DE10250213A1 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Ultraschall - Google Patents

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Abstract

Es wird eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Ultraschall mit einer spannungsgespeisten Halbbrückenschaltung, die zwei steuerbare elektronische Schalter und zwei einen passiven Kondensatorzweig bildenden Kondensatoren umfasst, vorgeschlagen. An ihrem Ausgang ist eine Last angeschlossen, die zumindest einen Ultraschallschwinger mit enthaltener und/oder von ihm getrennter induktiver Komponente aufweist, die als dem Ausgang parallelgeschaltet angesehen werden kann. Ein erster Pol einer gleichgerichteten Versorgungsspannung ist mit dem Punkt des passiven Kondensatorzweiges am Ausgang zur Last verbunden. Ein zweiter Pol der gleichgerichteten Versorgungsspannung ist mit dem Verbindungspunkt zwischen einem der elektronischen Schalter und einem der Kondensatoren verbunden, derart, dass die Energie der induktiven Komponente eine Nachladung des nicht mit dem zweiten Pol verbundenen Kondensators bewirkt.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Ultraschall nach der Gattung des Hauptanspruchs.
  • In Leistungs-Ultraschallanwendungen werden für die Erzeugung der hochfrequenten Ausgangsspannung für die Ultraschallschwinger überwiegend Halbbrückengeneratoren eingesetzt, die einen Eingangsgleichrichter, einen Gleichspannungszwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator, einen spannungsgespeisten Wechselrichter, gegebenenfalls einen Hochfrequenztransformator mit Serieninduktivität zur Anpassung an kapazitive Lasten und einen piezokeramischen Schwinger aufweisen. Dabei liegt eine Zwischenkreisspannung am Eingang des Wechselrichters an. Der Wechselrichter besteht aus zwei über eine Ansteuerschaltung angesteuerte elektronische Schalter, die zusammen mit zwei Kondensatoren eine Halbbrücke bilden. Der bei span nungsgespeisten Wechselrichtern nötige Zwischenkreiskondensator wird durch die Serienschaltung der Brükkenkondensatoren gebildet.
  • Um eine solche Generatorschaltung für zwei Wechselspannungen wie 115 V in 230 V nutzen zu können, werden entsprechend dem Stand der Technik die Bauelemente im Leistungsteil sowie der Ausgangsübertrager unterschiedlich bestückt. In einigen Fällen werden veränderte Blindelemente, Wicklungsanzapfungen, Vorschalttrafos und die Umschaltung zwischen Halb- und Doppelhalbwellenbetrieb genutzt.
  • Eine gleichfalls bekannte Spannungsverdopplung am Eingangsgleichrichter mit großen Ladekondensatoren eignet sich nur für Ultraschall-Gleichschall, nicht jedoch für die häufigsten Betriebsarten Halb- und Doppelhalbwellenschall, die z.B. für die Ultraschallreinigung nötig sind.
  • Weiterhin sind Hochsetzsteller am Eingang bei elektronischen Lasten bekannt, werden jedoch wegen des zusätzlichen Aufwandes nicht genutzt.
  • In fremdgesteuerten HF-Generatoren mit variabler Pulsbreite lässt sich zur Anpassung an die verschiedenen Nennspannungen die Pulsbreite variieren, bei dieser Lösung müssen jedoch dafür Endstufe und HF-Übertrager für die doppelte Scheinleistung ausgelegt werden.
    •
  • Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Ultraschall mit einer Halbbrückenschaltung zu schaffen, die die eingespeiste Spannung zum Gleichspannungszwischenkreis hin hochsetzt, ohne dass Bauelemente zusätzlich ein gesetzt oder anders dimensioniert werden müssen.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffs gelöst.
  • Dadurch, dass ein Pol der speisenden Spannungsquelle, d.h. der gleichgerichteten Versorgungsspannung, mit dem üblichen Punkt des Zwischenkreises, der andere jedoch mit dem Mittelpunkt zwischen den beiden Brükkenkondensatoren verbunden ist, wird bewirkt, dass durch Gleich-, Unter-, Grund- und Oberwellenströme von Last und gegebenenfalls Hochfrequenzübertrager die eingespeiste Spannung zum Gleichspannungszwischenkreis hin hochgesetzt wird, und es ist möglich, am Gleichspannungszwischenkreis eine höhere Spannung zur Verfügung zu haben, als aus dem Netz in die Schaltung eingespeist wird.
