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Die
Erfindung betrifft eine Steuereinheit und eine Steuervorrichtung
mit der Steuereinheit. Eine derartige Steuereinheit oder eine derartige
Steuervorrichtung sind dazu ausgebildet, dass sie den Strom durch
einen Sensorwiderstand möglichst
genau einstellen. Sie werden insbesondere eingesetzt zum Erfassen
eines Ölstandes
einer Brennkraftmaschine eines Kraftfahrzeugs.
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Falls
ein Kraftfahrzeug, in dem eine Brennkraftmaschine angeordnet ist,
nicht mit einem Ölstandssensor
ausgestattet ist, so muss der Halter des Fahrzeugs in regelmäßigen Abständen überprüfen, ob
sein Kraftfahrzeug mit einer ausreichenden Menge Motoröl befüllt ist.
Durch einen Ölstandssensor
kann sichergestellt werden, dass der Fahrer nicht in regelmäßigen Abständen mittels
eines Ölmessstabes
den Ölstand
in dem Kraftfahrzeug überprüfen muss,
was zum einen einen Gewinn an Komfort darstellt und zum anderen
sicherstellt, dass der Halter des Kraftfahrzeugs, bei zu niedrigen
oder zu hohen Ölstand
diesbezüglich
informiert wird und er dann entsprechend Motoröl auffüllen oder ablassen kann. Die
Hersteller der Kraftfahrzeuge können
sich durch entsprechendes Protokollieren der Messwerte des Ölstandssensors
gegen unberechtigte Gewährleistungsansprüche schützen, die
auf zu niedrigen Ölstand
zurückzuführen sind.
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Das
Sensorelement des Ölstandssensors kann
ein Draht sein, der in einer Ölwanne
der Brennkraftmaschine zwischen zwei Haltern so angeordnet ist,
dass anhand des Anteils der gesamten Länge des Drahtes, der sich in
dem Öl
befindet, auf den Ölstand zurückgeschlossen
werden kann. Der Ölstand
wird dann mittels eines elektrothermischen Messprinzips ermittelt.
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Je
nach Ölstand
ist ein mehr oder weniger großer
Teil des Drahtes von Motoröl
umflossen, wobei sich der Rest des Drahtes in gasförmigem Medium,
bevorzugt Luft, befindet. Wird der Draht bestromt, so wird die elektrische
Leistung in dem Draht in Wärme
umgewandelt. Diese Wärme
wird an das Medium abgegeben, das den Draht umspült. Bei dem elektrothermischen
Messprinzip wird die Tatsache genutzt, dass sich die Wärmeleitwerte
des Motoröls und
der Luft sehr stark voneinander unterscheiden und der elektrische
Widerstand des Drahtes temperaturabhängig ist. Der thermische Übergangswiderstand
von Draht zu Öl
ist wesentlich geringer als der von Draht zu Luft. Dies hat zur
Folge, dass der Teil des Drahtes, der von dem Motoröl umströmt wird, wesentlich
besser gekühlt
wird und somit mehr Wärme
abgibt, als der Teil, der sich in der Luft befindet. Bezüglich des
elektrothermischen Messprinzips ist es bekannt, den Draht für eine vorgegebene
Zeitdauer mit einem vorgegebenen Strom zu bestromen, wodurch er
sich und seine Umgebung aufheizt. Dies hat zur Folge, dass sich
der Wert des Widerstands des Drahtes über die vorgegebene Zeitdauer
abhängig von
dem aktuellen Ölstand ändert. Abhängig von
den Spannungen, die an dem Messdraht zu Beginn der Bestromung und
zum Ende der vorgegebenen Zeitdauer abfallen, ist es bekannt, den Ölstand aus
einem Kennfeld zu ermitteln. Zu diesem Zweck sind Steuereinheiten
und Steuervorrichtungen mit Steuereinheiten bekannt mit Operationsverstärkern, mittels denen
ein vorgegebener Strom genau eingestellt werden kann. Derartige
Schaltungsanordnungen haben jedoch den Nachteil, dass sie sehr aufwändig und
somit teuer sind.
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Die
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Steuereinheit und eine Steuervorrichtung
mit der Steuereinheit zu schaffen, die einfach sind und mittels
der ein Strom durch einen Sensorwiderstand präzise einstellbar ist.
