DE102022102992A1 - Lichtlaufzeit-Entfernungsmesssystem - Google Patents

Abstract

Entfernungsmesssystem (28), insbesondere Lichtlaufzeitkamerasystem (10),mit einer Beleuchtung (14) zur Aussendung und einem Lichtlaufzeitsensor (22) zum Empfang und Demodulation eines modulierten Lichtsund mit einem Modulator (30) zur Erzeugung eines Modulationssignals (M0',M0") für die Beleuchtung (14) und den Lichtlaufzeitsensor (22),wobei in einer Distanzmessung das Modulationssignal (M0',M0") mit einer ersten Modulationsfrequenz (f1) als Pseudo-Noise-Signal, insbesondere als Maximalfolge,zur Selektion eines Distanzbereiches (d1-d2) bereitgestellt wird,und in einer Kontrollmessung das Modulationssignal (M0',M0") als Gleichtaktsignal (CW) mit einer zweiten Modulationsfrequenz (f2), die kleiner ist als die erste Modulationsfrequenz (f1), bereitgestellt wird.

Description

• Die Erfindung betrifft ein Lichtlaufzeit-Entfernungsmesssystem, insbesondere Lichtlaufzeitkamerasystem, mit einer Beleuchtung zur Aussendung und einem Lichtlaufzeitsensor zum Empfang modulierten Lichts und mit einem Modulator zur Erzeugung eines Modulationssignals für die Beleuchtung und den Lichtlaufzeitsensor.
• Die Verwendung von derartigen pseudo-zufällige Binärfolgen (PN-Folgen) bei Lichtlaufzeit-Messsystemen ist durchaus verbreitet und auch die Substitution einer zugrundeliegenden Basis-PN-Folge mittels Sub-Bitfolgen ist im Zusammenhang mit derartigen Messsystemen hinlänglich bekannt. Die Verwendung von solchen pseudo-zufälligen Binärfolgen, die auch als „Pseudo-Noise Sequences“ bekannt sind, wie beispielsweise „Maximum Length Sequences“ (MLS) so genannte Maximalfolgen und „Barker-Codes“ zur Modulation eines Lichtlaufzeitsensors (Tiefenbildsensors) bieten aufgrund ihrer vorteilhaften Autokorrelationseigenschaften entscheidende Vorteile gegenüber herkömmlichen Modulationssequenzen in Form von einfach periodischen rechteck- bzw. sinusförmigen Signalfolgen.
• Eine direkte bzw. unveränderte Verwendung dieser bekannten PN-Folgen zur Beleuchtungs- und Sensor-Modulation ist jedoch aufgrund der ungleichen Anzahl von logischen „Nullen“ und „Einsen“ für bestimmte Lichtlaufzeit-Messverfahren ungeeignet. Es ergeben sich negative Auswirkungen auf die Messsystem-Performance, insbesondere hinsichtlich des Rauschverhaltens und der Fremdlichtfestigkeit.
• Ein Lichtlaufzeit-Entfernungsmesssystem der eingangs genannten Art ist beispielsweise als Lichtlaufzeitkamerasystem aus der Patentschrift DE 10 2014 210 750 B3 bekannt. Dieses Lichtlaufzeitkamerasystem weist eine Beleuchtung zur Aussendung modulierten Lichts und eine auf dem Photomischelement-Prinzip beruhende Lichtlaufzeitkamera zum Empfang modulierten Lichts sowie einen Modulator zur Erzeugung eines Modulationssignals für die Beleuchtung und die Lichtlaufzeitkamera aus zumindest einer Basis-PN-Folge auf. Die Basis-PN-Folge wird dabei in Form von Sub-Bitfolgen, die sich gemäß einer Substitutionsregel ergeben, an die Beleuchtung und die Lichtlaufzeitkamera ausgegeben.
• Aufgabe der Erfindung ist es, Maßnahmen anzugeben, die es ermöglichen, Fehlmessungen in einem selektierten Distanzbereich zu vermeiden.
• Die Aufgabe wird durch das Entfernungsmesssystem gemäß Anspruch 1 gelöst.