  • Durch die in den Unteransprüchen angegebenen Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen möglich.
  • Die Schaltungsanordnung kann in der erfindungsgemäßen Ausbildung und auch in einer Ausbildung nach dem Stand der Technik verwendet werden, wobei eine elektronisch oder mechanisch beeinflußbare Verbindung zwischen dem einen Pol der gleichgerichteten Versorgungsspannung und dem Mittelpunkt zwischen den Brükkenkondensatoren und eine entsprechende Verbindung zwischen demselben Pol der gleichgerichteten Versorgungsspannung und dem einen Anschluss des Zwischenkreises entsprechend dem Stand der Technik vorhanden sind, die jeweils verbunden oder aufgetrennt werden. Dadurch ist es möglich, mit nur geringen zusätzlichen Maßnahmen die Schaltungsanordnung an zwei verschiede ne Netzspannungen anzuschließen.
  • Als Last kann sowohl ein piezoelektrischer Schwinger als auch ein magnetostriktiver Schwinger verwendet werden. Beim Einsatz in Ultraschallgeneratoren für piezoelektrische Schwingerlasten ist zusätzlich eine parallele Drossel oder ein Übertrager vorgesehen, die jeweils die Energie zur Spannungsaufstockung übertragen, wobei sie Anforderungen an eine Speicherdrossel möglichst ohne abrupten Sättigungseinsatz erfüllen sollen. Die magnetostriktiven Schwinger können direkt angeschlossen werden, wobei die Gleichstromvormagnetisierung zu beachten ist.
  • Der Einfluss des Laststroms auf die Spannungsaufstokkung kann zu Kompensation von Laständerungen besonders in der Nähe von Serienresonanzen des Lastkreises genutzt werden. So können an Lasten mit variablem Blindleistungsbedarf die arbeitspunktabhängigen Belastungen des Leistungsteils und die Störgrößen für die Regelung gesenkt werden.
  • Die erfindungsgemäße Mittenspeisung kann ebenfalls genutzt werden, um die Spannungsausnutzung bevorzugter Bauelemente bei gegebener Netzspannung zu verbessern. Wenn beispielsweise IGBTs oder MOSFETs mit einer Sperrspannung von 600 V genutzt werden, ist eine Erhöhung der Zwischenkreisspannung von 115 V auf 230 V aus Sicht der Bauelemente problemlos möglich und hat zur Folge, dass der Laststrom halbiert wird. Diese Halbierung des Laststroms hat eine deutliche Reduktion der Verluste in den Halbleitern zur Folge. Auch eine Aufstockung von 230 V auf z.B. 350 V ist möglich.
  • Die unter bestimmten Bedingungen erreichbare Lineari tät zwischen Pulsbreite und HF-Ausgangsspannung kann genutzt werden, um dynamische und präzise Regelungen mit weitem Stellbereich der Ausgangsspannung zu vereinfachen. Gegenüber Schaltungen mit Speisung nach dem Stand der Technik ist dabei ein wesentlich größerer Stellbereich für die Pulsbreite verfügbar.