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Die
Aufgabe wird gelöst
durch die Merkmale der unabhängigen
Patentansprüche.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
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Die
Erfindung zeichnet sich bezüglich
der Steuereinheit aus, durch eine Steuereinheit, die einen ersten
Stromspiegel umfasst, dessen Eingang abhängt von einem Steuersignal,
mit dem die Steuereinheit beaufschlagbar ist, und dessen Ausgangstransistor
ein Komplementär-Darlington-Transistor
ist und dessen Ausgang dazu bestimmt ist, so mit einem Sensorwiderstand
verschaltet zu werden, dass der Spannungsabfall an dem Sensorwiderstand
abhängt von
dem Ausgangsstrom des ersten Stromspiegels.
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Gemäß des Aspekts
der Steuervorrichtung zeichnet sich die Erfindung durch eine Steuervorrichtung
aus mit der Steuereinheit und einer Auswerteeinheit, die zum Erzeugen
des Steuersignals ausgebildet ist.
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Durch
eine geeignete Dimensionierung des Komplementär-Darlington-Transistors kann einerseits
eine hohe Stromverstärkung
und andererseits auch eine sehr präzise Stromverstärkung erreicht werden.
Ein derartiger Stromspiegel kann darüber hinaus sehr kostengünstig, vorzugsweise
als integrierte Schaltung, realisiert werden.
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In
einer vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit umfasst sie
einen zweiten Stromspiegel, dessen Eingang mit dem Steuersignal
beaufschlagt wird, dessen Ausgang mit dem Eingang des ersten Stromspiegels
verbunden ist und der ausgebildet ist zum Stromspiegeln bezogen
auf ein Bezugspotential, wobei der erste Stromspiegel ausgebildet
ist zum Stromspiegeln bezogen auf ein Versorgungspotential. Dies
hat den Vorteil, dass das maximale Potential an dem Ausgang des
ersten Stromspiegels unabhängig
ist von dem maximalen Potential des Steuersignals. Dadurch kann
auf einfache Weise erreicht werden, dass an dem Sensorwiderstand
eine höhere
Spannung abfällt
als das maximale Potential des Steuersignals. Es ist so einfach
möglich
die elektrische Leistung, die in dem Sensorwiderstand umgesetzt
wird, auf einen hohen Wert einzustellen und so eine starke Wärmeabgabe
des Sensorwiderstands an seine Umgebung zu ermöglichen. Dadurch kann ein Aufheizvorgang
beschleunigt werden.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit umfasst
diese ein Tiefpass-Filter, das zwischen dem Ausgang des zweiten
Stromspiegels und dem Eingang des ersten Stromspiegels angeordnet
ist. Dies hat den Vorteil, dass der zeitliche Verlauf des Steuersignals
einfach geglättet
werden kann und so ein hoher Gleichstromanteil des Stroms durch
den Sensorwiderstand erreicht werden kann. Dies ist insbesondere
im Zusammenhang mit einem pulsweitenmodulierten Steuersignal vorteilhaft. Wenn
das Tiefpass-Filter als passives Filter ausgebildet ist mit der
Ordnung eins, zwei oder höher,
so ist es einfach zu realisieren. Je höher die Ordnung des Filters
ist, desto besser ist die Filterwirkung des passiven Filters.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist
ein Referenzwiderstand so angeordnet, das er mit dem Sensorwiderstand
in Serie geschaltet ist. Dies ermöglicht auf einfache Weise das
Messen des Stroms durch den Sensorwiderstand über eine Spannungsmessung am
Referenzwiderstand.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist
diese so ausgebildet, dass sie an einem ersten Ausgang eine den
Spannungsabfall an dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand
charakterisierende Größe ausgibt
und dass sie an einem zweiten Ausgang eine das Potential zwischen
dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand charakterisierende
Größe ausgibt.
Diese Ausgestaltung ermöglicht
ein sehr präzises
Ermitteln des Wertes des Sensorwiderstandes, da Fehler beim Einstellen
des Stroms durch den Sensorwiderstand eliminiert werden und im Falle
einer Analog-Digital-Wandlung der charakterisierenden Größen in der Auswerteeinheit
Fehler aufgrund von Schwankungen der Versorgungsspannung des oder
der Analog-Digital-Wandler eliminiert werden.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist
ein Spannungsteiler vorgesehen, der eingangsseitig mit dem Spannungsabfall
an dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand beaufschlagt
wird und der ausgangsseitig mit dem ersten Ausgang verbunden ist.
