VOUTb des Komparators 100b in einen S (Set)-Anschluss eingegeben, und die Ausgangsspannung VOUTa des Komparators 100a wird in einen R (Reset)-Anschluss eingegeben. Die von einem Q-Anschluss ausgegebene Taktspannung Vclk wird auf den H-Pegel gesetzt, wenn das Eingangssignal des S-Anschlusses von dem L-Pegel auf den H-Pegel wechselt, und sie wird auf den L-Pegel gesetzt, wenn das Eingangssignal eines R-Anschlusses von dem L-Pegel auf den H-Pegel wechselt. Zu anderen Zeitpunkten behält die Taktspannung Vclk den aktuellen Pegel bei. Die Taktspannung Vclkn, bei der der logische Pegel der Taktspannung Vclk invertiert ist, wird von einem /Q-Anschluss ausgegeben.
Kondensatoren 210a, 210b mit demselben Kapazitätswert sind mit den Eingangsknoten Nina, Ninb der Komparatoren 100a, 100b verbunden. Der Kondensator 210a wird entsprechend der Taktspannung Vclkn durch die Lade-Entlade-Steuerschaltung 220a geladen und entladen. Die Lade-Entlade-Steuerschaltung 220a umfasst eine Stromquelle 221 a, einen P-Typ-Transistor PM61 und einen N-Typ-Transistor NM61. Die Stromquelle 221a und der Transistor PM61 sind zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Eingangsknoten Nina in Reihe verbunden. Der Transistor NM61 ist zwischen dem Eingangsknoten Nina und dem Masseknoten Ns verbunden. Daher wird im Falle von Vclkn = L-Pegel (Vclk = H-Pegel) der Kondensator 210a von der Stromquelle 221a mit dem konstanten Strom geladen. Auf der anderen Seite wird der Kondensator 210a im Falle von Vclkn = H-Pegel (Vclk = L-Pegel) durch den Transistor NM61 heruntergezogen.
Auf der anderen Seite wird der Kondensator 210b durch die Lade-Entlade-Steuerschaltung 220b entsprechend der Taktspannung Vclk geladen und entladen. Die Lade-Entlade-Steuerschaltung 220b umfasst eine Stromquelle 221b, einen P-Typ-Transistor PM62 und einen N-Typ-Transistor NM62. Die Ausgangsströme der Stromquellen 221a und 221b sind so ausgelegt, dass sie den gleichen Wert aufweisen. Die Stromquelle 221b und der Transistor PM62 sind zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Eingangsknoten Ninb in Reihe verbunden. Der Transistor NM62 ist zwischen dem Eingangsknoten Ninb und dem Masseknoten Ns verbunden. Daher wird der Kondensator 210b im Gegensatz zum Kondensator 210a bei Vclk = L-Pegel (Vclkn = H-Pegel) mit dem konstanten Strom geladen und bei Vclk = H-Pegel (Vclkn = L-Pegel) heruntergezogen. Auf diese Weise werden die Kondensatoren 210a, 210b komplementär und abwechselnd entsprechend dem Pegelübergang der Taktspannung Vclk (Vclkn) geladen und entladen.
14 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Betriebsbeispiel für den Oszillator der dritten Ausführungsform zeigt.
Unter Bezugnahme auf 14 steigt eine Eingangsspannung Vina, welche die Spannung an dem Eingangsknoten Nina ist, der mit dem (+)-seitigen Eingangsanschluss des Komparators 100a verbunden ist, mit einer konstanten Rate während der H-Pegel-Periode der Taktspannung Vclk an, während sie während der L-Pegel-Periode der Taktspannung Vclk auf die Massespannung VSS gesetzt wird. Auf der anderen Seite steigt eine Eingangsspannung Vinb, welche die Spannung an dem Eingangsknoten Ninb ist, der mit dem (+)-seitigen Eingangsanschluss des Komparators 100b verbunden ist, während der L-Pegel-Periode der Taktspannung Vclk mit einer konstanten Rate an und wird während der H-Pegel-Periode der Taktspannung Vclk auf die Massespannung VSS gesetzt. Auf diese Weise werden jedes Mal, wenn der Pegel der Taktspannung Vclk (Vclkn) übergeht, die Eingangsspannungen Vina, Vinb so gesteuert, dass abwechselnd Spannungsänderungsperioden mit der gleichen Änderungsrate (Anstieg) zu der Referenzspannung VREF hin bereitgestellt werden.
Wie in 13 gezeigt, wird die Referenzspannung VREF in die Eingangsanschlüsse auf der (-)Seite der Komparatoren 100a und 100b eingegeben. Außerdem wird der /Q-Ausgang (Taktspannung Vclkn) des Flipflops 210 als Rücksetzsignal RST des Komparators 100a verwendet. Umgekehrt wird der Q-Ausgang (Taktspannung Vclk) des Flipflops 210 als Rücksetzsignal RST des Komparators 100b gesetzt. Da das Rücksetzsignal RST, das in jeden der Komparatoren 100a und 100b eingegeben wird, entgegengesetzte logische Pegel aufweist, arbeiten die Komparatoren 100a und 100b abwechselnd.
In der L-Pegel-Periode der Taktspannung Vclkn ist eine
Spannungsänderungsperiode vorgesehen, in der die Eingangsspannung Vina zu der Referenzspannung VREF hin ansteigt, und der Komparator 100a führt den Schaltungsbetrieb der Feststellung des Zeitpunkts durch, zu dem die Eingangsspannung Vina die Referenzspannung VREF erreicht. Auf der anderen Seite wird das H-Pegel-Rücksetzsignal RST entsprechend der Taktspannung Vclk in den Komparator 100b eingegeben, und der Komparator 100b geht in den Rücksetzzustand über. Da die Ausgangsspannung VOUta des Komparators 100a in den R-Anschluss des Flipflops 210 eingegeben wird, befindet sich das Eingangssignal des R-Anschlusses auf dem L-Pegel, wenn das Rücksetzen des Komparators 100a aufgehoben wird, wird auf dem L-Pegel gehalten, während Vina < VREF ist, und wechselt auf den H-Pegel, wenn Vina VREF erreicht.
Wenn die Ausgangsspannung VOUTa des Komparators 100a von dem L-Pegel auf den H-Pegel zum Zeitpunkt (zum Beispiel, Zeitpunkt ta) wechselt, wenn die Eingangsspannung Vina die Referenzspannung VREF erreicht, wird dementsprechend das H-Pegel-Signal in den R-Anschluss des Flipflops 210 eingegeben, sodass die Taktspannung Vclk auf den L-Pegel gesetzt wird, während die Taktspannung Vclkn auf den H-Pegel gesetzt wird.
Dementsprechend wird zu dem Zeitpunkt ta, wenn die Taktspannung Vclkn auf den H-Pegel gesetzt wird, das Rücksetzsignal RST auf den H-Pegel gesetzt, sodass der Komparator 100a den Rücksetzvorgang durchführt. Somit ändert sich die Ausgangsspannung Vouta entsprechend dem Rücksetzvorgang auf den L-Pegel, nachdem die Periode, die der Signallaufzeit entspricht, verstrichen ist. Während die Taktspannung Vclkn auf dem H-Pegel liegt (Vclk = L-Pegel), wird die Ausgangsspannung Vouta auf dem L-Pegel gehalten. Infolgedessen zeigt die Ausgangsspannung Vouta eine One-Shot-Pulsartige Spannungswellenform mit der H-Pegel-Periode an, die einer Signallaufzeit entspricht, bis der Rücksetzvorgang gestartet wird, startend von dem Zeitpunkt, zu dem die Eingangsspannung Vina die Referenzspannung VREF schneidet.
Auf der anderen Seite wird nach dem Zeitpunkt ta, wenn die Taktspannung Vclkn auf den H-Pegel gesetzt wird und die Taktspannung Vclk auf den L-Pegel gesetzt wird, der Kondensator 210a heruntergezogen und der Kondensator 210b mit einer konstanten Rate geladen. Ferner wird das Rücksetzsignal RST des Komparators 100b auf den L-Pegel gesetzt, während der Komparator 100a zurückgesetzt wird. Infolgedessen wird in der L-Pegel-Periode (zum Beispiel, die Periode von dem Zeitpunkt ta bis zu dem Zeitpunkt tb) der Taktspannung Vclk die Spannungsänderungsperiode, in der die Eingangsspannung Vinb zu der Referenzspannung VREF hin ansteigt, bereitgestellt, und der Komparator 100b führt einen Schaltungsbetrieb zur Feststellung des Zeitpunkts durch, zu dem die Eingangsspannung Vinb die Referenzspannung VREF erreicht.
Da die Ausgangsspannung VOUtb des Komparators 100b in den S-Anschluss des Flipflops 210 eingegeben wird, befindet sich das Eingangssignal des S-Anschlusses auf dem L-Pegel, wenn das Rücksetzen des Komparators 100b aufgehoben wird, wird auf dem L-Pegel gehalten, während Vinb < VREF ist, und wechselt auf den H-Pegel, wenn Vinb VREF erreicht.
Zu dem Zeitpunkt tb, wenn die Eingangsspannung Vinb die Referenzspannung VREF erreicht, wechselt die Ausgangsspannung VOUTb des Komparators 100b von dem L-Pegel auf den H-Pegel. Als Reaktion darauf wird das H-Pegel-Signal in den S-Anschluss des Flipflops 210 eingegeben, sodass die Taktspannung Vclk auf den H-Pegel und die Taktspannung Vclkn auf den L-Pegel gesetzt wird.
Daher wird zu dem Zeitpunkt tb das Rücksetzsignal RST in Abhängigkeit von der Taktspannung Vclk auf den H-Pegel gesetzt, sodass der Komparator 100b das Rücksetzen durchführt. Daher wechselt die Ausgangsspannung Voutb nach Ablauf der Periode, die der Signallaufzeit entspricht, entsprechend dem Rücksetzvorgang auf den L-Pegel. Anschließend wird die Ausgangsspannung Voutb auf dem L-Pegel gehalten, während die Taktspannung Vclk auf dem H-Pegel liegt. Infolgedessen zeigt die Ausgangsspannung Voutb auch eine One-Shot-Pulsartige Spannungswellenform mit der Periode auf H-Pegel, die der Signallaufzeit entspricht, bis der Rücksetzvorgang gestartet wird, startend von dem Zeitpunkt, zu dem die Eingangsspannung Vinb die Referenzspannung VREF schneidet.
Nach dem Zeitpunkt tb wird der Schaltungszustand vor dem Zeitpunkt ta wiederhergestellt, die Ladung des Kondensators 210a wird gestartet, und die Spannungsänderungsperiode der Eingangsspannung Vina wird wieder bereitgestellt. In der Spannungsänderungsperiode der Eingangsspannung Vina von dem Zeitpunkt tb wird, wie oben beschrieben, der Komparator 100b zurückgesetzt, während der Komparator 100a den Schaltungsbetrieb der Feststellung des Zeitpunkts durchführt, zu dem die Eingangsspannung Vina die Referenzspannung VREF erreicht.
Durch ein Wiederholen eines solchen periodischen Vorgangs ist es möglich, das Taktsignal mit der konstanten Periode entsprechend der Spannungsänderungsrate der Kondensatoren 210a, 210b durch die Taktspannungen Vclk und Vclkn durch den abwechselnden Betrieb von zwei Komparatoren 100a, 100b zu erzeugen.
Gemäß dem Oszillator der dritten Ausführungsform kann der Relaxationsoszillator unter Verwendung von zwei Komparatoren 100a, 100b gebildet werden. Da der Relaxationsoszillator, wie oben beschrieben, durch eine CMOS-Schaltung implementiert werden kann, ist der Relaxationsoszillator in Bezug auf Kosten und Integration vorteilhafter als ein Quarzoszillator und ein LC-Oszillator und eignet sich auch für einen intermittierenden Betrieb zum Reduzieren des Stromverbrauchs.
Auf der anderen Seite gibt es beim Relaxationsoszillator, um den Zeitpunkt, zu dem die Eingangsspannungen Vina, Vinb die Referenzspannung VREF erreichen, genau festzustellen und ein hochpräzises Taktsignal bei hoher Frequenz zu erzeugen, eine Sorge hinsichtlich eines Anstiegs des Stromverbrauchs aufgrund eines Hochfrequenzbetriebs des Komparators.
Auf der anderen Seite kann der Zeitpunkt, zu dem die Eingangsspannungen Vina und Vinb die Referenzspannung VREF erreichen, bei dem Relaxationsoszillator, auf den der One-Shot-Komparator gemäß der vorliegenden Ausführungsform angewendet wird, mit hoher Genauigkeit und geringem Stromverbrauch festgestellt werden. Infolgedessen kann der geringe Stromverbrauch im Relaxationsoszillator unter Verwendung des Komparators erreicht werden.
Vierte Ausführungsform
Bei einer vierten Ausführungsform wird eine Konfiguration zu der variablen Steuerung des Stroms I3 durch die bei der zweiten Ausführungsform beschriebene Stromquellenschaltung in der Konfiguration, die auf zwei abwechselnd arbeitende Komparatoren angewendet wird, weiter beschrieben.
15 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator gemäß der vierten Ausführungsform zeigt.
Unter Bezugnahme auf 15 unterscheidet sich ein Komparator 104 der zweiten Ausführungsform von dem Komparator 102 (9) der zweiten Ausführungsform dadurch, dass eine Stromquellenschaltung 132 anstelle der Stromquellenschaltung 131 angeordnet ist. Da die Schaltungskonfiguration des anderen Teils des Komparators 104 ähnlich der des Komparators 102 (9) der zweiten Ausführungsform ist, nämlich des Komparators 100 der ersten Ausführungsform, wird die ausführliche Beschreibung nicht wiederholt.
Die Stromquellenschaltung 132 umfasst zusätzlich zu den N-Typ-Transistoren NM0 und NM0x einen N-Typ-Transistor NM0y, ähnlich der Stromquellenschaltung 131 (9). Der Transistor NM0y ist zwischen dem Knoten N3 und dem Masseknoten Ns parallel zu den Transistoren NM0 und NM0x verbunden. Daher wird der Strom I3 der Stromquellenschaltung 132 durch die Summe des Stroms I31 des Transistors NM0, des Stroms I32 des Transistors NM0x und des Stroms 133 des Transistors NM0y angegeben (I3 = I31+I32+I33).
