DE102022208335A1 - Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine (2), aufweisend einen bürstenlosen Elektromotor (4) mit einem Stator und mit einem Rotor, und eine Regeleinheit (64) zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors (4) in einem rotorfesten d-q-Referenzsystem mit einer d-Achse und mit einer q-Achse, wobei der Elektromotor (4) zu Beginn des Betriebs anhand einer geschätzten Motorposition gesteuert und/oder geregelt wird, wobei ein Testsignal (UdTest) zur Bestimmung einer Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Motorposition erzeugt wird, wobei das Testsignal (UdTest) in die d-Achse eingespeist wird, wobei anhand des Testsignals (UdTest) ein Kompensationssignal (UqComp) derart bestimmt wird, dass bei einer Einspeisung des Kompensationssignals (UqComp) in die q-Achse eine Drehmomentänderung des Elektromotors (4) aufgrund des Testsignals (UdTest) reduziert wird, und wobei das Kompensationssignal (UqComp) in die q-Achse eingespeist wird.

Description

• Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine, aufweisend einen bürstenlosen Elektromotor mit einem Stator und mit einem Rotor, und eine Regeleinheit zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors in einem rotorfesten d/q-Koordinatensystem. Die Erfindung betrifft weiterhin eine elektrische Maschine zur Durchführung des Verfahrens, sowie eine Software auf einem Datenträger.
• Elektromotorisch an- oder betriebene Verstellsysteme als Kraftfahrzeugkomponenten, wie beispielsweise Fensterheber, Sitzverstellungen, Tür- und Schiebedachantriebe oder Kühlerlüfterantriebe sowie Pumpen und Innenraumgebläse weisen typischerweise einen elektrischen Antrieb mit einem gesteuerten Elektromotor auf. Für solche elektromotorische Antriebe werden zunehmend häufig sogenannte bürstenlose Elektromotoren (bürstenloser Gleichstrommotor, BLDC-Motor) eingesetzt, bei denen die verschleißanfälligen Bürstenelemente eines starren (mechanischen) Kommutators durch eine elektronische Kommutierung des Motorstroms ersetzt sind.
• Elektromotorische Antriebe für Kraftfahrzeuge werden in der Regel von einer (Hochvolt-)Batterie als fahrzeuginternem Energiespeicher gespeist, aus welchem der Elektromotor mit elektrischer Energie in Form eines Gleichstroms (Gleichspannung) versorgt wird. Zur Wandlung des Gleichstroms in den Motorstrom ist geeigneterweise ein Stromrichter (Wechselrichter, Inverter) zwischen der Batterie und dem Elektromotor verschaltet. Der Stromrichter weist eine Brückenschaltung auf, welche über einen elektrischen Zwischenkreis mit dem Gleichstrom oder Gleichspannung des Energiespeichers versorgt wird. Der Motorstrom wird durch eine pulsweitenmodulierte (PWM) Ansteuerung oder Regelung von Halbleiterschaltern der Brückenschaltung als ein mehrphasiger Ausgangsstrom erzeugt. Durch die Pulse der PWM-Signale werden die Halbleiterschalter getaktet zwischen einem leitenden und einem sperrenden Zustand umgeschaltet.
• Die Brückenschaltung speist im Betrieb in die Statorspulen des Elektromotors den elektrischen Motorstrom (Drehstrom) ein, welcher in der Folge ein bezüglich des Stators rotierendes magnetisches Drehfeld erzeugt. Der Rotor des Elektromotors weist hierbei geeigneterweise eine Anzahl von Permanentmagneten auf, wobei durch die Wechselwirkung der Permanentmagnete mit dem Drehfeld ein resultierendes Drehmoment erzeugt wird, welches den Rotor in Rotation versetzt.
• Die Phasen des erzeugten Drehstroms und des zugehörigen Drehfeldes werden als (Motor-)Phasen bezeichnet. Im übertragenen Sinne werden hierunter auch die jeweils einer solchen Phase zugeordneten Statorspulen (Phasenwicklung) mit den zugehörigen Verbindungsleitungen (Phasenende) verstanden. Die Phasen sind hierbei beispielsweise in einem Sternpunkt einer Sternschaltung miteinander verschaltet.
• Für einen effizienten Betrieb ist es notwendig, dass die Phasen zum richtigen Zeitpunkt mit Strom versorgt werden. Hierzu ist beispielsweise eine Vektorregelung, auch feldorientierte Regelung (engl.: Field Oriented Control, FOC) genannt, möglich. Bei einer solchen feldorientierten Regelung oder FOC wird der Drehstrom als zwei orthogonale Komponenten identifiziert, die mit einem Stromraumvektor visualisiert werden können. Die eine Komponente (Direktkomponente) definiert den magnetischen Fluss des Motors, die andere das Drehmoment (Quadraturstrom).
• Die feldorientierte Regelung regelt den Drehstrom in einem d-q-Referenzsystem (Bezugsystem) des Elektromotors. Im Idealfall ist der Stromraumvektor in Bezug auf den Rotor in Betrag und Richtung (Quadratur) fest, also unabhängig von der Rotation. Da der Strom-Raumvektor im d-q- Referenzsystem statisch ist, erfolgt die Stromregelung anhand von Gleichstromsignalen. Dies isoliert die Regler von den zeitlich variierenden Wicklungsströmen und -spannungen und eliminiert daher die Begrenzung des Reglerfrequenzgangs und der Phasenverschiebung auf das Motordrehmoment und die Drehzahl.
• Der Elektromotor weist hierbei eine zugeordnete Motorsteuerung auf, welche die entsprechenden Stromkomponenten-Sollwerte aus den Fluss- und Drehmoment-Sollwerten, welche von einer Drehzahlregelung vorgegeben werden, bestimmt. Die Motor- oder Phasenströme werden hierbei in das d-q-Referenzsystem transformiert.
• Um zu gewährleisten, dass die Phasen zum richtigen Zeitpunkt mit Strom versorgt werden ist eine genaue Bestimmung der relativen Position von Rotor und Stator notwendig.
• Die Rotorposition (Rotorlage) für die Positionsbestimmung wird beispielsweise mittels zusätzlicher Drehsensoren, wie zum Beispiel einem Hallsensor, ermittelt. Derartige Drehsensoren oder Geber sind jedoch kostenintensiv, weshalb eine Positionsbestimmung bevorzugterweise sensorlos erfolgen sollte.
• Die sensorlose Positionsbestimmung beruht beispielsweise auf der Erfassung von induzierten Strom- und/oder Spannungssignalen aufgrund der gegenelektromotorischen Kraft (Gegen-EMK, back-EMF), welche die rotierenden Permanentmagnete in den Phasenwicklungen induziert. Die induzierten Gegen-EMK-Signale sind proportional zu der Rotordrehzahl, wodurch nachteiligerweise bei niedrigen Drehzahlen oder beim Stillstand des Elektromotors nur wenige oder keine Informationen zur Positionsbestimmung für die Motorsteuerung bereitstehen. Insbesondere wird das Signal-zu-Rausch-Verhältnis bei niedrigen Drehzahlen reduziert. Eine derartige Einschränkung besteht auch für flussbasierte sensorlose Messverfahren. Dadurch ist in der Regel eine Positionsbestimmung oder Positionserkennung unterhalb einer Schwelldrehzahl nicht möglich, wodurch ein sicherer und zuverlässiger Betrieb des Elektromotors, insbesondere während eines Anfahrens aus dem Stillstand oder während eines Betriebs mit niedriger Drehzahl, nachteilig erschwert ist.
• Hierbei ist es beispielsweise möglich nahe dem (Motor-)Stillstand die Rotorposition zu schätzen, und den Elektromotor anhand der Schätzung anzusteuern. Um eine Abweichung zwischen der geschätzten Position und der tatsächlichen Position zu bestimmen, und diese in der Folge auszuregeln, wird beispielsweise ein Testsignal oder Testpuls in die vermutete d-Achse eingespeist. Dieses Testsignal kann jedoch zu einer Drehmomentwelligkeit des Elektromotors führen, wodurch dadurch bedingte, ungewünschte, akustische Beeinträchtigungen auftreten können.
• Diese akustischen Beeinträchtigungen sind in der Regel lediglich kurzzeitig während des Anlaufens oder bei niedrigen Motordrehzahlen des Elektromotors vorhanden, so dass diese häufig in Kauf genommen werden. Alternativ wird der akustische Einfluss des Testsignals durch mechanische Maßnahmen reduziert. Dies ist jedoch mit zusätzlichen Kosten verbunden.
• Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein besonders geeignetes Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine anzugeben. Insbesondere soll eine zuverlässige sensorlose Steuerung und/oder Regelung des Motorbetriebs auch bei geringen Drehzahlen ermöglicht werden. Weiterhin soll ein möglichst geräuschreduzierter Motorbetrieb ermöglicht werden. Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zugrunde, eine besonders geeignete elektrische Maschine sowie eine besonders geeignete Software auf einem Datenträger anzugeben.
• Die im Hinblick auf das Verfahren angeführten Vorteile und Ausgestaltungen sind sinngemäß auch auf die elektrische Maschine und/oder die Software übertragbar und umgekehrt. Die Konjunktion „und/oder“ ist hier und im Folgenden derart zu verstehen, dass die mittels dieser Konjunktion verknüpften Merkmale sowohl gemeinsam als auch als Alternativen zueinander ausgebildet sein können.
• Das erfindungsgemäße Verfahren ist zum Betrieb einer elektrischen Maschine vorgesehen, sowie dafür geeignet und ausgestaltet. Sofern nachfolgend Verfahrensschritte beschrieben werden, ergeben sich vorteilhafte Ausgestaltungen für die elektrische Maschine insbesondere dadurch, dass dieses ausgebildet ist, einen oder mehrere dieser Verfahrensschritte auszuführen.
• Verfahrensgemäß ist hierbei eine Regeleinheit zur Erzeugung einer Steuergröße für einen Elektromotor der elektrischen Maschine vorgesehen. Der Elektromotor ist hierbei insbesondere als ein bürstenloser Elektromotor mit einer mehrphasigen, insbesondere mindestens dreiphasigen, Drehfeldwicklung ausgeführt. Die Regeleinheit erzeugt die Steuergröße für die Motoransteuerung anhand eines Strom-Istwerts (Eingangsströme U, V, W) und eines Positions-Istwerts (Rotorposition). Unter dem Strom-Istwert sind hierbei insbesondere die Eingangsströme für die Motorphasen zu verstehen, wobei der Positions-Istwert insbesondere eine mechanische Position oder eine elektrische Position des Rotors des Elektromotors angibt. Die mechanische Position (mechanischer Winkel) beschreibt hierbei insbesondere die absolute mechanische Lage des Rotors zum Stator, wobei die elektrische Position (elektrischer Winkel) insbesondere den für die Kommutierung des Motorstroms maßgebenden Lagewert beschreibt. Die elektrische Position gibt hierbei insbesondere die Phasenlage eines Stromvektors zur Kommutierung des Elektromotors an. Vorzugsweise entspricht der Positions-Istwert der elektrischen Rotorposition.
• Der Motorbetrieb des Elektromotors wird durch eine feldorientierte Regelung (FOC) der Regeleinheit gesteuert und/oder geregelt. Hierbei wird ein Motor- oder Phasenstrom des Elektromotors als Strom-Istwert mittels einer Stromregelung in einem d-q-Referenzsystem (d/q-Koordinatensystem) mit einer Gleichspannungskomponente entlang einer d-Achse und einem Quadraturstrom entlang einer q-Achse geregelt. Die elektrische Maschine beziehungsweise der Elektromotor ist sensorlos ausgeführt, dies bedeutet, dass kein Positionssensor zur direkten oder unmittelbaren Erfassung der Rotorposition vorgesehen ist. Der Positions-Istwert wird daher sensorlos beispielsweise anhand einer Gegen-EMK des Elektromotors bestimmt.
• Zu Beginn des Betriebs, also beispielsweise in einem Stillstand des Elektromotors, bei welchem insbesondere noch keine ausreichende Gegen-EMK zur Bestimmung des Positions-Istwerts vorliegt, wird der Elektromotor verfahrensgemäß anhand einer geschätzten Motorposition gesteuert und/oder geregelt. Mit anderen Worten wird anfänglich ein geschätzter Positions-Istwert für die FOC verwendet. Unter „Schätzung“ oder „schätzen“ ist hier und im Folgenden eine genäherte Bestimmung der Motorposition beziehungsweise des Positions-Istwerts durch Auswertung der Gegen-EMK, beispielsweise durch Augenschein, vorcharakterisierten Messungen, hinterlegten Tabellen oder Kennlinien, oder mittels statistisch-mathematischer Methoden, zu verstehen. Der geschätzte Positions-Istwert kann hierbei auch ein hinterlegter Startwert sein.
• Zur Überprüfung und Anpassung der Positions-Schätzung wird ein Testsignal oder Testpuls erzeugt, mittels welchem eine Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition (tatsächlicher Positions-Istwert) und der geschätzten Motorposition (geschätzter Positions-Istwert) erzeugt wird. Dieses Testsignal wird in die (geschätzte) d-Achse des Elektromotors eingespeist.
• Erfindungsgemäß wird zusätzlich zu dem Testsignal ein Kompensationssignal erzeugt, und in die (geschätzte) q-Achse des Elektromotors eingespeist. Das Kompensationssignal wird hierbei anhand des Testsignals derart bestimmt, dass bei einer Einspeisung des Kompensationssignals in die q-Achse eine Drehmomentänderung des Elektromotors aufgrund des Testsignals reduziert oder kompensiert wird. Dadurch wird die Drehmomentwelligkeit durch das Testsignal über ein weiteres Ansteuersignal (Kompensationssignal) kompensiert. In der Folge wird die Akustik des Elektromotors, insbesondere beim Anlaufen, verbessert. Dadurch ist ein besonders geeignetes Verfahren zum Betrieb einer elektrischen Maschine realisiert.
• Entgegen einer herkömmlichen Ansteuerung wird bei der Erfindung nicht lediglich die Gleichspannungskomponente, sondern auch die Quadraturkomponente angesteuert. Diese Werte beziehungsweise eine Motorantwort auf diese Werte sind beispielsweise über den Phasenstrom gut messbar.
• Vorzugsweise wird die Drehmomentänderung des Elektromotors aufgrund des Testsignals durch das Kompensationssignal möglichst vollständig reduziert, so dass ein besonders laufruhiger Start der elektrischen Maschine ermöglicht ist. Dadurch wird ein Nutzerkomfort, insbesondere bei einer Anwendung der elektrischen Maschine als Verstellantrieb in einem Fahrzeuginnenraum eines Kraftfahrzeug, verbessert.
• In einer zweckmäßigen Weiterbildung wird eine Motorantwort auf das Testsignal und das Kompensationssignal, beispielsweise in Form eines Stroms in der q-Achse, erfasst und zur Bestimmung einer Motorposition verwendet. Das Testsignal dient der Überprüfung der Positions-Schätzung. Der Strom in der q-Richtung ist abhängig von der Abweichung zur geschätzten Motorposition, wenn kein Fehler zwischen der geschätzten und realen Position vorliegt, also wenn es keine Abweichung zwischen der tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Motorposition gibt, wird beispielsweise kein Strom in den Statorwicklungen des Elektromotors erzeugt. Der induzierte Strom kann als Motorantwort beispielsweise mittels eines Strommessers, insbesondere mittels eines Shunt-Widerstandes, erfasst werden. Durch das Testsignal ist somit eine Steuerung und/oder Regelung der geschätzten Motorposition auch bei niedrigen Motordrehzahlen ermöglicht, wobei das Kompensationssignal sicherstellt, dass hierbei keine Drehmomentwelligkeiten auftreten. Die geschätzte Motorposition ist somit iterativ oder sukzessiv an die tatsächliche Motorposition anpassbar. Das Verfahren wird vorzugsweise durchgeführt, bis ein weiteres sensorloses Verfahren (insbesondere auf Basis einer EMK-Auswertung) die Positionsbestimmung zuverlässig übernimmt. Die geschätzte Drehzahl kann hierbei als Wechsel- oder Umschaltkriterium zwischen den Verfahren dienen.
• Die Erfindung geht hierbei von der nachstehenden Formel für das Drehmoment des Elektromotors aus: $$M=\frac{3}{2}\ast p\ast (\mathrm{\Psi }\text{*}{i}_q+\left(L_d-L_q\right)\ast i_d\ast i_q),$$