An dem Ausgang wird dann eine entsprechend dem Teilungsverhältnis des
Spannungsteilers reduzierte Spannung ausgegeben. Durch geeignetes
Dimensionieren des Spannungsteilers kann so zum einen der Wandlerbereich des
Analog-Digital-Wandlers möglichst
vollständig ausgenutzt
werden, andererseits kann so sichergestellt werden, dass die an
dem ersten Ausgang anliegende Spannung nicht größer ist als die Versorgungsspannung
des Analog-Digital-Wandlers. Ferner kann durch geeignetes Dimensionieren
des Wertes des Referenzwiderstandes und Einstellen des Stroms durch
den Sensorwiderstand und den Referenzwiderstand erreicht werden,
dass sowohl an dem ersten Ausgang als auch an dem zweiten Ausgang Spannungen
anliegen, die für
den möglichen
Wertebereich des Sensorwiderstands zu einer möglichst vollständigen Ausnutzung
des Wandlerbereichs des oder der Analog-Digital-Wandlers der Auswerteeinheit
ausgenützt
werden.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Steuereinheit ist
ein Schalter vorgesehen, mittels dessen gesteuert wird, ob der Spannungsteiler
eingangsseitig mit dem Spannungsabfall in dem Sensorwiderstand und
dem Referenzwiderstand beaufschlagt wird oder mit der Versorgungsspannung
der Auswerteeinheit. Falls die Steuervorrichtung dann mit einer
derartigen Steuereinheit ausgestattet ist, kann das tatsächliche
Spannungsteilerverhältnis
dadurch präzise
ermittelt werden, dass der Schalter in die Schaltstellung gesteuert
wird, bei der eingangsseitig des Spannungsteilers die Versorgungsspannung
der Auswerteeinheit anliegt. Dadurch können einfach Fertigungs-, Temperatur-
und Alterschwankungen in den Werten der Widerstände des Spannungsteilers kompensiert
werden.
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In
einer vorteilhaften Ausgestaltung der Steuervorrichtung hat die
Auswerteeinheit einen Regler, dessen Regelgröße der Strom durch den Sensorwiderstand
ist und dessen Stellsignal das Steuersignal ist. Dadurch kann der
Strom durch den Sensorwiderstand noch genauer eingestellt werden. Falls
die Auswerteeinrichtung ein Microcontroller ist, kann das Steuersignal
sehr einfach pulsweitenmoduliert werden.
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind im folgenden anhand der schematischen Zeichnungen erläutert. Es
zeigen:
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1 eine
Steuervorrichtung mit einer Steuereinheit,
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2 eine
Ausgestaltung eines Tiefpass-Filters der Steuereinheit gemäß 1,
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3 ein
weiteres Ausführungsbeispiel
der Steuereinheit,
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4 ein
Ablaufdiagramm eines Programms zum Ermitteln eines Ölstandes
und
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5 ein
Ablaufdiagramm eines Programms, das einen Regler realisiert.
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Elemente
gleicher Konstruktion und Funktion sind figurenübergreifend mit den gleichen
Bezugszeichen versehen.
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Eine
Steuervorrichtung (1) umfasst eine Steuereinheit 1 und
eine Auswerteeinheit 3. Ferner ist ihr eine erste Spannungsversorgung 4 zugeordnet,
die bei einem Einsatz der Steuervorrichtung für eine Brennkraftmaschine eines
Kraftfahrzeugs vorzugsweise die Bordnetzspannungsversorgung ist, die
von der Fahrzeugbatterie und einem Generator gespeist wird. Die
Steuervorrichtung umfasst ferner eine zweite Spannungsversorgung 5,
welche die Bordnetzspannung Vbat auf eine Versorgungsspannung VCC
der Auswerteeinheit 3 transformiert und vorzugsweise einregelt.
Die Bordnetzspannung Vbat beträgt
regelmäßig 12 V,
während
die Versorgungsspannung VCC der Auswerteeinheit 3 regelmäßig 5 V
beträgt.
Bevorzugt ist die Auswerteeinheit 3 als Microcontroller
ausgebildet.