• Erfindungsgemäß ist ein Entfernungsmesssystem, insbesondere Lichtlaufzeitkamerasystem vorgesehen, mit einer Beleuchtung zur Aussendung und einem Lichtlaufzeitsensor zum Empfang und Demodulation eines modulierten Lichts und mit einem Modulator zur Erzeugung eines Modulationssignals für die Beleuchtung und den Lichtlaufzeitsensor,
  wobei in einer Distanzmessung das Modulationssignal mit einer ersten Modulationsfrequenz als Pseudo-Noise-Signal, insbesondere als Maximalfolge, zur Selektion eines Distanzbereiches bereitgestellt wird,
  und in einer Kontrollmessung das Modulationssignal als Gleichtaktsignal mit einer zweiten Modulationsfrequenz, die kleiner ist als die erste Modulationsfrequenz, bereitgestellt wird.
• Hierbei ist es von Vorteil, wenn in der Kontrollmessung eine Amplitude aus der Distanzmessung mit einer Amplitude aus der Kontrollmessung verglichen wird, wobei die Distanzmessung als ungültig verworfen wird, wenn das Ergebnis des Vergleichs außerhalb eines tolerierten Amplitudenbereichs liegt.
• Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
• Es zeigen:
• 1 eine schematische Darstellung eines als Lichtlaufzeitkamerasystem ausgebildeten Lichtlaufzeit-Entfernungsmesssystems gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
• 2 eine modulierte Integration der erzeugten Ladungsträger,
• 3 einen Schnitt durch ein Pixel eines als photonischer Mischelemente-Sensor ausgebildeten Lichtlaufzeitsensors des Lichtlaufzeitkamerasystems,
• 4 eine Prinzipdarstellung der Basis PN-Folge (oben), der resultierenden Folge für eine Beleuchtung des Lichtlaufzeitkamerasystems (Mitte) und der resultierenden Folge für einen der Modulationskanäle des photonischen Mischelemente-Sensors (unten),
• 5 resultierende Korrelationsfunktionen mehrerer Einzelmessungen bei denen eine Modulationssequenz der Beleuchtung gegenüber einer entsprechenden Modulationssequenz des Lichtlaufzeitsensors gemäß einer ersten Vorschrift variiert werden,
• 6 resultierende Korrelationsfunktionen mehrerer Einzelmessungen bei denen eine Modulationssequenz der Beleuchtung gegenüber einer entsprechenden Modulationssequenz des Lichtlaufzeitsensors gemäß einer zweiten Vorschrift variiert werden,
• 7 eine ideale Autokorrelationsfunktion eines selektierten Distanzbereichs,
• 8 eine Darstellung der Autokorrelationsfunktion gemäß 7 in anderer Darstellung,
• 9 ein Aufscheinen eines Objekts in einem kritischen Bereich der Autokorrelationsfunktion,
• 10 eine realitätsnahe Autokorrelationsfunktion und eine AKF für eine erfindungsgemäße CW-Messung,
• 11 ein Ansteuerschema für eine erfindungsgemäße CW-Messung,
• 12 ein Verhalten der Amplituden, bei einer erfindungsgemäßen CW-Messung.
• Die 1 zeigt eine schematische Darstellung eines Lichtlaufzeitkamerasystems 10. Das Lichtlaufzeitkamerasystem 10 umfasst eine Sendeeinheit bzw. ein Beleuchtungsmodul 12 mit einer Beleuchtung 14 und einer dazugehörigen Strahlformungsoptik 16 sowie eine Empfangseinheit bzw. Lichtlaufzeitkamera 18 mit einer Empfangsoptik 20 und einem Lichtlaufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 weist ein Pixel-Array einer Vielzahl von Lichtlaufzeitpixeln 24 auf (von denen eines in 3 explizit gezeigt ist) und ist im Beispiel als photonischer Mischelemente-Sensor 26, auch PMD-Sensor genannt, ausgebildet. Ist der Lichtleitsensor 22 nicht bildgebend, so kann der Lichtlaufzeitsensor 22 auch wenige oder sogar nur