DE10324418B4 - Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen eines Abtastfehlers und eine Einrichtung zum Korrigieren desselben - Google Patents

Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen eines Abtastfehlers und eine Einrichtung zum Korrigieren desselben Download PDF

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Abstract

Vorrichtung zum Bestimmen eines Abtastfehlers in einem abgetasteten Empfangssignal, mit folgenden Merkmalen:
einer Abtasteinrichtung (101; 301) zum Abtasten eines Empfangssignals, das einen ersten und einen zweiten Signalabschnitt aufweist, wobei der erste und der zweite Signalabschnitt zumindest einen gleichen Signalanteil aufweisen, wobei das abgetastete Empfangssignal einen abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitt aufweist, der jeweils aus der Abtastung des ersten und des zweiten Signalabschnitts hervorgeht, wobei der abgetastete Signalanteil des ersten Signalabschnitts und der abgetastete Signalanteil des zweiten Signalabschnitts einen Unterschied aufweisen;
einer Abtastfehlererfassungseinrichtung (103; 303) zum Erfassen des Abtastfehlers auf der Basis des abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitts, wobei die Abtastfehlererfassungseinrichtung (103; 303) ausgebildet ist, um den Abtastfehler aus einem Vergleich zwischen einem Abtastwert, den der abgetastete zweite Signalabschnitt aufweist, und einer Schätzung des Abtastwerts anhand einer Mehrzahl von Abtastwerten, die der abgetastete erste Signalanteil aufweist, zu erfassen.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen eines Abtastfehlers in einem abgetasteten Empfangssignal sowie auf eine Einrichtung zum Korrigieren des Abtastfehlers.
  • Mit steigenden Übertragungsraten, die durch einen Einsatz moderner digitaler Übertragungstechnologien erzielt werden, werden insbesondere an die empfangsseitigen signalverarbeitenden Komponenten hohe Anforderungen bezüglich einer Signalverarbeitungsgenauigkeit gestellt. In einem digitalen Übertragungssystem wird ein über einen Übertragungskanal übertragenes Signal empfangen und nach einer Filterung abgetastet, um ein analoges, d. h. zeitkontinuierliches Empfangssignal in ein digitales, d. h. zeitdiskretes Empfangssignal zu überführen, damit eine weiterführende digitale Signalverarbeitung, wie beispielsweise digitale Filterung oder digitale Entzerrung, möglich wird.
  • Für eine korrekte Signalverarbeitung im Empfänger, beispielsweise eine Demodulation des empfangenen Signals, muß jedoch zunächst ein Abtasttakt aus dem empfangenen Signal abgeleitet werden und es muß eine Sender/Empfängersynchronisation durchgeführt werden. Weist beispielsweise ein gesendetes Signal eine Blockstruktur auf, so muß diese Blockstruktur im Empfänger wiedergewonnen werden, d. h. es muß beispielsweise festgestellt werden, zu welchen Zeitpunkten die Abtastung des empfangenen Signals durchgeführt werden muß, so daß empfangsseitig die in einem Sender verwendeten Block- bzw. Rahmengrenzen wiedergewonnen werden können. Hierzu ist es notwendig, eine entsprechende Synchronisation eines Block- bzw. Rahmentaktes durchzuführen (Block- bzw. Rahmensynchronisation). Vorher muß jedoch das analoge Signal (Empfangssignal) mit Hilfe eines Abtastvorgangs in einen zeitdiskreten Zustand überführt werden. Dazu ist eine Ermittlung eines optimalen Abtastzeitpunktes und somit eine korrekte Einstellung des Abtasttaktes notwendig (Synchronisation des Abtasttaktes). Dabei versteht man unter einer digitalen Abtasttaktsynchronisation eine Korrektur des fehlerhaft abgetasteten Empfangssignals, um einen unter Verwendung eines korrekten Abtasttaktes erreichbaren Signalzustand zu gewinnen (digitale Synchronisation des Abtasttaktes).
  • Eine genaue Block- bzw. Abtasttaktsynchronisation ist insbesondere bei OFDM-Signalen von Bedeutung (OFDM = orthogonal frequency devision multiplexing, orthogonaler Frequenzmultiplex). Dieses Übertragungsverfahren erfreut sich aufgrund der positiven Übertragungseigenschaften eines steigenden Interesses. Diese Übertragungstechnologie ist heutzutage gut erforscht und ist darüber hinaus als ein Teil verschiedener Standards und Spezifikationen akzeptiert worden. Beispiele für Standards, in denen OFDM eingesetzt sind, sind beispielsweise der DVB-T Standard (standard for digital terrestrial television), WLAN (WLAN = wireless local area network) oder der IEEE 802.11a Standard. Darüber hinaus gilt es als sicher, daß OFDM in künftigen Übertragungstechnologien, wie beispielsweise in den Übertragungssystemen der vierten Generation (4G) eingesetzt wird, da das OFDM-Übertragungsverfahren substantielle Vorteile liefert.
  • Bei einer OFDM-Übertragung werden sendeseitig serielle Daten in Gruppen von ld(M) Bits aufgeteilt und in komplexwertige Symbole ai(n) aus einem M-fachen Alphabet von Signalraumpunkten überführt. Diese komplexwertigen Symbole werden auf N Subträger unter Verwendung einer inversen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) moduliert. Nach einer paralle lseriell Wandlung kann eine komplexwertige Basisbanddarstellung eines OFDM-Symbols mit einem Index i wie folgt beschrieben werden:
    Figure 00030001
  • Um Intersymbolinterferenzen (ISI) zu vermeiden, wird einem jedem OFDM-Symbol eine Kopie der letzten Ng Abtastwerte vorangestellt. Aufgrund der so entstandenen zyklischen Erweiterung des OFDM-Symbols wird dieses Intervall mit dem Begriff „cyclic prefix" (CP) bezeichnet. In 10 ist diese zyklische Erweiterung an einem Beispiel eines OFDM-Symbols dargestellt, wobei eine Bildung des cyclic prefix verdeutlicht wird. Dabei werden die letzten Ng Abtastwerte, die einen Signalabschnitt 1101 bilden, an den Anfang des OFDM-Symbols kopiert, wie das durch den in 10 dargestellten Pfeil verdeutlicht ist. Die angefügten Ng Abtastwerte bilden den cyclic prefix 1103, so daß ein so resultierendes OFDM-Symbol periodische Signalabschnitte aufweist. Aufgrund der zyklischen Erweiterung beträgt die Gesamtsymboldauer TOFDM = (N+Ng)/fS, wobei fS eine Abtastfrequenz bezeichnet, so daß das entstandene Symbol N+Ng Abtastwerte mit einem Index k aufweist. Nach einer sendeseitigen digitalanalog Wandlung wird ein gewandeltes Signal in den Hochfrequenzbereich überführt (RF; RF = radio frequency). Ein Spektrum des zu übertragenden Signals wird bevor eine Übertragung über einen physikalischen Kanal stattfindet, mit Hilfe eines analogen Bandpaßfilters begrenzt. In Abhängigkeit von den Charakteristika des Übertragungskanals (RF-Kanals) ist ein empfangenes OFDM-Signal durch eine Mehrwegeausbreitung beeinflußt. Aufgrund einer maximalen Kanalverzögerung von τmax wird das OFDM-Symbol zeitlich ausgeweitet und daher durch unerwünschte Symbolüberlagerungen gestört. Wenn die Kanalimpulsantwort (CIR; CIR = channel Impulse response) nicht länger als das Schutzintervall (CP) ist, können die störenden Intersymbolinterferenzen vermieden werden (τmax≤Tg). Das über den Übertragungskanal übertragene Signal wird dann in einem Empfänger-Front-End ver arbeitet. Die darauffolgende Demodulation im Empfänger wird durchgeführt, indem im Empfänger eine zum Sender inverse Signalverarbeitung durchgeführt wird.
  • Die Synchronisation des Abtasttaktes kann entsprechend der in einem Empfänger verwendeten Signalverarbeitung (analog oder digital) in die folgenden drei Gruppen eingeteilt werden:
    • – analoge Abtasttaktsynchronisation
    • – hybride Abtasttaktsynchronisation
    • – digitale Abtastsynchronisation.
  • Bei einer analogen Abtasttaktsynchronisation werden ausschließlich analoge Komponenten verwendet. Bei einer hybriden Abtasttaktsynchronisation werden neben analogen Komponenten auch digitale Verfahren eingesetzt, die beispielsweise einen Abtastvorgang steuern. Aufgrund der vielen Vorteile der digitalen Signalverarbeitung besitzt die digitale Synchronisation des Abtasttaktes als ein Bestandteil digitaler Empfängerrealisierungen eine immense Bedeutung für zukünftige Anwendungen. Digitale Synchronisation des Abtasttaktes bedeutet jedoch nicht eine direkte Steuerung der Abtastung, sondern vielmehr eine Steuerung einer Korrektur des fehlerhaft abgetasteten Signals mit Hilfe der gewonnenen Ergebnisse eines weiteren Verfahrens, das zu einer Detektion einer Abtastabweichung dient.
  • In 11 ist eine prinzipielle Struktur einer konventionellen digitalen Synchronisation eines Abtasttaktes dargestellt. Die Struktur weist einen analogen Signalverarbeitungsblock 1201 (analoge Signalverarbeitung, SV) auf, wobei der analoge Signalverarbeitungsblock 1201 einen Eingang und einen Ausgang aufweist. Mit dem Ausgang des analogen Signalverarbeitungsblocks 1201 ist eine Abtastvorrichtung 1203 verbunden. Die Abtastvorrichtung 1203 weist einen Aus gang sowie einen weiteren Eingang auf, der mit einem Ausgang eines Blocks 1205 verbunden ist. Der Block 1205 kann neben einem freilaufenden Oszillator möglicherweise weitere Komponenten, wie z.B. Frequenzteiler und Filter, aufweisen. Mit dem Ausgang der Abtastvorrichtung 1203 ist ein Korrekturblock 1207 (Korrektur durch digitale Signalverarbeitung) verbunden. Der Korrekturblock 1207 weist darüber hinaus einen Ausgang zum Liefern eines korrigierten Signals auf.
  • Im folgenden wird die Funktionsweise der in 11 dargestellten prinzipiellen Struktur einer digitalen Synchronisation des Abtasttaktes erläutert.