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Die
Steuereinheit 1 kann separat von der Auswerteeinheit 3 und
der zweiten Spannungsversorgung 5 ausgebildet sein. Sie
kann zum Beispiel auf einem Chip als integrierter Schaltkreis ausgebildet
sein. Die Steuervorrichtung ist bevorzugt Bestandteil eines Motorsteuergeräts, dem
verschiedene weitere Messgrößen, wie
zum Beispiel eine Luftmasse, die durch den Ansaugtrakt der Brennkraftmaschine
strömt,
die Stellung eines Fahrpedals oder auch das aktuelle Luft/Kraftstoff-Verhältnis zugeführt sind. Abhängig von
diesen Messgrößen ermittelt
das Motorsteuergerät
dann Stellsignale für
die Stellglieder der Brennkraftmaschine, die zum Beispiel eine Drosselklappe
oder ein Einspritzventil sind.
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Die
Steuereinheit 1 hat einen Steuereingang 11, der
mit einem Steuersignal CTRL beaufschlagt wird, das in der Auswerteeinheit 3 erzeugt
wird. Die Steuereinheit umfasst ferner einen ersten Stromspiegel 14,
einen zweiten Stromspiegel 15 und ein Tiefpass-Filter 16.
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Der
zweite Stromspiegel 15 ist über einen Widerstand R4 mit
dem Steuereingang 11 verbunden. Das Steuersignal CTRL hat
vorzugsweise entweder den Spannungspegel der Versorgungsspannung
VCC der Auswerteeinheit 3 oder den Spannungspegel des Bezugspotentials
GND. Durch den Wert des Widerstands R4 wird der Strom bestimmt, der
eingangsseitig in den zweiten Stromspiegel 15 fließt.
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Der
zweite Stromspiegel 15 umfasst einen Transistor Q3a und
einen Transistor Q3b. Der Kollektor des Transistors Q3b ist mit
dem Widerstand R4 verschaltet. Die Transistoren Q3a und Q3b sind
als npn-Bipolartransistoren ausgebildet. Mit dem Emitter des Transistors
Q3a ist ein Widerstand R5 verschaltet, der andererseits mit dem
Bezugspotential GND verschaltet ist. Mit dem Emitter des Transistors
Q3bi ist ein Widerstand R6 verschaltet, der andererseits ebenfalls
mit dem Bezugspotential GND verschaltet ist.
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Der
zweite Stromspiegel 15 spiegelt massebezogen auf das Bezugspotential
GND seinen eingangsseitigen Strom, der durch den Widerstand R4 fließt auf seinen
Ausgang, der mit dem Tiefpass-Filter 16 verbunden ist.
Die Stromverstärkung
des zweiten Stromspiegels 15 wird durch das Verhältnis der
Werte des Widerstands R6 zu dem Widerstand R5 bestimmt. Bevorzugt
sind die Werte der Widerstände R5
und R6 so gewählt,
dass der Eingangsstroms des zweiten Stromspiegels 15 um den Faktor
10 verstärkt wird.
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Das
Steuersignal CTRL ist bevorzugt ein pulsweitenmoduliertes Signal.
Der Tiefpass 16 dient dazu, den Wechselanteil des Steuersignals
CTRL hinreichend gut herauszufiltern, um so die weiter unten beschriebene
Erfassung der Messwerte nicht zu beeinflussen. Der Tiefpass 16 ist
in einer einfachen Ausführungsform
als passives Filter erster Ordnung mit einem Widerstand R3 und einem
Kondensator C3 ausgebildet. Ein noch besseres Herausfiltern des Wechselanteils
des pulsweitenmodulierten Steuersignals CTRL kann dadurch erreicht
werden, dass der Tiefpass-Filter 16 ein passives Filter
der Ordnung zwei oder höher
ist. In 2 ist das Tiefpass-Filter 16 als
passives Filter der Ordnung zwei dargestellt. Das Tiefpass-Filter 16 umfasst
dann Widerstände
R3a und R3b und Kondensatoren C3a und C3b.
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Der
erste Stromspiegel 14 ist an seinem Eingang mit dem Ausgang
des Tiefpass-Filters 16 verbunden. Der erste Stromspiegel 14 umfasst
Transistoren Q2a, Q2b und einen Transistor Q1. Die Transistoren
Q2a und Q2b sind als pnp-Bipolartransistoren ausgebildet. Die Basen
der Transistoren Q2a und Q2b sind miteinander verschaltet. Die Emitter
der Transistoren Q2a und Q2b sind mit der Bordnetzspannung Vbat über die
Widerstände
R1 und R2 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q2b ist mit dem
Ausgang des Tiefpass-Filters 16 verschaltet.