Transistoren NM0x1, NM0x2, die denen in 9 ähneln, sind mit dem Gate des Transistors NM0x verbunden. Wenn sich die Ausgangsspannung VOUT des Komparators 104 in 15 auf dem L-Pegel befindet (d. h. die Periode, bis Vin nach der Rücksetzaufhebung VREF schneidet), erzeugt der Transistor NM0x daher einen Strom I32 entsprechend der Referenzspannung VREF, indem er den Transistor NM0x1 einschaltet (und NM0x2 ausschaltet). Auf der anderen Seite, wenn sich die Ausgangsspannung VOUT des Komparators 100 in 15 auf dem H-Pegel befindet (d.h. die Periode, nachdem Vin VREF nach der Rücksetzaufhebung erreicht hat), ist der Transistor NM0x2 eingeschaltet (NM0x1 ist ausgeschaltet), und der Transistor NM0x ist ausgeschaltet (I32 = 0).
Die Transistoren NM0y1 und NM0y2 sind mit dem Gate des Transistors NM0y verbunden. Das Spannungssignal, das sich während einer betriebsfreien Periode (zum Beispiel, zum Zeitpunkt des Rücksetzens) eines Komparators 104* (nicht gezeigt), der abwechselnd mit dem Komparator 104 in 12 arbeitet, auf dem H-Pegel befindet, wird in das Gate des Transistors NM0y1 eingegeben. Auf der anderen Seite wird das Spannungssignal, das während der Betriebszeit (zum Beispiel, zu dem Zeitpunkt des Nicht-Rücksetzens) des Komparators 104* (nicht gezeigt) zum H-Pegel wird, in das Gate des Transistors NM0y2 eingegeben. Das heißt, Signale mit entgegengesetzten logischen Pegeln werden in das Gate des Transistors NM0y1 und in das Gate des Transistors NM0y2 eingegeben. Zum Beispiel entspricht die Beziehung zwischen den Komparatoren 104 und 104* der Beziehung zwischen den Komparatoren 100a und 100b in 13.
Daher kann die Ausgangsspannung VOUT* des Komparators 104*, der abwechselnd mit dem Komparator 104 in 14 arbeitet, oder ein Rücksetzsignal RST* in das Gate des Transistors NM0y1 eingegeben werden. Umgekehrt kann VOUTn* (der Inversionspegel der Ausgangsspannung VOUT) oder RSTn* (der Inversionspegel des Rücksetzsignals RST*) des Komparators 104* in das Gate des Transistors NM0y2 eingegeben werden.
Wenn jede der Ausgangsspannungen VOUT, VOUTn des Komparators 104, 104* auf dem H-Pegel gehalten wird, selbst nach der Feststellung von Vin = VREF (Verriegelungsbetriebsperiode), werden die Ausgangsspannungen VOUT* und VOUTn* des Komparators 104* in die Gates der Transistoren NM0y1 und NM0y2 eingegeben, sodass der Transistor NM0y die Referenzspannung VREF zu dem Gate erhält, um den Strom I33 in der Nichtbetriebsperiode (Verriegelungsbetriebsperiode) des Komparators 104* zu erzeugen. Auf der anderen Seite wird in der Periode von Vin < VREF (d.h. der Betriebsperiode des Komparators 104*), in der der Komparator 104* versucht, den Zeitpunkt festzustellen, zu dem Vin VREF erreicht, die Massespannung VSS in das Gate des Transistors NM0y eingegeben, und der Transistor NM0y wird ausgeschaltet (I33 = 0).
Wenn andererseits die Ausgangsspannungen Vouta, Voutb die Gestalt eines One-Shot-Pulses aufweisen, wie in den in den 13 und 14 beschriebenen Komparatoren 100a, 100b, ist es vorteilhaft, das Rücksetzsignal RST* des abwechselnd arbeitenden Komparators und dessen invertiertes Signal RSTn* in die Gates der Transistoren NM0y1 und NM0y2 einzugeben. Auf diese Weise erhält der Transistor NM0y in der Nichtbetriebsperiode des Komparators 104* bei RST* = H-Pegel eine zu dessen Gate eingegebene Referenzspannung VREF und erzeugt einen Strom I33. Umgekehrt wird in der Betriebsperiode des Komparators 104*, in der RST* = L-Pegel (RSTn* = H-Pegel) ist, die Massespannung VSS in das Gate des Transistors NM0y eingegeben, und der Transistor NM0y wird ausgeschaltet (I33 = 0).
Infolgedessen kann in dem Komparator der vierten Ausführungsform der Strom I3 des Komparators 104 reduziert werden, indem der Strom I33 des Transistors NM0y während der Betriebszeit des Komparators der abwechselnd arbeitenden Phase auf null gesetzt wird. Infolgedessen kann der Stromverbrauch des Komparators weiter reduziert werden. Es sei angemerkt, dass die Stromquellenschaltung 132 lediglich mit einer Stromsteuerungsfunktion entsprechend dem Betrieb des Komparators 104* gebildet werden kann, der abwechselnd arbeitet, ohne die Transistoren NM0x, MN0x1, MN0x2 zu entfernen. Alternativ können in der Stromquellenschaltung 132 die Transistoren NM0x, MN0x1, MN0x2 unter Verwendung des Steuersignals Stail und des Steuersignals Stailn in 11 ähnlich wie bei der Abwandlung der zweiten Ausführungsform gesteuert werden.
Der Transistor NM0y der vierten Ausführungsform entspricht einem Beispiel für den „zweiten Hilfstransistor“. Der Komparator 104 der vierten Ausführungsform kann als zwei Komparatoren 100a, 100b verwendet werden, die den Oszillator 200 der dritten Ausführungsform bilden, indem VOUTn, das durch das Invertieren der Ausgangsspannung VOUT zwischen den Komparatoren 100a, 1000b erhalten wird, gegenseitig übertragen wird, wie durch eine gestrichelte Linie in 13 gezeigt.
Auch bei der vierten Ausführungsform kann wenigstens eine der ersten Abwandlung (Kondensator C10), der zweiten Abwandlung (Transistoren PMC1 bis PMC4) und der dritten Abwandlung (Stromquellen 300a, 300b) der ersten Ausführungsform kombiniert werden. Beispielsweise kann im Komparator 104 (15) eine Schaltungskonfiguration angenommen werden, bei der der Kondensator C10 weiterhin zwischen dem Knoten N5 und dem Masseknoten Ns vorgesehen ist, wodurch die vierte Ausführungsform und die erste Abwandlung der ersten Ausführungsform kombiniert werden können. Alternativ kann im Komparator 104 eine Schaltungskonfiguration angenommen werden, bei der die Stromquellen 300a und 300b (19A oder 19B) mit den Knoten N5 und N6 verbunden sind, wodurch die vierte Ausführungsform und die dritte Abwandlung der ersten Ausführungsform kombiniert werden können.
Ferner sind in der aktiven Lastschaltung 120 des Komparators 104 Transistoren PMC1 bis PMC4 ähnlich denen in 18 in Bezug auf die Gates der Transistoren PM1, PM2 angeordnet, wodurch die vierte Ausführungsform und die zweite Abwandlung der ersten Ausführungsform kombiniert werden können. Dementsprechend kann der geringe Stromverbrauch weiter erreicht werden.
Fünfte Ausführungsform
Bei der ersten bis vierten Ausführungsform wurde die Schaltungskonfiguration des Komparators vom One-Shot-Typ beschrieben, der den Zeitpunkt feststellt, zu dem die ansteigende Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht. Es kann jedoch auch eine ähnliche Schaltungskonfiguration eines Komparators vom One-Shot-Typ gebildet werden, der den Zeitpunkt feststellt, zu dem die fallende Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF erreicht.
16 ist ein Schaltdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel für einen Komparator 100# gemäß einer fünften Ausführungsform zeigt.
Unter Bezugnahme auf 16 umfasst der Komparator 100# der fünften Ausführungsform eine Differenzverstärkerschaltung 110, eine aktive Lastschaltung 120, eine Stromquellenschaltung 130, eine Stromumwandlungsschaltung 140, eine Minimalauswahlschaltung 150, eine Verriegelungsschaltung 160 und eine Ausgangsstufe 170, die dem Komparator 100 in 3 ähnlich sind.
Im Komparator 100# ist die Verbindungsbeziehung zwischen der Differenzverstärkerschaltung 110, der aktiven Lastschaltung 120, der Stromquellenschaltung 130, der Stromumwandlungsschaltung 140, der Minimalauswahlschaltung 150, der Verriegelungsschaltung 160 und der Ausgangsstufe 170 sowie dem Energieversorgungsknoten Np und dem Masseknoten Ns entgegengesetzt zu der des Komparators 100. Ferner ist im Komparator 100# der Leitfähigkeitstyp des Transistors, der die Differenzverstärkerschaltung 110, die aktive Lastschaltung 120, die Stromquellenschaltung 130, die Stromumwandlungsschaltung 140, die Minimalauswahlschaltung 150, die Verriegelungsschaltung 160 und die Ausgangsstufe 170 bildet, dem des Komparators 100 entgegengesetzt. Ein spezifisches Beispiel für eine Schaltungskonfiguration wird im Folgenden beschrieben.
Die aktive Lastschaltung 120 umfasst N-Typ-Transistoren NM11, NM12. Die Transistoren NM11 und NM 12 sind zwischen dem Masseknoten Ns und den Knoten N1 bzw. N2 verbunden. Das Gate des Transistors NM11 ist mit dem Knoten N1 verbunden, und das Gate des Transistors NM12 ist mit dem Knoten N2 verbunden. Das heißt, jeder der Transistoren NM11 und NM12 fungiert als Diode mit der Seite des Masseknotens Ns als Kathode.
Die Differenzverstärkerschaltung 110 umfasst P-Typ-Transistoren PM11, PM12. Der Transistor PM11 ist zwischen den Knoten N1 und N3 verbunden und erhält am Gate die Eingangsspannung Vin (1). Der Transistor PM12 ist zwischen den Knoten N2 und N3 verbunden und erhält am Gate die Referenzspannung VREF (1).
Die Stromquellenschaltung 130 umfasst einen P-Typ-Transistor PM10, der zwischen dem Energieversorgungsknoten Np und dem Knoten N3 verbunden ist. Die konstante Spannung (zum Beispiel, die Referenzspannung VREF) wird in das Gate des Transistors PM10 eingegeben.
Die Stromumwandlungsschaltung 140 umfasst einen N-Typ-Transistor NM13 und P-Typ-Transistoren PM13, PM14. Der Transistor NM13 ist zwischen dem Masseknoten Ns und dem Knoten N4 verbunden. Das Gate des Transistors NM13 ist gemeinsam mit dem Gate des Transistors NM 12 an dem Knoten N2 verbunden. Daher bildet der Transistor NM13 den Stromspiegel mit dem Transistor NM12.
Der Transistor PM13 ist zwischen dem Knoten N4 und dem Energieversorgungsknoten Np verbunden, und der Transistor PM14 ist zwischen dem Knoten N6 und dem Energieversorgungsknoten Np verbunden. Die Gates der Transistoren PM13 und PM14 sind üblicherweise mit dem Knoten N4 verbunden. Das heißt, der Transistor PM13 ist als Diode verbunden, und der Transistor PM14 bildet mit dem Transistor PM13 den Stromspiegel.
Die Minimalauswahlschaltung 150 umfasst N-Typ-Transistoren NM14 und NM15, die direkt zwischen dem Masseknoten Ns und dem Knoten N5 verbunden sind. Das Gate des Transistors NM14 ist mit dem Knoten N2 verbunden. Das Gate des Transistors NM15 ist mit dem Knoten N1 verbunden.
Die Ausgangsstufe 170 umfasst einen N-Typ-Transistor NM 16, der zwischen dem Masseknoten Ns und dem Knoten N6 verbunden ist. Das Gate des Transistors NM16 ist mit dem Knoten N1 verbunden.
Die Verriegelungsschaltung 160 umfasst P-Typ-Transistoren PM15 bis PM18. Die Transistoren PM15 und PM17 sind zwischen dem Knoten N5 und dem Energieversorgungsknoten Np parallel verbunden. Die Transistoren PM16 und PM18 sind zwischen dem Knoten N6 und dem Energieversorgungsknoten Np parallel verbunden. Das Rücksetzsignal RST wird in die Gates der Transistoren PM17 und PM18 eingegeben. Das Gate des Transistors PM15 ist mit dem Knoten N6 verbunden. Das Gate des Transistors PM16 ist mit dem Knoten N5 verbunden.
17 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Betriebsbeispiel für den Komparator 100# in 16 zeigt.
Unter Bezugnahme auf 17 wird im Gegensatz zu 2 das Rücksetzsignal RST während der Nichtbetriebsperiode des Komparators 100 auf den L-Pegel und während der Betriebsperiode des Komparators 100 auf den H-Pegel gesetzt. In der L-Pegel-Periode des Rücksetzsignals RST wird in 16, da der Knoten N6 durch Einschalten der Transistoren PM17 und PM18 elektrisch mit dem Energieversorgungsknoten Np verbunden ist, die Spannung am Knoten N6 auf VDD festgelegt, und die Ausgangsspannung VOUT des Komparators 100# wird auf den H-Pegel (VOUT = VDD) zurückgesetzt.
Wenn das Rücksetzsignal RST zu dem Zeitpunkt ts von dem L-Pegel auf den H-Pegel wechselt, wird der Rücksetzvorgang aufgehoben und der Komparator 100 startet den Schaltungsbetrieb. In dem Beispiel von 17 ist die Eingangsspannung Vin zu dem Zeitpunkt ts höher als die Referenzspannung VREF und nimmt nach dem Zeitpunkt ts allmählich ab.
Während der Periode von dem Zeitpunkt ts bis zu dem Zeitpunkt td, bis die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF schneidet (d.h. Vin > VREF), wird die Ausgangsspannung VOUT auf dem H-Pegel (VOUT = VDD) zu dem Zeitpunkt des Rücksetzens gehalten. Wenn sich die Eingangsspannung Vin zu dem Zeitpunkt td mit der Referenzspannung VREF schneidet, wechselt die Ausgangsspannung VOUT von dem H-Pegel des Rücksetzens auf den L-Pegel.