  • In dem analogen Signalverarbeitungsblock 1201 findet beispielsweise eine Bandbegrenzung eines analogen empfangenen Signals statt. Das von dem analogen Signalverarbeitungsblock 1201 ausgegebene Empfangssignal wird von der Abtastvorrichtung 1203 abgetastet. Bei der Abtastung handelt es sich um eine freilaufende Abtastung, da die Abtastvorrichtung 1203 von dem freilaufenden Oszillator 1205, der einen freilaufenden Takt liefert, angesteuert wird. Der Begriff „freilaufend" bedeutet dabei, daß der Oszillator 1205 den Takt liefert ohne dabei beispielsweise mit einem sendeseitigen Taktgeber gekoppelt oder empfangsseitig synchronisiert zu sein. Aufgrund der freilaufenden Abtastung kommt es zu einem Abtastfehler in einem abgetasteten Empfangssignal am Ausgang der Abtastvorrichtung 1203. Wird das analoge Empfangssignal x(t) abgetastet, wobei die nominelle Abtastperiode mit TS bezeichnet ist, so liefert die Abtastvorrichtung 1203 ein abgetastetes fehlerhaftes Signal x[k(TS+ΔTS)], wobei mit ΔTS die Abtastabweichung bezeichnet ist, die aufgrund der freilaufenden Abtastung entsteht. Das fehlerhaft abgetastete Empfangssignals muß daher digital korrigiert werden, was in dem nachgeschalteten Korrekturblock 1207 geschieht. Dabei wird durch eine digitale Signalverarbeitung (SV) das fehlerhaft abgetastete Empfangssignal derart korrigiert, daß in einem Idealfall die Abtastabweichung beseitigt wird, so daß am Ausgang des Kor rekturblocks 1207 ein korrigiertes Empfangssignal x(kTS) entsteht, bei dem es keine Abtastabweichung ΔTS gibt. Die bei der Abtastung des analogen Signals mit Hilfe des freilaufenden Taktes auftretenden Abweichungen zwischen Sende- und Empfangstakt und die sich daraus ergebenden Signalmodifikationen werden also durch Algorithmen der digitalen Signalverarbeitung korrigiert. Die digitale Korrektur der Effekte eines fehlerhaften Abtasttaktes kann entsprechend der zu realisierenden Aufgaben in zwei Funktionsblöcke unterteilt werden:
    • – Detektion der Abtasttaktabweichung (timing error detection, TED)
    • – Korrektur der Abtasttaktabweichung (timing error correction, TEC)
  • In Abbildung 12 ist ein Synchronisationsprinzip mit TED und TEC gemäß Stand der Technik dargestellt, die in OFDM-Systemen eingesetzt werden kann, wobei ein typisches Szenario für eine Anordnung der beiden oben stehend erwähnten Funktionsblöcke verdeutlich wird.
  • Die in 12 dargestellte Struktur weist einen TEC 1301 auf, der mit dem Ausgang der Abtastvorrichtung 1203 verbunden ist. Mit einem Ausgang des TEC 1301 ist ein FFT-Block 1303 verbunden (FFT = fast fourier transform, schnelle Fourier-Transformation). Der FFT-Block 1303 weist zwei Ausgänge auf, wobei an dem einen Ausgang ein Empfangssignal x(n) ausgegeben wird, das eine Fourier-Transformierte eines TEC-Ausgangssignals ist. Der andere Ausgang ist mit einem TED 1305 verbunden, wobei der TED 1305 einen Ausgang aufweist, mit dem der TEC 1301 verbunden ist, so daß eine rückgekoppelte Struktur entsteht.
  • Im folgenden wird die Funktionsweise der in 12 dargestellten Struktur erläutert.
  • Das mit einem fehlerhaften Abtasttakt abgetastete Signal wird mit Hilfe des TEC 1301 (z. B. FIR-Interpolationsfilter) im digitalen Bereich korrigiert. Anschließend wird es durch den FFT-Block 1303 in den Frequenzbereich transformiert. Die spektrale Auswertung des Signals erlaubt eine Detektion der Abtastabweichung in dem TED-Block 1305, was beispielsweise durch eine Phasenauswertung des Frequenzbereichsignals x(n) bewerkstelligt werden kann. Auf der Basis der detektierten Abtastabweichung wird in dem TED-Block 1305 ein Parameter (ein Korrektursignal) e(i-1) erzeugt, der eine Signalkorrektur durch den TEC 1301 für ein folgendes Symbol steuert. Mit anderen Worten ausgedrückt, wird in dem TEC-Block 1301 aufgrund der Rückkopplungsschleife nicht das Signal korrigiert, das zu einer Bestimmung der Abtastabweichung herangezogen worden ist, sondern erst ein darauf folgendes Signal. Das abgetastete Signal x[k(TS+ΔTS)] wird ferner korrigiert, bevor die Abtastabweichung in dem TED-Block 1305 durchgeführt wird. Wie es bereits erwähnt worden ist, wird der Steuerparameter e(i-1) aus dem Frequenzbereichssignal x(n) generiert. Aufgrund der gemäß Stand der Technik eingesetzten Rückkopplungstechnik entsteht daher die bereits erwähnte Symbolverzögerung zwischen TEC 1301 und TED 1305, die durch einen Symbolindex i-1 gekennzeichnet ist.
  • Die Phasenauswertung aus den Nutzdaten zur Gewinnung einer Informationen über die Abtasttaktabweichung beinhaltet üblicherweise die folgenden Schritte:
    • – Phasenberechnung über alle Träger nach der FFT 1303
    • – Entfernung des Informations-tragenden Teils der Phase
    • – Wichtung der Trägerphasen mit einem inversen Trägerindex
    • – Mittelung der Phase über alle Träger für ein jeweiliges Empfangssymbol im Frequenzbereich
    • – Ermittlung einer Differenz der Phasenmittelwerte aufeinanderfolgender Symbole zur Bestimmung der Abtastfrequenzabweichung
  • Neben der beschriebenen Phasenauswertung aus Nutzdaten können ebenfalls sogenannte Pilottöne verwendet, die zu einer Taktsynchronisation mit übertragen werden.
  • Ein Nachteil an dem in 12 diskutierten Stand der Technik ist, daß aufgrund der Rückkopplungsschleife eine Verzögerung entsteht. Dadurch wird die Abtasttaktabweichung in einem fehlerhaft abgetasteten Empfangssignal in Abhängigkeit von dem auf der Basis des vorhergehenden fehlerhaft abgetasteten Empfangssignals bestimmten Abtastfehlers korrigiert. Zum einen ist es so nicht möglich, einen Abtastfehler in dem momentan empfangenen fehlerhaft abgetasteten Empfangssignal genau zu kompensieren, da der Abtastfehler in aufeinanderfolgenden fehlerhaft abgetasteten Empfangssignalen aufgrund des freilaufenden Oszillators 1205 unterschiedlich sein kann, so daß der diskutierte Ansatz gemäß Stand der Technik stets zu einer ungenauen Korrektur des fehlerhaft abgetasteten Empfangssignals führt, selbst wenn sich die Abtastabweichung zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen nur geringfügig ändert. Zum anderen kann die in 12 dargestellte rückgekoppelte Struktur nicht schnell auf schnelle Änderungen der Abtastabweichungen reagieren, so daß eine genaue Erfassung und Korrektur des Abtastfehlers nicht möglich ist.
  • Ein weiterer Nachteil an dem in 12 dargestellten Ansatz besteht darin, daß zur Erfassung der Abtasttaktabweichung Frequenzbereichssignale herangezogen werden und die Korrektur des fehlerhaft abgetasteten Empfangssignals im Zeitbereich stattfindet. Durch diese Vermischung von Zeitbereichs- und Frequenzbereichs-Signalverarbeitung steigt eine Hardwarekomplexität an, da beispielsweise der in 12 dargestellte TED-Block 1305 Frequenzbereichssignale emp fängt und darüber hinaus den TEC 1301, in dem eine Zeitbereichssignalverarbeitung stattfindet, ansteuert. Sind bei einer Hardwareimplementierung Zeitbereichssignalverarbeitungsstrukturen von den Frequenzbereichssignalverarbeitungsstrukturen örtlich getrennt, was beispielsweise dann der Fall ist, wenn die Fourier-Transformation in einem zusätzlichen Prozessor implementiert ist, so müssen zusätzliche Hardwareressourcen aufgebracht werden, um dem TED 1305 die Frequenzbereichssignale zur Verfügung zu stellen, wodurch neben einer Komplexitätssteigerung ferner auch ein Steuerungsaufwand ansteigt.
  • Ein weiterer Nachteil an dem diskutierten Ansatz gemäß Stand der Technik ist darin zu sehen, daß bei einer fehlerhaften Blocksynchronisation bei OFDM-Signalen die nachfolgende Fourier-Transformation ein fehlerhaftes Ergebnis liefert, was dadurch begründet ist, daß eine Fourier-Transformation entweder auf unendlich lange Folgen oder auf periodische Folgen angewendet werden kann. Bei einer fehlerhaften Blocksynchronisation fehlt die Eigenschaft der Periodizität, so daß bei der nachfolgenden Fourier-Transformation ein Fehler entsteht. In diesem Fall kann die Abtastabweichung nicht genau ermittelt werden. Der Ansatz gemäß Stand der Technik ist daher mit ungenügenden Korrekturergebnissen verbunden, falls keine optimale Blocksynchronisation vorliegt.
  • Ein weiterer Nachteil an dem in 12 diskutierten Stand der Technik ist darin zu sehen, daß die Abtasttaktabweichung prinzipiell nicht genügend genau bestimmt werden kann, da die Phase über alle Träger eines OFDM-Symbols gemittelt wird, so daß zur Erfassung der Abtasttaktabweichung, wie es bereits erwähnt worden ist, Phasenmittelwerte und nicht genaue Phasenwerte der Symbole herangezogen werden. Somit kann der Ansatz gemäß Stand der Technik nur eine mittlere Information über die Abtastabweichung nicht jedoch deren genauen Wert liefern. Wird anstatt der Phasenmittelung eine Phasenauswertung aus den bereits erwähnten Pilot tönen vorgenommen, so kann die Abtastabweichung dennoch nicht genau und schnell berechnet werden, da die Pilottöne aufgrund der hierfür benötigten Bandbreite nicht oft genug übertragen werden, um eine Änderung der Abtastabweichung, die stets mit einem freilaufenden Abtasttakt verbunden ist, genug genau zu verfolgen. Werden die Pilottöne hingegen kontinuierlich übertragen, so verringert sich dadurch die Bandbreiteneffizienz.
  • Ein weiterer Nachteil an dem rückgekoppelten Ansatz gemäß Stand der Technik besteht darin, daß eine Korrektur der Abtasttaktabweichung erst nach einer Einlaufzeit stattfinden kann, da zum Erfassen der Abtasttaktabweichung stets aufeinanderfolgende Symbole benötigt werden und die Abtasttaktabweichung aufgrund der Rückkopplung basierend auf möglicherweise fehlerhaft korrigierten Symbolen erfaßt wird, so daß sich ein stationärer Zustand, bei dem die Abtasttaktabweichung genau erfaßt und korrigiert werden kann, nicht sofort einstellt. Darüber hinaus ist ein Erreichen des stationären Zustands nicht gesichert, was beispielsweise dann gegeben ist, wenn die Rückkopplungsschleife instabil wird. In diesem Fall wird die Abtasttaktabweichung stets fehlerhaft bestimmt, so daß die fehlerhaft abgetasteten Symbole nicht richtig korrigiert werden, was wiederum zu einer fehlerhaften Bestimmung der Abtasttaktabweichung führt (hang-up-Effekt). Ferner führt der rückgekoppelte Ansatz zu einer möglichen Fehlerfortpflanzung.
