DE112020000089T5 - Vorladebare DCDC-Umwandlungsschaltung - Google Patents

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Abstract

Die Erfindung offenbart eine vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung, die ein hochspannungsseitiges Umwandlungsmodul, das mit einer Primärwicklung eines Haupttransformators T1 verbunden ist, ein niederspannungsseitiges Umwandlungsmodul, das mit einer Sekundärwicklung des Haupttransformators verbunden ist, und ein Steuergerät, das das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul und das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul steuert, umfasst, wobei ein Vorlademodul in Reihe mit dem Gleichstrombus des niederspannungsseitigen Umwandlungsmoduls geschaltet ist, wobei das Vorlademodul bei einer Stromversorgung an der gesamten Maschine einen an den Gleichstrombus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls angeschlossenen Verbrauchskondensator vorlädt; die vorliegende Erfindung überwindet die Nachteile des Standes der Technik und stellt eine vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung bereit, die vorliegende Erfindung beruht auf Verbesserungen an bestehenden DCDC-Wandlern, das Vorlademodul nutzt den größten Teil der Leistungseinrichtungen und des Leistungskreislaufs gemeinsam mit dem Vorwärts-DCDC. Es wird nur eine geringe Anzahl von Einrichtungen hinzugefügt, das Volumen und die Kosten werden im Vergleich zu einem separaten Vorladezweig reduziert, und die Steuermethode ist einfach.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Technologie zum Aufladen von Elektrofahrzeugen und insbesondere eine vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung.
  • STAND DER TECHNIK
  • Mit der Forderung nach Energieeinsparung und Kontrolle der Luftverschmutzung werden Automobile mit neuen Energiequellen allmählich auf dem Markt angeboten, während Elektrofahrzeuge die Hauptkraft von Automobilen mit neuen Energiequellen sind. Die elektrischen Verbraucher des Elektrofahrzeugs haben einen großen Ersatzkondensator. Wenn die gesamte Maschine gestartet wird, ist ein momentaner Ladestrom übermäßig groß, was die Schaltung leicht durchbrennen oder einen unsicheren Faktor verursachen kann. Zur Lösung dieses Problems ist es Stand der Technik, einen Vorladezweig neben einem Hauptrelais zwischen Hochspannungsbatterie und Verbraucher parallel zu schalten. Der Kondensator wird zuerst langsam mit einem kleinen Strom aufgeladen, und das Hauptrelais wird dann geschlossen, nachdem die Kondensatorspannung ansteigt und der Ladestrom abnimmt. Im Stand der Technik wird der Vorladezweig parallel zum Hauptrelais S1 geschaltet (mit Bezug auf das in 1 dargestellte erfindungsgemäße Steuerprinzip der gesamten Maschine, wird angenommen, dass es Stand der Technik ist, einen Vorladezweig parallel an das Hauptrelais S1 zu schalten, wobei der Vorladezweig mit einer gestrichelten Linie angeschlossen ist, was bedeutet, dass in der vorliegenden Erfindung keine solche Verbindung vorhanden ist), der Vorladezweig und der DCDC-Wandler sind getrennt und weisen den Nachteil auf, dass sie viele Elemente, großes Volumen, hohe Kosten und eine komplizierte Steuerung aufweisen.
  • Daher ist es ein großes technisches Problem, wie man eine solche Auslegung zu treffen hat, um die Vorladefunktion in den DCDC-Wandler zu integrieren, so dass das herkömmliche DCDC-Einrichtungen so gemultiplext werden kann, wie es möglich ist, und eine DCDC-Umwandlungsschaltung mit reduzierten Kosten und verringertem Volumen zu erhalten.
  • INHALT DER VORLIEGENDEN ERFINDUNG
  • Um die oben erwähnten Nachteile des Standes der Technik zu beseitigen, schlägt die vorliegende Erfindung eine vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung vor.
