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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur
Energieversorgung elektronischer Auslöseeinrichtungen, insbesondere
im Bereich der Niederspannungs- und Mittelspannungstechnik,
mit einem Stromwandler, der mit einem zu überwachenden Strom
(I) beaufschlagbar ist, einer Bürde, mit der der vom
Stromwandler erzeugte Strom bestimmbar ist, einem Ladekondensator
zur Energieversorgung einer Auslöseeinrichtung sowie einem
Speisekreis zum Aufladen des Ladekondensators, wobei der
Speisekreis eine Gleichrichterschaltung sowie eine
Regelschaltung zum Einstellen einer am Ladekondensator abfallenden
Spannung aufweist.
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Eine solche Schaltungsanordnung ist beispielsweise aus dem
deutschen Gebrauchsmuster 296 17 367 U1 bekannt. Die dort
gezeigte Schaltungsanordnung weist einen Stromwandler auf, der
von einer zu überwachenden Primärleitung gespeist ist. Am
Ausgang des Stromwandlers ist eine Gleichrichterschaltung
vorgesehen, die zum Gleichrichten des Wechselstromes
eingerichtet ist. Die Gleichrichterschaltung ist mit einem
Ladekondensator verbunden, der als Energiespeicher für einen
Auslösemagneten eines Schutzrelais dient, das beim Auftreten
hoher Ströme in den Primärleitungen den Stromfluss durch
zweckmäßig eingerichtete Leistungsschalteranlagen unterbricht. Um
beim Aufladen die an dem Ladekondensator anliegende Spannung
auf einen bestimmten Spannungsbereich zu begrenzen, wird der
Ladekondensator in Abhängigkeit von einem Steuersignal
kurzgeschlossen.
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Aus der DE 196 40 345 A1 ist eine Stromversorgungsschaltung
für eine elektronische Auslöseschaltung bekannt, die einen
Stromwandler sowie eine Gleichrichterschaltung und einen
Ladekondensator umfasst. Der Ladekondensator wird über eine
Regelschaltung in Abhängigkeit der Stellung eines dem
Ladekondensator nachgeordneten Schalters geladen.
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Wandlergespeiste Schutzrelais gemäß dem Stand der Technik mit
nur einem Eisenkern zur Messung und zur Stromversorgung sind
im Falle eines Netzfehlers nicht selten mit einem sehr hohen
Strom belastet, da der Wandler mit minimaler Bürde betrieben
wird und eine Begrenzung des Wandlerausgangsstromes durch
eine Sättigung des Eisenkerns des Wandlers nicht zu erwarten
ist. Die Auslegung der dem Wandler nachgeschalteten
Bauelemente für den unbegrenzten Strom ist mit hohen Kosten
verbunden. Darüber hinaus sind die für hohe Ströme ausgelegten
Bauelemente raumgreifend und lassen sich oftmals nicht in den
bei einer Anwendung zur Verfügung stehenden Bauraum
integrieren.
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art bereit zu stellen, die kompakt und
kostengünstig ist und die durch das Auftreten hoher Ströme am
Ausgang des Wandlers nicht nachhaltig geschädigt wird.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass
Strombegrenzungsmittel vorgesehen sind, die den Strom im
Speisekreis begrenzen und zwischen dem Wandler und der
Gleichrichterschaltung Spannungsbegrenzungsmittel angeordnet
sind.
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Durch die Strombegrenzungsmittel werden die Bauteile des
Speisekreises sowie der Ladekondensator nur so lange hohen
Strömen ausgesetzt, bis diese den Stromfluss so weit
begrenzen, dass eine Beschädigung empfindlicher Bauteile
angeschlossen ist. Die zum Aufbau der Gleichrichterschaltung oder
der Regelschaltung notwendigen Halbleiterkomponenten müssen
daher nicht wie beim Stand der Technik für länger andauernde
hohe Ströme ausgelegt sein. Vielmehr können serienmäßig und
kostengünstig hergestellte Bauteile bezogen und eingesetzt
werden. Darüber hinaus sind erfindungsgemäß verwendbare
Bauteile oder Komponenten auch im Rahmen üblicher
Schaltkreisanordnungen auf Steckkarten oder dergleichen einsetzbar,
wodurch die Größe solcher Schaltungen beträchtlich reduziert
ist.
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Vorteilhafterweise umfassen die Strombegrenzungsmittel einen
zwischen Wandler und Speisekreis angeordneten PTC-Thermistor.
PTC-Thermistoren oder Widerstände sind auch unter der
Bezeichnung Kaltleiter bekannt und weisen einen
temperaturabhängigen Widerstand auf, der mit steigender Temperatur
ansteigt. PTC-Thermistoren verfügen daher über einen positiven
Temperaturkoeffizienten. Nach dem Überschreiten einer
Schwellentemperatur steigt der Widerstand nahezu sprungförmig an.