  • MATIC, D., et al. beschreibt in OFDM timing synchronisation : Possibilities and Limits to the usage of the Cyclic Prefix for Maximum Likelihood Estimation. In: Proc. IEEE Vehicular Technology Conf., 1999, Vol. 2, S. 668–672 ein Verfahren zum Schätzen eines Abtastzeitversatzes auf der Basis einer empfangsseitigen Kreuzkorrelation zwischen dem Prefix und dem Postfix eines OFDM-Signals.
  • VAN DE BEEK, J. J., u. SANDELL, M. beschreiben in ML Estimation of Time and Frequency Offset in OFDM Systems. In: IEEE Trans. Signal Processing, 1997, Vol. 45, No. 7, S. 1800–1805 einen Maximum Likelihood Schätzer, mit dem gleichzeitig ein Symbolzeit- und Trägerfrequenzversatz in OFDM-Systemen bestimmt wird. Bei der Maximum Likelihood-Schätzung wird eine Log-Likelihood-Funktion verwendet, zu deren Bestimmung eine Kreuzkorrelation zwischen einem Postfix und einem Präfix bestimmt wird.
  • In SCHMIDL, T.M., u. COX, D.C.: Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM. In: IEEE Trans. Comm., 1997, Vol. 45, No. 12, S. 1613–1621 beschreiben ein Verfahren zur robusten Frequenz und Zeitsynchronisation für OFMD. Dabei wird ein Anfang eines Rahmens auf der Basis von Kreuzkorrelationen zwischen Trainingssequenzen in der ersten und in der zweiten Hälfte eines OFDM-Signals bestimmt.
  • SCHMIDL, T.M., u. COX, D.C.: Low-Overhead, Low-Complexity [Burst] Synchronization for OFDM. In: Proc. IEEE Int. Conf. on Converging Technologies for Tomorrow's Applications, 1996, Vol. 3, S. 1301–1306 beschreiben ein Synchronisationsverfahren für OFDM, das sich durch eine geringe Komplexität sowie einen geringen Overhead auszeichnet. Dabei wird eine Kreuzkorrelation zwischen Trainingssequenzen, die in der ersten und in der zweiten Hälfte des Trainingssymbols auftreten, bestimmt.
    •
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Konzept zum effizienten Handhaben eines Abtastfehlers zu schaffen.
  • Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum Bestimmen eines Abtastfehlers gemäß Anspruch 1 oder durch eine Vorrichtung zum Korrigieren eines Empfangssignals gemäß Anspruch 3 oder durch ein Verfahren zum Bestimmen eines Abtastfehlers gemäß Anspruch 7 oder durch ein Verfahren zum Korrigieren Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Bestimmen eines Abtastfehlers in einem abgetasteten Empfangssignal umfaßt eine Abtasteinrichtung zum Abtasten eines Empfangssignals, das einen ersten und einen zweiten Signalabschnitt aufweist, wobei der erste und der zweite Signalabschnitt zumindest einen gleichen Signalanteil aufweisen, wobei das abgetastete Empfangssignal einen abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitt aufweist, der jeweils aus der Abtastung des ersten und zweiten Signalabschnitts hervorgeht, wobei der abgetastete Signalanteil des ersten Signalabschnitts und der abgetastete Signalanteil des zweiten Signalabschnitts einen Unterschied aufweisen, und eine Abtastfehlererfassungseinrichtung zum Erfassen des Abtastfehlers auf der Basis des abgetasteten ersten und zweiten Signalanteils.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum Korrigieren eines Empfangssignals eine Einrichtung zum Korrigieren des Abtastfehlers, die ausgebildet ist, um basierend auf einem von einer Abtastfehlererfassungseinrichtung erfaßten Abtastfehler und einem abgetasteten Empfangssignal ein korrigiertes Empfangssignal zu liefern.
  • Die vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Bestimmen eines Abtastfehlers in einem abgetasteten Empfangssignal, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Abtasten eines Empfangssignals, das einen ersten und einen zweiten Signalabschnitt aufweist, wobei der erste und der zweite Signalabschnitt zumindest einen gleichen Signalanteil aufweisen, wobei das abgetastete Empfangssignal einen abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitt aufweist, der jeweils aus der Abtastung der ersten und zweiten Signalabschnitte hervorgeht, wobei der abgetastete Signalanteil des ersten Signalabschnitts und der abgetastete Sig nalanteil des zweiten Signalabschnitts einen Unterschied aufweisen, Erfassen des Abtastfehlers auf der Basis des abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitts.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Korrigieren eines Abtastfehlers, wobei das Verfahren zum Korrigieren folgende Schritte aufweist: Bestimmen des Abtastfehlers, Korrigieren des Abtastfehlers basierend auf dem erfaßten Abtastfehler und dem abgetasteten Empfangssignal, Liefern eines korrigierten Empfangssignals.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß ein Abtastfehler unter Ausnutzung einer Struktur eines empfangenen Signals erfaßt werden kann. Wird beispielsweise bei einem Übertragungssystem sendeseitig ein Signal gesendet, das periodische Signalanteile aufweist, wie es beispielsweise bei einem OFDM-Übertragungssystem der Fall ist, so kann diese Periodizität empfangsseitig dazu herangezogen werden, einen Abtastfehler, der aufgrund einer Abtasttaktabweichung im Empfänger entsteht, zu erfassen. Weist das Sendesignal periodische Signalabschnitte auf, beispielsweise einen ersten und einen zweiten Signalabschnitt, und wird ein derartiges Signal über einen reellen Übertragungskanal übertragen, so weist ein empfangenes Signal ebenfalls einen ersten und einen zweiten Signalabschnitt auf, die jeweils mit den sendeseitigen periodischen Signalabschnitten korrespondieren. Ist eine zeitliche Ausdehnung einer Kanalimpulsantwort (Länge der Kanalimpulsantwort), die den Übertragungskanal charakterisiert, geringer als eine zeitliche Ausdehnung der jeweiligen gleichen Signalanteile, so weisen der erste und der zweite empfangene Signalabschnitt zumindestens einen gleichen Signalanteil auf, wobei dem Signal anteil des ersten und des zweiten Signalabschnitts möglicherweise ein unterschiedlicher Rauschprozeß additiv überlagert ist. Wird ein derartiges Empfangssignal in einem Empfänger abgetastet, so entsteht ein abgetastetes Empfangssignal, das analog einen ersten und einen zweiten Signalanteil aufweist, wobei die jeweiligen Signalanteile aus einer Abtastung der gleichen Signalanteile der Signalabschnitte des zeitkontinuierlichen empfangenen Empfangssignals hervorgehen. Wird der Abtastvorgang mit Hilfe eines freilaufenden Abtasttaktes durchgeführt, so entsteht ein Abtastfehler, der zu einer Abtasttaktabweichung führt. Aufgrund dieses Abtastfehlers (Abtasttaktabweichung) unterscheidet sich nun der abgetastete Signalanteil des ersten Signalabschnitts des Empfangssignals und der abgetastete Signalanteil des zweiten Signalabschnitts des Empfangssignals voneinander. Ist beispielsweise die Abtasttaktabweichung konstant, so werden die jeweiligen Signalanteile des ersten und zweiten Signalabschnitts des Empfangssignals zu unterschiedlichen Zeitpunkten abgetastet, wodurch ein Unterschied zwischen den abgetasteten Signalanteilen entsteht. Auf der Basis dieses Unterschieds kann nun die Taktabweichung und somit der Abtastfehler erfaßt werden. Hierzu können beispielsweise der abgetastete erste und zweite Signalabschnitt des Empfangssignals herangezogen werden. Da der abgetastete Signalanteil des ersten Signalabschnitts und der abgetastete Signalanteil des zweiten Signalabschnitts sich nun aufgrund des Abtastfehlers unterscheiden, kann der Unterschied aus beispielsweise einem Vergleich der abgetasteten Signalanteile und somit der Abtastfehler bestimmt werden. Der Abtastfehler wird somit erfindungsgemäß unter einer Ausnutzung der Struktur des empfangenen Signals erfaßt, so daß der Abtastfehler in dem abgetasteten Signal, das den Abtastfehler aufweist, sofort korrigiert werden kann. Bevorzugt wird dies mit Hilfe einer vorwärtsverarbeitenden Struktur durchgeführt, die den Abtastfehler und somit die Abtastabweichung in dem empfangenen abgetasteten Empfangssignal, auf dessen Basis der Abtastfehler bestimmt worden ist, korrigiert, wodurch eine Abtasttaktsynchronisation erzielt wird.
  • Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist darin zu sehen, daß der Abtastfehler und somit die Abtastabweichung, wie es bereits erwähnt worden ist, unter Ausnutzung der Signalstruktur aus dem abgetasteten Empfangssignal erfaßt wird, so daß sich eine vorwärtsverarbeitende Struktur ergibt, die keine rückgekoppelten Strukturen aufweist. Somit ergibt sich bei der Erfassung des Abtastfehlers keine Verzögerung, wie es bei bekannten Verfahren nach Stand der Technik der Fall ist.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß der Abtastfehler genau erfaßt wird, da erfindungsgemäß zur Erfassung des Abtastfehlers der aufgrund der Abtastung herbeigeführte Unterschied zwischen den abgetasteten Signalanteilen herangezogen wird. Die Signalanteile, die bei einer idealen Abtasttaktsynchronisation gleich wären, können als Trainingssymbole verstanden werden, die neben einer statistischen auch eine deterministische Abtastfehlererfassung ermöglichen, was ferner dazu führt, daß der Abtastfehler schnell erfaßt werden kann.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist darin zu sehen, daß zur Erfassung des Abtastfehlers keine Fourier-Transformation benötigt wird, da der Abtastfehler auf der Basis von Zeitbereichssignalen erfaßt werden kann. Das erfindungsgemäße Konzept führt daher zu einer Reduktion von Rechen- und Hardwarekomplexität, da keine Vermischung von Zeitbereichs- und Frequenzbereichssignalen stattfindet, wie es gemäß dem oben stehend diskutierten Stand der Technik der Fall ist.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß der Abtastfehler auf der Basis von einem OFDM-Symbol bestimmt wird, falls das erfindungsgemäße Konzept zu einer Erfassung von einem Abtastfehler in einem OFDM-System eingesetzt wird. Somit kann die Abtastabweichung auf der Basis von einem Symbol bestimmt werden und nicht aus aufeinanderfolgenden Symbolen, beispielsweise auf der Basis der Differenz der Phasenmittelwerte aufeinanderfolgender Symbole bestimmt wird. Aufgrund dieser effizienten Ausnutzung der Struktur der OFDM-Symbole wird der Abtastfehler wesentlich schneller erfaßt. Dabei werden auch keine Pilottöne benötigt, so daß eine kontinuierliche Abtastfehlererfassung möglich ist. Dadurch wird ferner erzielt, daß bei einer stark veränderlichen Abtastabweichung, bei der die Abtastabweichung bei aufeinanderfolgenden Symbolen unterschiedlich ist, der Abtastfehler grundsätzlich bestimmt werden kann, da wie es bereits erwähnt worden ist, der Abtastfehler auf der Basis von nur einem Symbol erfaßt wird.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß der Abtastfehler in dem empfangenen abgetasteten Signal, auf dessen Basis der Abtastfehler bestimmt worden ist, korrigiert werden kann. Dadurch wird erreicht, daß der Abtastfehler genau und schnell korrigiert wird, weil zwischen der Abtastfehlererfassung und der Abtastfehlerkorrektur keine Verzögerung von einem oder mehreren Symbolen entsteht, wie es bei dem oben stehend diskutierten Stand der Technik der Fall ist.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist darin zu sehen, daß bei der Korrektur des Abtastfehlers ebenfalls eine vorwärtsverarbeitende Struktur eingesetzt werden kann, wodurch keine Rückkopplungsschleifen notwendig werden, was zu einer Erhöhung der Stabilität des Empfangssystems führt. Dadurch werden ferner die bereits erwähnten hang-up-Effekte vermieden. Darüber hinaus ist bei dem erfindungsgemäßen Konzept keine Einlaufzeit notwendig, um die empfangenen Symbole zu korrigieren, so daß die Korrektur des Abtastfehlers sofort und für jedes Symbol einzeln durchgeführt werden kann.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß aufgrund der erfindungsgemäßen vorwärtsverarbeitenden Struktur, bei der sowohl die Abtastfehlererfassung als auch die Abtastfehlerkorrektur stattfinden, der numerische Aufwand verringert wird. Dies ist darauf zurückzuführen, daß die Abtastfehlererfassung und die Abtastfehlerkorrektur beispielsweise zu einem gemeinsamen Algorithmus zusammengefaßt werden können, falls diese Funktionsblöcke in einem digitalen Signalverarbeitungsprozessor implementiert werden. Dies führt ferner zu einer Reduktion des Hardware- und Steuerungsaufwands, da sowohl die Fehlererfassung als auch die Fehlerkorrektur an einer beliebigen Stelle in dem System implementiert werden können, so daß bei einem Systemdesign diesbezüglich keine Einschränkungen entstehen.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist darin zu sehen, daß sowohl die Abtastfehlererfassung als auch die Abtastfehlerkorrektur generell in Systemen eingesetzt werden können, bei denen periodische Signalfolgen übertragen werden. Dies ist nicht nur bei den bereits erwähnten OFDM-Systemen der Fall, sondern grundsätzlich bei Systemen, die beispielsweise auf einer Wiederholungscodierung basieren, bei denen dieselbe Sendesequenz mehrfach gesendet wird.
  • Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß das erfindungsgemäße Konzept beispielsweise bei einem OFDM-System unabhängig von einem dem OFDM-System zugrundeliegenden Standard und ohne dessen Verletzung eingesetzt werden kann. Dies ist ferner insbesondere dann von Vorteil, wenn beispielsweise ein OFDM-System aus Komponenten besteht, die verschiedene Hersteller produziert haben, da aufgrund der erfindungsgemäßen vorwärtsverarbeitenden Struktur keine Inkompatibilitäten entstehen können.
    •
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
  • 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Erfassen und Korrigieren eines Abtastfehlers gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 2 Darstellung eines Signals, das gleiche Signalanteile aufweist;
  • 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung zum Erfassen und Korrigieren eines Abtastfehlers gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 4 ein Ausführungsbeispiel einer Signalstruktur mit einer zyklischen Wiederholung;
  • 5 ein Beispiel einer erfindungsgemäßen Indizierung von identischen Signalanteilen bei einem Signal gemäß 4;
  • 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vorrichtung, die eine Interpolationsstruktur aufweist;
  • 7 erfindungsgemäße Darstellung von Abtastzeitdifferenzen;
  • 8 ein Ausführungsbeispiel, das eine erfindungsgemäße Bestimmung eines Mittelwertes über einem Abschnitt, der die kleinste Standardabweichung aufweist, veranschaulicht;
  • 9a erfindungsgemäße Bestimmung einer künstlich eingefügten Abtastfrequenzabweichung mit einem Kanalszenario;
  • 9b erfindungsgemäße Bestimmung einer künstlich eingefügten Abtastfrequenzabweichung mit einem anderen Kanalszenario;
  • 10 prinzipielle Darstellung eines OFDM-Symbols;
  • 11 prinzipielle Struktur für digitale Abtastfrequenzsynchronsiation;
  • 12 konventionelle Struktur zum Korrigieren einer Abtasttaktabweichung.
  • In 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung zum Bestimmen eines Abtastfehlers und zum Korrigieren des Abtastfehlers dargestellt.
  • Die in 1 dargestellte Vorrichtung umfaßt eine Abtasteinrichtung 101, wobei die Abtasteinrichtung 101 einen Eingang und einen Ausgang aufweist. Mit dem Ausgang der Abtasteinrichtung sind eine Abtastfehlererfassungseinrichtung 103 sowie eine parallel hierzu angeordnete Einrichtung zum Korrigieren eines Abtastfehlers 105 gekoppelt. Die Einrichtung zum Korrigieren eines Abtastfehlers 105 ist ferner mit der Abtastfehlererfassungseinrichtung 103 gekoppelt und weist ferner einen Ausgang zum Liefern eines korrigierten Empfangssignals auf.
  • Im folgenden wird die Funktionsweise der in 1 dargestellten Vorrichtung erklärt.
  • Die Abtasteinrichtung 101 empfängt über den Eingang ein analoges, d. h. zeitkontinuierliches Empfangssignal, das möglicherweise zuvor von einer analogen Filtervorrichtung bandbegrenzt worden ist. Die Abtasteinrichtung 101 ist ausgebildet, um das zeitkontinuierliche Empfangssignal, im folgenden als Empfangssignal bezeichnet, in ein zeitdiskretes Empfangssignal, im folgenden als abgetastetes Empfangssignal, durch Abtastung zu überführen. Die Abtasteinrichtung 101 beinhaltet bevorzugt eine in 1 aus Übersichtlichkeitsgründen nicht dargestellte Einrichtung zum Erzeu gen eines freilaufenden Taktes, wie beispielsweise den in 11 dargestellten freilaufenden Oszillator 1205.
  • Im folgenden wird angenommen, daß das zeitkontinuierliche Empfangssignal, das der Abtasteinrichtung 101 zugeführt wird, einen ersten und einen zweiten Signalabschnitt aufweist, wobei der erste und der zweite Signalabschnitt zumindest einen gleichen Signalanteil aufweisen. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn das Empfangssignal ein OFDM-Empfangssignal ist und wenn die Länge der Kanalimpulsantwort, die den Übertragungskanal charakterisiert, über den das Empfangssignal übertragen worden ist, beispielsweise kürzer als ein Schutzintervall ist. Durch Abtasten des Empfangssignals entsteht das abgetastete Empfangssignal, das einen abgetasteten ersten und einen abgetasteten zweiten Signalanteil aufweist, die jeweils aus der Abtastung des ersten und zweiten Signalabschnitts des Empfangssignals hervorgehen. Aufgrund des freilaufenden Abtasttaktes in der Abtasteinrichtung 101 kommt es zu einem Abtastfehler, so daß aufeinanderfolgende Abtastwerte des abgetasteten Empfangssignals eine Abtasttaktabweichung aufweisen. Aufgrund des Abtastfehlers sind nun die abgetasteten Signalanteile des ersten Signalabschnitts und des zweiten Signalabschnitts unterschiedlich. Dieser Unterschied hängt neben der Abtasttaktabweichung davon ab, zu welchen Zeitpunkten die Signalanteile abgetastet werden, d. h. wie weit die abgetasteten Signalanteile voneinander entfernt sind.
  • Das fehlerhaft abgetastete Empfangssignal wird der Abtastfehlererfassungseinrichtung 103 und der Einrichtung 105 zum Korrigieren eines Abtastfehlers zugeführt. Die Abtastfehlererfassungseinrichtung ist ausgebildet, um auf der Basis des abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitts des abgetasteten Empfangssignals den Abtastfehler zu erfassen. Hier werden bevorzugt die beiden abgetasteten Signalanteile des abgetasteten Empfangssignals herangezogen, um zur Erfassung des Abtastfehlers den Unterschied zwischen den beiden abgetasteten Signalanteilen festzustellen. Auf der Basis des erfaßten Abtastfehlers erzeugt die Abtastfehlererfassungseinrichtung bevorzugt einen Parameter, der auf den Abtastfehler in dem abgetasteten Empfangssignal hinweist, und der der Einrichtung 105 zum Korrigieren eines Abtastfehlers geliefert wird. Auf der Basis dieses Parameters kann die Einrichtung 105 den Abtastfehler in dem abgetasteten Empfangssignal korrigieren, so daß das fehlerhaft abgetastete Empfangssignal in ein korrigiertes Empfangssignal überführt wird, daß am Ausgang der Einrichtung 105 ausgegeben wird. Bei dem Parameter, den die Abtastfehlererfassungseinrichtung 103 liefert, kann es sich beispielsweise um Filterkoeffizienten handeln, die die Einrichtung 105 zu einer derartigen Filterung des fehlerhaft abgetasteten Empfangssignals heranzieht, so daß nach der Filterung ein korrigiertes Empfangssignal entsteht. Bei dem von der Abtastfehlererfassungseinrichtung 103 gelieferten Parameter kann es sich darüber hinaus um Entzerrerkoeffizienten eines Entzerrers handeln, so daß die Einrichtung 105, falls als ein Entzerrer ausgeführt, das fehlerhaft abgetastete Empfangssignal durch Entzerrung korrigiert, da eine fehlerhafte Signalabtastung auch als eine Signalverzerrung interpretiert werden kann.