ein einziges Lichtlaufzeitpixel 24 aufweisen. In diesem Zusammenhang spricht man nicht mehr von einem Lichtlaufzeitkamerasystem 10, sondern allgemein von einem Lichtlaufzeit-Entfernungsmesssystem 28. Die Empfangsoptik 20 besteht typischerweise zur Verbesserung der Abbildungseigenschaften aus mehreren optischen Elementen. Die Strahlformungsoptik 16 des Beleuchtungsmoduls 12 kann beispielsweise als Reflektor oder Linsenoptik ausgebildet sein. In einer sehr einfachen Ausgestaltung kann gegebenenfalls auch auf optische Elemente sowohl empfangs- als auch sendeseitig verzichtet werden.
• Das Messprinzip dieser Anordnung basiert im Wesentlichen darauf, dass ausgehend von der Phasenverschiebung des emittierten und empfangenen Lichts die Laufzeit und somit die zurückgelegte Wegstrecke des empfangenen Lichts ermittelt werden kann. Zu diesem Zwecke werden die Beleuchtung 14 und der Lichtlaufzeitsensor 22 über einen Modulator 30 mit Modulationssignalen M₀₁, M₀₂ beaufschlagt, die auf gemeinsamen Basis-PN-Folgen beruhen.
• Im dargestellten Beispiel ist ferner zwischen dem Modulator 28 und der Beleuchtung 14 ein Phasenschieber 32 vorgesehen, mit dem die Basisphase φ₀ des Modulationssignals M₀₁ der Lichtquelle 12 um definierte Phasenlagen φ_var verschoben werden kann. Für typische Phasenmessungen werden vorzugsweise Phasenlagen von φ_var = 0°, 90°, 180°, 270° verwendet.
• Entsprechend des eingestellten Modulationssignals sendet die Lichtquelle 12 ein intensitätsmoduliertes Signal Sp₁ mit der ersten Phasenlage p₁ bzw. p₁ = φ₀ + φ_var aus. Dieses Signal Sp₁ bzw. die elektromagnetische Strahlung wird im dargestellten Fall von einem Objekt 34 reflektiert und trifft aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke entsprechend phasenverschoben Δφ(t_L) mit einer zweiten Phasenlage p₂ = φ₀ + φ_var + Δφ(t_L) als Empfangssignal Sp₂ auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Im Lichtlaufzeitsensor 22 wird das Modulationssignal M₀ mit dem empfangenen Signal Sp₂ gemischt, wobei aus dem resultierenden Signal die Phasenverschiebung bzw. die Objektentfernung d ermittelt wird.
• Ferner ist ein Modulationssteuergerät 36 vorgesehen, mit dem die Form und insbesondere Puls und Pausenverhältnisse des Modulationssignals vorgegeben werden. Auch kann über das Modulationssteuergerät 36 der Phasenschieber 32 in Abhängigkeit der durchzuführenden Messaufgabe angesteuert werden.
• Als Beleuchtungs- beziehungsweise Lichtquelle 12 eignen sich vorzugsweise Infrarot-Leuchtdioden sowie -Laserdioden. Selbstverständlich sind auch andere Strahlungsquellen in anderen Frequenzbereichen denkbar, insbesondere kommen auch Lichtquellen im sichtbaren Frequenzbereich in Betracht.
• Das Grundprinzip der Phasenmessung ist schematisch in 2 dargestellt. Die obere Kurve zeigt den zeitlichen Verlauf des Basis-Modulationssignals M₀ mit der die Beleuchtung 14 und der Lichtlaufzeitsensor 22 angesteuert werden. Das vom Objekt 32 reflektierte Licht trifft als Empfangssignal Sp₂ entsprechend seiner Lichtlaufzeit t_L phasenverschoben Δφ(t_L) auf den Lichtlaufzeitsensor 22.
• Mathematisch handelt es sich hierbei um eine Korrelationsfunktion des empfangenen Signals S_p2 mit dem modulierenden Signal M₀ am Sensor. $$q\left(\tau \right)={\displaystyle \int {}_0}{S}_{p2}\left(t-\tau \right)M_0\left(t\right)dt$$