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Der
Transistor Q1 ist als npn-Bipolartransistor ausgebildet und mit
dem Transistor Q2a als Komplementärdarlington- Transistor verschaltet. Die Stromverstärkung des
ersten Stromspiegels 14 wird durch das Verhältnis der
Werte der Widerstände
R2 zu R1 bestimmt. Vorzugsweise sind die Werte der Widerstände R1 und
R2 so gewählt,
dass der erste Stromspiegel 14 seinen eingangsseitigen
Strom um den Faktor 100 verstärkt.
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Durch
den Komplementär-Darlington-Transistor,
der durch die Transistoren Q1 und Q2a gebildet wird, wird erreicht,
dass durch den Transistor Q2a kollektorseitig nur der Basisstrom
für Q1
fließt,
was einen Bruchteil des Ausgangsstroms des ersten Stromspiegels 14 ausmacht.
Durch eine geeignete Dimensionierung der Transistoren Q2a, Q2b und
Q1 kann so erreicht werden, dass durch die Transistoren Q2a und
Q2b in etwa der gleiche Strom fließt, wodurch sich die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren
Q2a und Q2b angleichen. Dadurch ist dann eine sehr hohe Genauigkeit
und sehr hohe Temperaturstabilität
des ersten Stromspiegels 14 gewährleistet. Bevorzugt sind die
Transistoren Q2a und Q2b und gegebenenfalls Q1 monolithisch integriert.
Dadurch ergibt sich dann eine besonders gut angeglichene Charakteristik
der Transistoren Q2a und Q2b und eine besonders gleichmäßige Temperaturverteilung
der Transistoren Q2a, Q2b.
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Der
Ausgang des ersten Stromspiegels 14 ist mit der Anode einer
Diode D1 verbunden, die den ersten Stromspiegel 14 bei
einer Verpolung der ersten Spannungsversorgung 4 schützt. An
ihrer Kathode ist die erste Diode D1 zum einen mit einem Anschluss 17 für einen
Sensorwiderstand Rsens verbunden und zum anderen eingangsseitig
mit einem Spannungsteiler verbunden, der durch die Widerstände R7a
und R7b gebildet wird.
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Parallel
zu dem Widerstand R7b ist ein Kondensator C1 geschaltet, ein erster
Ausgang 12 ist mit der Verbindungsleitung zwischen dem
Widerstand R7a und dem Widerstand R7b verschaltet. Der Kondensator
C1 bewirkt eine Spannungsstabilisierung an dem ersten Ausgang 12.
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Ferner
ist ein zweiter Anschluss 18 für den Sensorwiderstand Rsens
vorgesehen, der mit einem Referenzwiderstand Rref verbunden ist,
der andererseits mit dem Bezugspotential GND verschaltet ist. Der
Referenzwiderstand Rref ist bevorzugt ein sogenannter Shuntwiderstand,
derartige Shuntwiderstände
haben relativ niedrige ohmsche Werte von 1 mΩ bis zu etwa 100 Ω und eine
hohe Stromtragfähigkeit von
1 mA bis zu 100 A.
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Ferner
ist der zweite Anschluss 18 mit einem Widerstand R8 verschaltet,
der mit einem zweiten Ausgang 13 der Steuereinheit 1 und
mit einem Kondensator C2 verschaltet ist, der andererseits mit dem Bezugspotential
GND verschaltet ist. Der Widerstand R8 ist hochohmig ausgebildet
und hat vorzugsweise einen Wert von 3 bis 5 kΩ. Der Kondensator C2 dient zur
Spannungsstabilisierung an dem zweiten Ausgang 13.
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Der
Sensorwiderstand Rsens ist bevorzugt ein Widerstandsdraht, der senkrecht
in einer Ölwanne
der Brennkraftmaschine angeordnet ist, dass heißt der Widerstandsdraht ist
so in der Ölwanne
angeordnet, dass der Anteil des Widerstandsdrahtes, der von dem Öl umspült wird,
ein Maß ist
für den Ölstand der
Brennkraftmaschine. Während
des bestimmungsgemäßen Betriebs
der Steuervorrichtung ist der Sensorwiderstand Rsens an den ersten
und zweiten Anschlüssen 17, 18 angeschlossen.