  • In dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel sind die Abtastfehlererfassungseinrichtung 103 sowie die Einrichtung 105 parallel angeordnet, um zu verdeutlichen, daß die Abtastfehlererfassungseinrichtung 103 und die Einrichtung 105 auf demselben abgetasteten Empfangssignal operieren, ungeachtet der Tatsache, daß bei einer Erfassung eines Abtastfehlers zwangsläufig eine geringfügige Zeitverzögerung entsteht, die zu einer Ausführung der notwendigen Operationen notwendig ist. Diese Zeitverzögerung kann beispielsweise dadurch kompensiert werden, daß die Einrichtung 105 beispielsweise ein Verzögerungsglied aufweist. Denkbar ist es jedoch ebenfalls, daß die Einrichtung 105 nach der Abtastfehlererfassungseinrichtung 103 angeordnet ist, so daß sich eine vorwärtsverarbeitende Struktur ergibt, bei der die von der Abtastfehlererfassungseinrichtung 103 entstandene Zeitverzögerung nicht problematisch ist.
  • Zur Verdeutlichung des erfindungsgemäßen Konzeptes der Abtastfehlererfassung ist in 2 ein Empfangssignal dargestellt, das erfindungsgemäß zum Erfassen des Abtastfehlers herangezogen werden kann. Das Empfangssignal weist einen ersten Signalabschnitt 201 und einen zweiten Signalabschnitt 203 auf. Der Signalabschnitt 201 umfaßt einen Signalanteil 205, der ebenfalls in dem zweiten Signalabschnitt 203 enthalten ist. Bei einer fehlerhaften Abtastung des in 2 dargestellten Empfangssignals unterscheiden sich die beiden Signalanteile nun voneinander. Erfindungsgemäß ist zu einer Erfassung des Abtastfehlers jedoch keine genaue Kenntnis der beiden Signalanteile 205 des empfangenen Signals notwendig. Wird das in 2 dargestellte Empfangssignal „von links nach rechts" abgetastet, d. h. wird der erste Signalabschnitt 201 vor dem zweiten Signalabschnitt 203 empfangen, so ist eine Kenntnis der Abtasttaktabweichung bei dem Signalanteil 201 nicht notwendig, da, eine konstante Abtasttaktabweichung innerhalb eines Empfangssignals angenommen, der Abtastfehler ausgehend von dem zweiten Signalabschnitt 203 relativ zu dem ersten Signalabschnitt 201 bestimmt werden kann. Ein möglicher Ansatz zum Bestimmen des Abtastfehlers wird im Zusammenhang mit dem in 3 dargestellten Ausführungsbeispiel ausführlich diskutiert.
  • 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Bestimmen eines Abtastfehlers in einem abgetasteten Empfangssignal.
  • Die in 3 dargestellte Vorrichtung umfaßt eine Abtasteinrichtung 301, die beispielsweise wie die in 1 dargestellte Abtasteinrichtung 101 aufgebaut ist. Mit einem Ausgang der Abtasteinrichtung 301 ist eine Abtastfehlererfassungseinrichtung (TED) 303 gekoppelt. Die Abtastfehlererfassungseinrichtung 303 weist einen ersten Ausgang 305 und einen zweiten Ausgang 307 auf. Nach der Abtastfehlererfassungseinrichtung 303 ist eine Einrichtung 309 zum Korrigieren eines Abtastfehlers (TEC) angeordnet. Die Einrichtung 309 zum Korrigieren eines Abtastfehlers ist sowohl mit dem ersten Ausgang 305 als auch mit dem zweiten Ausgang 307 der Abtastfehlererfassungseinrichtung 303 gekoppelt. Nach der Einrichtung 309 ist optional eine Einrichtung 311 zum Durchführen einer Fourier-Transformation angeordnet, die mit einem Ausgang der Einrichtung 309 zum Korrigieren eines Abtastfehlers gekoppelt ist.
  • Die in 3 dargestellte erfindungsgemäße Struktur weist die Einrichtung 311 zum Bestimmen der Fourier-Transformation nur deswegen auf, um das erfindungsgemäße Konzept bei einem Einsatz in einem OFDM-System, bei dem eine Fourier-Transformation durchgeführt wird, zu verdeutlichen, sowie um die prinzipiellen Unterschiede zwischen dem erfindungsgemäßen Konzept und dem in 12 dargestellten Stand der Technik zu verdeutlichen. An dieser Stelle sei jedoch darauf hingewiesen, daß der FFT-Block 311 zu einer erfindungsgemäßen Erfassung eines Abtastfehlers nicht benötigt wird.
  • Im folgenden wird auf die Funktionsweise der in 3 dargestellten erfindungsgemäßen Struktur eingegangen.
  • Nach einer Abtastung des Empfangssignals durch die Abtasteinrichtung 301 werden die eintreffenden Abtastwerte x[k(TS+ΔTS)] verwendet, um den Abtastfehler, der durch die Abtasttaktabweichung ΔTS charakterisiert ist und der auch als eine Abtastfrequenzabweichung ΔfS beschrieben werden kann, wobei fS die Abtastfrequenz bezeichnet, zu erfassen. Die Abtastfehlererfassungseinrichtung 303 erfaßt den Abtastfehler und erzeugt einen Steuerungsparameter e(i) der bei der Korrektur von denselben Abtastwerten verwendet wird, auf deren Basis die Einrichtung 303 den Abtastfehler erfaßt. Die Korrektur der Abtastwerte kann beispielsweise durch eine Interpolation durchgeführt werden, wenn die Ein richtung 309 zum Korrigieren als ein FIR-Interpolationsfilter realisiert wird. In diesem Fall beschreibt der Parameter e(i) beispielsweise die Koeffizienten des Interpolationsfilters in Abhängigkeit von der erfaßten Abtastfehlerabweichung (Abtastfehler).
  • Dadurch, daß erfindungsgemäß eine vorwärtsverarbeitende Struktur nun möglich ist, wird beispielsweise bei einem OFDM-Signal das Frequenzbereichssignal x(n) von einer Abtastfrequenzabweichung nicht beeinflußt, da die Einrichtung 309 bereits ein korrigiertes Empfangssignal x(kTS) liefert. Dieser Vorteil ist beispielsweise in der in 12 dargestellten Struktur gemäß Stand der Technik nicht gegeben, da der Abtastfehler erst nach der Fourier-Transformation bestimmt wird, so daß, wie es bereits erwähnt worden ist, die Frequenzbereichssignale von Abtastfehlerabweichungen betroffen sind.
  • Wie es im Zusammenhang mit dem in 3 dargestellten Ausführungsbeispiel diskutiert worden ist, wird erfindungsgemäß ein zeitdiskretes Signal, das an dem Ausgang der Abtasteinrichtung 301 entsteht, zu einer Detektion einer Abtasttaktabweichung herangezogen. Erfindungsgemäß wird die Abtasttaktabweichung (Abtastfehler) auf der Basis von in dem zeitdiskreten Signal enthaltenen zyklischen Wiederholsequenzen (erster und zweiter Signalabschnitt) durchgeführt. Diese Wiederholsequenzen resultieren aus einer Abtastung der in dem zeitkontinuierlichen Signal enthaltenen zyklischen Wiederholung, wobei ein Inhalt der zu verarbeitenden Sequenz und der entsprechenden zyklischen Wiederholung (gleicher Signalanteil) gleich sein soll, naturgemäß jedoch aus zufälligen Werten bestehen kann. Voraussetzung für eine Ausnutzung einer solchen Signalstruktur zum erfindungsgemäßen Erfassen des Abtastfehlers ist lediglich eine einmalige Wiederholung einer Sequenz, was beispielsweise bei einer OFDM-Signal der Fall ist.
  • In 4 ist ein Beispiel für eine Signalstruktur mit einer zyklischen Wiederholung dargestellt. Es handelt sich dabei um mehrere OFDM-Symbole, wobei, wie es bereits beschrieben worden ist, jedem OFDM-Symbol Ng Abtastwerte als Schutzintervall vorangestellt sind, die eine Kopie der letzten Ng Abtastwerte sind, wie es durch die in 1 eingezeichneten Pfeile verdeutlicht ist. Unter der Annahme eines idealen Übertragungskanals und einer idealen Abtastung, sind die in einem jeweiligen OFDM-Symbol auftretenden ersten und zweiten Signalabschnitte identisch.
  • In dem in 4 dargestellten Ausführungsbeispiel sind die ersten und zweiten Abschnitte der drei aufeinanderfolgenden OFDM-Symbole jeweils mit Sequenz 1 (Seq. 1) oder Sequenz 2 (Seq. 2), Sequenz 3 (Seq. 3) oder Sequenz 4 (Seq. 4) und Sequenz 5 (Seq. 5) oder Sequenz 6 (Seq. 6) bezeichnet. Bei einer Abtastfrequenzabweichung, d. h. ΔfS ist ungleich 0 unterscheiden sich die jeweiligen ersten und zweiten Signalabschnitte des jeweiligen abgetasteten OFDM-Symbols jedoch voneinander, so daß sie nach der Abtastung keine identischen Signalanteile mehr aufweisen. Sind die Abstände zwischen den jeweiligen korrespondierenden Abtastwerten der ursprünglich identischen Sequenzen 1 und 2 bekannt, so kann der Abtastfehler, wie es im folgenden erläutert wird, erfaßt werden.
  • In der Praxis wird dieser Abstand durch entsprechende Spezifikationen in dem dem Übertragungsverfahren zugrundeliegenden Standard festgelegt. Nimmt man für diesen Abstand einen Wert von N Abtastperioden an und bezeichnet man die Abweichung von der nominalen Abtastperiode mit ΔTS, so ergibt sich die in 5 dargestellte Indizierung der Abtastwerte beider Sequenzen. Zu einer besseren Unterscheidung der Abtastwerte beider Sequenzen werden in den weiteren Betrachtungen die Abtastwerte der jeweiligen zweiten Sequenz (Wiederholung der ersten Sequenz) mit einem Unterstrich gekennzeichnet. Es ist deutlich zu erkennen, daß ein zeitlicher Unterschied der ursprünglich identischen Abtast werte in den jeweiligen Sequenzen durch eine zeitliche Differenz N(TS+ΔTS) gebildet wird. Das Ziel des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Erfassen des Abtastfehlers (des Detektionsverfahrens) besteht nun darin, ΔTS zu ermitteln. Zur Verfügung stehen dafür die in einem Empfänger bekannten Funktionswerte der beiden Sequenzen. Diese sind aufgrund der Abweichung des Abtasttaktes von dem nominalen Abtasttakt nicht mehr identisch. Diese Eigenschaft (Unterschied) kann, wie es bereits erwähnt worden ist, zu einer Bestimmung der Abtasttaktabweichung ausgenutzt werden.