  
• Bei einer Modulation mit einem Rechtecksignal ergibt sich in bekannter Weise als Korrelationsfunktion eine Dreiecksfunktion. Bei einer Modulation mit beispielsweise einem Sinussignal wäre das Ergebnis eine Kosinusfunktion.
• Zur maximalen Erfassung der Phasenverschiebung ist beispielsweise das IQ(Inphase-Quadratur) Verfahren bekannt, bei dem zwei Messungen mit um 90° verschobenen Phasenlagen durchgeführt werden, also beispielsweise mit der Phasenlage φ_var = 0° und φ_var = 90°.
• Der Phasenwinkel lässt sich dann in bekannter Weise über eine arctan-Funktion bzw. arctan2-Funktion bestimmen: $$\phi =arctan\frac{\Delta q\left(90°\right)}{\Delta q\left(0°\right)}$$

  
• Aufgrund des linearen Zusammenhangs zwischen Ladung und Spannung, lässt sich der Phasenwinkel ebenso über die Spannungsdifferenzen bestimmen: $$\phi =arctan\frac{\Delta U\left(90°\right)}{\Delta U\left(0°\right)}$$

  
• Um beispielsweise Asymmetrien des Sensors zu kompensieren, können zusätzliche um 180° verschobene Phasenmessungen durchgeführt werden, so dass sich im Ergebnis der Phasenwinkel wie folgt bestimmen lässt. $$\phi =\Delta \phi \left(t_L\right)=arctan\frac{\Delta q\left(90°\right)-\Delta q\left(270°\right)}{\Delta q\left(0°\right)-\Delta q\left(180°\right)}$$

  
• Oder in anderer Schreibweise $$\phi =\Delta \phi \left(t_L\right)=arctan2\frac{Y}{X}$$

  
• Aus der Phasenverschiebung φ bzw. Δφ(t_L) lassen sich für Objektabstände d, die kleiner sind als die halbe Wellenlänge λ der Modulationsfrequenz d ≤ λ/2, in bekannter Weise ein Abstand bestimmen. $$d=\Delta \phi \left(t_L\right)\frac{\lambda }{2\pi }\cdot \frac{1}{2}$$