  

  wobei p die Polpaarzahl des Elektromotors, Ψ der magnetische Fluss, i_q und i_d der Strom entlang der q- beziehungsweise d-Achse, und L_d und L_q die Induktivitätswerte des Stators (also der Statorspulen/der Statorwicklung) entlang der q- beziehungsweise d-Achse ist.
• Im Betriebspunkt gilt hierbei $$\frac{\delta M}{\delta i_d}=\frac{3}{2}p\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_q$$

  

  $$\frac{\delta M}{\delta i_q}=\frac{3}{2}p\left(\mathrm{\psi }+\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_d\right)$$

  
• Um die störenden Einflüsse des Testsignals, also die Drehmomentwelligkeit, zu reduzieren, ist es daher notwendig, dass die Drehmomentänderung ΔM bei einer Änderung der Ströme Δi_q und Δi_d Null ist: $$\Delta M=\frac{\delta M}{\delta i_d}\Delta i_d+\frac{\delta M}{\delta i_q}\Delta i_q=0$$

  

  $$0=\frac{3}{2}p\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_q\Delta i_d+\frac{3}{2}p\left(\mathrm{\psi }+\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_d\right)\Delta i_q$$

  
• Somit ergibt sich das Verhältnis zwischen den Stromänderungen Δi_q/Δi_d als $$\frac{\Delta i_q}{\Delta i_d}=\frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_q}{\mathrm{\Psi }+\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_d}=k$$

  

  wobei kein Kompensationsfaktor ist.
• Für die FOC werden typischerweise die korrespondierenden Spannungen u_d und u_q geregelt. Die Ströme i_d und i_q sind hierbei von u_d und u_q abhängig, so dass sich mit einem Laplace-Transformationsansatz folgende Gleichung ergibt: $$\left[\begin{array}{c}\Delta i_d\\ \Delta i_q\end{array}\right]=\frac{1}{F_N\left(s\right)}\left[\begin{array}{cc}{F}_{dd}\left(s\right)& F_{qd}\left(s\right)\\ F_{dq}\left(s\right)& F_{qq}\left(s\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\Delta u_d\\ \Delta u_q\end{array}\right]$$

  

  wobei s der Laplace-Transformationsparameter, F_N ein Normierungsfaktor und F_dd, F_qd, F_dq, F_qq die Transfermatrixkomponenten sind.
• Für die Randbedingung $$\Delta M=0$$

  

  ergibt sich $$k\ast F_{dd}\left(s\right)\ast \Delta u_d+k\ast F_{qd}\left(s\right)\ast \Delta u_q=F_{dq}\left(s\right)\ast \Delta u_d+F_{qq}\left(s\right)\ast \Delta u_q$$

  

  $$\left(k\ast F_{qd}\left(s\right)-F_{qq}\left(s\right)\right)\ast \Delta u_q=\left(F_{dd}\left(s\right)-k\ast F_{dd}\left(s\right)\right)\cdot \Delta u_d$$

  

  $$\Delta u_q=\frac{F_{dq}\left(s\right)-k\ast F_{dd}\left(s\right)}{k\ast F_{qd}\left(s\right)-F_{qq}\left(s\right)}\Delta u_d$$

  
• Der Normierungsfaktor F_N und die Transfermatrixkomponenten F_dd, F_qd, F_dq, F_qq sind anhand eines Motormodels identifizierbar. Welches Motormodel hierbei verwendet wird, ist dabei zunächst nebensächlich. Für unterschiedliche Elektromotoren werden unter Umständen unterschiedliche Motormodele verwendet. Beispielsweise wird hierbei ein d-q-Motormodel verwendet, wie es nachfolgend in der Figurenbeschreibung (5) näher erläutert ist. Bei einem solchen Motormodel ergibt sich $$\left[\begin{array}{c}\Delta i_d\\ \Delta i_q\end{array}\right]=\frac{1}{{\text{L}}_q{L}_{\text{d}}{s}^2+R_S\left({\text{L}}_d+{\text{L}}_q\right)s+R_s^2+{\omega }_{el}^2{\text{L}}_q{\text{L}}_d}\left[\begin{array}{cc}{R}_S+{\text{L}}_{q}s& {\omega }_{el}{\text{L}}_q\\ -{\omega }_{el}{\text{L}}_d& R_S+{\text{L}}_{d}s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\Delta u_d\\ \Delta u_q\end{array}\right]$$