Im normalen Betriebszustand der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung erwärmt sich der PTC-Thermistor infolge des
Betriebsstromes nur unwesentlich, so dass die
Schwellentemperatur nicht erreicht wird. Bei einem Netzkurzschluss erhöht
sich jedoch der Strom am Ausgang des Wandlers und bewirkt
eine zusätzliche Erwärmung des PTC-Thermistors, dessen
Temperatur daraufhin über die Schwellentemperatur ansteigt. Durch
den nunmehr hohen Widerstand des PTC-Thermistors wird der
Stromfluss im Speisekreis soweit reduziert, dass eine
Beschädigung der Bauteile des Speisekreises wie beispielsweise
Gleichrichterdioden, Transistoren oder dergleichen vermieden
ist. Selbstverständlich ist der PTC-Thermistor bezüglich
seiner Schwellentemperatur so auszuwählen, dass er im
Normalbetrieb das Aufladen des Ladekondensators ermöglicht, jedoch
frühzeitig den Stromfluss durch den Speisekreis im Fall von
Netzfehlern drosselt, bevor wichtige Bauteile nachhaltig
beschädigt werden.
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Abweichend hierzu sind die Strombegrenzungsmittel als
Strombegrenzungsschaltung ausgestaltet, die einen in den
Speisekreis integrierten Feldeffekttransistor aufweist, dessen
Leitfähigkeit über eine Transistorregelungsschaltung in
Abhängigkeit des vom Wandler erzeugten Stromes steuerbar ist.
Durch die Strombegrenzungsschaltung ist ein
Strombegrenzungsmittel realisiert, das nach dem Abklingen eines
Kurzschlussstromes nach einer im Vergleich zum thermisch ansprechenden
PTC-Thermistor kürzeren Erholungsphase für einen neuen
Schaltvorgang bereitsteht. Bei zweckmäßiger Auswahl der
einzelnen Komponenten können somit auch transiente Effekte mit
Frequenzen in der Größenordnung von 100 MHz wirksam
abgefangen werden.
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Bei einer diesbezüglichen zweckmäßigen Weiterentwicklung
weist die Transistorregelungsschaltung einen in Reihe zu den
Source-Drain-Anschlüssen des Feldeffekttransistors
angeordneten Strommesswiderstand sowie einen ersten Schalttransistor
auf, der in Abhängigkeit der an dem Strommesswiderstand
abfallenden Spannung schaltet und die Leitfähigkeit des
Feldeffekttransistors beeinflusst. Überschreitet der Strom und
damit die an dem ohmschen Reihenwiderstand abfallende und zum
Strom proportionale Spannung einen bestimmten Schwellenwert,
erhöht sich die Leitfähigkeit des ersten bipolaren
Transistors sprunghaft und unterbricht den Stromfluss durch den
Feldeffekttransistor.
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Gemäß einer weiteren diesbezüglichen Weiterentwicklung ist
eine Spannungsbegrenzungsschaltung zum Schutz des
Feldeffekttransistors vorgesehen, die eine Reihenschaltung aus einer Z-
Diode und wenigstens einem Widerstand zum Schalten eines
zweiten bipolaren Transistors in Abhängigkeit eines
Spannungsschwellenwertes am Ausgang der Gleichrichterschaltung
aufweist, wobei der zweite bipolare Transistor mit dem Gate-
Anschluss des Feldeffekttransistors verbunden ist. Die
Parallelschaltung am Ausgang der Gleichrichterschaltung
vorgesehene Z-Diode dient dem Schutz des Feldeffekttransistors vor
zu hohen Spannungen, die diesen nachhaltig beschädigen
könnten. Überschreitet die am Ausgang der Gleichrichterschaltung
und somit die am Feldeffekttransistor anliegende Spannung
einen durch die Z-Diode festgelegten Schwellenwert, ändert sich
die zwischen Basis und Emitter des zweiten bipolaren
Transistors anliegende Spannung, so dass der zweite bipolare
Transistor, der mit dem Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors
verbunden ist, diesen auf das Potential des
Source-Anschlusses legt. Der Spannungsabfall am Feldeffekttransistor wird
somit auf die Durchbruchspannung der Z-Diode begrenzt, wobei
der Stromfluss durch den Feldeffekttransistor unterbrochen
ist und im Wesentlichen allein über die
Spannungsbegrenzungsmittel am Ausgang des Stromwandlers erfolgt.
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Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die
Spannungsbegrenzungsmittel eine sogenannte Suppressordiode, die
zwei gegensinnig in Reihe geschaltete Z-Dioden aufweist,
wobei die Suppressordiode am Ausgang des Wandlers angeordnet
ist.