  • Die technische Lösung, die von der vorliegenden Erfindung übernommen wird, ist eine vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung, die ein hochspannungsseitiges Umwandlungsmodul, das mit einer Primärwicklung eines Haupttransformators T1 verbunden ist, ein niederspannungsseitiges Umwandlungsmodul, das mit einer Sekundärwicklung des Haupttransformators verbunden ist, und ein Steuergerät, das das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul und das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul steuert, umfasst, wobei ein Vorlademodul in Reihe mit dem Gleichstrombus des niederspannungsseitigen Umwandlungsmoduls geschaltet ist, wobei das Vorlademodul bei einer Stromversorgung an der gesamten Maschine einen an den Gleichstrombus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls angeschlossenen Verbrauchskondensator vorlädt.
    das Vorlademodul einen Sekundärtransformator L1 umfasst, wobei die Primärwicklung des Sekundärtransformators mit dem Gleichstrombus des niederspannungsseitigen Umwandlungsmoduls in Reihe geschaltet ist, ein Ende der Sekundärwicklung des Sekundärtransformators ist mit der Anode der neunten Diode D9 verbunden, das andere Ende der Sekundärwicklung des Sekundärtransformators ist mit dem negativen Bus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls und einem Ende des fünften Kondensators C5 verbunden, die Kathode der neunten Diode ist mit dem anderen Ende des fünften Kondensators und der positiven Bus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls verbunden.
  • Das Steuergerät sendet ein erstes PWM-Steuersignal an den Leistungsschalter im niederspannungsseitigen Umwandlungsmodul beim Vorladen, und der Gleichstrom, der an das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul angeschlossen ist, wird in Wechselstrom umgewandelt, und die elektrische Energie wird an das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul durch den Sekundärtransformator L1 und die neunte Diode D9 übertragen.
  • Beim Vorladen schaltet das Steuergerät den Leistungsschalter des oberen Brückenarms in dem hochspannungsseitigen Umwandlungsmodul ab, ein zweites PWM-Steuersignal wird an einen Leistungsschalter in einem unteren Brückenarm des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls gesendet.
  • Das Vorladen umfasst eine Sanftanlaufphase und eine Ladephase mit geschlossener Schleife, wobei ein Tastverhältnis des ersten PWM-Steuersignals in der Sanftanlaufphase in einem Bereich von 0% bis 50% liegt, das Tastverhältnis des ersten PWM-Steuersignals während der Ladephase mit geschlossener Schleife beträgt 50%.
  • Das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Vollbrückenstruktur, die einen ersten Leistungsschalter Q1, einen zweiten Leistungsschalter Q2, einen dritten Leistungsschalter Q3 und einen vierten Leistungsschalter Q4 umfasst.
  • Das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Halbbrücken-Gleichrichterstruktur, die den ersten Leistungsschalter Q1 und den dritten Leistungsschalter Q3 umfasst.
  • Das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Gegentaktstruktur, die einen fünften Leistungsschalter Q5 und einen sechsten Leistungsschalter Q6 umfasst.
  • Das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Vollbrückenstruktur, die einen fünften Leistungsschalter Q5, einen sechsten Leistungsschalter Q6, einen siebten Leistungsschalter Q7 und einen achten Leistungsschalter Q8 umfasst.
  • Die vorteilhaften Wirkungen der durch die vorliegende Erfindung bereitgestellten technischen Lösung sind:
    • die vorliegende Erfindung überwindet die Nachteile des Standes der Technik und stellt eine vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung bereit, die vorliegende Erfindung beruht auf Verbesserungen an bestehenden DCDC-Wandlern, das Vorlademodul nutzt die Leistungseinrichtungen und den Leistungskreislauf gemeinsam mit dem Vorwärts-DCDC. Es wird nur eine geringe Anzahl von Einrichtungen hinzugefügt, das Volumen und die Kosten werden im Vergleich zu einem separaten Vorladezweig reduziert, und die Steuermethode ist einfach.
  • Figurenliste
  • Die vorliegende Erfindung wird nachstehend in Verbindung mit Ausführungsbeispielen und Zeichnungen ausführlich beschrieben:
    • 1 ist ein Blockdiagramm des Steuerprinzips der gesamten Maschine der vorliegenden Erfindung;
    • 2 ist ein Schaltplan eines Vollbrücken + Gegentaktmodus gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
    • 3 ist ein Zeitablaufdiagramm der Vorladesteuerung der vorliegenden Erfindung;
    • 4 ist ein Schaltplan eines Vollbrücken + Vollwellengleichrichtungsmodus gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
    • 5 ist ein Schaltplan einer Vollbrücken + Vollbrückengleichrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
    • 6 ist ein Schaltplan eines Halbbrücken + Gegentaktmodus gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
    • 7 ist ein Schaltplan eines Halbbrücken + Vollwellengleichrichtungsmodus gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
    • 8 ist ein Schaltplan einer Halbbrücken + Vollbrückengleichrichtung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
  • Um die Ziele, technischen Lösungen und Vorteile der vorliegenden Erfindung zu verdeutlichen, wird die vorliegende Erfindung im Folgenden anhand der Zeichnungen und der Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es ist zu verstehen, dass die hierin beschriebenen spezifischen Ausführungsbeispiele lediglich zum Zweck der Veranschaulichung der Erfindung dienen und nicht den Schutzumfang der Erfindung beschränken sollen.