  • Der erste Schritt besteht nun darin, den in 5 dargestellten Effekt zu modellieren. Das bedeutet, es wird eine Näherungsformel bestimmt, mit deren Hilfe der dargestellte Effekt nachgebildet werden kann. Beispielsweise kann man hierzu ein Interpolationspolynom heranziehen, wobei es sich um ein eindeutig bestimmtes Polynom (n-1)-ten Grades handelt. Dieses Interpolationspolynom kann beispielsweise mit Hilfe der Lagrangschen Interpolationsformel bestimmt werden:
    Figure 00270001
  • In dieser Formel stellen die Werte x1 ... xn und y1 ... yn die Werte der zuerst abgetasteten Sequenz 1 dar (erster Signalabschnitt). Dabei charakterisieren die Werte x1 ... xn den zeitlichen Abstand der Abtastwerte der ersten Sequenz, die Werte y1 ... yn charakterisieren hingegen jeweils einen möglicherweise komplexwertigen Wert der Abtastwerte der Sequenz 1. Die Werte x und y repräsentieren dagegen analog die Werte der N Abtastperioden später abgetasteten Sequenz 2. Berücksichtig wird dabei für die Werte x bzw. y die zeitliche Abtasttaktabweichung (x-Achse) bzw. die daraus folgende Veränderung der Funktionswerte (y-Achse). Mit anderen Worten ausgedrückt, wird bevorzugt irgendein Abtastwert der Sequenz 2 (zweiter Signalabschnitt), der bekannt ist, anhand von einer Mehrzahl von Abtastwerten unter Berücksichtigung deren zeitlichen Auftretens geschätzt, wodurch der Effekt der Abtasttaktabweichung modelliert wird.
  • Die oben stehend dargestellte Interpolationsformel wird bevorzugt in der Abtastfehlererfassungseinrichtung, wie sie beispielsweise in dem in 3 dargestellten Ausführungsbeispiel dargestellt ist, implementiert, so daß der Abtastfehler aus einem Vergleich zwischen einem Abtastwert, den der abgetastete zweite Signalabschnitt (Sequenz 2, y) aufweist und einer Schätzung des Abtastwerts anhand einer Mehrzahl von Abtastwerten, die der abgetastete erste Signalabschnitt (Sequenz 1, y1 ... yn) aufweist, erfaßt.
  • 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung, die eine Interpolationsstruktur aufweist, mit der der Effekt der Abtasttaktabweichung modelliert werden kann. Im Unterschied zu dem in 3 dargestellten Ausführungsbeispiel umfaßt das in 6 dargestellte Ausführungsbeispiel eine Interpolationsstruktur 601, die nach der Abtasteinrichtung 301 angeordnet ist. Die Interpolationsstruktur 601 weist ferner einen Steuereingang 603 sowie einen Ausgang 604 auf.
  • Im folgenden wird die Funktionsweise der in 6 dargestellten Struktur erläutert.
  • 6 verdeutlich die Wirkung der Abtastabweichung auf die Sequenz 1 und Sequenz 2 (erster und zweiter Signalabschnitt). Da die entsprechenden Abtastpaare des ersten und des zweiten Signalabschnitts N Abtastwerte voneinander entfernt sind, unterscheidet sich eine Amplitude der Abtastwerte aufgrund einer Abweichung (offset) NΔTS voneinander.
  • Dieser Effekt kann beispielsweise bei einer langsam veränderlichen oder einer konstanten Abtastfrequenzabweichung ΔfS mit einem Effekt der Interpolation verglichen werden. Hierzu wird die Abtastung, die von der Abtasteinrichtung 301 durchgeführt wird, als ideal angenommen und der Effekt der Abtastabweichung hingegen in der Interpolationsstruktur 601 berücksichtigt. Dabei bestimmt NΔTS eine zeitliche Lage von dem Abtastwert x. Unter der Annahme, daß Abtastfrequenzabweichungen durch eine Parameter-gesteuerte Interpolation korrigiert werden können, muß es also möglich sein, den Interpolationsparameter durch Berechnung einer Interpolation zwischen Eingangs- und Ausgangsabtastwerten zu bestimmen. Die oben stehend dargestellte Gleichung (Lagrange-Formel) realisiert beispielhaft eine derartige Interpolation. Wählt man beispielsweise als Grad der polynombasierten Funktion n-1, so können n Abtastwerte der Sequenz 1 zur Berechnung eines interpolierten Wertes zu jedem Zeitpunkt zwischen den n gewählten Abtastwerten herangezogen werden. Der Wert y ist dabei lediglich durch die zeitliche Lage xi des jeweiligen Abtastwertes charakterisiert. Diese Operation kann natürlich invertiert werden. Für jeden Wert y muß es daher möglich sein, n-1 Abtastzeitpunkte zu berechnen. Auf der Basis einer Verwendung eines Abtastwertes aus Sequenz 2 (zweiter Signalabschnitt) kann daher eine Information über eine Zeitdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signalabschnitt gewonnen werden. Wie es in 6 veranschaulicht ist, ist diese Differenz nur durch NΔTS bestimmt.
  • Um die folgenden Berechnungen zu vereinfachen, wird NΔTS mit μ abgekürzt. Um ΔTS zu berechnen, kann vorzugsweise für die zuerst abgetastete Sequenz ein idealer Abtasttakt (z.B. TS = 1) angenommen werden. Betrachtet man nun die oben stehende Lagrange-Formel, so ist erkennbar, daß der Nenner einfach berechnet werden kann, da sich im Nenner eine Multiplikation ganzzahliger Werte ergibt. Im Zähler ergibt sich hingegen eine Differenzbildung, auf die im folgenden eingegangen wird.
  • Die Differenzbildung im Zähler veranschaulicht dabei 7, die ein Beispiel einer Darstellung von Abtastzeitdifferenzen darstellt. Dabei wird, um die weiteren Betrachtungen zu vereinfachen, von einem kubischen Polynom dritter Ordnung ausgegangen (n = 4). Diese Vorgehensweise stellt darüber hinaus einen guten Kompromiß zwischen einer Genauigkeit und einem numerischen Aufwand dar.
  • Im oberen Diagramm in 7 ist eine Abtastfolge des ersten Signalabschnitts (Sequenz 1) dargestellt. Dabei ist ein normierter Zeitabstand, der jeweils durch Pfeile verdeutlicht ist, zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerten gleich eins. Im unteren Diagramm in 7 ist dagegen ein Abtastwert y dargestellt, der aufgrund der Abtasttaktabweichung zeitlich verschoben ist. Dabei beträgt der zeitliche Abstand zwischen dem Abtastzeitpunkt x und z.B. dem Abtastzeitpunkt x2 bei einer Übereinanderlegung beider Sequenzen μN, wie es durch die Pfeile dargestellt ist. Analog betragen die Abtasttaktabweichungen zwischen x und x1 μN+1 und so fort. Durch Einsetzen der in 7 dargestellten Verhältnisse kann die folgende Formulierung für die obenstehend dargestellte Formel erhalten werden:
    Figure 00300001
  • Nach einem Ausmultiplizieren werden die potenzierten Werte für μN 3...1 ausgeklammert. Durch eine anschließende Überführung von y auf die rechte Seite der Gleichung erhält man die folgende Formel:
    Figure 00310001
  • Da die Werte für y1...n sowie y bekannt sind (Sequenz 1 und Sequenz 2) können nun mit Hilfe beispielsweise einer Nullstellenberechnung drei unterschiedliche Werte für μN ermittelt werden.
  • Um einen numerischen Aufwand gering zu halten, kann die Nullstellenberechnung beispielsweise mit Hilfe eines effizienten Algorithmus zur Eigenwertberechnung durchgeführt werden. Aus den drei erhaltenen Nullstellen muß nun die relevante Nullstelle ermittelt werden, die auf die Abtasttaktabweichung hinweist. Dazu werden als erstes die Werte für μN durch N dividiert. Dadurch entstehen aufgrund der vorher durchgeführten Substitution (μN = NΔTS) drei unterschiedliche Werte für ΔTS. Sind die Werte y1...n sowie y komplexwertig, so sind die aufgrund der notwendigerweise komplexwertigen Operationen erhaltenen Nullstellenwerte im Normalfall komplexwertig. Eine Ausnahme muß der relevante Wert für ΔTS bilden. Aufgrund der Tatsache, daß der gesuchte Wert für ΔTS real sein muß, kann durch ein einfaches Suchkriterium, das beispielsweise den kleinsten Imaginärteil ermittelt, der relevante Wert für ΔTS ermittelt werden. Aufgrund von umfangreichen Simulationen konnte beispielsweise festgestellt werden, daß der Imaginärteil in diesem Fall nahezu 0 ist (10–4 und kleiner). Der so ermittelte Wert für die Abtasttaktabweichung ΔTS (= 1/ΔfS) kann im Anschluß zu einer Steuerung der Korrektur der Abtastwerte mit Hilfe von Interpolationsmethoden verwendet werden. Derartige Interpolationsmethoden wurden von F.M. Gardner in „Interpolation in Digital Modems – Part : Fundamentals", IEEE Transactions on Communications, vol. 41, no. 3, pp. 501–508, März 1993, und von L. Erup et. al. in „Interpolation in Digital Modems-Part 2: Implementation and Perfor mance", IEEE Transactions on Communications, vol. 41, no.6, pp. 998–1008, Juni 1993 veröffentlicht.
  • Erfindungsgemäß wird das fehlerbehaftet abgetastete Empfangssignal, wie es bereits erwähnt worden ist, basierend auf dem in dem fehlerhaft abgetasteten Empfangssignal entstandenen Abtastfehler korrigiert, da erfindungsgemäß hierzu eine vorwärtsverarbeitende Struktur eingesetzt wird. Weist beispielsweise das fehlerbehaftete abgetastete Empfangssignal eine Folge von Abtastwerten auf, und ist die erfindungsgemäße Abtastfehlererfassungseinrichtung ausgebildet, um den Abtastfehler aus der Folge von Abtastwerten zu bestimmen, so liefert die Einrichtung zum Korrigieren eines Abtastfehlers aus der fehlerbehafteten Folge von Abtastwerten eine korrigierte Folge von Abtastwerten. Diese Korrektur wird bevorzugt für jede sukzessiv empfangene Abtastfolge durchgeführt, was zu einer Verbesserung der Korrekturgenauigkeit und somit zu einer Senkung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit führt.