    •
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:
  • 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
  • 2a eine erste Ausführungsform von Ansteuersignalen der elektronischen Schalter,
  • 2b die Ausgangsspannung der Halbbrücke sowie ein Beispiel für Lastspannung bei Ansteuerung nach 2a,
  • 3a den Strompfad bei Ansteuerung entsprechend dem Zeitbereich b) in 2a,
  • 3b den Stromverlauf bei einer Ansteuerung entsprechend dem Zeitbereich c) in 2a,
  • 4a eine weitere Ausführungsform von Ansteuersignalen für die elektronischen Schalter der Halbbrücke,
  • 4b die Ausgangsspannung und eine mögliche Lastspannung bei Ansteuerung nach 4a,
  • 5a eine weitere Ausführungsform von Ansteuersignalen für die Halbbrücke,
  • 5b ein Beispiel für die Ausgangsspannung beim skizzierten Ausgangsstrom und einer Ansteuerung nach 5a,
  • 6 ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
  • Die in 1 dargestellte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist als wesentlichen Bestandteil einen spannungsgespeisten Wechselrichter 1 in Halbbrükkenschaltung auf, der zwei elektronische Schalter T1 und T2, beispielsweise IGBTs, aufweist. Die Steuerelektrode der Schalter T1, T2 sind mit einer Ansteuereinheit 2 verbunden, die die Ein- und Ausschaltzeiten der Schalter T1, T2 steuert. Parallel zu der Schaltstrecke der Schalter T1 und T2 sind jeweils Freilaufdioden D1, D2 geschaltet. Weiterhin ist ein passiver Kondensatorzweig, bestehend aus den Kondensatoren CBr1 und CBr2 vorgesehen. Der Ausgang der Halbbrückenschaltung ist einerseits mit dem Verbindungspunkt zwischen den Schaltern T1 und T2 und andererseits mit dem Verbindungspunkt der beiden Brückenkondensatoren CBr1, CB r 2 verbunden, wobei an dem Ausgang die Ausgangsspannung Ua liegt.
  • Der Ausgang des Wechselrichters ist über einen in Ersatzschaltung angedeuteten HF-Transformator, bei dem LS die für eine kapazitive Last nötige Längsinduktivität einschließlich möglicher Seriendrossel und LH die Hauptinduktivität des HF-Ausgangsübertragers ist, ein piezokeramischer Schwinger 8 angeschlossen, an dem die Lastspannung uLast liegt.
  • Als Spannungsversorgung dient ein mit der Netzspannung verbundener Gleichrichter 3, der im Ausführungs beispiel als Brückengleichrichter ausgebildet ist. Der Gleichrichter 3 liefert an seinen beiden Ausgangsanschlüssen 4 und 5 eine gleichgerichtete Versorgungsspannung UE, die pulsierend oder geglättet ist. Der eine Pol 4 der gleichgerichteten Versorgungsspannung UE ist über eine elektronisch oder mechanisch oder dergleichen beeinflussbare Verbindung 6, die eine Drahtbrücke, ein Schalter oder ein Umschalter oder ähnliches sein kann, mit dem Verbindungspunkt der beiden Brückenkondensatoren CBr1, CBr2 verbunden, während der andere Pol 5 an dem elektronischen Schalter T2 und dem Brückenkondensator CBr2 liegt. Über der Serienschaltung der zwei elektronischen Schalter T1, T2 liegt die sogenannte Zwischenkreisspannung UZK an.
  • Die in 1 dargestellte Schaltungsanordnung ist für zwei verschiedene Netzspannungen, im Ausführungsbeispiel 115 V~ und 230 V~, ausgebildet, wobei mit der darstellten Verbindung 6 die 115 V vorgesehen sind, während der nicht verbundene Anschluss 7 für 230 V vorgesehen ist.
  • Im Folgenden wird die Funktionsweise der Schaltungsanordnung nach 1 unter Bezugnahme auf die 2a, 2b und 3a, 3b beschrieben.
  • Die Beschreibung wird hier für den eingeschwungenen Zustand gegeben, der Kondensator CBr1 hat sich zuvor auf UE aufgeladen.
  • Wie aus 1 zu erkennen ist, wird der Kondensator CBr2 direkt von der Eingangsspannung UE gespeist, während im speisenden Pfad für den Kondensator CBr1 aufgrund der erfindungsgemäßen "Mittenspeisung" der für primärseitige Größen wirksame Anteil des Übertragers bezüglich der Serieninduktivität LS sowie der Hauptinduktivität LH und die Diode D1 in Serie zur Eingangsspannung UE liegen. In 2a sind die Ansteuerimpulse für die elektronischen Schalter T1 und T2 dargestellt, wobei der Schalter T2 über den Zeitraum einer halben Hochfrequenzperiode THF entsprechend tminus und der Schalter T1 über die zweite Hälfte der Periode THF über den Zeitraum tplus angesteuert wird. Die Zeitbereiche sind mit b) und c) bezeichnet und im Ausführungsbeispiel nach 2a gleich. Die Ansteuerung ist symmetrisch bezüglich der HF-Periode. Wie in 2b zu erkennen ist, liegt bei dem Ansteuerimpuls tminus die negative halbe Zwischenkreisspannung bzw. die negative Eingangsspannung UE als Ausgangsspannung Ua an, während während des Ansteuerpulses tplus die Ausgangsspannung Ua der positiven halben Zwischenkreisspannung bzw. der positiven Eingangsspannung UE entspricht.