  

  $$k\ast \left(R_s+{\text{L}}_{q}s\right)\ast \Delta u_d+k\ast {\omega }_{el}{\text{L}}_q\ast \Delta u_q={\omega }_{el}{\text{L}}_d\ast \Delta u_d-\left(R_S+{\text{L}}_{d}s\right)\ast \Delta u_q$$

  
• In einer geeigneten Ausführung wird das Kompensationssignal Δu_q anhand der Formel $$\Delta u_q=\frac{{\omega }_{el}{L}_d-k\ast \left(R_S+{\text{L}}_{q}s\right)}{k\ast {\omega }_{el}{\text{L}}_q+\left(R_S+L_{d}s\right)}\Delta u_d$$

  

  bestimmt. Hierbei sind Δu_d dasTestsignal, ω_el die (Dreh-)Frequenz des Rotors, L_d und L_q der Induktivitätswert des Stators entlang der d- beziehungsweise q-Achse, Rs der ohmsche Widerstand des Stators (der Statorspulen/Statorwicklung), s der Laplace-Transformationsparameter, und k der Kompensationsfaktor.
• In einer zweckmäßigen Weiterbildung wird zur Reduzierung des Rechenaufwands eine vereinfachte Berechnung des Kompensationssignals Δu_q verwendet.
• Für kleine Rotor-Frequenzen (ω_el ~ 0 kHz), wie sie beispielsweise beim Anlaufen aus dem Stillstand vorliegen, kann die vorstehende Formel mit $$\Delta u_q\cong \frac{-k\ast \left(R_S+{\text{L}}_{q}s\right)}{\left(R_S+L_{d}s\right)}\Delta u_d$$

  

  angenähert werden. Kann zudem Rs vernachlässigt werden ergibt sich: $$\Delta u_q\cong \frac{-k\ast {\text{L}}_q}{{\text{L}}_d}\Delta u_d$$

  
• Kann Rs nicht aber ω_el vernachlässigt werden ergibt sich: $$\Delta u_q\cong \frac{{\omega }_{el}{\text{L}}_d-k\ast {\text{L}}_{q}s}{k\ast {\omega }_{el}{\text{L}}_q+{\text{L}}_{d}s}\Delta u_d$$

  

  wobei Δu_q das Kompensationssignal, Δu_d dasTestsignal, ω_el die Frequenz des Rotors, L_d und L_q der Induktivitätswert des Stators entlang der d- beziehungsweise q-Achse, s der Laplace-Transformationsparameter, und k der Kompensationsfaktor ist.
• In einer vorteilhaften Ausführung wird der Kompensationsfaktor k anhand der Formel $$\frac{\Delta i_q}{\Delta i_d}=-\frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_q}{\Psi +\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_d}=k$$

  

  bestimmt. Zur Vereinfachung der Berechnung und damit zur Reduzierung des Rechenaufwands kann eine vereinfachte Proportionalitätsberechnung verwendet werden. Die vorstehende Proportionalitätsberechnung kann für große magnetische Flüsse Ψ >> (L_d - L_q)i_d mit $$k\cong -\frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)}{\mathrm{\Psi }}{i}_q$$

  

  angenähert werden.
• Für eine besonders ressourcensparende und rechenaufwandreduzierte Bestimmung des Kompensationssignals können die vereinfachten Berechnungen des Kompensationssignals Δu_q und der Proportionalitätsberechnung kombiniert werden. In einer geeigneten Ausgestaltung gilt für Ψ >> (L_d - L_q)i_d bei einer gleichzeitigen Vernachlässigung des Einflusses von Rs und ω_el: $$\Delta u_q\cong \frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)\ast L_q}{\Psi *{\text{L}}_d}\Delta u_d$$

  

  wobei Δu_q das Kompensationssignal, Δu_d das Testsignal, Ψ der magnetische Fluss, und L_d/L_q der Induktivitätswert des Stators entlang der d-/q-Achse ist.
• In einer bevorzugten Weiterbildung wird als Testsignal eine Sinusspannung mit einer konstanten Frequenz verwendet. Bei der Berechnung des Kompensationssignals kann somit der Laplace-Transformationsparameter s durch jω_ud ersetzt werden, wobei j die imaginäre Einheit, und ω_ud die Frequenz des Testsignals ist. Es ergibt sich somit $$\Delta u_q=\frac{{\omega }_{el}{\text{L}}_d-k\ast \left(R_S+{\text{L}}_{q}j{\omega }_{Ud}\right)}{k\ast {\omega }_{el}{\text{L}}_q+\left(R_S+L_{d}j{\omega }_{Ud}\right)}\Delta u_d$$