  
• Die 3 zeigt den Querschnitt eines einzelnen Pixels 24 eines photonischen Mischelemente-Sensors 26 am Beispiel einer CCD-Struktur. Dabei umfasst das photonische Mischelement neben dem Pixel 24 die für die Spannungsversorgung und die Signalableitungen notwendigen Strukturen. Die äußeren Gates Gsep dienen lediglich zur elektrischen Abgrenzung dieses Pixels 24 gegenüber benachbarten Strukturen.
• Die in 3 gezeigte Ausführung ist auf einem p-dotierten Siliziumsubstrat 38 ausgeführt. Die Modulationsgates Ga, Gb der beiden Modulationskanäle A, B stellen den lichtsensitiven Teil 40 dar und befinden sich im Inversionszustand. Zusätzlich zu einer positiven Vorspannung Uo an der leitfähigen aber optisch teiltransparenten oberen Abdeckung, zum Beispiel aus Poly-Silizium, werden sie mit den überlagerten Gegentaktspannungen Um(t) betrieben. Die sich ergebenden Modulationsspannungen verursachen multiplikativ eine Separierung der durch die Photonen des einfallenden Lichts in der Raumladungszone erzeugten Minoritätsladungsträger unmittelbar unterhalb der Isolatorschicht 42, zum Beispiel aus Siliziumoxyd oder Siliziumnitrid. Diese Ladungsträger (im Beispiel Elektronen) driften unter dem Einfluss der modulierenden Gegentaktspannung zu den eng benachbarten Akkumulationsgates Ga oder Gb und werden dort aufintegriert während die Majoritätsladungsträger bzw. Löcher zum Masseanschluß des p-Si-Substrats fließen.
• Mit anderen Worten weist das Lichtlaufzeitpixel 24 des Lichtlaufzeitsensors 22 typischerweise eine erstes und zweites Akkumulationsgate Ga, Gb auf, in denen in Abhängigkeit des Potentialverlaufs im lichtempfindlichen Bereich die photonisch erzeugten Ladungen q abwechselnd über mehrere Modulationsperioden gesammelt werden. Die in der unverschobenen Phasenlage erzeugten Ladungen q werden im ersten Akkumulationsgate Ga und die in der um 180° verschobenen Phasenlage M₀ + 180° im zweiten Akkumulationsgate Gb gesammelt. Aus dem Verhältnis der im ersten und zweiten Gate Ga, Gb gesammelten Ladungen qa, qb lässt sich die Phasenverschiebung ΔΦ(t_L) und somit eine Entfernung d des Objekts bestimmen.
• Grundsätzlich ist die Anzahl von logischen Einsen einer als Maximalfolge (MLS) bezeichneten pseudo-zufälligen Binärfolge jeweils um Eins größer als die Anzahl logischer Nullen, wobei sie jeweils eine gerade Anzahl von logischen Einsen und die ungerade Anzahl von logischen Nullen aufweist. Bei der direkten Verwendung einer MLS für die Modulation eines PMD-Tiefenbildsensors 26 führt dies prinzipbedingt zu einer ungleichmäßigen Ladungsträgerverteilung auf die beiden Modulationsgates Ga, Gb beziehungsweise Modulationskanäle A, B. Um eine symmetrische Ladungsträgerverteilung zu erzielen und somit MLS für die Modulation eines PMD-Tiefenbildsensors 26 nutzbar zu machen, muss die Anzahl von Einsen und Nullen für die Realisierung der impulsförmigen Autokorrelationseigenschaft identisch sein. Dieser Ausgleich wird nun durch eine adäquate Substitution der einzelnen Bits der Basis-MLS herbeigeführt.
• Es ergibt sich nun folgendes Vorgehen bezüglich der resultierenden Modulationssignale M₀', M₀" für die Beleuchtung 14 und den Lichtlaufzeitsensor 22:
• Ausgehend von einer Basis-PN-Folge, die man auch als Basis-Modulationssignal M₀ auffassen kann, wird ein Modulationssignal M₀' für die Beleuchtung 14 und ein Modulationssignal Mo" für den Lichtlaufzeitsensor 22 in Form von Sub-Bit-Folgen generiert, wobei sich die Sub-Bitfolgen für die Beleuchtung 14 einer jeden Basis-PN-Folge von den entsprechenden Sub-Bitfolgen für den Lichtlaufzeitsensor 22 unterscheidet.
• Die Tabelle 1 zeigt ein besonders einfaches Schema für ein System 28, bei dem der Lichtlaufzeitsensor 22 als photonischer Mischelemente-Sensor 26 ausgebildet ist.
• Bei diesem Beispiel wird jedes Bit der Basis PN-Folge bei den Modulationssignalen durch ein 2-Bit-Wort ersetzt.