Nach dem Zeitpunkt td, wenn die Ausgangsspannung VOUT auf den L-Pegel wechselt, wird die Ausgangsspannung VOUT auf dem L-Pegel gehalten, bis das Rücksetzsignal RST das nächste Mal auf den L-Pegel wechselt. Dann, wenn das Rücksetzsignal auf den L-Pegel gesetzt wird, wechselt die Ausgangsspannung VOUT wieder auf den H-Pegel. Danach wird der Vorgang nach dem Zeitpunkt ts wiederholt.
In dem Komparator 100# ist der Stromverbrauch in jeder Periode von Vin > VREF, der Periode von Vin ≈ VREF und der Periode von Vin < VREF ähnlich der Periode von Vin < der Periode von VREF (4), der Periode von Vin ≈ VREF (5) und der Periode von Vin> VREF (6) im Komparator 100.
Daher ist es gemäß dem Komparator 100# möglich, festzustellen, dass die Eingangsspannung Vin die Referenzspannung VREF schneidet, wenn die Eingangsspannung Vin abnimmt. Das heißt, gemäß der vorliegenden Ausführungsform und ihrer Abwandlung kann sowohl in der Anwendung, in der die Eingangsspannung Vin von einer Spannung niedriger als die Referenzspannung VREF ansteigt, als auch in der Anwendung, in der die Eingangsspannung Vin von einer Spannung höher als die Referenzspannung VREF abfällt, der Stromverbrauch des hochpräzisen (Low-Offset-) One-Shot-Komparators, der feststellt, dass die analoge Spannung (Eingangsspannung Vin) eines der beiden Eingänge die Referenzspannung VREF schneidet, die der andere der beiden Eingänge ist, reduziert werden.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wurde das Beispiel beschrieben, in dem die Ausgangsspannung VOUT entsprechend der Spannung an dem Knoten N6 auf denselben Spannungspegel wie der Spannungspegel (H- oder L-Pegel) des Knotens N6 eingestellt wird. Die Ausgangsspannung VOUT kann jedoch so ausgelegt werden, dass sie auf den Spannungspegel (H- oder L-Pegel) gegenüber dem Knoten N6 eingestellt wird, indem die Anzahl der an die nachfolgende Stufe des Knotens N6 verbundenen Stromrichter geändert wird.
In dem Komparator 100# der fünften Ausführungsform entspricht im Gegensatz zur ersten bis vierten Ausführungsform die Massespannung VSS einem Beispiel für die „erste Spannung“ und der Masseknoten Ns entspricht einem Beispiel für den „ersten Energieversorgungsknoten“. Ferner entspricht die Versorgungsspannung VDD einem Beispiel für die „zweite Spannung“ und der Versorgungsknoten Np einem Beispiel für den „zweiten Versorgungsknoten“.
Ferner entspricht in dem Konfigurationsbeispiel der fünften Ausführungsform der P-Typ-Transistor dem „ersten Leitfähigkeitstyp“, und der Transistor PM11 entspricht einem Beispiel für den „ersten Transistor“, der Transistor PM12 entspricht einem Beispiel für den „zweiten Transistor“, der Transistor PM10 entspricht einem Beispiel für den „dritten Transistor“ und der Transistor PM14 entspricht einem Beispiel für den „vierten Transistor“. Ferner entsprechen in der Verriegelungsschaltung 160 die Transistoren PM15 bis PM18 einem Beispiel für den „achten Transistor“ bis zum „elften Transistor“. Ferner entspricht der N-Typ-Transistor dem „zweiten Leitfähigkeitstyp“, der Transistor NM15 einem Beispiel für den „fünften Transistor“, der Transistor NM14 einem Beispiel für den „sechsten Transistor“ und der Transistor NM16 einem Beispiel für den „siebten Transistor“.
Auch in dem Komparator 100# (16) der fünften Ausführungsform kann wenigstens eine der ersten Abwandlung (Kondensator C10), der zweiten Abwandlung und der dritten Abwandlung (Stromquellen 300a, 300b) der ersten Ausführungsform kombiniert werden. Zum Beispiel können in dem Komparator 100# durch Annahme der Schaltungskonfiguration, in der der Kondensator C10 weiterhin zwischen dem Knoten N5 und dem Energieversorgungsknoten Np vorgesehen ist, die fünfte Ausführungsform und die erste Abwandlung der ersten Ausführungsform kombiniert werden.
Alternativ können auch in dem Komparator 100# (16) Stromquellen 300a und 300b ähnlich denen in 19A oder 19B zwischen den Knoten N5 und N6 und dem Masseknoten Ns oder dem Energieversorgungsknoten Np verbunden werden. Bei dieser Konfiguration können die Transistoren PM15 und PM16 der Verriegelungsschaltung 160 durch den winzigen Vorspannungsstrom, der von den Stromquellen 300a, 300b erzeugt wird, in dem Unterschwellenbereich betrieben werden, bis die Verriegelungsschaltung 160 nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs (RST = L-Pegel) den oben beschriebenen Verriegelungsvorgang durchführt. Das heißt, die fünfte Ausführungsform und die dritte Abwandlung der ersten Ausführungsform können kombiniert werden. In diesem Fall entsprechen die Transistoren PM15 und PM16 einem Beispiel für „Transistor, der die kreuzgekoppelte Schaltung bildet“, zusätzlich zu dem „achten Transistor“ und dem „neunten Transistor“.
Ferner sind, wie in 20 gezeigt, in der aktiven Lastschaltung 120 des Komparators 100# die N-Typ-Transistoren NMC1 bis NMC4 in Bezug auf die Gates der Transistoren NM11 und NM 12 so angeordnet, dass ein Komparator 100#y, der durch Kombination der zweiten Abwandlung der ersten Ausführungsform mit der fünften Ausführungsform erhalten wird, implementiert werden kann. Insbesondere werden die Transistoren NMC1 und NM2 während des Rücksetzvorgangs (RST = L-Pegel) eingeschaltet, um die Gates von NM1 und NM2 mit dem Masseknoten Ns zu verbinden, und während des Schaltungsbetriebs (RST = H-Pegel) ausgeschaltet. Während andererseits die Transistoren NMC3 und NMC4 während des Rücksetzvorgangs (RST = L-Pegel) ausgeschaltet sind, sind die Gates von NM11 und NM12 während des Schaltungsvorgangs (RST = H-Pegel) ähnlich wie in 16 mit dem Masseknoten Ns verbunden.
In 20 entsprechen die N-Typ-Transistoren NM11 und NM12 in der aktiven Lastschaltung 120 einem Beispiel für den „zwölften Transistor“ und den „dreizehnten Transistor“. Ferner entsprechen die Strompfade der als Dioden verbundenen Transistoren NM11 und NM12 den Beispielen für den „ersten Strompfad“ bzw. den „zweiten Strompfad“. Ferner kann ein Beispiel für den „Stromunterbrechungsmechanismus“ durch die Transistoren NMC1 bis NMC4 gebildet werden.
Ferner können in dem Komparator 100# Stromquellenschaltungen 131, 132 mit einer Mehrzahl von P-Typ-Transistoren, die zwischen dem Knoten N3 und dem Energieversorgungsknoten Np parallel verbunden sind, anstelle der Stromquellenschaltung 130 durch Kombination mit der zweiten Ausführungsform, der Abwandlung der zweiten Ausführungsform oder der vierten Ausführungsform angeordnet werden.
Ferner werden gemäß der dritten Ausführungsform zwei Komparatoren 100# (einschließlich der Kombination mit jeder der oben beschriebenen Ausführungsformen) der fünften Ausführungsform angeordnet und abwechselnd betrieben, wodurch der Oszillator gemäß 13 konfiguriert werden kann. In diesem Fall versteht es sich, dass die Eingangsspannungen der beiden Komparatoren 100# so gesteuert werden, dass abwechselnd Spannungswechselperioden erzeugt werden, die zu der Referenzspannung VREF hin abfallen.
Bei der dritten und vierten Ausführungsform wurde die Anwendung (typischerweise der Oszillator) beschrieben, in der zwei Komparatoren der vorliegenden Ausführungsform verwendet werden, um abwechselnd in einer komplementären Weise zu arbeiten. Der Komparator kann jedoch auch allein verwendet werden. In diesem Fall kann der Komparator des One-Shot-Typs, der feststellt, dass die Eingangsspannung Vin ansteigt oder abfällt und die Referenzspannung VREF erreicht, konfiguriert werden, nachdem die Betriebszeit durch das Rücksetzsignal RST von außerhalb des Komparators definiert wurde. Ein Nutzungsmodus eines solchen Komparators eignet sich für Anwendungen wie Überstromschutz (OCP), Energy-Harvesting oder ein drahtloses Sensornetzwerk, bei denen der Feststellungsvorgang zu einem bestimmten Zeitpunkt durchgeführt wird und in den anderen Perioden ein extrem niedriger Stromverbrauch gewünscht ist.
Sechste Ausführungsform
Bei der sechsten Ausführungsform wird als Beispiel für eine andere Anwendung als der Oszillator ein Konfigurationsbeispiel für einen Stromrichter beschrieben, der den One-Shot-Komparator gemäß der vorliegenden Ausführungsform verwendet, insbesondere ein DC-DC-Wandler von dem Spannungsreglertyp. Als Beispiel wird im Folgenden ein Konfigurationsbeispiel für einen DC-DC-Wandler mit Pulsfrequenzmodulationssteuerung (PFM) beschrieben.
21 ist ein schematisches Diagramm, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel für einen DC-DC-Wandler zeigt, der ein darstellendes Beispiel für den Stromrichter der sechsten Ausführungsform ist.
Unter Bezugnahme auf 21 umfasst ein DC-DC-Wandler 400 der sechsten Ausführungsform eine Spannungsrückkopplungsschaltung 410, einen One-Shot-Komparator 420, eine PFM-Steuerschaltung 430, eine Gateansteuerungsschaltung 440, ein P-Typ-Halbleiterschaltelement (im Folgenden auch einfach als „Schaltelement“ bezeichnet) 450 und ein N-Typ-Schaltelement 451.
Das Schaltelement 450 ist zwischen einem Energieversorgungsleiter 401, der die Stromversorgungsspannung VCC liefert, und einem Gleichstromausgangsknoten Ndc verbunden und wird entsprechend dem Gateansteuerungssignal PGATE von der Gateansteuerungsschaltung 440 ein- und ausgeschaltet. Eine Gleichstromausgangsspannung VDC des Gleichstromausgangsknotens Ndc wird durch eine Spule Ldc und einen Kondensator Cdc geglättet und einer Last zugeführt (nicht gezeigt). Das Schaltelement 450 entspricht einem Beispiel für ein „Antriebsschaltelement“.
Insbesondere liefert das Schaltelement 450 die stromerhöhende Ausgangsspannung VDC von der Energieversorgungsleiter 401 an den Gleichstromausgangsknoten Ndc, indem es in der L-Pegelperiode des Gateansteuerungssignals PGATE eingeschaltet wird.
Im Gegensatz dazu wird das Schaltelement 450 in der H-Pegel-Periode des Gateansteuerungssignals PGATE ausgeschaltet, und der Strompfad von dem Energieversorgungsleiter 401 zu dem Gleichstromausgangsknoten Ndc wird unterbrochen. In einer Aus-Periode des Schaltelements 450 sinkt die Ausgangsgleichspannung VDC entsprechend dem Stromverbrauch durch die Last. Auf diese Weise führt der DC-DC-Wandler 400 die Stromumwandlung durch, bei der die Gleichspannung VCC des Energieversorgungsleiters 401 durch die Ein- und Ausschaltsteuerung des Schaltelements 450 in die Ausgangsgleichspannung VDC umgewandelt wird. Das heißt, die Gleichspannung VCC entspricht einem Beispiel für die „erste Gleichspannung“, und die Ausgangsgleichspannung VDC entspricht einem Beispiel für die „zweite Gleichspannung“. Ferner entspricht der Gleichstromausgangsknoten Ndc einem Beispiel für den „Gleichspannungsausgangsknoten“.
Das Schaltelement 451 ist zwischen dem DC-Ausgangsknoten Ndc und einem Masseleiter 402 verbunden und wird entsprechend einem Gateansteuerungssignal NGATE von der Gateansteuerungsschaltung 440 ein- und ausgeschaltet. Das Schaltelement 451 ist so angeordnet, dass es den Strompfad (d. h. einen Rückflusspfad) bildet, der den Gleichstromausgangsknoten Ndc, die Spule Ldc, die Last und den Masseleiter 402 in der Aus-Periode des Schaltelements 450 einschließt. Mit diesem Rückflusspfad kann die Stromzufuhr zur Last unter Verwendung der gespeicherten Energie der Spule Ldc auch in der Aus-Periode des Schaltelements 450 fortgesetzt werden. Ferner verhindert der Kondensator Cdc einen schnellen Abfall der Versorgungsspannung VDCOUT an die Last.
Daher wird das Schaltelement 451 grundsätzlich komplementär zum Schaltelement 450 ein- und ausgeschaltet. Wenn jedoch die Schaltelemente 450 und 451 ein- und ausgeschaltet werden, ist eine Totzeitspanne vorgesehen, in der beide Schaltelemente 450 und 451 ausgeschaltet sind, sodass kein Durchgangsstrom zwischen dem Energieversorgungsleiter 401 und dem Masseleiter 402 erzeugt wird. Wie oben beschrieben, entspricht das Schaltelement 451 einem Beispiel für ein „Halbleiterelement“ für den Rückfluss.
Das Schaltelement 451 kann durch eine Diode ersetzt werden, deren Anode mit dem Gleichstromausgangsknoten Ndc verbunden ist. In diesem Fall bildet die Diode ein Beispiel für das „Halbleiterelement“ für den Rückfluss.
Der DC-DC-Wandler 400 führt eine Steuerung durch, um die DC-Ausgangsspannung VDC größer oder gleich einer Zielspannung VDCref zu halten, indem er das Schaltelement 450 entsprechend der Abnahme der DC-Ausgangsspannung VDC einschaltet. Auf diese Weise kann der DC-DC-Wandler 400 so betrieben werden, dass die Versorgungsspannung VDCOUT für die Last nicht unter die Zielspannung VDCref fällt.
Die Spannungsrückkopplungsschaltung 410 kann durch eine Spannungsteilerschaltung konfiguriert werden, die Widerstandselemente Rx und Ry verwendet, die in Reihe zwischen dem Energieversorgungsleiter 401 und dem Masseleiter 402 verbunden sind. Wenn die elektrischen Widerstandswerte der Widerstandselemente Rx und Ry auch als Rx und Ry ausgedrückt werden, wird ein Spannungsteilungsverhältnis Rk der Spannungsteilerschaltung als Rk = Ry/(Rx + Ry) (0 < Rk < 1,0) ausgedrückt.