  • Während des normalen Betriebes als Wechselrichter entsprechend 2a entsteht bei der sogenannten Mitteneinspeisung ein Gleichanteil, d.h. ein von Null verschiedener Mittelwert über mehrere HF-Perioden, im Magnetisierungsstorom Iμ durch die Induktivitäten LS und LH.
  • Während der Schalter T2 eingeschaltet ist, d.h. während tminus, entsteht der in 3a gezeichnete Strompfad, und die Eingangsspannung UE liegt über der wirksamen Induktivität an. Durch den ansteigenden Strom wird Energie aus der speisenden Quelle (UE) in die Induktivität übertragen. Bei eingeschaltetem Schalter T1, d.h. während tplus, ist ein Strompfad entsprechend 3b gegeben. Dabei liegt die Spannung des Kondensators CBr1 über der Induktivität an, der Strom sinkt und es wird Energie an den Kondensa tor aus der Induktivität übergeben.
  • Die Lastspannung uLast ist in 2b nur beispielhaft angegeben und ist für die Schaltung unwesentlich. Praktisch kann uLast bei derselben Ausgangsspannung Ua der Halbbrücke unterschiedlich in Amplitude, Phasenlage, Oberwellengehalt und Symmetrie der beiden Halbwellen aussehen. Das liegt daran, dass die Ultraschalllast ein kompliziertes Gebilde mit mehreren Resonanzen und außerdem veränderlich ist. uLast entsteht im Ausführungsbeispiel durch Filterung mittels Ls und der Last, die bei piezokeramischen Schwingern mindestens eine Kapazität enthält.
  • Für die obige Funktionsweise gilt unter Vernachlässigung von Laststrom und Verlusten, dass der Gleichanteil des Magnetisierungsstroms Iμ durch die Induktivität nur dann konstant ist, wenn die anliegende HF-Wechselspannung den Mittelwert 0 hat, also wenn gilt:
    Figure 00090001
  • Anderenfalls ändert sich der Gleichanteil des Stromes Iμ so, dass durch eine Änderung der Spannung am Kondensator CBr1 im Verhältnis zur Eingangsspannung UE das Gleichgewicht entsprechend Gleichung (1) hergestellt wird. Im eingeschwungenen Zustand ist der Gleichanteil des Magnetisierungsstromes Iμ deshalb konstant bzw. proportional zum niederfrequenten Anteil des von der Gleichrichterbrücke 3 gelieferten Eingangsstromes.
  • Unter der Annahme, dass der Kondensator CBr1 so groß ist, dass sich seine Spannung während einer HF-Periode nicht ändert, wird die Gleichung (1) unter Annahme idealer Bauelemente und ohne Lasteinfluss zu: tplus·UC _ Br1 = tminus·UE (2)
  • Bei Ansteuerung gemäß 2a (tplus = tminus = 1/2 THF) ist im eingeschwungenen Zustand die Spannung UZK doppelt so groß wie die speisende Spannung UE. Durch die Spannungsverdopplung können alle Bauelemente unter nahezu denselben Bedingungen arbeiten wie bei Einspeisung der doppelten Spannung am Zwischenkreis, insbesondere bei hohem Blindleistungsanteil der Last.
  • Diese Zusammenhänge gelten bei Energiefluss sowohl von der speisenden Quelle zur Last als auch bei umgekehrtem Energiefluss. Die Speisung von der Last zur Quelle kann bei den typischen Übergangszuständen und niederfrequenten Schwingungen der Last in Ultraschallanwendungen wie auch in möglichen anderen Einsatzgebieten dieser Schaltung auftreten.