  • Die Erfindung offenbart eine vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung, die ein hochspannungsseitiges Umwandlungsmodul, das mit einer Primärwicklung eines Haupttransformators T1 verbunden ist, ein niederspannungsseitiges Umwandlungsmodul, das mit einer Sekundärwicklung des Haupttransformators verbunden ist, und ein Steuergerät, das das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul und das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul steuert, umfasst, wobei ein Vorlademodul in Reihe mit dem Gleichstrombus des niederspannungsseitigen Umwandlungsmoduls geschaltet ist, wobei das Vorlademodul bei einer Stromversorgung an der gesamten Maschine einen an den Gleichstrombus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls angeschlossenen Verbrauchskondensator vorlädt. Das Vorladen gehört zu einem Rückwärtsbetrieb. Nach Beendigung der Vorladung: diese Schaltung kann sich für eine lange Zeitdauer in dem Rückwärtsbetrieb befinden; der Rückwärtsbetrieb kann auch unterbrochen werden, um in den Vorwärtsbetrieb zu schalten, das heißt, dass das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul normalerweise dem Verbraucherkondensator Strom zuführt und dem niederspannungsseitigen Umwandlungsmodul Strom zuführt.
  • Bezug nehmend auf 1 ist ein Blockdiagramm des Steuerprinzips der gesamten Maschine der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wenn die gesamte Maschine gestartet wird, schaltet das Hauptrelais den Hochspannungs-Batteriepack aus, und der Verbraucher-Ersatzkondensator wird von der Niederspannungsbatterie durch eine DCDC-Umwandlungsschaltung geladen (ein bidirektionaler DCDC-Wandler in 1 ist die in dieser Anmeldung beanspruchte Schaltung), der Verbraucher-Ersatzkondensator wird zuerst langsam mit einem kleinen Strom aufgeladen, und das Vorladen wird dann beendet, nachdem die Kondensatorspannung ansteigt und der Ladestrom abnimmt. Das Hauptrelais wird geschlossen, der Verbraucher wird von dem Hochspannungsbatteriepaket, und die Niederspannungsbatterie und die anderen Verbraucher auf der Niederspannungsseite werden über den DCDC-Wandler mit Strom versorgt.
  • Es wird auf das in 2 gezeigte erste Ausführungsbeispiel Bezug genommen, wobei das Vorlademodul einen Sekundärtransformator L1 umfasst, wobei die Primärwicklung des Sekundärtransformators mit dem Gleichstrombus des niederspannungsseitigen Umwandlungsmoduls in Reihe geschaltet ist, ein Ende der Sekundärwicklung des Sekundärtransformators ist mit der Anode der neunten Diode D9 verbunden, das andere Ende der Sekundärwicklung des Sekundärtransformators ist mit dem negativen Bus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls und einem Ende des fünften Kondensators C5 verbunden, die Kathode der neunten Diode ist mit dem anderen Ende des fünften Kondensators und der positiven Bus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls verbunden.
  • Das Steuergerät sendet ein erstes PWM-Steuersignal an den Leistungsschalter (Q5, Q6 in 2) im niederspannungsseitigen Umwandlungsmodul beim Vorladen, und der Gleichstrom, der an das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul angeschlossen ist, wird in Wechselstrom umgewandelt, und die elektrische Energie wird an das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul durch den Sekundärtransformator L1 und die neunte Diode D9 übertragen.
  • Beim Vorladen schaltet das Steuergerät den Leistungsschalter (Q1, Q2 in 2) des oberen Brückenarms in dem hochspannungsseitigen Umwandlungsmodul ab, ein zweites PWM-Steuersignal wird an einen Leistungsschalter (Q3, Q4 in 2) in einem unteren Brückenarm des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls gesendet.
  • Die Funktionsweise die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand der 2 näher erläutert:
    • Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6 in 2 sind Leistungs-Feldeffekttransistoren, wobei die Dioden D1, D2, D3, D4, D5 und D6 Körperdioden von Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 und Q6 sind.