  
• Wie zuvor können zur Reduzierung des Berechnungsaufwands die Vereinfachungen Ψ >> (L_d - L_q)i_d und/oder die Vernachlässigungen von Rs und ω_el Anwendung finden.
• Ist das Testsignal eine Sinusspannung, so ist auch das Kompensationssignal eine Sinusspannung. Der Amplituden- und Phasenwert kann hierbei beispielsweise auch in einer Tabelle hinterlegt sein und genutzt werden. Diese Werte können über die dargestellten Gleichungen ermittelt werden. Alternativ können sie aber auch empirisch (z.B. mit Hilfe einer Akustikmessung) ermittelt werden. Die Tabellenwerte können beispielsweise in Abhängigkeit der Temperatur, der geschätzten Drehzahl oder der geschätzten Last erstellt und genutzt werden.
• Die erfindungsgemäße elektrische Maschine ist beispielsweise als ein Verstellantrieb in einem Kraftfahrzeug ausgeführt. Die elektrische Maschine weist hierbei einen bürstenlosen Elektromotor mit einem Stator und mit einem Rotor auf. Die elektrische Maschine weist weiterhin eine Regeleinheit zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors auf. Die Regeleinheit ist beispielsweise mit einem Controller (das heißt einer Steuereinheit) gekoppelt oder in diese integriert.
• Der Controller ist hierbei allgemein - programm- und/oder schaltungstechnisch - zur Durchführung des vorstehend beschriebenen erfindungsgemäßen Verfahrens eingerichtet. Der Controller ist somit konkret dazu eingerichtet, eine anfängliche Motorposition zu schätzen, ein Testsignal zu erzeugen und in die geschätzte d-Achse einzuspeisen, und anhand des Testsignals ein Kompensationssignal zu bestimmen und in die q-Achse einzuspeisen.
• In einer bevorzugten Ausgestaltungsform ist der Controller zumindest im Kern durch einen Mikrocontroller mit einem Prozessor und einem Datenspeicher gebildet, in dem die Funktionalität zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens in Form einer Betriebssoftware (Firmware) programmtechnisch implementiert ist, so dass das Verfahren - gegebenenfalls in Interaktion mit einem Vorrichtungsnutzer - bei Ausführung der Betriebssoftware in dem Mikrocontroller automatisch durchgeführt wird. Der Controller kann im Rahmen der Erfindung alternativ aber auch durch ein nicht-programmierbares elektronisches Bauteil, wie zum Beispiel einem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) oder durch einem FPGA (Field Programmable Gate Array), gebildet sein, in dem die Funktionalität zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit schaltungstechnischen Mitteln implementiert ist.
• Ein zusätzlicher oder weiterer Aspekt der Erfindung sieht eine Software auf einem Medium oder Datenträger zur Durchführung oder Ausführung des vorstehend beschriebenen Verfahrens vor. Dies bedeutet, dass die Software auf einem Datenträger hinterlegt ist, und zur Ausführung des vorstehend beschriebenen Verfahrens vorgesehen, sowie dafür geeignet und ausgestaltet ist. Die Software ist insbesondere ein Computerprogrammprodukt, umfassend Befehle, welche bei der Ausführung des Programms durch einen Computer diesen veranlassen, das vorstehend beschriebene auszuführen.
• Dadurch ist eine besonders geeignete Software für den Betrieb einer elektrischen Maschine realisiert, mit welcher die Funktionalität zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens programmtechnisch implementiert wird. Die Software ist somit insbesondere eine Betriebssoftware (Firmware), wobei der Datenträger beispielsweise ein Datenspeicher des Controllers ist.
• Nachfolgend sind Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
• 1 eine elektrische Maschine mit einer Stromquelle und mit einem Elektromotor sowie mit einem dazwischen verschalteten Stromrichter,
• 2 drei Phasenwicklungen eines dreiphasigen Elektromotors der Maschine in Sternschaltung,
• 3 ein Brückenmodul einer Brückenschaltung des Stromrichters zur Ansteuerung einer Phasenwicklung des Elektromotors,
• 4 ein Ersatzschaltbild für die Stromquelle, und
• 5 ein Blockdiagramm für eine feldorientierte Regelung des Elektromotors.
• Die Erfindung ist im Nachfolgenden beispielhaft anhand eines Antriebs mit B6-Schaltung erläutert. Die Erfindung kann jedoch auch auf andere Anordnungen angewendet werden.
• Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren stets mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
• Die 1 zeigt eine elektrische Maschine 2 für einen elektromotorischen Antrieb eines nicht näher dargestellten Fahrzeugs, beispielsweise eines Kraftfahrzeugs oder eines elektrisch angetriebenen oder antreibbaren Fahrrads (E-Bike). Die Maschine 2 umfasst hierbei einen dreiphasigen bürstenlosen Elektromotor 4, welcher mittels eines Stromrichters (Umrichter, Wechselrichter) 6 an eine Stromquelle (Spannungsversorgung) 8 angeschlossen ist. Die Stromquelle 8 umfasst in diesem Ausführungsbeispiel einen fahrzeuginternen Energiespeicher in Form einer (Kraftfahrzeug-)Batterie 10, sowie einen damit verbundenen (Gleichspannungs-)Zwischenkreis 12, welcher sich zumindest teilweise in den Stromrichter 6 erstreckt.
• Der Zwischenkreis 12 ist im Wesentlichen durch eine Hinleitung 12a und eine Rückleitung 12b gebildet, mittels welchen der Stromrichter 6 an die Batterie 10 angeschlossen ist. Die Leitungen 12a und 12b sind zumindest teilweise in den Stromrichter 6 geführt, in welchen zwischen diesen ein Zwischenkreiskondensator 14 sowie eine Brückenschaltung 16 verschaltet sind.
• Im Betrieb der Maschine 2 wird ein der Brückenschaltung 16 zugeführter Eingangsstrom I_E in einen dreiphasigen Ausgangsstrom (Motorstrom, Drehstrom) lu, Iv, Iw für die drei Phasen U, V, W des Elektromotors 4 gewandelt. Die nachfolgend auch als Phasenströme bezeichneten Ausgangsströme lu, Iv, Iw werden an die entsprechenden Phasen(-wicklungen) U, V, W (2) eines nicht näher dargestellten Stators geführt.
• In der 2 ist eine Sternschaltung 18 der drei Phasenwicklungen U, V, W dargestellt. Die Phasenwicklungen U, V und W sind mit jeweils einem (Phasen-)Ende 22, 24, 26 an ein jeweiliges Brückenmodul 20 (3) der Brückenschaltung 16 geführt, und mit dem jeweils gegenüberliegenden Ende in einem Sternpunkt 28 als gemeinsamen Verbindungsanschluss miteinander verschaltet. In der Darstellung der 2 sind die Phasenwicklungen U, V und W jeweils mittels eines Ersatzschaltbildes in Form einer Induktivität 30 und eines ohmschen Widerstandes 32 sowie einem jeweiligen Spannungsabfall 34, 36, 38 gezeigt. Die jeweils über die Phasenwicklung U, V, W abfallende Spannung 34, 36, 38 ist schematisch durch Pfeile repräsentiert und ergibt sich aus der Summe der Spannungsabfälle über der Induktivität 30 und dem ohmschen Widerstand 32 sowie der induzierten Spannung 40. Die durch eine Bewegung eines Rotors des Elektromotors 4 induzierte Spannung 40 (elektromagnetische Kraft, EMK, EMF) ist in der 2 anhand eines Kreises dargestellt.
• Die Ansteuerung der Sternschaltung 18 erfolgt mittels der Brückenschaltung 16. Die Brückenschaltung 16 ist mit den Brückenmodulen 20 insbesondere als eine B6-Schaltung ausgeführt. In dieser Ausgestaltungsform wird im Betrieb an jede der Phasenwicklungen U, V, W in hoher Schaltfrequenz getaktet zwischen einem hohen (Gleich-)Spannungsniveau der Zuleitung 12a und einem niedrigen Spannungsniveau der Rückleitung 12b umgeschaltet. Das hohe Spannungsniveau ist hierbei insbesondere eine Zwischenkreisspannung U_ZK des Zwischenkreises 12, wobei das niedrige Spannungsniveau vorzugsweise ein Erdpotential U_G ist. Diese getaktete Ansteuerung ist als eine - in 1 mittels Pfeilen dargestellte - PWM-Ansteuerung durch einen Controller 42 ausgeführt, mit welcher eine Steuerung und/oder Regelung der Drehzahl, der Leistung sowie der Drehrichtung des Elektromotors 4 möglich ist.
• Die Brückenmodule 20 umfassen jeweils zwei Halbleiterschalter 44 und 46, welche in der 2 lediglich schematisch und beispielhaft für die Phase W dargestellt sind. Das Brückenmodul 20 ist einerseits mit einem Potentialanschluss 48 an die Zuleitung 12a und somit an die Zwischenkreisspannung U_ZK angeschlossen. Andererseits ist das Brückenmodul 20 mit einem zweiten Potentialanschluss 50 an die Rückleitung 12b und somit an das Erdpotential U_G kontaktiert. Über die Halbleiterschalter 44, 46 ist das jeweilige Phasenende 22, 24, 26 der Phase U, V, W entweder mit der Zwischenkreisspannung U_ZK oder mit dem Erdpotential U_G verbindbar. Wird der Halbleiterschalter 44 geschlossen (leitend) und der Halbleiterschalter 46 geöffnet (nichtleitend, sperrend), so ist das Phasenende 22, 24, 26 mit dem Potential der Zwischenkreisspannung U_ZK verbunden. Entsprechend ist bei einem Öffnen des Halbleiterschalters 44 und einem Schließen des Halbleiterschalters 46 die Phase U, V, W mit dem Erdpotential U_G kontaktiert. Dadurch ist es mittels der PWM-Ansteuerung möglich, jede Phasenwicklung U, V, W mit zwei unterschiedlichen Spannungsniveaus zu beaufschlagen.