  • In 4a ist eine unsymmetrische Ansteuerung der Schalter T1 und T2 dargestellt, wobei die Dauer tminus des Ansteuerimpulses für den Schalter T2 hier kürzer ist als die halbe HF-Periode THF, während die Dauer tplus des Ansteuerimpulses für T1 länger als die halbe Periode ist. Wie aus 4b zu erkennen ist, ändert sich die Ausgangsspannung Ua hinsichtlich ihres zeitlichen Verlaufs in entsprechender Weise, während die Amplitude während des Zeitraums tplu s kleiner ist als die Eingangsspannung UE. Dabei ist während tminus die Ausgangsspannung UA = –UE und während tpl us UA = UC_ Br1, wobei UC_Br = UZK – UE. Im gegebenen Fall ist UC _ Br1 < UE.
  • Aus 4a ist zu erkennen, dass die Spannungsaufstockung auch bei anderen als in 2a skizzierten Ansteuersignalen funktioniert, also auch dort, wo zum Stellen der Leistung mit variabler Pulsbreite gearbeitet wird. Bei den unsymmetrischen Impulsen ohne Zeiten undefinierter Ausgangsspannung entsprechend 4a ergibt sich die Spannung am Gleichspannungszwischenkreis idealisiert zu UZ K = UE·(1 + tminus/tplus) (3)
  • In 5a und 5b ist ein Fall dargestellt, bei dem zeitweilig kein Schalter T1 oder T2 eingeschaltet ist, d. h. tminus + tplus ist kleiner als THF, im vorliegenden Fall ist tminus = tplus. Bei dieser Ansteuerung ergeben sich undefinierte Zustände, bei denen keiner der beiden Transistoren T1, T2 leitet und die Ansteuersignale nicht definiert vorgeben, welches Potential am Ausgang zwischen den Transistoren anliegt. Dieses ergibt sich dann durch den Laststrom, der je nach seiner Richtung den Weg über eine der Dioden D1 oder D2 nimmt. Der Ausgang hat dann das Potential, das auf der anderen Seite der leitenden Diode herrscht. Solange einer der Transistoren T1 und T2 eingeschaltet ist, ist somit klar definiert, welche der Spannungen –UE und Uc_Br1 als Spannung Ua am Ausgang entsteht . In den übrigen Zeiten muss anhand des Laststroms für jeden Zeitpunkt ermittelt werden, ob D1 oder D2 leitet. Daraus kann dann erst abgelesen werden, welche Ausgangsspannung Ua entsteht. Durch die undefinierten Zustände hat somit der Verlauf des Ausgangsstromes wesentlichen Einfluss auf die Spannung Ua, so dass die Berechnung von UZ K ohne Kenntnis der Last nicht möglich ist. Als Berechnungsgrundlage für UZK kann aber die Polarität von Ua dienen, so dass alle Formeln bis Gleichung (3) näherungsweise gültig sind, wenn anstelle tminus bzw. tplus die Summe der Zeiten eingesetzt werden, in denen Ua < 0 (für tminus) bzw. Ua > 0 (für tplus) ist.
  • Für die praktische Umsetzung der Schaltungsanordnung ist es wünschenswert, die Effektivwerte zumindest der Grundschwingung der Ausgangsspannung zu kennen. Dazu wird beispielsweise eine Fourierzerlegung verwendet.
  • Im Falle der Spannungsverdoppelung, d.h. bei Symmetrie, mit tplus = tminus z. B. entsprechend 2a, b, gilt für die Ausgangsspannung und deren Harmonischen (Effektivwerte):
    Figure 00120001
  • Dabei ist ν die Ordnungszahl der Harmonischen (Grundschwingung: ν = 1).