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Der
erste Ausgang 12 und der zweite Ausgang 13 sind
mit einem Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 31 der
Auswerteeinheit verbunden.
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In
einer einfachen Ausführungsform
sind die ersten und zweiten Ausgänge 12, 13 der
Steuereinheit 1 über
einen Multiplexer mit einem einzigen Analog-Digital-Wandler 31 verbunden.
Bevorzugt sind die Ausgänge
jedoch jeweils mit einem eigenen Analog-Digital-Wandler 31 verbunden.
Dies hat den Vorteil, dass die an den Anschlüssen 12 und 13 anliegenden
Spannungen zeitgleich analog-digital gewandelt werden können. Der
oder die Analog-Digital-Wandler 31 haben einen Wandlungsbereich, der der
Versorgungsspannung VCC der Auswerteeinheit 3 entspricht.
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Ein
Programm (4) zum Ermitteln eines Ölstandes
L OIL des Motoröls
der Brennkraftmaschine wird in einem Schritt S1 gestartet. Bevorzugt
erfolgt der Start zeitnah zu dem Start der Brennkraftmaschine, da
sich mit zunehmender Zeitdauer bezogen auf den Zeitpunkt des Starts
das Öl
in der Brennkraftmaschine verteilt und dessen Niveau in der Ölwanne absenkt.
Eine aussagekräftige Ölstandsmessung
ist somit einfach nur sehr zeitnah zum Motorstart der Brennkraftmaschine
möglich.
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Ferner
wird beginnend in dem Schritt Sl ein Steuersignal CTRL für eine vorgegebene
Zeitdauer, so zum Beispiel 600 ms, erzeugt. Parallel zu dem Erzeugen
des Steuersignals CTRL werden die nachfolgenden Schritte des Programms
abgearbeitet. Das Steuersignal CTRL wird bevorzugt mittels eines
Reglers erzeugt, der weiter unten anhand des Ablaufdiagramms von 5 näher erläutert ist.
Das Steuersignal CTRL ist dann bevorzugt pulsweitenmoduliert. In
einer einfachen Ausgestaltung der Steuervorrichtung kann jedoch
auch auf den Regler verzichtet werden und das Steuersignal CTRL
lediglich für
die vorgegebene Zeitdauer mit einem Spannungspegel der Versorgungsspannung
VCC der Auswerteeinheit 3 ausgegeben werden. Der Widerstand
R4 ist beispielsweise derart dimensioniert, dass sich beim Anliegen
des Steuersignals CTRL durch ihn maximal der Strom einstellt, der
maximal von der Auswerteeinheit 3 getrieben werden kann.
Der Wert dieses Stroms kann beispielsweise in etwa 200 μA betragen. Mittels
des ersten und zweiten Stromspiegels 14, 15 wird
dieser Strom dann entsprechend der Verstärkungsfaktoren der ersten und
zweiten Stromspiegel verstärkt,
beispielsweise um den Faktor 1000. Der Strom der dann ausgangsseitig
aus dem ersten Stromspiegel 15 hin zu dem Sensorwiderstand Rsens
durch diesen hindurch hin zu dem Referenzwiderstand Rref und durch
diesen hindurch zum Bezugspotential GND fließt ist dann so groß, dass
er den Sensorwiderstand während
der vorgegebenen Zeitdauer in einer gewünschten Art und Weise aufheizt.
Bevorzugt wird der Strom so eingestellt, dass die während der
Bestromung des Sensorwiderstands Rsens erzeugte Wärme bis
zum Ende der Bestromung nahezu zu einem Temperaturgleichgewicht
in dem Draht führt.
Durch die Schaltungsanordnung der Steuereinheit 1 kann
in dem Sensorwiderstand Rsens eine hohe Leistung umgesetzt werden,
da der erste Stromspiegel 4 den Strom bezogen auf die Bordnetzspannung
Vbat spiegelt und somit an dem Sensorwiderstand und dem Referenzwiderstand
nahezu die gesamte Bordnetzspannung Vbat im Gegensatz zu der wesentlich
niedrigeren Versorgungsspannung VCC der Auswerteeinheit 3 abfallen
kann.