• In der 3 ist ein einzelnes Brückenmodul 20 vereinfacht dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel sind die Halbleiterschalter 44 und 46 als MOSFETs (metaloxide semiconductor field-effect transistor) realisiert, die jeweils mittels der PWM-Ansteuerung zwischen einem durchgeschalteten Zustand auf und einem sperrenden Zustand getaktet umschalten. Hierzu sind die jeweiligen Gateanschlüsse an entsprechende Steuerspannungseingänge 52, 54 geführt, mittels welcher die Signale der PWM-Ansteuerung des Controllers 42 übertragen werden.
• Die 4 zeigt ein Ersatzschaltbild für die Stromquelle 8. Im Betrieb erzeugt die Batterie 10 eine Batterieleistung P_Bat (5), eine Batteriespannung U_Bat sowie einen entsprechenden Batteriestrom I_Bat zum Betrieb des Stromrichters 6. In der 4 ist der Innenwiderstand der Batterie 10 als ein ohmscher Widerstand 56 und eine Eigeninduktivität der Batterie 10 als eine Induktivität 58 dargestellt. In der Rückleitung 12b ist ein Shuntwiderstand 60 geschaltet.
• Abhängig von den Schaltzuständen der (Leistungs-)Halbleiterschalter 44, 46 fließt der Phasenstrom lu, Iv, Iw über den Shuntwiderstand 60. Der Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand 60 wird verstärkt und ausgewertet. Mit Messungen und dem Kenntnisstand der Schaltzustände der Halbleiterschalter 44, 46 werden die Phasenströme lu, Iv, Iw von dem Controller 42 rekonstruiert. Es können auch andere Messmethoden zur Ermittlung der Motorströme verwendet werden (z. B. direkte Phasenstrommessung). Zusammen mit den gemessenen und/oder berechneten Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) stehen dem Controller 42 die Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) und die Phasenströme lu, Iv, Iw zur Verfügung.
• In dem Ausführungsbeispiel der 1 wird der Motorstrom mittels eines Strommessers 62, beispielsweise mittels des Shuntwiderstands 60, erfasst und dem Controller 42 geführt. Der Controller 42 bestimmt anhand von Motorgrößen, insbesondere anhand der erfassten Phasenströmen I_U, I_V, I_W und berechneten Phasenspannungen Uu, Uv, Uw, sowie anhand anderer Größen (z. B. Motorwiderstand, Motorinduktivität, Tastverhältnis der PWM-Spannung) eine Rotationsgröße θ, ω, also die Motorposition (Rotorposition) θ und/oder die (Rotor-)Drehzahl ω, berechnet oder geschätzt. Insbesondere wird hierbei eine elektrische Motorposition θ_el beziehungsweise eine elektrische Frequenz/Drehzahl ω_el berechnet oder geschätzt.
• Die 5 zeigt hierbei ein Blockdiagramm für einen verfahrensgemäßen Betrieb der elektrischen Maschine 2. Die Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors 4 erfolgt hierbei in einem d-q-Referenzsystem mit einer d-Achse und einer q-Achse.
• Verfahrensgemäß werden einer Regeleinheit 64 des Controllers 42 ein Strom-Sollwert I_dsoll und I_qsoll für den Soll-Strom entlang der d- und q-Achse vorgegeben. Die Regeleinheit 64 bestimmt durch eine feldorientierte Regelung entsprechende Stellsignale U_dFOC und U_qFOC für die Spannung zur Ansteuerung des Elektromotors 4.
• Zu Beginn des Betriebs, also beispielsweise bei einem Anlaufen aus dem Stillstand des Elektromotors 4, ist die Gegen-EMK nicht ausreichend um eine ausreichende Spannung 40 zu erzeugen, so dass die gemessenen Stromsignale des Strommessers 62 nicht ausreichend zur Bestimmung der Motorposition θ_el sind. In der Folge sind die Soll-Stromwerte I_dsoll und I_qsoll für die Regeleinheit 64 nicht anhand der gemessenen Stromsignale bestimmbar. Zu Beginn des Verfahrens beziehungsweise des Betriebs wird daher die Motorposition θ_el von dem Controller geschätzt, und hieraus die Soll-Stromwerte I_dsoll und I_qsoll für die Regeleinheit 64 bestimmt.
• Zur Überprüfung und Anpassung der Positions-Schätzung wird von einer Kompensationseinheit 66 ein Testsignal oder Testpuls U_dTest erzeugt, mittels welchem eine Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Motorposition bestimmbar ist. Dieses Testsignal U_dTest wird in die d-Achse des Elektromotors 4 eingespeist, insbesondere wird das Testsignal U_dTest mit dem Stellsignal U_dFOC addiert.
• Zusätzlich zu dem Testsignal U_dTest erzeugt die Kompensationseinheit 66 ein Kompensationssignal U_qComp, welches in die q-Achse des Elektromotors 4 eingespeist wird. Insbesondere wird das Kompensationssignal U_qComp mit dem Stellsignal U_qFOC addiert. Das Kompensationssignal U_qComp wird hierbei anhand des Testsignals U_dTest durch eine Berechnung 68 derart bestimmt, dass bei einer Einspeisung des Kompensationssignals U_qComp in die q-Achse eine Drehmomentänderung des Elektromotors 4 aufgrund des Testsignals U_dTest reduziert oder kompensiert wird.
• Die mit dem Testsignal U_dTest und dem Kompensationssignal U_qComp modifizierten Stellsignale U_d', U_q' werden durch eine nicht näher gezeigten PWM-Treiber in die korrespondierenden PWM-Signale zur Ansteuerung der Brückenschaltung 16 gewandelt.
• Vorzugsweise wird die Drehmomentänderung des Elektromotors 4 aufgrund des Testsignals U_dTest durch das Kompensationssignal U_qComp möglichst vollständig reduziert, so dass ein besonders laufruhiger Start der elektrischen Maschine 2 ermöglicht ist.
• Die Berechnung 68 zur Bestimmung des Kompensationssignals U_qComp basiert hierbei auf einem Motormodel für den Elektromotor 4. Vorzugsweise basiert die Berechnung 68 auf dem in der 5 dargestellten d-q-Motormodel des Elektromotors 4 für die motorseitige Wandlung der modifizierten Stellsignale U_d', U_q' in die Motorströme I_q und I_d.
• Nachfolgend ist das d-q-Motormodel anhand der 5 näher erläutert.
• Das d-Model zur Wandlung des modifizierten Stellsignals U_d' in den Motorstrom I_d umfasst zum einen Spulenanteil und einen ohmschen Anteil sowie einen Reaktanzanteil.
• Der Spulenanteil ist durch eine Verstärkung 70 mit dem Faktor 1/L_d, wobei L_d der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d-Achse ist, und durch einen Integrator 72 modelliert.
• Der ohmsche Anteil entspricht dem Spannungsverlust aufgrund des ohmschen Widerstands 32. Der ohmsche Anteil ist als negative Rückkopplung mit einer Verstärkung 74 mit dem Faktor R ausgeführt, wobei R der ohmsche Widerstand 32 des Elektromotors 4 beziehungsweise des Stators ist.
• Der Reaktanz- oder Blindwiderstandsanteil entspricht dem aufgrund der Rotordrehung induzierten Anteil aufgrund des Motorstroms I_q. Für den Reaktanzanteil wird von dem Controller ein Wert für die Motordrehzahl beziehungsweise Rotorfrequenz ω_el bestimmt, beispielsweise geschätzt. Die Motordrehzahl ω_el wird mit dem durch das nachfolgend erläuterte q-Model bestimmten Motorstrom I_q und über eine Verstärkung 76 mit dem Faktor L_q multipliziert, wobei L_q der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der q-Achse ist. Der Reaktanzanteil wird hierbei auf den Stellwert U_d' addiert.
• Das q-Model zur Wandlung des modifizierten Stellsignals U_q' in den Motorstrom I_q umfasst zum einen Spulenanteil und einen ohmschen Anteil sowie einen Reaktanzanteil und einen induzierten Anteil.
• Der Spulenanteil ist durch eine Verstärkung 78 mit dem Faktor 1/L_q und durch einen Integrator 80 modelliert.
• Der ohmsche Anteil ist als negative Rückkopplung mit einer Verstärkung 82 mit dem Widerstandswert R ausgeführt.
• Für den Reaktanz- oder Blindwiderstandsanteil wird die Motordrehzahl ω_el wird mit dem durch das d-Model bestimmten Motorstrom I_d und über eine Verstärkung 84 mit dem Faktor L_d multipliziert. Der Reaktanzanteil wird von dem Stellwert U_q' abgezogen.
• Der induzierte Anteil ist als Produkt der Motordrehzahl ω_el mit dem magnetischen Fluss Ψ modelliert, wobei das Produkt als eine Verstärkung 86 mit dem Faktor PsiM ausgeführt ist, und wobei PSiM dem magnetischen Fluss Ψ entspricht. Der induzierte Anteil wird von dem Stellwert U_q' abgezogen.
• Beispielsweise wird das Kompensationssignal U_qComp durch die Berechnung 68 anhand der Formel $$\Delta u_q=\frac{{\omega }_{el}{\text{L}}_d-k\ast \left(R_S+{\text{L}}_{q}s\right)}{k\ast {\omega }_{el}{\text{L}}_q+\left(R_S+{\text{L}}_{d}s\right)}\Delta u_d$$