  • Wenn in Vorwärtsbetrieb gearbeitet wird, befindet es sich im Vollbrückenmodus. Die hochspannungsseitige Gleichspannung V1 wird durch die MOS-Transistoren Q1-Q4 zerhackt und in Wechselspannung umgewandelt. Dabei wird die Wechselspannung über den Transformator T1 zur Sekundärstufe übertragen, nach Gleichrichtung durch Q5 und Q6 und dann nach Filtern durch L1 und Kondensator 5 in eine Gleichspannung V2 umgewandelt.
  • Die ersten PWM-Steuersignale S5, S6 steuern Q5, Q6 derart, dass die Tastverhältnisse von S5, S6 in Übereinstimmung sind und die Phasen um 180 ° verschoben sind. Die zweiten PWM-Steuersignale S3, S4 steuern Q3, Q4 derart, dass Q3, Q4 synchron ein- und ausgeschaltet werden, und ihre Frequenz doppelt so hoch wie die von S5 und S6 sind. Im Rückwärtsbetrieb liegt ein Gegentakt- und Boost-Modus vor, Im Gegentaktmodus sind die Tastverhältnisse des Ausgangs von S5 und S6 identisch, und die Phasendifferenz beträgt 180°, Wenn der Tastverhältnis von S5 und S6 weniger als 50% beträgt, wird es als Sanftanlaufsstrategie festgelegt, die Gleichspannung V2 wird durch die MOS-Transistoren Q5, Q6 zerhackt und in eine Wechselspannung umgewandelt, durch einen Transformator T1 auf die Seite V1 umgewandelt und durch D1-D4 Dioden und Kondensatoren C1, C2 gleichgerichtet und in V1 umgewandelt, S3 und S4 werden gleichzeitig eingeschaltet, um zusätzliche Energie für L1 zu speichern. Die in L1 gespeicherte Energie wird über die Rücklaufwicklungsschleife an die Seite V1 entladen; im Boost-Modus sind die Tastverhältnisse von S5 und S6 größer als 50% und werden fest bleiben, S1, S2 haben niedrige Pegel, Die Tastverhältnisse von S3, S4 werden eingestellt, um die Ausgangsspannung zu steuern, Q3 und Q4 werden gleichzeitig eingeschaltet, d.h. die V1-seitige Spule von T1 wird kurzgeschlossen, während der Induktor L1 Energie speichert, wobei, wenn Q3, Q4 ausgeschaltet sind, die von L1 gespeicherte Energie über den Transformator T1 oder eine Rücklaufwicklungsschleife auf die Seite V1 (abhängig von der Ausgangsspannung auf der Seite V1) entladen wird.
  • In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist es vorgesehen, dass das Vorladen eine Sanftanlaufphase und eine Ladephase mit geschlossener Schleife umfasst, wobei ein Tastverhältnis des ersten PWM-Steuersignals in der Sanftanlaufphase in einem Bereich von 0% bis 50% liegt, das Tastverhältnis des ersten PWM-Steuersignals während der Ladephase mit geschlossener Schleife beträgt 50%. Die zweite PWM-Steuerung gehört zu einer Regelung mit geschlossener Schleife, die gemäß der Ausgangsspannung gesteuert werden kann, wobei das zweite PWM-Steuersignal in einem Bereich von 0% bis 50% liegt.
  • Mit Bezug auf das in 3 gezeigte Vorladesteuerungs-Zeitverlaufsdiagramm gehört die linke Seite zu einer Sanftanlaufphase, und die rechte Seite gehört zu einer Ladephase mit geschlossener Schleife. Das Tastverhältnis der Signale S5 und S6, die Q5 und Q6 auf der linken Seite steuern, beträgt weniger als 50%, und das Tastverhältnis ist bei der rechten Seite auf 50% festgelegt.
  • In einigen Ausführungsbeispielen ist es vorgesehen, dass das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Vollbrückenstruktur verwendet, die einen ersten Leistungsschalter Q1, einen zweiten Leistungsschalter Q2, einen dritten Leistungsschalter Q3 und einen vierten Leistungsschalter Q4 umfasst.
  • In anderen Ausführungsbeispielen ist es vorgesehen, dass das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Halbbrücken-Gleichrichterstruktur verwendet, die den ersten Leistungsschalter Q1 und den dritten Leistungsschalter Q3 umfasst.