  Basis-PN-Bit	Exemplarische Substitution
  	BeleuchtungsModulation	PMD Modulation (Kanal A)	PMD Modulation (Kanal B)
  0	0 0	1 0	0 1
  1	0 1	0 1	1 0

• Da eine jede Basis-PN-Folge mindestens eine Null aufweist, bei der sich die Beleuchtungsmodulation von der PMD-Modulation jedes der Modulationskanäle A, B unterscheidet, unterscheiden sich die Sub-Bitfolgen für die Beleuchtung 14 einer jeden Basis-PN-Folge zwingend von den entsprechenden Sub-Bitfolgen für den hier als PMD-Sensor 26 ausgebildeten Lichtlaufzeitsensor 22.
• Die Substitution ist selbstverständlich nicht auf 2-Bit-Wort beschränkt, sondern kann auch mehr als 2-Bit, insbesondere auch 4-Bit aufweisen, wie in der nachfolgenden Tabelle exemplarisch gezeigt.

  Basis-PN-Bit	Exemplarische Substitution
  	BeleuchtungsModulation	PMD Modulation (Kanal A)	PMD Modulation (Kanal B)
  0	0 0 0 0	1 1 0 0	0 0 1 1
  1	1 0 0 0	0 0 1 1	1 1 0 0

• Diese Substitution zeichnet sich dadurch aus, dass in der PMD Modulation zwei EINSER-Bits vorgesehen und in der Beleuchtungsmodulation nur ein einziges EINS-Bit. Die Position des gesetzten EINS-Bits ist hierbei beliebig wählbar.
• Vorteilhaft weisen die Sub-Bit-Folgen eine geradzahlige Anzahl von Bits auf. Dabei ist die Anzahl der EINS- und NULL-Bits bei der Sensor- bzw. PMD-Modulation gleich groß. Für die Beleuchtungsmodulation ist es jedoch bevorzugt, die Anzahl der EINS-Bits kleiner als die Anzahl NULL-Bits und insbesondere kleiner als die Anzahl der EINS-Bits der Sensor- bzw. PMD-Modulation zu wählen.
• Die 4 ist in drei Abschnitte aufgeteilt. Dabei ist oben eine Prinzipdarstellung der Basis PN-Folge 44, in der Mitte eine Prinzipdarstellung einer resultierenden Sub-Bitfolge 46 für die Beleuchtung 14 des Lichtlaufzeitkamerasystems 10 und unten eine Prinzipdarstellung der resultierenden Sub-Bitfolge 48 für einen der Modulationskanäle A des photonischen Mischelemente-Sensors 26 dargestellt. Bei der hier zugrundeliegenden Substitution der Basis-PN-Bits ist jedes dieser Basis-PN-Bits durch ein 4-Bit-Wort substituiert.
• Wie gut in den Abbildungen der 4 erkennbar ist, unterscheiden sich die Signale für die Sensormodulation (unten) und die Beleuchtungsmodulation (Mitte) deutlich.
• Die 5 und 6 zeigen resultierende Korrelationsfunktionen (50, 52, 54, 56) von vier Einzelmessungen, bei denen eine Modulationssequenz der Beleuchtung 14 gegenüber einer entsprechenden Modulationssequenz des Lichtlaufzeitsensors 22 gemäß einer ersten Vorschrift beziehungsweise einer zweiten Vorschrift variiert werden. Dabei ist die Amplitude I über der Distanz d zwischen System 10, 28 und Objekt 34 aufgetragen.
• In den 5 und 6 sind die Korrelationsfunktionen zwischen optischem Modulationssignal M₀' und dem Modulationssignal M₀", mit dem der PMD-Tiefenbildsensor 26 moduliert wird, für je zwei exemplarische Modulationsschemata dargestellt. Bei der ersten Beispielmodulation (5) wurde die Beleuchtungs-Modulationssequenz jeweils viermal sukzessive um jeweils einen Puls gegenüber der Modulationssequenz des PMD-Tiefenbildsensors 26 verschoben. Bei der zweiten Beispielmodulation (6) wurde dagegen bei zwei Korrelationsfunktionen das Modulationssignal des PMD-Tiefenbildsensors 26 invertiert und die Beleuchtungs-Modulationssequenz jeweils nur um bis zu einem Puls verschoben.