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In
einem Schritt S2 werden mittels des oder der Analog-Digital-Wandler 31 Digitalwerte
ADC_A1, ADC_A2 der an den ersten und zweiten Ausgängen 12, 13 anliegenden
Spannungen ermittelt. In Verbindung mit einer geeigneten Dimensionierung
der Widerstände
R7a und R7b des Spannungsteilers und des Referenzwiderstands Rref
kann nahezu der vollständige
Wandlerbereich des oder der Analog-Digital-Wandler 31 ausgenutzt
werden. Bevorzugt sind die Werte der Widerstände R7a und R7b gleich gewählt und
der Wert des Referenzwiderstandes Rref ist entsprechend einem Mittelwert
des Sensorwiderstandes gewählt,
den dieser während
seines Betriebs bestimmungsgemäß annehmen
kann.
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In
einem Schritt S3 wird dann abhängig
von dem Wert des Referenzwiderstands Rref, der Widerstände R7a
und R7b und den Digitalwerten ADC_A1, ADC_A2 der Spannungen an dem
ersten und zweiten Ausgang 12, 13 der zum Zeitpunkt
t0 bestehende Wert des Sensorwiderstands Rsens ermittelt. Dadurch,
dass der Wert des Widerstands Rsens abhängig von dem Verhältnis der
Digitalwerte ADC_A1 und ADC_A2 der Spannungen an dem ersten und
zweiten Ausgang 12, 13 ermittelt wird, wirken
sich Schwankungen der Versorgungsspannung VCC der Auswerteeinheit 3 nicht
auf den Wert des Sensorwiderstand Rsens aus.
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Die
Bearbeitung des Programms wird anschießend in einem Schritt S5 fortgesetzt,
in dem geprüft
wird, ob der aktuelle Zeitpunkt t größer oder gleich ist dem Zeitpunkt
t0 zuzüglich
einer vorgegebenen Verzögerungszeitdauer
dt. Ist die Bedingung des Schrittes S5 nicht erfüllt, so verharrt das Programm
in dem Schritt S7 für
eine vorgegebene Wartezeitdauer T_W, die kleiner gewählt ist
als die Verzögerungszeitdauer
dt. Ist die Bedingung des Schrittes S5 hingegen erfüllt, so
wird in einen Schritt S9 verzweigt. Die Verzögerungszeitdauer dt und die
Wartezeitdauer T_W sind bevorzugt so gewählt, dass der Schritt S9 in
einem Zeitpunkt t1 abgearbeitet wird, der um die vorgegebene Zeitdauer
für das
Anliegen des zweiten Steuersignals CTRL2 verzögert zu dem Zeitpunkt t0 liegt.
Diese Zeitdauer beträgt
beispielsweise 600 ms
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In
dem Schritt S9 werden erneut mittels des oder der Analog-Digital-Wandler 31 die
Digitalwerte ADC_A1 und ADC_A2 der Spannungen an dem ersten Ausgang 12 und
dem zweiten Ausgang 13 ermittelt. Die zeitliche Abläufe der
Schritte S5, S7 und S9 sind so gewählt, dass zum Zeitpunkt der
Abarbeitung des Schrittes S9 noch das Steuersignal CTRL erzeugt
wird.
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In
einem Schritt S11 wird dann aus dem in dem Schritt S9 ermittelten
Digitalwerten ADC_A1 und ADC_A2, dem Referenzwiderstand Rref und
den Werten der Widerstände
R7a und R7b der Wert des Sensorwiderstands zum Zeitpunkt t1 ermittelt.
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In
einem anschließenden
Schritt S13 wird der Ölstand
L OIL abhängig
von den in den Schritten S3 und S11 ermittelten Werten des Sensorwiderstands
Rsens zu den Zeitpunkten t0 und t1 ermittelt. Dies erfolgt bevorzugt
mittels eines Kennfeldes, das vorab durch entsprechende Versuche
und Messungen ermittelt wurde.
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Das
Programm wird anschließend
in einem Schritt S15 beendet.
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Die
Auswerteeinheit 3 umfasst bevorzugt ferner einen Regler,
der in Form eines Programms umgesetzt ist. Das Programm ist in der
Auswerteeinheit 3 gespeichert und wird für den Betrieb
der Auswerteeinheit 3 geladen und in regelmäßigen Abständen abgearbeitet.
Das Programm gemäß 5 wird
vorzugsweise parallel zu der Abarbeitung der Schritte S1 bis S9
gemäß des Programms
von 4 abgearbeitet.