  • Im Falle von Ansteuersignalen ohne Zeiten undefinierter Ausgangsspannung bei beliebiger Pulsbreite, z.B. entsprechend 4, haben Ausgangsspannung und deren Harmonische die Effektivwerte entsprechend der folgenden Gleichung:
    Figure 00120002
  • Dieser Fall ist besonders interessant, da hier bei Pulsbreiten am Schalter T2 bis zu 5/4 π, also tminus ≤ 5/8·THF, der Zusammenhang zwischen Pulsbreite und Grundschwingung der Ausgangsspannung fast linear ist und es gilt:
    Figure 00130001
  • Da der lineare Bereich bis über die Grenze der Spannungsverdoppelung hinausreicht, bestehen gegenüber dem Stand der Technik große Reserven für den Ausgleich der Auswirkung nichtidealer Bauelemente und Schaltzustände. Verluste im Primärkreis sowie Blindanteile und Unsymmetrien im Laststrom beeinflussen zwar nicht das Prinzip der Spannungsaufstockung, jedoch den Wert der entstehenden Spannung. Sofern diese Effekte wesentlichen Einfluss haben, ist nur die Gleichung (1) exakt, während die Gleichungen (2) bis (6) Näherungen darstellen.
  • Die Einschwingdauer der Kondensatorspannung wird beeinflusst durch die Größe des Kondensators CBr1 sowie der für die Spannungsaufstockung wirksamen Lastinduktivität einschließlich nichtlinearer Änderungen. Sie ist zu beachten für die ordnungsgemäße Funktion bei pulsierender Versorgungsspannung und bei Lastwechseln sowie gegebenenfalls für die Dimensionierung des Reglerkreises im Falle einer Regelung der Ausgangsspannung.
  • In 6 ist eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung entsprechend dem Hauptanspruch dargestellt. Die Gleichungen (4)–(6) gelten in entsprechender Weise, wobei tminus durch tplus ersetzt wird.

Claims (9)

  1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Ultraschall mit einer spannungsgespeisten Halbbrükkenschaltung, die zwei steuerbare elektronische Schalter und zwei einen passiven Kondensatorzweig bildenden Kondensatoren umfasst und an deren Ausgang eine Last angeschlossen ist, die zumindest einen Ultraschallschwinger mit enthaltener und/oder von ihm getrennter induktiver Komponente aufweist, welche als dem Ausgang parallelgeschaltet aufgefaßt werden kann, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Pol einer gleichgerichteten Versorgungsspannung mit dem Punkt des passiven Kondensatorzweiges am Ausgang zur Last verbunden ist und ein zweiter Pol der gleichgerichteten Versorgungsspannung mit dem Verbindungspunkt zwischen einem der elektronischen Schalter und einem der Kondensatoren verbunden ist, derart, dass die Energie der induktiven Komponente eine Nachladung des nicht mit dem zweiten Pol verbundenen Kondensators bewirkt.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die als Zwischenkreisspannung bezeichnete Spannung über der Serienschaltung beider elektronischer Schalter in ihrem Mittelwert größer ist, als die gleichgerichtete Versorgungsspannung.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Last einen piezoelektrischen Schwingungswandler und mindestens eine dazu parallel liegende Induktivität umfasst.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die parallele Induktivität Bestandteil eines HF-Übertragers ist.
  5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Last einen magnetostriktiven Schwingungswandler aufweist.
  6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Ansteuerschaltung für die elektronischen Schalter vorgesehen ist, wobei die Ansteuerimpulse für die Schalter in Bezug auf die an der Last liegende HF-Periode symmetrisch oder unsymmetrisch sind.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Summe der Pulsbreiten der Ansteuerimpulse der beiden elektronischen Schalter kleiner oder gleich der HF-Periode ist.
  8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Verbindung zwischen dem ersten Pol der gleichgerichteten Versorgungsspannung und dem Punkt des passiven Kondensatorzweiges am Ausgang zur Last auftrennbar ist und dass eine weitere auftrennbare Verbindung zwischen erstem Pol der gleichgerichteten Versorgungsspannung und dem Verbindungspunkt eines der elektronischen Schalter mit dem anderen der Kondensatoren vorgesehen ist, wobei je nach aufgetrennter Verbindung eine unterschiedliche gleichgerichtete Versorgungsspannung anlegbar ist.
  9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die auftrennbaren Verbindungen durch mechanische oder elektrische/elektronische Schalter oder Umschalter realisiert sind.
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