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Weitere zweckmäßige Ausgestaltungen Vorteile der Erfindung
sind Gegenstand der nachfolgenden Beschreibung von
Ausführungsbeispielen der Erfindung unter Bezug auf die Figuren der
Zeichnung, wobei sich entsprechende Bauteile mit gleichen
Bezugszeichen versehen sind.
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Es zeigen:
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Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einem PTC-Thermistor
und
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Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einem
Feldeffekttransistor.
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Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1, die einen schematisch
dargestellten Stromwandler 2 mit einer Bürde 3 aufweist, wobei
Stromwandler 2 durch einen Erregerstrom I einer Primärleitung
4 eines Stromnetzes gespeist ist. Der von dem Stromwandler 2
erzeugte Messstrom IM ist zu dem Erregerstrom I proportional.
Zur Überwachung des Erregerstroms I wird die an der Bürde 3
abfallende Spannung abgegriffen und als Messsignal S
eingesetzt. Am Ausgang des Stromwandlers 2 ist ein
Spannungsbegrenzungsmittel oder eine Suppressordiode 5 in Form zweier
gegensinniger Z-Dioden erkennbar.
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Zur Ladung eines Ladekondensators 6 dient ein gestrichelt
umrahmter Speisekreis 7, der aus Sperrdioden 8 und 9 sowie
einem Transistor 10 besteht. Dabei sind die Sperrdioden 8 so
angeordnet und miteinander verbunden, dass eine
Gleichrichterschaltung 11 realisiert ist, durch die der von dem
Stromwandler 2 erzeugte Wechselstrom in Gleichstrom überführt und
über die Sperrdiode 9 zum Ladekondensator 6 gelangt.
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Die Spannung des Ladekondensators 6 wird durch nicht gezeigte
Messeinrichtungen erfasst und einer Steuereinrichtung Ctr
zugeführt. Bei Überschreiten eines bestimmten Schwellenwertes
wird durch die Steuereinrichtung Ctr ein solches Potential an
der Basis des Transistors 10 erzeugt, dass der Transistor 10
leitend geschaltet und das Aufladen des Ladekondensators 6
unterbrochen ist. Sinkt die Spannung des Ladekondensators 6
unter den eingestellten Schwellenwert, ändert die
Steuereinrichtung Ctr den Schaltzustand des Transistors 10, so dass
der Ladekondensator 6 wieder aufgeladen wird. Die Sperrdiode
9 und der Transistor 10 wirken daher im Zusammenspiel mit der
Steuereinrichtung Ctr und der nicht dargestellten
Messeinrichtung zum Messen der Spannung des Ladekondensators 6 als
Regelschaltung zum Einstellen einer bestimmten Spannung am
Ladenkondensator 6.
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Im Falle eines Netzfehlers wird der Erregerstrom I der
Primärleitung 4 unter Umständen sehr hoch, so dass der
Stromwandler 2 einen hohen Ausgangsstrom erzeugt. Der hohe
Ausgangsstrom bewirkt ein schnelles Kurzschließen des
Ladekondensators 6 durch den Transistor 10, da die an diesem
abfallende Spannung sehr schnell den vorgegebenen Schwellenwert
erreicht. Um eine Beschädigung der Bauteile des Speisekreises
7 zu vermeiden, ist ein sogenannter PTC-Thermistor 12
vorgesehen, dessen Widerstand wärmeabhängig ist. Bei einem
sprunghaften Stromanstieg erwärmt sich der PTC-Thermistor 12. Sein
Widerstand steigt an, so dass der Stromfluss im Speisekreis 7
begrenzt ist. Durch die sprunghafte Erhöhung des Widerstandes
des PCT-Thermistors 12 steigt jedoch die Spannung am Ausgang
des Wandlers 2. Bei Überschreiten eines bestimmten
Spannungswertes wird die Sperrwirkung der Suppressordiode 5
aufgehoben, so dass in diesem Fall ein hoher Grenzstrom IG nahezu
ausschließlich über die Bürde 3 sowie die Suppressordiode 5fließt. Der Strom und die Spannung innerhalb des
Speisekreises 7 sind daher begrenzt, so dass eine Beschädigung der
empfindlichen Bauteile ausgeschlossen ist.
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Ist der Strom I in der Primärleitung 4 wieder auf seinen
normalen Betriebswert abgeklungen, begrenzt der PTC-Thermistor
12 den Stromfluss im Speisekreis 7 und damit die Aufladung
des Ladekondensators 6 so lange, bis seine Temperatur durch
Abkühlung unter die Schwellentemperatur abgesunken ist.
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Der PTC-Thermistor 12 stellt ein besonders kostengünstiges
Strombegrenzungsmittel dar. Das träge Ansprechverhalten eines
solchen thermischen Strombegrenzers kann jedoch bei
transienten Effekten mit höheren Frequenzen beispielsweise im Bereich
von 100 Mhz Probleme bereiten. Eine Verkürzung der
Erholungsphase des PTC-Thermistors 12 ist technisch nur schwer
umsetzbar.