  

  bestimmt. Hierbei sind Δu_q das Kompensationssignal U_qComp, Δu_d dasTestsignal U_dTest, ω_el die Motordrehzahl, L_d und L_q der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d- beziehungsweise q-Achse, Rs der Widerstandwert des ohmschen Widerstands 32, s der Laplace-Transformationsparameter, und kein Kompensationsfaktor.
• Zur Reduzierung des Rechenaufwands kann auch eine vereinfachte Berechnung 68 verwendet werden, bei welcher mindestens eine Näherung vorgenommen ist.
• Für kleine Rotor-Frequenzen (ω_el ~ 0 kHz), wie sie beispielsweise beim Anlaufen aus dem Stillstand vorliegen, kann die vorstehende Formel mit $$\Delta u_q\approx \frac{-k\ast \left(R_S+{\text{L}}_{q}s\right)}{\left(R_S+{\text{L}}_{d}s\right)}\Delta u_d$$

  

  angenähert werden. Kann zudem Rs vernachlässigt werden ergibt sich: $$\Delta u_q\cong \frac{-k\ast {\text{L}}_q}{{\text{L}}_d}\Delta u_d$$

  
• Kann Rs nicht aber ω_el vernachlässigt werden ergibt sich: $$\Delta u_q\cong \frac{{\omega }_{el}{\text{L}}_d-k\ast {\text{L}}_{q}s}{k\ast {\omega }_{el}{\text{L}}_q+{\text{L}}_{d}s}\Delta u_d$$

  

  wobei Δu_q das Kompensationssignal U_qComp, Δu_d dasTestsignal U_dTest, ω_el die Motordrehzahl, L_d und L_q der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d- beziehungsweise q-Achse, s der Laplace-Transformationsparameter, und k der Kompensationsfaktor ist.
• Der Kompensationsfaktor k ist insbesondere anhand der Formel $$k\cong -\frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)}{\mathrm{\Psi }}{i}_q$$

  

  bestimmt, wobei Ψ der magnetische Fluss, i_q und i_d die Motorstrom I_q und I_d, und Δi_q und Δi_d die resultierende Stromänderungen durch das Testsignal U_dTest und das Kompensationssignal U_qComp entlang der d- und q-Achse ist. Zur Vereinfachung der Berechnung 68 und damit zur Reduzierung des Rechenaufwands kann eine vereinfachte Proportionalitätsberechnung verwendet werden. Die vorstehende Proportionalitätsberechnung kann für große magnetische Flüsse Ψ >> (L_d - L_q)i_d mit $$k\cong -\frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)}{\mathrm{\Psi }}{i}_q$$

  

  angenähert werden.
• Für eine besonders ressourcensparende und rechenaufwandreduzierte Bestimmung des Kompensationssignals können die vorstehenden Näherungen miteinander kombiniert werden. So gilt für Ψ >> (L_d - L_q)i_d bei einer gleichzeitigen Vernachlässigung des Einflusses von Rs und ω_el: $$\Delta u_q\cong \frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)\ast {\text{L}}_q}{\Psi *{\text{L}}_d}\Delta u_d$$

  

  wobei Δu_q das Kompensationssignal U_qComp, Δu_d das Testsignal U_dTest, Ψ der magnetische Fluss, und L_d/L_q der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d-/q-Achse ist.
• Als Testsignal U_dTest kann beispielsweise eine Sinusspannung mit einer konstanten Frequenz verwendet werden. Bei der Berechnung 68 kann somit der Laplace-Transformationsparameter s durch jω_ud ersetzt werden, wobei j die imaginäre Einheit, und ω_ud die Frequenz des Testsignals ist. Es ergibt sich somit $$\Delta u_q=\frac{{\omega }_{el}{L}_d-k\ast \left(R_S+{\text{L}}_{q}j{\omega }_{Ud}\right)}{k\ast {\omega }_{el}{\text{L}}_q+\left(R_S+{\text{L}}_{d}j{\omega }_{Ud}\right)}\Delta u_d$$