Dementsprechend wird eine Rückkopplungsspannung VFB, die von der Spannungsrückkopplungsschaltung 410 ausgegeben wird, durch VFB = Pk-VDC mit Rk ausgedrückt.
Jeder der bei der ersten bis fünften Ausführungsform beschriebenen Komparatoren kann auf den Komparator 420 angewendet werden. Wie jedoch aus der folgenden Beschreibung deutlich wird, ist der Komparator 420 so angeordnet, dass er die Abnahme der Rückkopplungsspannung VFB (Ausgangsgleichspannung VDC) feststellt. Dementsprechend wird eine Beschreibung unter der Annahme gegeben, dass der Komparator 100# der fünften Ausführungsform, der den Betrieb in 17 durchführt, auf den Komparator 420 angewendet wird.
Der Komparator 420 arbeitet unter Verwendung der Rückkopplungsspannung VFB und der Zielspannung VFBref als Eingangsspannung Vin bzw. Referenzspannung VREF in 17. Die Zielspannung VFBref, die dem Komparator 420 zugeführt wird, wird auf VFBref = Rk-VDCref eingestellt, sodass sie der Zielspannung VDCref der Ausgangsgleichspannung VDC entspricht.
Komparator 420 gibt die Ausgangsspannung VOUTn in 16 als Steuersignal VPFM aus. Dementsprechend wird das Steuersignal PFM im Gegensatz zu der Ausgangsspannung VOUT in 17 während des Rücksetzvorgangs und während der Periode von VFB > VFBref nach Aufhebung des Rücksetzvorgangs auf den L-Pegel gesetzt. Wenn andererseits die Rückkopplungsspannung VFB nach Aufhebung des Rücksetzvorgangs auf die Zielspannung VFBref sinkt, wechselt das Steuersignal PFM von dem L-Pegel auf den H-Pegel. Der Komparator 420 entspricht einem Beispiel für einen „Ausgangsspannungüberwachungskomparator“.
Die PFM-Steuerschaltung 430 erzeugt als Reaktion auf das Steuersignal VPFM von Komparator 420 ein Gleichspannungssteuersignal VDCCNT. Die Gateansteuerungsschaltung 440 erzeugt Gateansteuerungssignale PGATE und NGATE entsprechend dem Gleichspannungssteuersignal VDCCNT. Ein Beispiel für die „Spannungssteuerschaltung“ kann durch die PFM-Steuerschaltung 430 und die Gateansteuerungsschaltung 440 konfiguriert werden.
22 zeigt ein Konfigurationsbeispiel für die PFM-Steuerschaltung 430. Wie in 22 gezeigt, umfasst die PFM-Steuerschaltung 430 ein D-Flipflop 432 und eine Verzögerungsschaltung 435.
Die dem Komparator 420 gemeinsame Versorgungsspannung VDD wird in den D-Anschluss des Flipflops 432 eingegeben. Das Steuersignal VPFM von Komparator 420 wird in den Taktanschluss eingegeben. Wenn das in den Taktanschluss eingegebene Steuersignal VPFM von dem L-Pegel auf den H-Pegel wechselt, liest das Flipflop 432 die in den D-Anschluss eingegebene Stromversorgungsspannung VDD (H-Pegel) und setzt das von dem Q-Anschluss ausgegebene Gleichspannungssteuersignal VDCCNT auf den H-Pegel.
Die Verzögerungsschaltung 435 gibt als Rücksetzsignal RSTdc des Flipflops 432 ein Signal aus, das durch ein Invertieren des Ausgangssignals des /Q-Anschlusses des Flipflops 432 erhalten wird, d.h. ein Signal, das dadurch erhalten wird, dass einem Signal mit der gleichen Phase wie das Gleichspannungssteuersignal VDCCNT eine vorbestimmte Verzögerungszeitspanne Td gegeben wird. Daher wird als Reaktion auf die Änderung des Rücksetzsignals RSTdc von dem L-Pegel auf den H-Pegel das Gleichspannungssteuersignal VDCCNT des Q-Anschlusses auf den L-Pegel gesetzt.
Ferner wird ein invertiertes Signal des Rücksetzsignals RSTdc in den Komparator 420 als Rücksetzsignal RST des Komparators 100# in 16 eingegeben. Wenn das Rücksetzsignal RSTdc von dem L-Pegel auf den H-Pegel wechselt, führt der Komparator 420 den Rücksetzvorgang durch, wodurch das Steuersignal VPFM nach dem Rücksetzen des Flipflops 432 auf dem L-Pegel gehalten wird.
23 zeigt Beispiele für Betriebswellenformen der PFM-Steuerschaltung 430 und der Gateansteuerungsschaltung 440 entsprechend der Änderung der Rückkopplungsspannung VFB der Ausgangsgleichspannung VDC.
Im Beispiel von 23 ist das Schaltelement 450 in der Periode vor dem Zeitpunkt t0 ausgeschaltet, da die Gateansteuerungssignale PGATE und NGATE auf den H-Pegel eingestellt sind. Da die Ausgangsgleichspannung VDC aufgrund des Stromverbrauchs an der Last abnimmt, sinkt daher auch die Rückkopplungsspannung VFB. Da das Rücksetzsignal RSTdc auf dem L-Pegel liegt, wird das Rücksetzsignal RST des Komparators 420 (Komparator 100#) auf den H-Pegel gesetzt. Aufgrund dessen hebt der Komparator 420 den Rücksetzvorgang auf und überwacht den Zeitpunkt, zu dem sich die Rückkopplungsspannung VFB (Eingangsspannung Vin in 16) mit der Zielspannung VFBref (Referenzspannung VREF in 16) schneidet. In dieser Periode wird das Steuersignal VPFM auf den L-Pegel gesetzt.
Wenn die Rückkopplungsspannung VFB zu einem Zeitpunkt t0 auf die Zielspannung VFBref abfällt, ändert sich das Steuersignal VPFM als Reaktion auf die Änderung der Ausgangsspannung VOUT des Komparators 420 von dem L-Pegel auf den H-Pegel. Als Reaktion darauf ändert sich zu dem Zeitpunkt t1 das Gleichspannungssteuersignal VDCCNT, das von dem Q-Anschluss des Flipflops 432 der PFM-Steuerschaltung 430 ausgegeben wird, von dem L-Pegel auf den H-Pegel. Zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 wird die Verzögerung durch die Signalübertragung und die Signalverarbeitung erzeugt.
Die PFM-Steuerschaltung 430 ändert das Rücksetzsignal RSTdc von dem L-Pegel auf den H-Pegel zu einem Zeitpunkt t4, wenn die Verzögerungszeitspanne Td der Verzögerungsschaltung 435 von dem Zeitpunkt t1 an abläuft. Als Reaktion darauf wird zu dem Zeitpunkt t5 das Gleichspannungssteuersignal VDCCNT auf den L-Pegel zurückgesetzt. Da der Komparator 420 als Reaktion auf das Rücksetzsignal RSTdc ebenfalls den Rücksetzvorgang durchführt, wird auch das Steuersignal VPFM auf den L-Pegel zurückgesetzt. Das Rücksetzsignal RSTdc wird auf den L-Pegel zurückgesetzt, wenn die Verzögerungszeitspanne Td ab dem Zeitpunkt t5, zu dem das Gleichspannungssteuersignal VDCCNT auf den L-Pegel wechselt, verstreicht. Die Verzögerung aufgrund der Signalübertragung und der Signalverarbeitung wird auch zwischen den Zeitpunkten t4 und t5 erzeugt.
Die Einstellung der Gateansteuerungssignale PGATE, NGATE entsprechend dem Gleichspannungssteuersignal VDCCNT durch die Gateansteuerungsschaltung 440 wird im Folgenden beschrieben.
24 zeigt ein Konfigurationsbeispiel für die Gateansteuerungsschaltung 440.
Wie in 24 gezeigt, umfasst die Gateansteuerungsschaltung 440 eine nicht überlappende Takterzeugungsschaltung 442, in die das Gleichspannungssteuersignal VDCCNT eingegeben wird. Die nicht überlappende Takterzeugungsschaltung 442 umfasst NOR-Gates 443a, 443b und Inverterstufen 444a, 444b. Jede der Inverterstufen 444a, 444b umfasst eine gerade Anzahl von in Reihe verbundenen Stromrichtern. Die Inverterstufe 444a gibt ein Steuersignal ϕa aus, und die Inverterstufe 444b gibt ein Steuersignal ϕb aus.
Das Eingangssignal VDCCNT und das Steuersignal ϕb werden in das NOR-Gate 443a eingegeben. Das Ausgangssignal des NOR-Gates 443a wird in die Inverterstufe 444a eingegeben. Das invertierte Signal von VDCCNT, welches das Eingangssignal ist, und das Steuersignal ϕa werden in das NOR-Gate 443b eingegeben. Das Ausgangssignal des NOR-Gates 443b wird in die Inverterstufe 444b eingegeben.
25 ist ein Wellenformdiagramm, das die von der nicht überlappenden Takterzeugungsschaltung 442 ausgegebenen Steuersignale ϕa und ϕb zeigt.
Wie in 25 gezeigt, werden die als nicht überlappende Takte erzeugten Steuersignale ϕa und ϕb abwechselnd auf den L-Pegel und den H-Pegel entsprechend dem Übergang zwischen dem L-Pegel und dem H-Pegel des Gleichspannungssteuersignals VDCCNT, welches das Eingangssignal ist, gesetzt. Ferner ist in den Steuersignalen ϕa und ϕb eine nicht überlappende Periode vorgesehen, in der die Steuersignale ϕa und ϕb auf den L-Pegel gesetzt werden. Die Länge der nicht überlappenden Periode entspricht der Übertragungsverzögerungszeit durch die Inverterstufen 444a, 444b, sodass die Länge der nicht überlappenden Periode durch die Anzahl der Stromrichter (gerade Anzahl) eingestellt werden kann.
Wiederum unter Bezugnahme auf 24 verstärkt die Gateansteuerungsschaltung 440 das Steuersignal ϕa durch eine ungerade Anzahl von Invertern, um ein Gateansteuerungssignal PGATE zu erzeugen. In ähnlicher Weise verstärkt die Gateansteuerungsschaltung 440 das Steuersignal ϕb durch eine gerade Anzahl von Invertern, um ein Gateansteuerungssignal NGATE zu erzeugen. Dementsprechend weist das Gateansteuerungssignal PGATE, das in das Gate des P-Schaltelements 450 eingegeben wird, die entgegengesetzte Phase zu der des Steuersignals ϕa auf. Auf der anderen Seite weist das Gateansteuerungssignal NGATE, das in das Gate des N-Typ-Schaltelements 451 eingegeben wird, die gleiche Phase wie das Steuersignal ϕb auf.
Wiederum unter Bezugnahme auf 23 wechselt entsprechend dem Übergang des Gleichspannungssteuersignals VDCCNT auf den H-Pegel zu dem Zeitpunkt t1 das Gateansteuerungssignal NGATE von dem H-Pegel auf den L-Pegel zu dem Zeitpunkt t2 vor dem Gateansteuerungssignal PGATE. Somit wird das Schaltelement 451 ausgeschaltet.
Zu dem Zeitpunkt t3, wenn die Nichtüberlappungsperiode ab dem Zeitpunkt t2 verstrichen ist, wechselt das Gateansteuerungssignal PGATE von dem H-Pegel auf den L-Pegel. Als Reaktion darauf wird das P-Schaltelement 450 eingeschaltet. Ab dem Zeitpunkt t3 steigen die Ausgangsgleichspannung VDC und die Rückkopplungsspannung VFB an, indem die Einschaltperiode des Schaltelements 450 bereitgestellt wird.
Wenn das Gleichspannungssteuersignal VDCCNT zu dem Zeitpunkt t5 gemäß der Verzögerungszeitspanne Td von dem H-Pegel auf den L-Pegel wechselt, wechselt das Gateansteuerungssignal PGATE zu dem Zeitpunkt t6 vor dem Gateansteuerungssignal NGATE von dem L-Pegel auf den H-Pegel. Infolgedessen wird das Schaltelement 450 ausgeschaltet.
Zu einem Zeitpunkt t7, wenn die Nichtüberlappungsperiode von dem Zeitpunkt t6 an abläuft, wechselt das Gateansteuerungssignal NGATE vom L-Pegel auf den H-Pegel. Als Reaktion darauf wird das N-Schaltelement 450 eingeschaltet. Infolgedessen wird der Rückflusspfad während der Aus-Periode des Schaltelements 450 gebildet. Nach dem Zeitpunkt t5 starten die Ausgangsgleichspannung VDC und die Rückkopplungsspannung VFB zu sinken, da die Stromzufuhr von dem Energieversorgungsleiter 401 zu dem Gleichstromausgangsknoten Ndc unterbrochen wird.
Wenn dann das Rücksetzsignal RSTdc wieder auf den L-Pegel zurückgesetzt wird, wird der Zustand ähnlich dem vor dem Zeitpunkt t0 wiederhergestellt, und die Steuerung, die die Ein-Periode des Schaltelements 450 mit einer Länge entsprechend der Verzögerungszeit Td (der Stromversorgungsperiode von dem Energieversorgungsleiter 401) bereitstellt, wird jedes Mal wiederholt durchgeführt, wenn der Komparator 420 den Abfall der Rückkopplungsspannung VFB (Gleichstromausgangsspannung VDC) feststellt. Indem die Ausgangsgleichspannung VDC größer oder gleich der Zielspannung VDCref gehalten wird, kann die Stromumwandlung des DC-DC-Wandlers 400 so durchgeführt werden, dass die Versorgungsspannung VDCOUT für die Last nicht niedriger als die Zielspannung VDCref wird.