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Fig. 2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die ein schnelleres
Ansprechverhalten zeigt und kürzere Erholungsphasen benötigt.
Die dargestellte Schaltanordnung 1 weist wieder einen
Stromwandler 2 auf, der über die Primärleitung 4 eines
Stromversorgungsnetzes erregt wird. Der beidseitige der Bürde 3
abgegriffene Spannungswert S dient wieder zur Überwachung des
Stromes I in der Primärleitung 4.
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Wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 wird der
Ladekondensator 6 nach Gleichrichtung des Ausgangsstromes des
Stromwandlers 2 durch die aus den Sperrdioden 8 bestehende
Gleichrichterschaltung 11 geladen, wobei der Ladeprozess
durch Aktivierung des Transistors 10 wie zuvor beschrieben
unterbrochen wird.
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Zur Strombegrenzung ist eine in den Speisekreis 7 integrierte
Strombegrenzungsschaltung 13 vorgesehen, die einen
Feldeffekttransistor 14 aufweist, der der Gleichrichterschaltung 11
nachgeschaltet ist. Zwischen dem Feldeffekttransistor 14 und
der Gleichrichterschaltung 11 ist ein in Reihe geschalteter
Strommesswiderstand 15 erkennbar. Durch den über den
Strommesswiderstand 15 fließenden Strom IS wird eine Spannung
erzeugt, die zur Steuerung eines Schalttransistors 16 als
erster bipolarer Transistor eingesetzt ist. Im Normalbetrieb ist
der Schalttransistor 16 nicht leitend und an dem
Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors 14 liegt die über den
Widerstand 17 eingestellte Spannung an, so dass ein Stromfluss
zwischen dem Source- und Drain-Anschluss des
Feldeffekttransistor 14 ermöglicht ist. Im Fall hoher Kurzschlussströme
steigt IS und damit die an dem Strommesswiderstand 15
abfallende Spannung. Der Schalttransistors 16 wird leitend und
verbindet den Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors 14 mit
der oberen Klemme des Ausgangs der Gleichrichterschaltung 11.
Der Feldeffekttransistor 14 begrenzt nun den Stromfluss zum
Ladekondensator 6.
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Zur präziseren Auslegung der Schaltungsanordnung 1,
insbesondere im Hinblick auf unerwünschte Koppeleffekte, ist eine
zusätzliche Spannungsbegrenzung 18 vorgesehen. Diese weist eine
aus zwei Widerständen 19 und 20 bestehenden Spannungsteiler
sowie eine Z-Diode 21 auf, die in Reihe liegen und parallel
zum Ausgang der Gleichrichterschaltung 11 geschaltet sind.
Ferner ist ein Schalttransistor 22 als zweiter bipolarer
Transistor vorgesehen, dessen Emitter mit der oberen Klemme
des Ausgangs der Gleichrichterschaltung 11 und dessen
Kollektor mit dem Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors 14verbunden ist. Die Basis des Schalttransistors 22 ist mit der Z-
Diode 21 verbunden.
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Im Normalbetrieb ist die Verbindung zwischen Emitter- und
Kollektor-Anschluss des Schalttransistors 22 unterbrochen.
Bei einem Spannungsanstieg über den Durchlasswert der Z-Diode
21, ermöglicht diese einen Stromfluss über die
Widerstände 19, 20 somit ein Schalten des Schalttransistors 22,
der in diesem Fall eine leitende Verbindung zwischen seinem
Emitter und Kollektor-Anschluss ausbildet.
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Durch die Reduzierung des Stromflusses durch den
Feldeffekttransistor 14 steigt die Spannung über die
Gleichrichterschaltung 11 stark an. Beim Überschreiten einer bestimmten
Schwellenspannung am Ausgang der Gleichrichterschaltung 11
wird die Sperrwirkung der Suppressordiode 5 aufgehoben, so
dass wie beim dem in Fig. 1 gezeigten Beispiel ein
Stromfluss IG zwischen den Ausgängen des Wandlers 2 im
Wesentlichen nur noch über die Bürde 3 sowie die Suppressordiode 5
stattfindet. Auf diese Weise wird der Feldeffekttransistor 14
vor Beschädigungen in Folge von hohen Spannungsspitzen
geschützt.
Bezugszeichenliste
1 Schaltanordnung
2 Wandler
3 Bürde
4 Primärleitung
5 Suppressordiode
6 Ladekondensator
7 Speisekreis
8, 9 Sperrdiode
10 Transistor
11 Gleichrichterschaltung
12 PTC-Thermistor
13 Strombegrenzungsschaltung
14 Feldeffekttransistor
15 Strommesswiderstand
16 Schalttransistor
17 Widerstand
18 Spannungsbegrenzung
19, 20 Widerstand
21 Z-Diode
22 Schalttransistor