  
• Zur Reduzierung des Berechnungsaufwands können hierbei auch die Vereinfachungen Ψ >> (L_d - L_q)i_d und/oder die Vernachlässigungen von Rs und ω_el Anwendung finden.
• Die Motorantwort auf das Testsignal U_dTest und das Kompensationssignal U_qComp, also die Motorströme I_q und I_d, werden durch die Strommessung 62 erfasst und zur Bestimmung der Motorposition beziehungsweise zur Bestimmung der Abweichung zwischen der geschätzten und tatsächlichen Motorposition verwendet. Diese Abweichung wird mit dem Controller 42 derart geregelt, dass sie möglichst gering ist, so dass die geschätzte und tatsächliche Motorposition möglichst übereinstimmen.
• Die beanspruchte Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Vielmehr können auch andere Varianten der Erfindung von dem Fachmann hieraus im Rahmen der offenbarten Ansprüche abgeleitet werden, ohne den Gegenstand der beanspruchten Erfindung zu verlassen. Insbesondere sind ferner alle im Zusammenhang mit den verschiedenen Ausführungsbeispielen beschriebenen Einzelmerkmale im Rahmen der offenbarten Ansprüche auch auf andere Weise kombinierbar, ohne den Gegenstand der beanspruchten Erfindung zu verlassen.
• Bezugszeichenliste

2

Maschine

4

Elektromotor

6

Stromrichter

8

Stromquelle

10

Batterie

12

Zwischenkreis

12a

Hinleitung

12b

Rückleitung

14

Zwischenkreiskondensator

16

Brückenschaltung

18

Sternschaltung

20

Brückenmodul

22, 24, 26

Phasenende

28

Sternpunkt

30

Induktivität

32

Widerstand

34, 36, 38

Spannungsabfall

40

Spannung

42

Controller

44, 46

Halbleiterschalter

48, 50

Potentialanschluss

52, 54

Steuerspannungseingang

56

Widerstand

58

Induktivität

60

Shuntwiderstand

62

Strommesser

64

Regeleinheit

66

Kompensationseinheit

70

Verstärkung

72

Integrator

74, 76, 78

Verstärkung

80

Integrator

82, 84, 86

Verstärkung

U, V, W

Phase/Phasenwicklung

IU, IV, IW

Phasenstrom/Ausgangsstrom

IE

Eingangsstrom

UZK

Zwischenkreisspannung

UG

Erdpotential

IBat

Batteriestrom

UBat

Batteriespannung

ωel

(elektrische) Frequenz/Motordrehzahl

Idsoll, Iqsoll

Strom-Sollwert

UdFOC, UqFOC

Stellsignal

UdTest

Testsignal

UqComp

Kompensationssignal

Iq, Id

Motorstrom

Ud', Uq'

Stellsignal

Claims (11)

1. Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine (2), aufweisend einen bürstenlosen Elektromotor (4) mit einem Stator und mit einem Rotor, und eine Regeleinheit (64) zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors (4) in einem rotorfesten d-q-Referenzsystem mit einer d-Achse und mit einer q-Achse, - wobei der Elektromotor (4) zu Beginn des Betriebs anhand einer geschätzten Motorposition gesteuert und/oder geregelt wird, - wobei ein Testsignal (U_dTest) zur Bestimmung einer Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Motorposition erzeugt wird, - wobei das Testsignal (U_dTest) in die d-Achse eingespeist wird, - wobei anhand des Testsignals (U_dTest) ein Kompensationssignal (U_qComp) derart bestimmt wird, dass bei einer Einspeisung des Kompensationssignals (U_qComp) in die q-Achse eine Drehmomentänderung des Elektromotors (4) aufgrund des Testsignals (U_dTest) reduziert wird, und - wobei das Kompensationssignal (U_qComp) in die q-Achse eingespeist wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Drehmomentänderung des Elektromotors (4) aufgrund des Testsignals (U_dTest) durch das Kompensationssignal (U_qComp) vollständig reduziert wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass eine Motorantwort auf das Testsignal (U_dTest) und das Kompensationssignal (U_qComp) erfasst und zur Bestimmung einer Motorposition verwendet wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensationssignal (U_qComp) anhand der Formel $$\Delta u_q=\frac{{\omega }_{el}{\text{L}}_d-k\ast \left(R_S+{\text{L}}_{q}s\right)}{k\ast {\omega }_{el}{\text{L}}_q+\left(R_S+{\text{L}}_{d}s\right)}\Delta u_d$$

   

   bestimmt wird, wobei - Δu_q das Kompensationssignal (U_qComp) ist, - Δu_d dasTestsignal (U_dTest) ist, - ω_el die Frequenz des Rotors ist, - L_d der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist, - L_q der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist, - Rs der ohmsche Widerstand des Stators ist, - s der Laplace-Transformationsparameter ist, und - kein Kompensationsfaktor ist.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, das Kompensationssignal (U_qComp) anhand der Formel $$\Delta u_q\cong \frac{-k\ast \left(R_S+L_{q}s\right)}{\left(R_S+{\text{L}}_{d}s\right)}\Delta u_d$$

   

   bestimmt wird, wobei - Δu_q das Kompensationssignal (U_qComp) ist, - Δu_d dasTestsignal (U_dTest) ist, - Rs der ohmsche Widerstand des Stators ist, - L_d der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist, - L_q der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist, - s der Laplace-Transformationsparameter ist, und - kein Kompensationsfaktor ist.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, das Kompensationssignal (U_qComp) anhand der Formel $$\Delta u_q\cong \frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)\ast {\text{L}}_q}{\mathrm{\Psi }*{\text{L}}_d}\Delta u_d$$

   

   bestimmt wird, wobei - Δu_q das Kompensationssignal (U_qComp) ist, - Δu_d dasTestsignal (U_dTest) ist, - Ψ der magnetische Fluss ist, - L_d der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist, und - L_q der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Kompensationsfaktor k anhand der Formel $$\frac{\Delta i_q}{\Delta i_d}=-\frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_q}{\mathrm{\Psi }+\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)i_d}=k$$

   

   bestimmt wird, wobei - i_q der Motorstrom entlang der q-Achse ist, - i_d der Motorstrom entlang der d-Achse ist, - Δi_q die resultierende Stromänderung durch das Kompensationssignal entlang der q-Achse ist, - Δi_d die resultierende Stromänderung durch das Testsignal entlang der d-Achse ist, - Ψ der magnetische Fluss ist, - L_d der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist, und - L_q der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Kompensationsfaktor k anhand der Formel $$k\cong -\frac{\left({\text{L}}_d-{\text{L}}_q\right)}{\mathrm{\Psi }}{i}_q$$

   

   bestimmt wird, wobei - i_q der Motorstrom entlang der q-Achse ist, - Ψ der magnetische Fluss ist, - L_d der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist, und - L_q der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass als Testsignal (U_dTest) eine Sinusspannung mit einer konstanten Frequenz verwendet wird.
10. Elektrische Maschine (2), aufweisend - einen bürstenlosen Elektromotor (4) mit einem Rotor und mit einem Stator, - eine Regeleinheit (64) zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors (4), und - einen Controller (42) zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9.
11. Software auf einem Datenträger zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wenn die Software auf einem Computer abläuft.

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