Auf diese Weise führt der DC-DC-Wandler 400 eine so genannte PFM-Steuerung durch, bei der sich der Ein- und Ausschaltzyklus des Schaltelements 450 in Abhängigkeit von der abfallenden Geschwindigkeit der Ausgangsgleichspannung VDC ändert. Im Allgemeinen sind die Pulsweitenmodulationssteuerung (PWM) und die PFM-Steuerung als DC-DC-Wandler vom Spannungsreglertyp bekannt. Die PWM-Steuerung steuert ein Ein-Periodenverhältnis innerhalb eines bestimmten Ein- und Aus-Zyklus des Halbleiterschaltelements und wird im Allgemeinen in Fällen angewendet, in denen der Laststrom groß ist und eine Hochgeschwindigkeitssteuerung erforderlich ist. Da der für die PWM-Steuerung verwendete Komparator ständig in Betrieb sein muss, um den Spannungsvergleich durchzuführen, ist der bei der vorliegenden Ausführungsform beschriebene Komparator vom „One-Shot-Typ“ nicht geeignet.
Auf der anderen Seite ist die PFM-Steuerung für eine Leichtlastanwendung mit einem kleinen Laststrom geeignet und betreibt den DC-DC-Komparator so, dass er die Stromversorgungsperiode entsprechend der Abnahme der Ausgangsgleichspannung bereitstellt. Da der für die PFM-Steuerung verwendete Komparator einen One-Shot-Betrieb durchführt, der den Spannungsabfall feststellt, ist der Komparator gemäß der vorliegenden Ausführungsform geeignet.
Daher kann gemäß dem DC-DC-Wandler der fünften Ausführungsform der Stromverbrauch unterdrückt werden, indem der Zeitpunkt überwacht wird, zu dem die Ausgangsgleichspannung VDC unter Verwendung des Komparators der vorliegenden Ausführungsform auf die Zielspannung abfällt, und das Halbleiterschaltelement entsprechend dem Ausgang des Komparators gesteuert wird.
Insbesondere bei der Anwendung der leichten Last mit der kleinen Lastleistung erhöht sich der Einfluss des Stromverbrauchs in der Steuerschaltung, die den Komparator umfasst, auf den Stromumwandlungswirkungsgrad, aber der Stromumwandlungswirkungsgrad kann durch die Anwendung des Komparators gemäß der vorliegenden Ausführungsform, bei der der Stromverbrauch reduziert wird, erheblich verbessert werden.
Abwandlung der sechsten Ausführungsform
Der bei der sechsten Ausführungsform beschriebene DC-DC-Wandler wird häufig als Stromversorgung für ein System oder eine große integrierte Schaltung (LSI) verwendet. Daher muss der DC-DC-Wandler eine Sicherheitssteuerungsfunktion aufweisen, die verhindert, dass eine anormale Versorgungsspannung an diese Lasten geliefert wird.
Für eine solche Sicherheitssteuerung ist eine Funktion erforderlich, die feststellt, dass Überwachungszielwerte wie die Spannung, der Strom und die Temperatur Bestimmungswerte für die Störungsfeststellung erreichen, sodass der Komparator verwendet wird. Da der Komparator den Betrieb durchführt, bei dem sich die Ausgangsspannung nur ändert, wenn die Störung erzeugt wird, wird vorzugsweise der Stromverbrauch in anderen Standby-Zuständen so weit wie möglich verhindert. Da der Komparator, der für die Sicherheitssteuerung verwendet wird, eine Funktion zur Feststellung des Schnittpunkts des Spannungswerts gemäß dem Überwachungszielwert und der Spannung gemäß dem Störungsbestimmungswert aufweisen muss, kann ferner der Komparator des One-Shot-Typs der vorliegenden Ausführungsform mit geringem Stromverbrauch verwendet werden.
26 zeigt eine Schaltungskonfiguration eines DC-DC-Wandlers gemäß einer Abwandlung der sechsten Ausführungsform.
Wie in 26 gezeigt, umfasst ein DC-DC-Wandler 400X der Abwandlung der sechsten Ausführungsform zusätzlich zur Konfiguration des DC-DC-Wandlers 400 in 21 die Komparatoren 501 bis 506, die eine Sicherheitssteuerungsschaltung bilden, N-Typ-Transistoren 512, 516, Spannungsteilerschaltungen 521, 522, 526, eine Stromerfassungsschaltung 523 und einen Temperatursensor 530.
Jeder der bei der ersten bis fünften Ausführungsform beschriebenen Komparatoren kann auf jeden der Komparatoren 501 bis 506 angewendet werden. Wie jedoch aus der folgenden Beschreibung ersichtlich wird, ist es aufgrund der Tatsache, dass jeder der Komparatoren 501 bis 506 so angeordnet ist, dass er den Anstieg der den Überwachungszielwert anzeigenden Spannung feststellt, vorzuziehen, einen beliebigen der Komparatoren 100 bis 104 der ersten bis vierten Ausführungsform anzuwenden, der den Vorgang in 2 durchführt. Bei der folgenden Beschreibung wird davon ausgegangen, dass der Komparator 100 der ersten Ausführungsform verwendet wird.
Die Konfiguration und der Betrieb der Sicherheitssteuerungsschaltung, die von jedem der Komparatoren 501 bis 506 konfiguriert wird, wird im Folgenden beschrieben.
Der Komparator 501 ist so angeordnet, dass er eine so genannte Unterspannungssperrfunktion (UVLO) implementiert, die verhindert, dass eine anormale Ausgangsgleichspannung VDC (VDCOUT) durch den Betrieb des DC-DC-Wandlers 400X an die Last 550 in einem Zustand geliefert wird, in dem die Versorgungsspannung VCC, d. h. die Eingangsspannung, unzureichend ist. Die Spannungsteilerschaltung 521 ist zwischen dem Energieversorgungsleiter 401 und dem Masseleiter 402 verbunden und gibt eine Überwachungsspannung VCCdv aus, die durch Teilen der Stromversorgungsspannung VCC erhalten wird.
Der Komparator 501 (Komparator 100) arbeitet mit der Überwachungsspannung VCCdv und der Bestimmungsspannung VRuvlo als der Eingangsspannung Vin und der Referenzspannung VREF in 2. Die Bestimmungsspannung VRuvlo, die in den Komparator 501 eingegeben wird, kann entsprechend dem Multiplikationswert des zulässigen unteren Grenzwerts der Versorgungsspannung VCC im DC-DC-Wandler 400X und dem Spannungsteilungsverhältnis der Spannungsteilerschaltung 521 eingestellt werden.
Der Komparator 501 gibt die Ausgangsspannung VOUT in 2 als Sicherheitssteuersignal VUVLO aus. Daher wird, wenn der Rücksetzvorgang des Komparators 501 während der Aktivierung des DC-DC-Wandlers 400X aufgehoben wird, das Sicherheitssteuersignal VUVLO auf den L-Pegel gesetzt, bis die Überwachungsspannung VCCdv die Bestimmungsspannung VRuvlo bei Anstieg der Versorgungsspannung VCC erreicht. Auf der anderen Seite, wenn die Überwachungsspannung VCCdv auf die Bestimmungsspannung VRuvlo ansteigt, stellt der Komparator 501 fest, dass sich die Überwachungsspannung VCCdv und die Bestimmungsspannung VRuvlo schneiden, wodurch das Sicherheitssteuersignal VUVLO auf den H-Pegel wechselt.
Das Sicherheitssteuersignal VUVLO kann an den Komparator 420, die PFM-Steuerschaltung 430 und die Gateansteuerungsschaltung 440 übertragen werden, die die PFM-Steuerung durchführen. Zum Beispiel können der Komparator 420, die PFM-Steuerschaltung 430 und die Gateansteuerungsschaltung 440 so konfiguriert werden, dass sie den Betrieb stoppen, wenn das Sicherheitssteuersignal VUVLO den L-Pegel erreicht, und arbeiten, wenn das Sicherheitssteuersignal VUVLO den H-Pegel erreicht. Das heißt, im DC-DC-Wandler 400X wird die Erzeugung der Ausgangsgleichspannung VDC gestartet, wenn das vom Komparator 501 ausgegebene Sicherheitssteuersignal VUVLO von dem L-Pegel auf den H-Pegel wechselt.
Somit kann die Sicherheitssteuerungsschaltung, die den Komparator 501 verwendet, verhindern, dass eine anormale Ausgangsgleichspannung VDC (VDCOUT) durch den Betrieb des DC-DC-Wandlers 400X an die Last 550 geliefert wird, während die Eingangsspannung (Stromversorgungsspannung VCC) unzureichend ist. Das heißt, der Komparator 501 entspricht einem Beispiel für einen „Eingangsspannungsüberwachungskomparator“.
Der Komparator 502 ist so angeordnet, dass er ein Sicherheitssteuersignal PGD erzeugt, das die durch den Betrieb der Last 550 verursachte Störung verhindert, während die Ausgangsspannung des DC-DC-Wandlers 400X nicht ausreichend erhöht ist. Eine Spannungsteilerschaltung 522 ist zwischen dem DC-Ausgangsknoten Ndc und dem Masseleiter 402 verbunden und gibt eine Überwachungsspannung VDCdv aus, die durch Teilen der Ausgangsgleichspannung VDC erhalten wird.
Eine Bestimmungsspannung VRgd, die in den Komparator 502 eingegeben wird, kann entsprechend dem Multiplikationswert des unteren Grenzwerts der Ausgangsgleichspannung VDC (VDCOUT), bei dem der Betrieb der Last 550 zulässig ist, und dem Spannungsteilungsverhältnis der Spannungsteilerschaltung 522 eingestellt werden.
Der Komparator 502 (Komparator 100) arbeitet mit der Überwachungsspannung VDCdv und der Bestimmungsspannung VRgd als Eingangsspannung Vin und Referenzspannung VREF in 2. Der Komparator 502 gibt die Ausgangsspannung VOUTn in 2 als Steuersignal VGD an das Gate des N-Typ-Transistors 512 aus. Der Transistor 512 ist zwischen einem Knoten Ndg, an dem das Sicherheitssteuersignal PGD erzeugt wird, und dem Masseleiter 402 verbunden. Der Knoten Ndg ist über das Widerstandselement mit dem Energieversorgungsleiter 401 (Stromversorgungsspannung VCC) verbunden.
Wenn der Rücksetzvorgang des Komparators 502 während der Aktivierung des DC-DC-Wandlers 400X aufgehoben wird, wird das H-Pegel-Steuersignal VGD in das Gate des Transistors 512 während der Periode eingegeben, bis die Überwachungsspannung VDCdv die Bestimmungsspannung VRgd (VRgd > VDCdv) beim Anstieg der Ausgangsgleichspannung VDC erreicht. Da der Transistor 512 in dieser Periode eingeschaltet ist, wird das Sicherheitssteuersignal PGD auf den L-Pegel gesetzt.
Wenn andererseits die Überwachungsspannung VDCdv auf die Bestimmungsspannung VRgd ansteigt, stellt der Komparator 502 fest, dass sich die Überwachungsspannung VDCdv und die Bestimmungsspannung VRgd schneiden, wodurch das Steuersignal VGD von dem H-Pegel auf den L-Pegel wechselt. Als Reaktion darauf wird der Transistor 512 ausgeschaltet, sodass das Sicherheitssteuersignal PGD auf den H-Pegel gesetzt wird.
Das Sicherheitssteuersignal PGD kann an die Last 550 des DC-DC-Wandlers 400X übertragen werden. Zum Beispiel kann die Last 550 so konfiguriert werden, dass sie den Betrieb stoppt, wenn das Sicherheitssteuersignal PGD auf dem L-Pegel liegt, und arbeitet, wenn das Sicherheitssteuersignal PGD auf den H-Pegel gesetzt wird. Das heißt, die Betriebserlaubnis der Last 550 wird durch Setzen des Sicherheitssteuersignals PGD auf den H-Pegel erzeugt.
Somit kann die Sicherheitssteuerungsschaltung, die den Komparator 502 verwendet, eine Störung verhindern, die durch den Betrieb der Last 550 in dem Zustand verursacht wird, in dem die Ausgangsspannung des DC-DC-Wandlers 400X nicht ausreichend ansteigt. Das heißt, der Komparator 502 entspricht einem Beispiel für einen „Ausgangsaktivierungsüberwachungskomparator“.
Der Komparator 503 ist so angeordnet, dass er eine so genannte Überstromschutzfunktion (OCP) implementiert, die die Schaltung schützt, wenn ein Überstrom aufgrund eines Kurzschlusses, eines thermischen Durchgehens oder dergleichen erzeugt wird. Die Stromerfassungsschaltung 523 gibt eine Überwachungsspannung Vocp aus, die dem Durchgangsstrom des Schaltelements 450 entspricht.
Die Stromerfassungsschaltung 523 umfasst einen P-Typ-Replikat-Transistor 450R und ein Widerstandselement, die in Reihe zwischen dem Energieversorgungsleiter 401 und dem Masseleiter verbunden sind. Der Replikat-Transistor 450R ist so hergestellt, dass er die gleiche Charakteristik wie das Schaltelement 450 aufweist. Das Gate des Replikat-Transistors 450R ist mit dem Gate des Schaltelements 450 verbunden. Infolgedessen wird in der Reihenschaltung aus dem Replikat-Transistor 450R und dem Widerstandselement ein Strom erzeugt, der proportional zu dem Durchlassstrom des Schaltelements 450 ist. Da die Überwachungsspannung Vocp dem Spannungsabfall im Widerstandselement aufgrund des Stroms der Gleichstromschaltung entspricht, wird davon ausgegangen, dass die Überwachungsspannung Vocp der Wert ist, der durch Multiplikation des Durchgangsstroms des Schaltelements 450 mit einem Proportionalitätskoeffizienten (Spannungs-Strom-Umwandlungsverhältnis) erhalten wird.
Der Komparator 503 (Komparator 100) arbeitet mit der Überwachungsspannung Vocp und einer Bestimmungsspannung VRocp als Eingangsspannung Vin und Referenzspannung VREF in 2. Die in den Komparator 503 eingegebene Bestimmungsspannung VRocp kann entsprechend dem Multiplikationswert des Bestimmungswertes des Überstroms und des Spannungs-Strom-Umwandlungsverhältnisses in der Stromerfassungsschaltung 523 eingestellt werden.
Der Komparator 503 gibt die Ausgangsspannung VOUT in 2 als Sicherheitssteuersignal VOCP aus. Daher setzt der Komparator 503 das Sicherheitssteuersignal VOCP auf den L-Pegel, wenn die Überwachungsspannung Vocp die Bestimmungsspannung VRocp nicht erreicht und kein Überstrom auftritt, wenn der Rücksetzvorgang während des Betriebs des DC-DC-Wandlers 400X aufgehoben wird.