  • In den obigen Ausführungen wurde davon ausgegangen, daß die untersuchten Sequenzen (Signalabschnitte) von dem Abtastfehler (Abtasttaktabweichung) beeinflußt werden. In der Realität müssen jedoch die Eigenschaften des Übertragungskanals (Kanaleigenschaften) berücksichtigt werden. Für eine burstartige strukturierte Funkübertragung sind dabei beispielsweise zwei Effekte zu beachten:
    • – durch eine Mehrwegausbreitung kommt es zu frequenzselektiven Effekten
    • – diese Effekte sind wiederum zeitvariant
  • Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Bestimmen des Abtastfehlers sowie die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Korrigieren des Abtastfehlers können bevorzugt dann eingesetzt werden, wenn die Kanalecholaufzeiten nicht all zu lang sind, d. h. daß sie beispielsweise kürzer sind als die Län ge des ersten oder des zweiten Signalabschnitts, was beispielsweise bei einer Inhaus-Übertragung (indoor-Übertragung) erfüllt ist. Spät empfangene Signalanteile wirken sich dabei aufgrund der geringen Sendeleistung gar nicht oder nur unwesentlich aus. Ein Verzögerungsleistungsdichtespektrum (delay spread) weist in diesem Fall einen exponentiell abklingenden Verlauf auf. Die mittlere Impulsverbreitung Δτ eines indoor-Szenarios kann beispielsweise bis zu 250 ns betragen.
  • Das erfindungsgemäße Konzept kann prinzipiell für jeden Abtastwert der Wiederholsequenz durchgeführt werden. Hat diese Sequenz beispielsweise 16 Werte, so könnte man 16 unabhängige Werte für die Abtasttaktabweichung berechnen. Dabei muß jedoch der Kanaleinfluß berücksichtigt werden. Wird der Kanaleinfluß als eine Faltung der Sendedaten mit der Kanalimpulsantwort dargestellt, so werden die Abtastwerte der Wiederholsequenz auch durch Abtastwerte außerhalb des wiederholten Bereichs unterschiedlich beeinflußt.
  • Um eine möglichst geringe Beeinflussung zu gewährleisten, soll bei einer OFDM-Übertragung für den verwendeten Kanal daher bevorzugt die folgende Bedienung eingehalten werden: τmax≤TGI
  • Das bedeutet, daß eine maximale Impulsverbreitung durch den Kanal kleiner sein muß als die zeitliche Dauer der Wiederholsequenz (z. B. cyclic prefix beim OFDM). Da dies jedoch eine allgemeine Forderung für unterschiedliche Anwendungen (z. B. OFDM-Technik zur Vermeidung von Intersymbol-Interferenzen) ist, stellt diese Bedienung keine schwerwiegende Einschränkung dar. Ist die Kanalimpulsantwort jedoch länger als das bei OFDM verwendete Schutzintervall, so können effiziente Algorithmen eingesetzt werden, um durch eine Vorentzerrung im Zeitbereich in dem Empfänger die Kanalimpulsantwort zu verkürzen. Beispielsweise ist in der Schrift von H. Schmidt und K.D. Kammeyer, „Impulse truncation for wireless OFDM", Proceedings of 5-th International OFDM-Workshop 2000, Hamburg, September 2000, ein einfaches Verfahren vorgeschlagen, um die Kanalimpulsantwort auf der Basis des Kriteriums des minimalen mittleren quadratischen Fehlers abzuschneiden. Diese Vorentzerrung kann beispielsweise durch ein FIR-Filter realisiert werden.
  • Unter Kanaleinfluß kann die Ermittlung der zur Berechnung der Taktabweichung geeigneten Werte auf zweierlei Weise erreicht werden. Ist die Länge der Kanalimpulsantwort bekannt, so kann man nach der Blocksynchronisation sofort ermitteln, welche Werte der zyklischen Wiederholung zur Berechnung der Taktabweichung geeignet sind.
  • Ist die Länge der Kanalimpulsantwort nicht bekannt, so muß sie jedoch vorher bestimmt werden.
  • Erfindungsgemäß wird die Länge der Kanalimpulsantwort aus einer Mehrzahl von sukzessiv erfaßten Abtastfehlern bestimmt. Dabei können die sukzessiv erfaßten Abtastfehler beispielsweise von einer Einrichtung zum Empfangen einer Mehrzahl von Abtastfehlern empfangen werden, so daß die Mehrzahl der empfangenen Abtastfehler bevorzugt in einer Einrichtung zum Aufteilen der Abtastfehler in aufeinanderfolgende Gruppen von Abtastfehlern aufgeteilt wird. Für die jeweilige Gruppe von Abtastfehlern wird sodann eine Standardabweichung bestimmt. Durch Ermitteln der Gruppe von Abtastfehlern, die die geringste Standardabweichung aufweist, kann die Länge der Kanalimpulsantwort ermittelt werden.
  • Bevorzugt wird für alle Werte der zyklischen Wiederholung die Abtasttaktabweichung ΔTS bestimmt. Im Anschluß daran werden die Ng Werte der Taktabweichung in unterschiedliche Intervalle aufgeteilt. Das Intervall, das die geringste Standardabweichung aufweist, wird im Anschluß daran weiterverarbeitet. Durch eine Mittelung über dieses Intervall gewinnt man einen zuverlässigen Wert für Abtasttaktabweichung, wodurch ferner zusätzlich eine Unterdrückung von Rauscheffekten ermöglicht wird. Wie es oben stehend beschrieben worden ist, kann durch dieses Vorgehen erfindungsgemäß die Länge der Kanalimpulsantwort bestimmt werden.
  • In 8 ist das oben stehend beschriebene Verfahren am Beispiel einer zyklischen Wiederholung einer Sequenz von 16 Abtastwerten, wie sie beispielsweise in der folgenden Schrift: IEEE P802, 11a, „Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications: High-Speed Physical Layer in the 5 GHz Band", Juli 1999 spezifiziert ist, verdeutlicht.
  • Da Inhaus-Kanäle (indoor-Kanäle) sehr langsam veränderlich sind, so kann die Ermittlung der zur Mittelung relevanten Werte (Intervallänge) für ΔTS nur in sehr großen zeitlichen Abständen durchgeführt werden, z. B. alle 100 OFDM-Symbole. Mit Hilfe einer Überabtastung kann der Vorgang zur Ermittlung des relevanten Intervalls zur Mittelung von ΔTS erheblich präzisiert werden. Eine weitere Verbesserung (Unterdrückung von Rauscheffekten) des Ergebnisses für ΔTS kann bevorzugt durch eine weitere Mittelung aufeinanderfolgende Werte für ΔTS erzielt werden was z. B. durch eine Mittelung von ΔTS über mehrere OFDM-Symbole durchgeführt werden kann. Diese Mittelung kann durchgeführt werden, da die Schwankungen der Abtasttaktabweichung aufgrund der Oszillatoreigenschaften des Oszillators, der in der Abtasttakteinrichtung eingesetzt ist, wie z. B. Temperaturverhalten, langsam veränderlich sind.
  • Die Funktionalität der Erfindung gemäß der Vorrichtung zum Bestimmen des Abtastfehlers bzw. der auf den Abtastfehler hinweisenden Abtastfrequenzabweichung wurde in mehreren Simulationen verifiziert. Hierbei wurde ein typisches WLAN-Szenario auf der Basis von OFDM gewählt (N = 64, Ng = 16, TOFDM = 4 μs, Tq = 0,8 μs). Um eine Qualität der Signalverarbeitung zu erhöhen, wurde in den Simulationen eine Überabtastung um Faktor 2 und 4 verwendet.
  • In 9a und 9b sind beispielhafte Simulationsergebnisse dargestellt, wobei jeweils die Abtastfrequenzabweichung Δf [ppm] über einem Symbolindex aufgetragen sind. Wie es bereits erwähnt worden ist, ist die Detektionsqualität am meisten durch Kanaleinflüsse beeinflußt. Um diesen Einfluß zu konstruieren wurden jeweils zwei verschiedene Kanalmodelle verwendet, die einem realistischen Inhaus-Szenario entsprechen und die in der folgenden Schrift: ETSI EP BRAN, J. Medbo, P. Schramm, „Channel Models for HIPERLAN/2 in Different Indoor Scenarios", ETSI BRAN 3ERI085B, März 1998 spezifiziert worden sind.
  • Zusätzlich wurde jeweils gaussverteiltes weißes Rauschen (40 dB) überlagert (AWGN; AWGN = average white gaussion noise). Der erste Kanal entspricht einer typischen Büroumgebung. Die obere Grenze für das Verzögerungsleistungsdichtespektrum (delay spread) beträgt 390 ns. Eine Verwendung eines Schutzintervalls mit einer Länge von Tg = 800 ns resultiert in einer unkritischen Offset-Detektion, was in 9a dargestellt ist. Während der Simulation wurde die Abtastfrequenzabweichung jeweils nach einer Länge von 10 OFDM-Symbolen geändert (100, 50, 200, 100, 150 ppm). Die in 9b dargestellte Kurve beschreibt einen mehr kritischen Fall. Das verwendete Modell der Kanalimpulsantwort entspricht einer typischen großen Freiraumumgebung, bei der keine direkte Komponente (NLOS; NLOS = non line of sight) existiert. Diese Bedienungen gelten auch für eine Büroumgebung mit einem großen Verzögerungsleistungsdichtespektrum. Die obere Grenze für das Verzögerungsleistungsdichtespektrum (delay spread) beträgt 730 ns. Unter Verwendung eines Schutzintervalls mit einer Länge von Tg = 800 ns resultiert so eine kritische Offset-Detektion. Aus diesem Grund wurde in den Simulationen die Kanalimpulsantwort gemäß dem in der Schrift von Schmidt, K.D. Kammeyer, „Impulse truncation for wireless OFDM", Proceedings of 5-th International OFDM-Workshop 2000, Hamburg, September 2000 entwickelten Verfahren gekürzt. Die verbleibenden Toleranzen sind klein ver glichen mit einer Gesamtdetektionsabweichung und können daher vernachlässigt werden.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung können Abtasttaktabweichungen bevorzugt rein numerisch erfaßt oder detektiert werden. Die vorliegende Erfindung ermöglicht auch ferner eine rein digitale Abtasttaktsynchronisation. Mögliche Abtasttaktabweichungen werden unter Ausnutzung von zyklischen Wiederholsequenzen berechnet. Hierzu wird eine Art „inverse Interpolation" durchgeführt. Der gewonnene Parameter (Abtasttaktabweichung) dient der Steuerung der Korrektur des fehlerhaft abgetasteten Signals.
  • Ein Hauptmerkmal des erfindungsgemäßen Detektionsverfahrens besteht in der vorwärtsverarbeitenden Struktur. Durch diese vorwärtsverarbeitende Struktur werden die Stabilitätseigenschaften der Synchronisation deutlich verbessert. Des weiteren ist keine Einlaufzeit notwendig und die bereits erwähnten bang-up-Effekte können vermieden werden. Ein wesentlicher Vorteil ist durch den geringen numerischen Aufwand gegeben. Viele Zwischenergebnisse zur Berechnung der Taktabweichung können bei der eigentlichen Korrektur des Signals durch eine Interpolation wiederverwendet werden. Es ist möglich, daß bei der erfindungsgemäßen Berechnung der Taktabweichung ebenfalls von einem Interpolationspolynom ausgegangen werden kann. Wählt man für beide Funktionsblökke, Detektion und Korrektur (TED und TEC) denselben Interpolationsansatz, kann man den numerischen Aufwand des Detektionsverfahrens auf wenige Operationen reduzieren.