  • In noch anderen Ausführungsbeispielen ist es vorgesehen, dass das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Gegentaktstruktur verwendet, die einen fünften Leistungsschalter Q5 und einen sechsten Leistungsschalter Q6 umfasst.
  • In noch einigen Ausführungsbeispielen ist es vorgesehen, dass das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Vollbrückenstruktur verwendet, die einen fünften Leistungsschalter Q5, einen sechsten Leistungsschalter Q6, einen siebten Leistungsschalter Q7 und einen achten Leistungsschalter Q8 umfasst.
  • Unter Bezugnahme auf den Schaltplan eines Vollbrücken + Gegentaktmodus, das in 2 gezeigt ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, verwendet das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Vollbrückenstruktur, die einen ersten Leistungsschalter Q1, einen zweiten Leistungsschalter Q2, einen dritten Leistungsschalter Q3 und einen vierten Leistungsschalter Q4 umfasst. Q1, Q2 sind zwei obere Brückenarme und Q3, Q4 sind zwei untere Brückenarme. Das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Gegentaktstruktur, die einen fünften Leistungsschalter Q5 und einen sechsten Leistungsschalter Q6 umfasst. Q5 und Q6 sind jeweils mit dem spannungsseitigen negativen Gleichstrombus verbunden.
  • Unter Bezugnahme auf den Schaltplan eines Vollbrücken + Vollwellengleichrichtungsmodus, das in 4 gezeigt ist, gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, verwendet das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Vollbrückenstruktur, die einen ersten Leistungsschalter Q1, einen zweiten Leistungsschalter Q2, einen dritten Leistungsschalter Q3 und einen vierten Leistungsschalter Q4 umfasst. Q1, Q2 sind zwei obere Brückenarme und Q3, Q4 sind zwei untere Brückenarme. Das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Gegentaktstruktur, die einen fünften Leistungsschalter Q5 und einen sechsten Leistungsschalter Q6 umfasst. Q5 und Q6 sind jeweils mit dem spannungsseitigen positiven Gleichstrombus verbunden.
  • Unter Bezugnahme auf den Schaltplan einer Vollbrücken + Vollbrückengleichrichtung, die in 5 gezeigt ist, gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, verwendet das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Vollbrückenstruktur, die einen ersten Leistungsschalter Q1, einen zweiten Leistungsschalter Q2, einen dritten Leistungsschalter Q3 und einen vierten Leistungsschalter Q4 umfasst. Q1, Q2 sind zwei obere Brückenarme und Q3, Q4 sind zwei untere Brückenarme. Das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Vollbrückenstruktur, die einen fünften Leistungsschalter Q5, einen sechsten Leistungsschalter Q6, einen siebten Leistungsschalter Q7 und einen achten Leistungsschalter Q8 umfasst. Q6 und Q7 werden synchron geschaltet und die Q5 und Q8 werden synchron geschaltet.
  • Unter Bezugnahme auf den Schaltplan eines Halbbrücken + Vollwellengleichrichtungsmodus, das in 6 gezeigt ist, gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, verwendet das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Halbbrücken-Gleichrichterstruktur, die einen ersten Leistungsschalter Q1 und einen dritten Leistungsschalter Q3 umfasst. Während des Vorladens bleibt Q1 ausgeschaltet, und Q3 empfängt die Steuerung des zweiten PWM-Steuersignals. Das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Gegentaktstruktur, die einen fünften Leistungsschalter Q5 und einen sechsten Leistungsschalter Q6 umfasst. Q5 und Q6 sind jeweils mit dem spannungsseitigen negativen Gleichstrombus verbunden.
  • Unter Bezugnahme auf den Schaltplan eines Halbbrücken + Vollwellengleichrichtungsmodus, das in 7 gezeigt ist, gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, verwendet das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Halbbrücken-Gleichrichterstruktur, die einen ersten Leistungsschalter Q1 und einen dritten Leistungsschalter Q3 umfasst. Während des Vorladens bleibt Q1 ausgeschaltet, und Q3 empfängt die Steuerung des zweiten PWM-Steuersignals. Das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Gegentaktstruktur, die einen fünften Leistungsschalter Q5 und einen sechsten Leistungsschalter Q6 umfasst. Q5 und Q6 sind jeweils mit dem spannungsseitigen positiven Gleichstrombus verbunden.