Wenn andererseits die Überwachungsspannung Vocp auf die Bestimmungsspannung VRocp ansteigt, d.h. wenn der Überstrom erzeugt wird, stellt der Komparator 503 fest, dass die Überwachungsspannung Vocp die Bestimmungsspannung VRocp schneidet, und ändert das Sicherheitssteuersignal VOCP auf den H-Pegel.
Das Sicherheitssteuersignal VOCP kann an die Gateansteuerungsschaltung 440 übertragen werden. Wenn sich das Sicherheitssteuersignal VOCP auf dem L-Pegel befindet, erzeugt die Gateansteuerungsschaltung 440 die Gateansteuerungssignale PGATE und NGATE gemäß der bei der fünften Ausführungsform beschriebenen PFM-Steuerung. Auf der anderen Seite erzeugt die Gateansteuerungsschaltung 440 das Gateansteuerungssignal PGATE, um das Schaltelement 450 zwangsweise in den Aus-Zustand zu versetzen, wenn der Überstrom erzeugt wird, bei dem das Sicherheitssteuersignal VOCP auf den H-Pegel gesetzt ist. Zu diesem Zeitpunkt kann der Betrieb des Komparators 420 und der PFM-Steuerschaltung 430 weiter gestoppt werden.
Infolgedessen stoppt die Sicherheitssteuerungsschaltung unter Verwendung des Komparators 503 den Umwandlungsbetrieb des DC-DC-Wandlers 400X, wenn der Überstrom erzeugt wird, wodurch der Schaltungsschutz des DC-DC-Wandlers 400X und der Last 550 erreicht werden kann.
Der Komparator 504 ist so angeordnet, dass er die Funktion des so genannten Überspannungsschutzes (OVP) zum Schutz der Schaltung implementiert, wenn die Überspannung aufgrund von Schwankungen der Versorgungsspannung VCC, der Erzeugung einer Überspannung, eines thermischen Durchgehens oder dergleichen erzeugt wird.
Der Komparator 504 (Komparator 100) arbeitet mit der Ausgangsgleichspannung VDC, die die Überwachungsspannung ist, und der Bestimmungsspannung VRovp als Eingangsspannung Vin und Referenzspannung VREF in 2. Die dem Komparator 504 zugeführte Bestimmungsspannung VRovp kann entsprechend dem Bestimmungswert der Überspannung eingestellt werden.
Der Komparator 504 gibt die Ausgangsspannung VOUT in 2 als Sicherheitssteuersignal VOVP aus. Dementsprechend setzt der Komparator 504, wenn der Rücksetzvorgang während des Betriebs des DC-DC-Wandlers 400X aufgehoben wird, das Sicherheitssteuersignal VOVP auf den L-Pegel, wenn die Ausgangsgleichspannung Vovp, d. h. die Überwachungsspannung, die Bestimmungsspannung VRovp nicht erreicht und wenn keine Überspannung erzeugt wird.
Wenn andererseits die Ausgangsgleichspannung VDC auf die Bestimmungsspannung VRovp ansteigt, d. h. wenn die Überspannung erzeugt wird, stellt der Komparator 504 fest, dass die Ausgangsgleichspannung VDC (Überwachungsspannung) die Bestimmungsspannung VRovp schneidet, und ändert das Sicherheitssteuersignal VOVP auf den H-Pegel.
Das Sicherheitssteuersignal VOVP kann an die Gateansteuerungsschaltung 440 übertragen werden. Wenn sich das Sicherheitssteuersignal VOVP auf dem L-Pegel befindet, erzeugt die Gateansteuerungsschaltung 440 Gateansteuerungssignale PGATE, NGATE gemäß der bei der fünften Ausführungsform beschriebenen PFM-Steuerung. Auf der anderen Seite erzeugt die Gateansteuerungsschaltung 440 das Gateansteuerungssignal PGATE, um das Schaltelement 450 zwangsweise in den Aus-Zustand zu versetzen, wenn die Überspannung, bei der das Sicherheitssteuersignal VOVP auf den H-Pegel gesetzt wird, erzeugt wird. Zu diesem Zeitpunkt kann der Betrieb des Komparators 420 und der PFM-Steuerschaltung 430 weiter gestoppt werden.
Infolgedessen stoppt die Sicherheitssteuerungsschaltung unter Verwendung des Komparators 504 den Umwandlungsbetrieb des DC-DC-Wandlers 400X, wenn die Überspannung erzeugt wird, wodurch der Schaltungsschutz des DC-DC-Wandlers 400X und der Last 550 erreicht werden kann.
Der Komparator 505 ist so angeordnet, dass er eine so genannte Übertemperaturschutzfunktion (OTP) implementiert, welche die Erzeugung eines thermischen Durchgehens verhindert, wenn die Umgebungstemperatur aufgrund des anormalen Betriebs des DC-DC-Wandlers 400X oder einer peripheren Schaltung (nicht gezeigt) ansteigt. Der Temperatursensor 530 gibt eine Überwachungsspannung Vtmp aus, die der Temperatur des DC-DC-Wandlers 400X entspricht. Die Überwachungsspannung Vtmp entspricht der Ausgangsspannung des Temperatursensors 530 und nimmt mit steigender Temperatur zu.
Der Komparator 505 (Komparator 100) arbeitet mit der Überwachungsspannung Vtmp und einer Bestimmungsspannung VRovtmp als Eingangsspannung Vin und Referenzspannung VREF in 2. Die dem Komparator 505 zugeführte Bestimmungsspannung VRovtmp kann entsprechend dem Ausgangsspannungswert des Temperatursensors 530 eingestellt werden, der dem unteren Temperaturgrenzwert entspricht, der einen Überhitzungsschutz erfordert.
Der Komparator 505 gibt die Ausgangsspannung VOUT in 2 als Sicherheitssteuersignal VOVTMP aus. Daher setzt der Komparator 505 das Sicherheitssteuersignal VOVTMP auf den L-Pegel, wenn die Überwachungsspannung Vtmp nicht die Bestimmungsspannung VRocp erreicht und der Überhitzungszustand nicht erzeugt wird, wenn der Rücksetzvorgang während des Betriebs des DC-DC-Wandlers 400X aufgehoben wird.
Wenn andererseits die Überwachungsspannung Vtmp auf die Bestimmungsspannung VRovtmp ansteigt, d. h. wenn der Überhitzungszustand erzeugt wird, stellt der Komparator 505 fest, dass die Überwachungsspannung Vtmp die Bestimmungsspannung VRovtmp schneidet, und ändert das Sicherheitssteuersignal VOVTMP auf den H-Pegel.
Das Sicherheitssteuersignal VOCP kann an die Gateansteuerungsschaltung 440 übertragen werden. Wenn sich das Sicherheitssteuersignal VOVTMP auf dem L-Pegel befindet, erzeugt die Gateansteuerungsschaltung 440 Gateansteuerungssignale PGATE, NGATE gemäß der bei der fünften Ausführungsform beschriebenen PFM-Steuerung. Auf der anderen Seite erzeugt die Gateansteuerungsschaltung 440 das Gateansteuerungssignal PGATE, um das Schaltelement 450 zwangsweise in den Aus-Zustand zu versetzen, wenn der Überhitzungszustand, in dem das Sicherheitssteuersignal VOVTMP auf den H-Pegel gesetzt ist, erzeugt wird. Zu diesem Zeitpunkt können die Betriebe des Komparators 420 und der PFM-Steuerschaltung 430 weiter gestoppt werden.
Infolgedessen stoppt die Sicherheitssteuerungsschaltung unter Verwendung des Komparators 505 den Umwandlungsbetrieb des DC-DC-Wandlers 400X, wenn der Überhitzungszustand erzeugt wird, wodurch der Schaltungsschutz des DC-DC-Wandlers 400X und der Last 550 erreicht werden kann.
Wie oben beschrieben, entspricht jeder der Komparatoren 503 bis 505 für die OCP-, OVP- und OTP-Funktionen einem Beispiel für den „ersten Störungsüberwachungskomparator“. Ferner entspricht die Steuerung zum Stoppen des Umwandlungsbetriebs des DC-DC-Wandlers 400X gemäß den Sicherheitssteuersignalen VOVP, VOVP, VOVTMP einem Beispiel für die „erste Sicherheitssteuerung“.
Die Stromnebenschlusssteuerung zur Bewältigung des Spannungsanstiegs wird im Folgenden beschrieben. Komparator 506 und Transistor 516 sind so angeordnet, dass sie einen Zwangsentladungspfad bilden, wenn die Ausgangsgleichspannung VDC ansteigt. Die Spannungsteilerschaltung 526 ist zwischen dem DC-Ausgangsknoten Ndc und dem Masseleiter 402 verbunden und gibt eine Überwachungsspannung VDCdv aus, die durch Teilung der Ausgangsgleichspannung VDC erhalten wird.
Eine Bestimmungsspannung VRshnt, die in den Komparator 502 eingegeben wird, kann entsprechend einem Multiplikationswert einer vorbestimmten oberen Steuerspannung der Ausgangsgleichspannung VDC und dem Spannungsteilungsverhältnis der Spannungsteilerschaltung 526 eingestellt werden. Der obere Grenzwert der Steuerung wird so eingestellt, dass er niedriger ist als die Bestimmungsspannung VRovp, die in den Komparator 504 eingegeben wird, der die Überspannungsstörung feststellt. Das heißt, der obere Grenzwert der Steuerung wird so eingestellt, dass die Stromnebenschlusssteuerung aktiviert wird, bevor der Überspannungsschutz (OVP) fungiert.
Der Komparator 506 (Komparator 100) arbeitet mit der Überwachungsspannung VDCdv und der Bestimmungsspannung VRshnt als Eingangsspannung Vin und Referenzspannung VREF in 2. Der Komparator 502 gibt die Ausgangsspannung VOUT in 2 als Steuersignal VSHNT an das Gate des N-Typ-Transistors 516 aus. Der Transistor 516 ist zwischen dem DC-Ausgangsknoten Ndc und dem Masseleiter 402 verbunden.
Während des Betriebs des DC-DC-Wandlers 400X, bis die Überwachungsspannung VDCdv die Bestimmungsspannung VRshnt erreicht, d. h. während der Periode, in der der Spannungsanstieg zur Aktivierung der Stromnebenschlussschaltung nicht erzeugt wird, wird das L-Pegel-Steuersignal VSHNT in das Gate des Transistors 516 eingegeben. In dieser Periode wird der Transistor 516 im Aus-Zustand gehalten, und die Stromnebenschlusssteuerung wird nicht durchgeführt.
Wenn andererseits die Überwachungsspannung VDCdv auf die Bestimmungsspannung VRshnt ansteigt, stellt der Komparator 506 fest, dass sich die Überwachungsspannung VDCdv und die Bestimmungsspannung VRshnt schneiden, wodurch das Steuersignal VSHNT von dem L-Pegel auf den H-Pegel wechselt. Als Reaktion darauf wird der Transistor 516 eingeschaltet, sodass der Entladungspfad für den Gleichstromausgangsknoten Ndc gebildet werden kann.
Infolgedessen kann die Sicherheitssteuerungsschaltung, die den Komparator 506 verwendet, die Stromnebenschlusssteuerung durchführen, um die übermäßig erhöhte Ausgangsgleichspannung VDC schnell zu verringern. Wie oben beschrieben, entspricht der Komparator 506 einem Beispiel für den „zweiten Störungsüberwachungskomparator“. Ferner entspricht die Stromnebenschlusssteuerung zum Bilden des Strompfads durch Einschalten des Transistors 516 einem Beispiel für die „zweite Sicherheitssteuerung“.
Wie oben beschrieben, werden im DC-DC-Wandler 400X der Abwandlung der fünften Ausführungsform für den DC-DC-Wandler 400, der bei der fünften Ausführungsform beschrieben ist, die Überwachungszielwerte wie die Spannung, der Strom und die Temperatur mit der Bestimmungsspannung durch den Komparator gemäß der vorliegenden Ausführungsform verglichen, sodass die Sicherheitssteuerung zum Bereitstellen der Schutzfunktion (ULVO, OCP, OVP, OTP) gegen den Eingangsspannungsmangel, den Überstrom, die Überspannung, den Überhitzungszustand und dergleichen implementiert werden kann. Ferner können die Stromnebenschlusssteuerung und die Funktion zum Verhindern von Fehlfunktionen der Last 550 während der Aktivierung des DC-DC-Wandlers 400X auch unter Verwendung des ähnlichen Komparators implementiert werden.
DC-DC-Wandler 400, 400X der fünften Ausführungsform und die Abwandlung davon sind für die Konfiguration geeignet, in der die Versorgungsspannung VCC des Energieversorgungsleiters 401 durch eine sogenannte Energy-Harvesting-Stromversorgung erzeugt wird, indem ein niedriger Stromverbrauch erreicht wird. Typischerweise ist die Anwendung der Energy-Harvesting-Stromversorgung in der Anwendung erwünscht, in der die Last intermittierend arbeitet.
27 zeigt ein Beispiel für die Stromversorgung der DC-DC-Wandler 400, 400X durch Energy-Harvesting.
Ein Energieerzeugungselement 600 des Energy-Harvesting kann wenigstens eine Solarzelle 601, die Lichtenergie aus Sonnenlicht oder Innenraumlicht in elektrische Energie umwandelt, ein piezoelektrisches Element 602, das Schwingungsenergie von einem Fahrzeug oder dergleichen in elektrische Energie umwandelt, ein thermoelektrisches Umwandlungselement 603, das thermische Energie von einem Motor, einer Klimaanlage, einer Gebäuderohrleitung oder dergleichen in elektrische Energie umwandelt, und eine Rectenna 604, die elektromagnetische Wellenenergie von einem Funkturm oder dergleichen in elektrische Energie umwandelt, umfassen.
Die durch das Energieerzeugungselement 600 erzeugte Energie wird durch ein Energiespeicherelement 610, wie beispielsweise einen elektrischen Doppelschichtkondensator, akkumuliert und an den Energieversorgungsleiter 401 geliefert. Infolgedessen kann die Last 550 auch dann versorgt werden, wenn es schwierig ist, die Batterie zu entsorgen oder von der Systemstromversorgung zu versorgen, indem die Versorgungsspannung VCC des DC-DC-Wandlers durch die Energy-Harvesting-Stromversorgung erhalten wird. Dadurch kann nicht nur die Energieeinsparung, sondern auch die Benutzerfreundlichkeit verbessert werden.