  • Im folgenden wird der Einfluß einer nicht-idealen Abtastung diskutiert.
  • Um die Vorteile eines fast vollständig digitalisierten Empfängers auszunutzen, wird die Abtastung durch Verwendung eines freilaufenden Oszillators durchgeführt. Die resultierenden Differenzen zwischen den Abtastfrequenzen in einem Sender und in einem Empfänger (ftrans + frec) hängen im we sentlichen von den Eigenschaften des Oszillators, wie es in der Schrift C. Muschallik, „Influence of RF Oscillators on an OFDM Signal", IEEE Transactions on Consumer Electronics, Bd. 41, Nr. 4, S 592–603, August 1995 beschrieben ist ab. Im folgenden wird eine langsam veränderliche Abtastfrequenzabweichung angenommen. Sie kann durch einen relativen Wert Δf beschrieben werden:
    Figure 00380001
  • Aufgrund von zwei individuellen Abtastfrequenzen muß der oben stehende Wert für Δf verdoppelt werden, wodurch der schlechteste Fall angenommen wird (worst case). Der Effekt der Abtastfrequenzabweichung kann nur im Frequenzbereich analysiert werden. Um die Signalberechnungen zu vereinfachen, wird ein Einzelträgersignal angenommen, das durch eine Exponentialfunktion beschrieben wird. Die Signalbeschreibung im Frequenzbereich kann erhalten werden, indem eine N-Punkt diskrete Fourier-Transformation (DFT) verwendet wird. Nun kann das resultierende Spektrum Xi für jeden Subträger Index n berechnet werden, da es nur durch eine Einzelfrequenz fc geformt ist.
  • Figure 00380002
  • Unter Verwendung einer geometrischen Reihenentwicklung kann die Summation in der oben stehenden Gleichung vermieden werden. Nach einer Trennung von Phase und Betrag kann das Spektrum durch
    Figure 00390001
    berechnet werden. Um den Einfluß der Abtastfrequenzabweichung Δf zu betrachten, muß die die Abtastfrequenzabweichung Δf beschreibende Gleichung modifiziert werden. Unter Verwendung des Ausdrucks ftrans = NfC/C und der Substitution TS = Trec, folgt die Gleichung
    Figure 00390002
  • Um die reellen OFDM-Eigenschaften herzuleiten, muß die oben stehende Gleichung durch eine Summation vervollständig werden, die die Subträgereinflüsse beschreibt.
  • Figure 00390003
  • Basierend auf der oben stehenden Gleichung können alle Effekte der nicht-idealen Abtastung berechnet werden. Durch eine Variation der Parameter n, c und Δf können zwei verschiedene Einflüsse auf das OFDM-Signal unterschieden werden. Der Einfluß von Δf auf die Phase enthaltenden Terme indizieren eine Phasendrehung, die zu dem Subträgerindex und dem Symbolindex proportional ist. Aus diesem Grund muß im folgenden nur die Phase der verwertbaren Signalkomponenten (n = c) betrachtet werden. Für einen Subträger n folgt daher
    Figure 00400001
  • Zusätzlich wird die Phase für sukzessive Symbole rotiert. Diese Rotation kann durch φi(n)=2πni(1+Δf)ausgedrückt werden. Der zweite Effekt kann durch den absoluten Wert von Xi (n) beschrieben werden.
  • Figure 00400002
  • Es müssen zwei verschiedene Fälle unterschieden werden. Für n ungleich c werden die interferierenden Signalkomponenten betrachtet. Die auftretende Interkanalinterferenz (ICI; ICI = inter-carrier interference) wächst proportional mit dem Subträgerindex. Zusätzlich zu diesem Effekt werden spektrale Nutzkomponenten (n = c) gedämpft.
  • Durch eine Verarbeitung von nicht-ideal abgetasteten Signalen durch die diskrete Fourier-Transformation (DFT) wird das Spektrum nicht-ideal zugeordnet. Nach einer Transformation der orthogonalen Subträger, wird das diskrete Spektrum zwischen den Maxima und den äquidistant verteilten Nulldurchgängen plaziert. Um eine signifikante Signal zu Rauschabstand (SNR; SNR = signal to noise ratio) Verschlechterung aufgrund des Verlustes der Subträgerorthogonalität zu vermeiden, sollte bevorzugt eine effiziente Abtastfrequenzsynchronisation durchgeführt werden.
  • Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren zum Bestimmen eines Abtastfehlers oder zum Korrigieren eines Abtastfehlers in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementation kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass das entsprechende Verfahren ausgeführt wird.

Claims (11)

  1. Vorrichtung zum Bestimmen eines Abtastfehlers in einem abgetasteten Empfangssignal, mit folgenden Merkmalen: einer Abtasteinrichtung (101; 301) zum Abtasten eines Empfangssignals, das einen ersten und einen zweiten Signalabschnitt aufweist, wobei der erste und der zweite Signalabschnitt zumindest einen gleichen Signalanteil aufweisen, wobei das abgetastete Empfangssignal einen abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitt aufweist, der jeweils aus der Abtastung des ersten und des zweiten Signalabschnitts hervorgeht, wobei der abgetastete Signalanteil des ersten Signalabschnitts und der abgetastete Signalanteil des zweiten Signalabschnitts einen Unterschied aufweisen; einer Abtastfehlererfassungseinrichtung (103; 303) zum Erfassen des Abtastfehlers auf der Basis des abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitts, wobei die Abtastfehlererfassungseinrichtung (103; 303) ausgebildet ist, um den Abtastfehler aus einem Vergleich zwischen einem Abtastwert, den der abgetastete zweite Signalabschnitt aufweist, und einer Schätzung des Abtastwerts anhand einer Mehrzahl von Abtastwerten, die der abgetastete erste Signalanteil aufweist, zu erfassen.
  2. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der die Abtastfehlererfassungseinrichtung (103; 303) ausgebildet ist, um die Schätzung durch eine Lagrange-Interpolation durchzuführen.
  3. Vorrichtung zum Korrigieren eines Empfangssignals, die eine Vorrichtung zum Bestimmen eines Abtastfehlers in einem abgetasteten Empfangssignal gemäß einem der Ansprüche 1 bis 2 umfaßt, mit folgenden Merkmalen: einer Einrichtung (105; 309) zum Korrigieren des Abtastfehlers, die ausgebildet ist, um basierend auf dem erfaßten Abtastfehler und dem abgetasteten Empfangssignal ein korrigiertes Empfangssignal zu liefern.
  4. Vorrichtung gemäß Anspruch 3, bei der die Abtastfehlererfassungseinrichtung (103; 303) ausgebildet ist, um der Einrichtung (105; 309) zum Korrigieren des Abtastfehlers einen Parameter zu liefern, der auf den Abtastfehler in dem abgetasteten Empfangssignal hinweist, wobei die Einrichtung (105; 309) zum Korrigieren eines Abtastfehlers ausgebildet ist, um das abgetastete Empfangssignal basierend auf dem Parameter zu korrigieren.
  5. Vorrichtung gemäß Anspruch 4, bei der das fehlerbehaftete abgetastete Empfangssignal eine Folge von Abtastwerten aufweist, wobei die Abtastfehlererfassungseinrichtung (103; 303) ausgebildet ist, um den Abtastfehler aus der Folge von Abtastwerten zu bestimmen, und wobei die Einrichtung (105; 309) zum Korrigieren eines Abtastfehlers ausgebildet ist, um aus der fehlerbehafteten Folge von Abtastwerten eine korrigierte Folge von Abtastwerten zu liefern.
  6. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, die ferner folgende Merkmale umfaßt: eine Einrichtung zum Empfangen von einer Mehrzahl von sukzessiv erfaßten Abtastfehlern; eine Einrichtung zum Aufteilen der Mehrzahl der empfangenen Abtastfehler in aufeinanderfolgende Gruppen von Abtastfehlern; eine Einrichtung zum Bestimmen einer Standardabweichung für die jeweilige Gruppe von Abtastfehlern; eine Einrichtung zum Bestimmen einer Länge einer Kanalimpulsantwort durch Ermitteln der Gruppe von Abtastfehlern, die die geringste Standardabweichung aufweist.
  7. Verfahren zum Bestimmen eines Abtastfehlers in einem abgetasteten Empfangssignal, mit folgenden Schritten: Abtasten eines Empfangssignals, das einen ersten und einen zweiten Signalabschnitt aufweist, wobei der erste und der zweite Signalabschnitt zumindest einen gleichen Signalanteil aufweisen, wobei das abgetastete Empfangssignal einen abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitt aufweist, der jeweils aus der Abtastung des ersten und zweiten Signalabschnitts hervorgeht, wobei der abgetastete Signalanteil des ersten Signalabschnitts und der abgetastete Signalanteil des zweiten Signalabschnitts einen Unterschied aufweisen; Erfassen des Abtastfehlers auf der Basis des abgetasteten ersten und zweiten Signalabschnitts, wobei der Abtastfehler mittels eines Vergleichs zwischen einem Abtastwert, den der abgetastete zweite Signalabschnitt aufweist, und einer Schätzung des Abtastwerts anhand einer Mehrzahl von Abtastwerten, die der abgetastete erste Signalabschnitt aufweist, bestimmt wird.
  8. Verfahren zum Korrigieren eines Empfangssignals, mit folgenden Schritten: Bestimmen des Abtastfehlers gemäß Anspruch 7; Korrigieren des Abtastfehlers basierend auf dem erfaßten Abtastfehler und dem abgetasteten Empfangssignal; Liefern eines korrigierten Empfangssignals.
  9. Verfahren gemäß Anspruch 8, mit folgenden Schritten: Erzeugen eines Parameters, der auf den Abtastfehler in dem abgetasteten Empfangssignal hinweist; Korrigieren des abgetasteten Empfangssignals basierend auf dem Parameter.
  10. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 7–9, mit folgenden Schritten: Empfangen einer Mehrzahl von sukzessiv erfaßten Abtastfehlern; Aufteilen der Mehrzahl der empfangenen Abtastfehler in aufeinanderfolgende Gruppen von Abtastfehlern; Bestimmen einer Standardabweichung für die jeweilige Gruppe von Abtastfehlern; Bestimmen einer Länge einer Kanalimpulsantwort durch Ermitteln der Gruppe von Abtastfehlern, die die geringste Standardabweichung aufweist.
  11. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 7–10, das als Computerprogramm realisiert ist.
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