  • Unter Bezugnahme auf den Schaltplan der Halbbrücken + Vollbrückengleichrichtung, die in 8 gezeigt ist, gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, verwendet das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Halbbrücken-Gleichrichterstruktur, die einen ersten Leistungsschalter Q1 und einen dritten Leistungsschalter Q3 umfasst. Während des Vorladens bleibt Q1 ausgeschaltet, und Q3 empfängt die Steuerung des zweiten PWM-Steuersignals. Das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul verwendet eine Vollbrückenstruktur, die einen fünften Leistungsschalter Q5, einen sechsten Leistungsschalter Q6, einen siebten Leistungsschalter Q7 und einen achten Leistungsschalter Q8 umfasst. Q6 und Q7 werden synchron geschaltet und die Q5 und Q8 werden synchron geschaltet.
  • Die obigen Ausführungsbeispiele dienen nur zur Veranschaulichung und sollen keine Einschränkung darstellen. Alle Änderungen und Abwandlungen, die an diese Ausführungsbeispiele vorgenommen werden, ohne vom Geist und Umfang der vorliegenden Anmeldung abzuweichen, sind als in den Ansprüchen der vorliegenden Anmeldung enthalten zu betrachten.

Claims (9)

  1. Vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung, die ein hochspannungsseitiges Umwandlungsmodul, das mit einer Primärwicklung eines Haupttransformators T1 verbunden ist, ein niederspannungsseitiges Umwandlungsmodul, das mit einer Sekundärwicklung des Haupttransformators verbunden ist, und ein Steuergerät, das das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul und das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul steuert, umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass ein Vorlademodul in Reihe mit dem Gleichstrombus des niederspannungsseitigen Umwandlungsmoduls geschaltet ist, wobei das Vorlademodul bei einer Stromversorgung an der gesamten Maschine einen an den Gleichstrombus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls angeschlossenen Verbrauchskondensator vorlädt.
  2. Vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorlademodul einen Sekundärtransformator L1 umfasst, wobei die Primärwicklung des Sekundärtransformators mit dem Gleichstrombus des niederspannungsseitigen Umwandlungsmoduls in Reihe geschaltet ist, ein Ende der Sekundärwicklung des Sekundärtransformators ist mit der Anode der neunten Diode D9 verbunden, das andere Ende der Sekundärwicklung des Sekundärtransformators ist mit dem negativen Bus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls und einem Ende des fünften Kondensators C5 verbunden, die Kathode der neunten Diode ist mit dem anderen Ende des fünften Kondensators und der positiven Bus des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls verbunden.
  3. Vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuergerät ein erstes PWM-Steuersignal an den Leistungsschalter im niederspannungsseitigen Umwandlungsmodul beim Vorladen sendet, wobei der Gleichstrom, der an das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul angeschlossen ist, in Wechselstrom umgewandelt wird, und die elektrische Energie wird an das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul durch den Sekundärtransformator L1 und die neunte Diode D9 übertragen.
  4. Vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass beim Vorladen das Steuergerät den Leistungsschalter des oberen Brückenarms in dem hochspannungsseitigen Umwandlungsmodul abschaltet, und ein zweites PWM-Steuersignal wird an einen Leistungsschalter in einem unteren Brückenarm des hochspannungsseitigen Umwandlungsmoduls gesendet.
  5. Vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorladen eine Sanftanlaufphase und eine Ladephase mit geschlossener Schleife umfasst, wobei ein Tastverhältnis des ersten PWM-Steuersignals in der Sanftanlaufphase in einem Bereich von 0 % bis 50 % liegt, und das Tastverhältnis des ersten PWM-Steuersignals während der Ladephase mit geschlossener Schleife beträgt 50 %.
  6. Vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Vollbrückenstruktur verwendet, die einen ersten Leistungsschalter Q1, einen zweiten Leistungsschalter Q2, einen dritten Leistungsschalter Q3 und einen vierten Leistungsschalter Q4 umfasst.
  7. Vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das hochspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Halbbrücken-Gleichrichterstruktur verwendet, die den ersten Leistungsschalter Q1 und den dritten Leistungsschalter Q3 umfasst.
  8. Vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Gegentaktstruktur verwendet, die einen fünften Leistungsschalter Q5 und einen sechsten Leistungsschalter Q6 umfasst.
  9. Vorladbare DCDC-Umwandlungsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das niederspannungsseitige Umwandlungsmodul eine Vollbrückenstruktur verwendet, die einen fünften Leistungsschalter Q5, einen sechsten Leistungsschalter Q6, einen siebten Leistungsschalter Q7 und einen achten Leistungsschalter Q8 umfasst.
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