Auf der anderen Seite besteht bei der Energy-Harvesting-Stromversorgung die Sorge, dass die Stromversorgungsspannung VCC instabil wird, wenn die erzeugte Leistung aufgrund einer Änderung der Umgebung schwankt. Dementsprechend kann der DC-DC-Wandler 400X, in dem der Komparator 501 bis 506 für die Störungsfeststellung durch den Komparator der vorliegenden Ausführungsform mit dem geringen Stromverbrauch konfiguriert ist, die Sicherheitssteuerungsfunktion gemäß der Störungsfeststellung mit dem geringen Stromverbrauch implementieren, wodurch er für die Anwendung der Energy-Harvesting-Stromversorgung geeigneter gemacht werden kann.
Bei der fünften Ausführungsform und deren Abwandlungen wurde ein Beispiel beschrieben, in dem der Komparator der vorliegenden Ausführungsform auf den DC-DC-Abwärtswandler angewendet wird. Das Anwendungsbeispiel für den DC-DC-Wandler ist jedoch nicht darauf beschränkt, sondern wird zur Bestätigung beschrieben. Das heißt, der Komparator der vorliegenden Ausführungsform kann auch auf einen DC-DC-Aufwärtswandler, einen invertierenden DC-DC-Wandler, der eine negative Spannung erzeugt, und dergleichen angewendet werden. Alternativ kann der Komparator der vorliegenden Ausführungsform auf einen anderen Stromrichter als den DC-DC-Wandler zum Zweck der Spannungsüberwachung (fünfte Ausführungsform) zur Ausgangssteuerung angewendet werden.
In ähnlicher Weise ist die Sicherheitssteuerungsschaltung durch die Komparatoren 501 bis 506 in 26 nicht darauf beschränkt, auf den DC-DC-Wandler 400 (21) angewendet zu werden, sondern kann auf einen anderen DC-DC-Wandler als den DC-DC-Wandler 400 oder einen anderen Stromrichter als den DC-DC-Wandler angewendet werden. Auf diese Weise kann im Stromrichter die Schutzfunktion (ULVO, OCP, OVP, OTP) gegen den Eingangsspannungsmangel, den Überstrom, die Überspannung, den Überhitzungszustand und dergleichen sowie die Funktion zum Verhindern von Fehlfunktionen der Last während der Aktivierung des Stromrichters mit geringem Stromverbrauch unter Verwendung des Komparators der vorliegenden Ausführungsform verwirklicht werden.
Es sei angemerkt, dass die offenbarten Ausführungsformen in jeder Hinsicht erläuternd und nicht einschränkend sind. Der Umfang der vorliegenden Offenbarung wird nicht durch die oben genannte Beschreibung, sondern durch die Ansprüche definiert, und es ist beabsichtigt, dass alle Abwandlungen innerhalb der Bedeutung und des Umfangs der Ansprüche und ihrer Äquivalente in der vorliegenden Erfindung umfasst sind.
Bezugszeichenliste

100, 100#, 100a, 100b, 101, 101x, 101y, 101z, 102 bis 104: Komparator,
110: Differenzverstärkerschaltung,
120: Aktive Lastschaltung,
130 bis 132: Stromquellenschaltung,
140: Stromumwandlungsschaltung,
150: Minimalauswahlschaltung,
151 bis 153: Spannungsbereich,
160: Verriegelungsschaltung,
170: Ausgangsstufe,
180: Eingangsspannungserfassungsschaltung,
190: Stromsteuersignalerzeugungsschaltung,
191: Logikgatter,
200: Oszillator,
210: RS-Flipflop,
210a, 210b, C10, Cdc: Kondensator,
220a,: 220b Lade-Entlade-Steuerschaltung,
221a, 221b, 300a, 300b: Stromquelle,
400, 400X: DC-DC-Wandler,
401: Energieversorgungsleiter,
402: Masseleiter,
410: Spannungsrückkopplungsschaltung,
420, 501, 502, 503, 504, 505, 506: Komparator (im Stromrichter),
430: PFM-Steuerschaltung,
432: D-Flipflop,
435: Verzögerungsschaltung,
440: Gateansteuerungsschaltung,
442: nicht überlappende Takterzeugungsschaltung,
444a, 444b: Inverterstufe,
450, 451: Halbleiterschaltelement,
450R: Replikat-Transistor,
521, 522, 526: Spannungsteilerschaltung,
523: Stromerfassungsschaltung,
530: Temperatursensor,
550: Last,
600: Energieerzeugungselement,
601: Solarzelle,
602: piezoelektrisches Element,
603: thermoelektrisches Wandlungselement,
604: Rectenna,
610: Energiespeicherelement,
INV1 bis INV2: Inverter,
Ldc: Spule,
NM0, NMOx, NM0x1, NM0x2, NM0y, NM0y1, NM0y2, NM1 bis NM8, NM11 bis NM16, NM61, NM62, NMC1 bis NMC4: Transistor (N-Typ),
PM1 bis PM8, PM10 bis PM18, PM61, PM62, PMC1 bis PMC4: Transistor (P-Typ),
N1 bis: N8 Knoten,
Np: Energieversorgungsknoten,
Nina,: Ninb Eingangsknoten,
Ns: Masseknoten,
PGD, VOCP, VOVP, VOVTMP, VUVLO, VUVLOH: Sicherheitssteuersignal,
RST, RTTdc: Rücksetzsignal,
VCCdv, VDCdv, Vocp, Vtmp: Überwachungsspannung,
VDCCNT: Spannungssteuersignal,
VDCOUT: Ausgangsgleichspannung (Stromrichter),
VDD: Versorgungsspannung,
VOUT: Ausgangsspannung,
VREF: Referenzspannung,
VSS: Massespannung,
Vclk: Taktspannung,
Vina, Vinb: Ausgangsspannung,
VRgd, VRocp, VRovp, VRovtmp, VRshnt, Vx, Vy: Bestimmungsspannung,
VRuvlo: Untergrenzebestimmungsspannung

Claims

Komparator, der durch ein Erhalten einer Zuführung einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung arbeitet, wobei der Komparator umfasst: eine Differenzverstärkerschaltung, die mit einem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist, der die erste Spannung über einen ersten und einen zweiten Knoten liefert, und die einen ersten Strom und einen zweiten Strom in dem ersten Knoten bzw. in dem zweiten Knoten erzeugt, wobei der erste Strom und der zweite Strom eine Stromdifferenz aufweisen, die durch ein Verstärken einer Spannungsdifferenz zwischen einer Eingangsspannung und einer Referenzspannung erhalten wird, die zwischen der ersten und der zweiten Spannung vorbestimmt ist; eine Stromquellenschaltung, die mit der Differenzverstärkerschaltung über einen dritten Knoten zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und einem zweiten Energieversorgungsknoten, der die zweite Spannung liefert, in Reihe verbunden ist und einen dritten Strom erzeugt, der eine Summe aus dem ersten und dem zweiten Strom in dem dritten Knoten ist; eine Ausgangsstufe, die zwischen einem Ausgangsknoten und dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist und eine Stromantriebskraft aufweist, um einen ersten Ausgangsstrom zu erzeugen, der proportional zu dem ersten Strom zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem Ausgangsknoten ist; eine Stromumwandlungsschaltung, die eine Stromantriebskraft aufweist, um einen zweiten Ausgangsstrom zu erzeugen, der proportional zu dem zweiten Strom zwischen dem zweiten Energieversorgungsknoten und dem Ausgangsknoten ist; eine Minimalauswahlschaltung, die zwischen einem komplementären Ausgangsknoten und dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist und den komplementären Ausgangsknoten veranlasst, einen Strom zu erzeugen, der proportional zu einem Minimalstrom des ersten und zweiten Stroms ist; und eine Verriegelungsschaltung, die zwischen dem Ausgangsknoten und dem komplementären Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist, wobei die Verriegelungsschaltung einen Rücksetzvorgang durchführt, bei dem sowohl der Ausgangsknoten als auch der komplementäre Ausgangsknoten als Reaktion auf ein Rücksetzsignal elektrisch mit dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden wird, und einen Verriegelungsvorgang mit positiver Rückkopplung durchführt, bei dem eine in dem Ausgangsknoten erzeugte Änderung, von der zweiten Spannung auf die erste Spannung verstärkt wird, wenn eine High- und Low-Beziehung zwischen der Eingangsspannung und der Referenzspannung von einem Aufhebungszeitpunkt des Rücksetzvorgangs aus umgekehrt wird, während der Ausgangsknoten und der komplementäre Ausgangsknoten während eines Schaltungsbetriebs nach Aufhebung des Rücksetzvorgangs elektrisch von dem zweiten Energieversorgungsknoten getrennt sind, und die Spannung an dem Ausgangsknoten auf die erste Spannung festlegt, während die Spannung an dem komplementären Ausgangsknoten auf die zweite Spannung festgelegt wird, bis das Rücksetzsignal das nächste Mal eingegeben wird.
Komparator nach Anspruch 1, wobei die Stromquellenschaltung den dritten Strom in einem Fall erhöht, in dem die Spannung am Ausgangsknoten die zweite Spannung ist, im Unterschied zu einem Fall, in dem die Spannung am Ausgangsknoten die erste Spannung ist.
Komparator nach Anspruch 1, wobei die Stromquellenschaltung den dritten Strom in einem Fall erhöht, in dem die Eingangsspannung innerhalb eines Spannungsbereiches liegt, der zuvor so eingestellt wurde, dass er die Referenzspannung umfasst, im Unterschied zu einem Fall, in dem die Eingangsspannung außerhalb des Spannungsbereiches liegt.
Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Komparator so gesteuert wird, dass er abwechselnd mit den anderen Komparatoren arbeitet, und wobei die Stromquellenschaltung den dritten Strom während einer Betriebsperiode des anderen Komparators im Unterschied zu einer Nichtbetriebsperiode des anderen Komparators erhöht.
Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ferner umfassend einen Kondensator, der zwischen dem komplementären Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist, wobei die Verriegelungsschaltung so konfiguriert ist, dass sie einen Knoten des Ausgangsknotens und des komplementären Ausgangsknotens mit dem zweiten Energieversorgungsknoten verbindet, wenn der andere Knoten des Ausgangsknotens und des komplementären Ausgangsknotens von der zweiten Spannung zu der ersten Spannung wechselt.
Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, ferner umfassend eine aktive Lastschaltung, die zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem ersten und zweiten Knoten verbunden ist und einen ersten Strompfad zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem ersten Knoten und einen zweiten Strompfad zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem ersten Knoten aufweist, wobei die aktive Lastschaltung einen Stromunterbrechungsmechanismus umfasst, der den ersten und den zweiten Strompfad während des Rücksetzvorgangs unterbricht.
Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, ferner umfassend: eine erste Hilfsstromquelle, die mit dem komplementären Ausgangsknoten verbunden ist; und eine zweite Hilfsstromquelle, die mit dem Ausgangsknoten verbunden ist, wobei die Verriegelungsschaltung eine kreuzgekoppelte Schaltung umfasst, die zwischen dem Ausgangsknoten und dem komplementären Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist, und wobei die erste und die zweite Hilfsstromquelle Strom erzeugen, der bewirkt, dass Transistoren, welche die kreuzgekoppelte Schaltung bilden, in einem Unterschwellenbereich arbeiten, bis die Verriegelungsschaltung den Verriegelungsvorgang durchführt, nachdem der Rücksetzvorgang aufgehoben wurde.
Komparator nach Anspruch 1, wobei die Differenzverstärkerschaltung umfasst: einen ersten Transistor eines ersten Leitfähigkeitstyps, der zwischen dem ersten Knoten, der elektrisch mit dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist, und dem dritten Knoten verbunden ist; und einen zweiten Transistor des ersten Leitfähigkeitstyps, der zwischen dem zweiten Knoten, der elektrisch mit dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist, und dem dritten Knoten verbunden ist, wobei die Stromquellenschaltung einen dritten Transistor des ersten Leitfähigkeitstyps umfasst, der zwischen dem zweiten Energieversorgungsknoten und dem dritten Knoten verbunden ist und eine konstante Spannung an einem Gate erhält, wobei die Stromumwandlungsschaltung einen vierten Transistor des ersten Leitfähigkeitstyps umfasst, der zwischen dem Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist, wobei der vierte Transistor so angeordnet ist, dass er einen Stromspiegel mit einem Transistor bildet, durch den ein zu dem zweiten Strom proportionaler Strom fließt, wobei die Minimalauswahlschaltung einen fünften und einen sechsten Transistor eines zweiten Leitfähigkeitstyps umfasst, die einen dem ersten Leitfähigkeitstyp entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp aufweisen und zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem komplementären Ausgangsknoten in Reihe verbunden sind, wobei ein Gate des fünften Transistors so angeordnet ist, dass es einen Stromspiegel mit einem Transistor bildet, durch den der erste Strom fließt, wobei ein Gate des sechsten Transistors so angeordnet ist, dass es einen Stromspiegel mit einem Transistor bildet, durch den der zweite Strom fließt, wobei die Ausgangsstufe einen siebten Transistor des zweiten Leitfähigkeitstyps umfasst, der zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem Ausgangsknoten verbunden ist, wobei ein Gate des siebten Transistors so angeordnet ist, um einen Stromspiegel mit einem Transistor zu bilden, durch den der erste Strom fließt, und wobei die Verriegelungsschaltung umfasst: einen achten Transistor des ersten Leitfähigkeitstyps, der zwischen dem komplementären Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist und ein mit dem Ausgangsknoten verbundenes Gate aufweist; einen neunten Transistor des ersten Leitfähigkeitstyps, der zwischen dem Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist und ein mit dem komplementären Ausgangsknoten verbundenes Gate aufweist; einen zehnten Transistor des ersten Leitfähigkeitstyps, der zwischen dem komplementären Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist und ein Gate umfasst, in das das Rücksetzsignal eingegeben wird; und einen elften Transistor des ersten Leitfähigkeitstyps, der zwischen dem Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist und ein Gate aufweist, in das das Rücksetzsignal eingegeben wird.