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In
einem Schritt S20 (5) wird das Programm gestartet
und gegebenenfalls Variablen initialisiert. In einem Schritt S22
wird der Digitalwert ADC_A2 der Spannung an dem zweiten Ausgang 13 ermittelt.
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In
einem Schritt S24 wird ein Istwert I_REF_AV des Stroms durch den
Referenzwiderstand Rref abhängig
von dem Digitalwert ADC_A2, dem maximalen Wert ADC_A2-MAX des Digitalwerts ADC_A2,
dem Wert des Referenzwiderstands Rref und der Versorgungsspannung
VCC der zweiten Spannungsversorgung 5 ermittelt. Der Strom
durch den Referenzwiderstand Rref entspricht im wesentlichen dem
Strom durch den Sensorwiderstand Rsens.
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In
einem Schritt S26 wird ein Sollwert I_REF_SP des Stroms durch den
Referenzwiderstand Rref eingelesen, der beispielsweise fest vorgegeben
sein kann.
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In
einem Schritt S28 wird dann das Steuersignal CTRL abhängig von
dem Istwert I_REF_AV und dem Sollwert I_REF_SP des Stroms durch
den Referenzwiderstand Rref erzeugt. Das Steuersignal CTRL ist bevorzugt
pulsweitenmoduliert, wobei die Pulsweite abhängt von der Differenz des Sollwertes I_REF_SP
und des Istwertes I_REF_AV des Stroms durch den Referenzwiderstand
Rref.
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Bevorzugt
ist der Spannungsteiler, der durch die Widerstände R7a und R7b gebildet wird,
eingangsseitig mit einem Schalter 19 verbunden, der den
Spannungsteiler abhängig
von seiner Schaltstellung entweder mit dem ersten Anschluss 17 des
Sen sorwiderstands Rsens verbindet oder ihn mit der zweiten Spannungsversorgung 5 und
somit der Versorgungsspannung VCC der Auswerteeinheit 3 verbindet.
Dadurch kann dann durch entsprechendes Erfassen des Digitalwerts
ADC_A1 der Spannung an dem ersten Ausgang 12, wenn der
Schalter 19 den Eingang des Spannungsteilers mit der zweiten
Spannungsversorgung 5 verbindet, das tatsächliche Spannungsteilerverhältnis der
Widerstände
R7a und R7b ermittelt werden und bei der Ermittlung des Wertes des
Sensorwiderstands Rsens in den Schritten S3 und S11 des Programms
gemäß 4 berücksichtigt
werden. Dadurch kann die Genauigkeit der Ermittlung des Wertes des
Sensorwiderstands Rsens in den Schritten S3 und S11 weiter erhöht werden.
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Ferner
kann die Genauigkeit des Ermittelns des Wertes des Sensorwiderstands
Rsens auch dadurch noch weiter erhöht werden, dass beim Herstellen
der Steuervorrichtung der Referenzwiderstand Rref individuell vermessen
wird und der so ermittelte Wert des Referenzwiderstands Rref dann
in der Auswerteeinheit 3 abgespeichert wird.
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3 zeigt
eine zweite Ausführungsform
der Steuereinheit 1 und somit der Steuervorrichtung, wobei
nur die relevanten Schaltungsteile dargestellt sind. Im Unterschied
zu der Ausführungsform
gemäß 1 ist
der Referenzwiderstand Rref einerseits mit dem Widerstand R7a und
andererseits mit dem Sensorwiderstand Rsens verschaltet. Der Sensorwiderstand
Rsens ist einerseits mit dem Referenzwiderstand Rref und andererseits
direkt mit dem Bezugspotential GND verschaltet.
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Alle
offenbarten Ausführungsformen
der Steuervorrichtung ermöglichen
auf einfache Weise ein sehr präzises
Ermitteln des Wertes des Sensorwiderstands Rsens und zwar ohne wesentliche
Einbuße
an Genauigkeit über
eine sehr lange Betriebszeitdauer der Steuervorrichtung. Der Sensorwiderstand Rsens
ist bevorzugt als Widerstandsdraht ausgebildet, er kann jedoch auch
als ein beliebiger anderer Widerstand ausgebildet sein, dem ein
präzise
einzustellender Strom zugeführt
werden soll. Die Transistoren können
auch Feldeffekt-Transistoren, insbesondere MOS-FET Transistoren
sein.