Komparator nach Anspruch 8, wobei die Stromquellenschaltung einen ersten Hilfstransistor umfasst, der parallel zu dem dritten Transistor zwischen dem dritten Knoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist, wobei der erste Hilfstransistor ausgeschaltet wird, wenn die Spannung am Ausgangsknoten die erste Spannung ist oder wenn die Eingangsspannung außerhalb eines Spannungsbereiches liegt, der zuvor so eingestellt wurde, dass er die Referenzspannung enthält, und wobei der erste Hilfstransistor einen vorbestimmten Strom erzeugt, wenn die Spannung an dem Ausgangsknoten die zweite Spannung ist oder wenn die Eingangsspannung innerhalb des Spannungsbereiches liegt.
Komparator nach Anspruch 8 oder 9, wobei der Komparator so gesteuert wird, dass er den Schaltungsbetrieb abwechselnd mit den anderen Komparatoren durchführt, wobei die Stromquellenschaltung einen zweiten Hilfstransistor umfasst, der parallel zu dem dritten Transistor zwischen dem dritten Knoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist, und wobei der zweite Hilfstransistor während einer Betriebsperiode des anderen Komparators ausgeschaltet ist und so gesteuert wird, dass er während einer Nichtbetriebsperiode des anderen Komparators einen vorbestimmten Strom erzeugt.
Komparator nach einem der Ansprüche 8 bis 10, ferner umfassend einen Kondensator, der zwischen dem komplementären Ausgangsknoten und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist.
Komparator nach einem der Ansprüche 8 bis 11, der ferner eine aktive Lastschaltung umfasst, die zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem ersten und zweiten Knoten verbunden ist, wobei die aktive Lastschaltung umfasst: einen zwölften Transistor des zweiten Leitfähigkeitstyps, der zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem ersten Knoten verbunden ist und ein mit dem ersten Knoten verbundenes Gate aufweist; einen dreizehnten Transistor des zweiten Leitfähigkeitstyps, der zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem zweiten Knoten verbunden ist und ein mit dem zweiten Knoten verbundenes Gate aufweist; und einen Stromunterbrechungsmechanismus, der die Gates des zwölften Transistors und des dreizehnten Transistors mit einem Knoten verbindet, der eine Gatespannung liefert, die den zwölften Transistor und den dreizehnten Transistor während des Rücksetzvorgangs ausschaltet.
Komparator nach einem der Ansprüche 8 bis 12, ferner umfassend: eine erste Hilfsstromquelle, die mit dem komplementären Ausgangsknoten verbunden ist; und eine zweite Hilfsstromquelle, die mit dem Ausgangsknoten verbunden ist, wobei die erste und die zweite Hilfsstromquelle Strom erzeugen, der bewirkt, dass sowohl der achte Transistor als auch der neunte Transistor in einem Unterschwellenbereich arbeiten, bis die Verriegelungsschaltung den Verriegelungsvorgang durchführt, nachdem der Rücksetzvorgang aufgehoben wurde.
Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei die erste Spannung höher ist als die zweite Spannung, wobei die Eingangsspannung während des Schaltungsbetriebs von der zweiten Spannung zu der erste Spannung hin ansteigt, und wobei die Verriegelungsschaltung die Spannung an dem Ausgangsknoten von der zweiten Spannung auf die erste Spannung ändert, wenn die Eingangsspannung während des Schaltungsbetriebs von einer Spannung, die niedriger als die Referenzspannung ist, auf die Referenzspannung ansteigt.
Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei die zweite Spannung höher ist als die erste Spannung, wobei die Eingangsspannung während des Schaltungsbetriebs von der zweiten Spannung zur ersten Spannung hin abfällt, und wobei die Verriegelungsschaltung die Spannung an dem Ausgangsknoten von der zweiten Spannung auf die erste Spannung ändert, wenn die Eingangsspannung während des Schaltungsbetriebs von einer Spannung, die höher als die Referenzspannung ist, auf die Referenzspannung abfällt.
Oszillator, umfassend: einen ersten und einen zweiten Komparator, die jeweils durch den Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15 gebildet sind; und eine Signalerzeugungsschaltung zum Erhalten eines ersten Ausgangssignals von dem ersten Komparator und eines zweiten Ausgangssignals von dem zweiten Komparator, um ein periodisches Signal zu erzeugen, das den Übergang eines logischen Pegels wiederholt, wobei das erste Ausgangssignal einen logischen Pegel entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten des ersten Komparators aufweist, wobei das zweite Ausgangssignal einen logischen Pegel entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten des zweiten Komparators aufweist, wobei die Eingangsspannung des ersten Komparators und die Eingangsspannung des zweiten Komparators so gesteuert werden, dass als Reaktion auf jeden der Übergänge eines logischen Pegels des periodischen Signals abwechselnd eine Spannungsänderung zu der Referenzspannung hin erzeugt wird, wobei der erste und der zweite Komparator abwechselnd den Schaltungsbetrieb durchführen, um das erste und das zweite Ausgangssignal entsprechend der Referenzspannung und der Eingangsspannung mit der Spannungsänderung zu erzeugen, und wobei die Signalerzeugungsschaltung den Übergang des logischen Pegels des periodischen Signals entsprechend sowohl einer Änderung des logischen Pegels in einer vorbestimmten Richtung des ersten Ausgangssignals als auch einer Änderung des logischen Pegels in der vorbestimmten Richtung des zweiten Ausgangssignals bewirkt.
Stromrichter, der mit einem Masseleiter und einem Energieversorgungsleiter verbunden ist, eine erste Gleichspannung an dem Energieversorgungsleiter umwandelt und eine zweite Gleichspannung an einen Gleichspannungsausgangsknoten ausgibt, wobei der Stromrichter umfasst: einen Ausgangsspannungsüberwachungskomparator, der von dem Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15 gebildet ist; ein Antriebsschaltelement, das zwischen dem Energieversorgungsleiter und dem Gleichspannungsausgangsknoten verbunden ist; und eine Spannungssteuerschaltung zum Steuern des Ein- und Ausschaltens des Antriebsschaltelements auf der Grundlage eines Steuersignals, das von dem Ausgangsspannungsüberwachungskomparator ausgegeben wird, wobei der Ausgangsspannungsüberwachungskomparator so arbeitet, dass er das auf einen ersten oder zweiten Pegel eingestellte Steuersignal entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten oder dem komplementären Ausgangsknoten ausgibt, wobei die Spannung entsprechend der zweiten Gleichspannung als Eingangsspannung und die Spannung entsprechend einer Zielspannung an der zweiten Gleichspannung als Referenzspannung ist.
Stromrichter nach Anspruch 17, ferner umfassend ein Halbleiterelement, das zwischen dem Gleichspannungsausgangsknoten und dem Masseleiter verbunden ist, wobei die zweite Gleichspannung von dem Gleichspannungsausgangsknoten über eine Spule an eine Last geliefert wird, wobei das Halbleiterelement so konfiguriert ist, dass es in einer Aus-Periode des Antriebsschaltelements einen Strompfad bildet, der den Gleichspannungsausgangsknoten, die Spule, die Last und den Masseleiter umfasst, wobei der Ausgangsspannungsüberwachungskomparator das Steuersignal von dem ersten Pegel auf den zweiten Pegel ändert, wenn die zweite Gleichspannung nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs auf die Zielspannung abfällt, und wobei die Spannungssteuerschaltung eine Ein-Periode des Antriebsschaltelements in Reaktion auf den Übergang des von dem Ausgangsspannungsüberwachungskomparator ausgegebenen Steuersignals von dem ersten Pegel auf den zweiten Pegel vorsieht und den Ausgangsspannungsüberwachungskomparator veranlasst, den Rücksetzvorgang in Reaktion auf ein Ende der Ein-Periode durchzuführen.
Stromrichter nach Anspruch 17 oder 18, ferner umfassend einen ersten Störungsüberwachungskomparator, der von dem Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15 gebildet ist, wobei der erste Störungsüberwachungskomparator so arbeitet, dass er ein Steuersignal ausgibt, das ein digitales Signal entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten oder dem komplementären Ausgangsknoten ist, wobei eine Überwachungsspannung, die einen Spannungswert entsprechend der im Stromrichter erzeugten Spannung, dem Strom oder der Temperatur aufweist, als die Eingangsspannung und eine Bestimmungsspannung, die einem Spannungswert der Überwachungsspannung entspricht, wenn eine Störung in der Spannung, dem Strom oder der Temperatur erzeugt wird, als die Referenzspannung dient, und wobei der Stromrichter eine erste Sicherheitssteuerung durchführt, die den Umwandlungsbetrieb von der ersten Gleichspannung in die zweite Gleichspannung stoppt, wenn sich ein Pegel des Steuersignals, das von dem ersten Störungsüberwachungskomparator ausgegeben wird, nach Aufhebung des Rücksetzvorgangs des ersten Störungsüberwachungskomparators ändert.
Stromrichter nach einem der Ansprüche 17 bis 19, ferner umfassend einen zweiten Störungsüberwachungskomparator umfasst, der als Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15 gebildet ist, wobei der zweite Störungsüberwachungskomparator arbeitet, um ein Steuersignal auszugeben, das ein digitales Signal entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten oder dem komplementären Ausgangsknoten ist, wobei die Spannung entsprechend der zweiten Gleichspannung als Eingangsspannung und die Spannung entsprechend einer vorbestimmten oberen Grenzspannung als Referenzspannung dient, und wobei der Stromrichter eine zweite Sicherheitssteuerung durchführt, die einen Strompfad bildet, der die zweite Gleichspannung zwischen dem Gleichspannungsausgangsknoten und dem Masseleiter absenkt, wenn sich ein Pegel des Steuersignals, das von dem zweiten Störungsüberwachungskomparator ausgegeben wird, nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs des zweiten Störungsüberwachungskomparators ändert.
Stromrichter nach einem der Ansprüche 17 bis 20, ferner umfassend einen Ausgangsaktivierungsüberwachungskomparator, der von dem Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15 gebildet ist, wobei der Ausgangsaktivierungsüberwachungskomparator so arbeitet, dass er ein Steuersignal ausgibt, das ein digitales Signal entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten oder dem komplementären Ausgangsknoten ist, wobei die Spannung entsprechend der zweiten Gleichspannung als Eingangsspannung und die Spannung entsprechend einem unteren Grenzwert dient, bei dem eine Freigabe der Last für die zweite Gleichspannung als Referenzspannung zulässig ist, und wobei der Stromrichter eine Betriebserlaubnis für die Last erzeugt, wenn sich ein Pegel des von dem Ausgangsaktivierungsüberwachungskomparator ausgegebenen Steuersignals nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs des Ausgangsaktivierungsüberwachungskomparators ändert.
Stromrichter nach einem der Ansprüche 17 bis 21, ferner umfassend einen Eingangsspannungsüberwachungskomparator, der von dem Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15 gebildet ist, wobei der Eingangsspannungsüberwachungskomparator so arbeitet, dass er ein Steuersignal ausgibt, das ein digitales Signal entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten oder dem komplementären Ausgangsknoten ist, wobei die Spannung entsprechend der ersten Gleichspannung als Eingangsspannung und die Spannung entsprechend einem zulässigen unteren Grenzwert der ersten Gleichspannung in dem Stromrichter als Referenzspannung dient, und wobei der Stromrichter mit der Erzeugung der zweiten Gleichspannung an dem Gleichspannungsausgangsknoten startet, wenn sich ein Pegel des vom Eingangsspannungsüberwachungskomparator ausgegebenen Steuersignals nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs des Eingangsspannungsüberwachungskomparators ändert.
Stromrichter, der Eingangsstrom an einem Energieversorgungsleiter in Strom umwandelt und den Strom einer Last zuführt, wobei der Stromrichter ferner einen Störungsüberwachungskomparator umfasst, der von dem Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15 gebildet ist, wobei der Störungsüberwachungskomparator so arbeitet, dass er ein erstes Steuersignal ausgibt, das ein digitales Signal entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten oder dem komplementären Ausgangsknoten ist, wobei eine Überwachungsspannung, die einen Spannungswert entsprechend der Spannung, dem Strom oder der Temperatur in Bezug auf den Stromrichter als die Eingangsspannung und eine Bestimmungsspannung entsprechend einem Spannungswert der Überwachungsspannung aufweist, wenn eine Störung in der Spannung, dem Strom oder der Temperatur erzeugt wird, als die Referenzspannung, und wobei der Stromrichter eine Sicherheitssteuerung durchführt, welche die Stromumwandlung stoppt, wenn sich ein Pegel des ersten Steuersignals ändert, das von dem Störungsüberwachungskomparator ausgegeben wird.
Stromrichter nach Anspruch 23, ferner umfassend einen Ausgangsaktivierungsüberwachungskomparator, der von dem Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15 gebildet ist, wobei der Ausgangsaktivierungsüberwachungskomparator so arbeitet, dass er ein Steuersignal ausgibt, das ein digitales Signal entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten oder dem komplementären Ausgangsknoten ist, wobei die Spannung entsprechend einer Ausgangsspannung an dem Stromrichter als Eingangsspannung und die Spannung entsprechend einem unteren Grenzwert der von der Last zulässigen Ausgangsspannung als Referenzspannung dient, und wobei der Stromrichter eine Betriebserlaubnis für die Last erzeugt, wenn sich ein Pegel des von dem Ausgangsaktivierungsüberwachungskomparator ausgegebenen Steuersignals nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs des Ausgangsaktivierungsüberwachungskomparators ändert.
Stromrichter nach Anspruch 23 oder 24, ferner umfassend einen Eingangsspannungsüberwachungskomparator umfasst, der von dem Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15 gebildet ist, wobei der Eingangsspannungsüberwachungskomparator so arbeitet, dass er ein Steuersignal ausgibt, das ein digitales Signal entsprechend der Spannung an dem Ausgangsknoten oder dem komplementären Ausgangsknoten ist, wobei eine Spannung entsprechend dem Eingangsstrom als Eingangsspannung und eine Spannung entsprechend einer zulässigen unteren Grenzspannung an der Eingangsleistung in dem Stromrichter als Referenzspannung dient, und wobei der Stromrichter die Stromumwandlung startet, wenn sich ein Pegel des von dem Eingangsspannungsüberwachungskomparator ausgegebenen Steuersignals nach der Aufhebung des Rücksetzvorgangs des Eingangsspannungsüberwachungskomparators ändert.
Stromrichter nach einem der Ansprüche 19 bis 25, wobei der Energieversorgungsleiter so konfiguriert ist, dass sie von einer Energy-Harvestings-Stromversorgung gelieferten Strom erhält.