• Es ist erkennbar, dass eine sukzessive relative Verschiebung der Modulationssequenzen gegeneinander zu einer sukzessiven Verschiebung des selektiven Distanzmessbereichs führt. Im vorliegenden Beispiel entspricht eine relative Verschiebung der beiden Modulationssequenzen um jeweils einen Puls einer Verschiebung des selektierten Distanzmessbereichs um jeweils 0,75 m. Weiterhin wird ersichtlich, dass die AKF konform der Autokorrelationseigenschaft von MLS nur jeweils innerhalb des selektierten Distanzmessbereichs ein Signal liefert, während sie außerhalb dieses Bereichs den Wert NULL annimmt.
• Die impulsförmige Autokorrelationsfunktion einer Maximalfolge bietet einerseits die Möglichkeit, den gewünschten Distanzmessbereich präzise einzugrenzen, so dass Objekte, die sich außerhalb dieses selektierten Distanzbereichs befinden nicht erfasst werden. Andererseits lässt sich der Bereich, in dem eine eindeutige Distanzmessung möglich ist (Eindeutigkeitsbereich) durch die Variation der Länge einer MLS praktisch beliebig ausdehnen.
• Diese „Ausblendeigenschaft“ bietet vielfältige neue Möglichkeiten und Vorteile gegenüber konventioneller Modulationsschemata, insbesondere:
• Mehrzielfähigkeit, beispielsweise zur Separation von Vorder- und Hintergrund einer Szene.
• Reduktion von Mischphasen, die beispielsweise auf Mehrwege-Interferenzen oder Streulicht zurückzuführen sind. Durch eine geeignete Konfiguration der Modulationssequenzen lässt sich Streulicht ggf. sogar nahezu komplett eliminieren.
• Der Vorteil der MLS Sequenz ist, dass das Beleuchtungs- und Demodulationssignal nur in einem gewissen Bereich miteinander korrelieren und somit das Problem des Eindeutigkeitsbereichs, wie es bei normaler Gleichtaktmodulation auftritt, größtenteils nicht mehr auftritt. Der Eindeutigkeitsbereich bzw. der selektierte Distanzbereich der MLS Modulation kann beispielsweise in Abhängigkeit der verwendeten Frequenzen zwischen 10 und 100 m eingestellt werden.
• Die Grenzen des Messbereichs in der MLS Sequenz sind allerdings nicht scharf definiert. Es gibt am Anfang und Ende des selektierten Messbereichs einen kritischen Distanzbereich KB, in dem Objekte sichtbar sein können, aber keine Distanzinformation in den Messungen enthalten ist. 7 illustriert dieses Verhalten für eine ideale Beleuchtung und Demodulation. In den gekennzeichneten kritischen Bereichen KB ist bereits ein Nutzsignal detektierbar, liefert jedoch noch keine Distanzinformationen.
• Das Verhalten der AKF ist in 8 noch einmal in anderer Form dargestellt. In einer realen Kamera liegt die AKF der 90° Phasenmessung im kritischen Bereich nicht bei 0, sondern leicht darüber, was dazu führt, dass Messungen über einen größeren Phasenbereich nicht mehr eindeutig sind. Es gibt dann also mehrere Distanzen, die zu den gleichen Messungen (X,Y) führen können.
• In 9 ist mit S(AKF,d) ein Signalverlauf eines Objekts gezeigt, das beispielsweise eine Reflektivität von 70 % aufweist und einen Bereich von 0 bis oberhalb des eingestellten Messbereichs bzw. selektierten Distanzbereichs d1-d2 durchfährt. Die AKF ist so gewählt, dass nur im Messbereich zwischen d1 und d2 das Messsignal bzw. die Signalamplitude eines Objekts einen Schwellenwert SW überschreitet. Außerhalb dieses selektierten Distanzbereichs d1-d2 liefert ein Objekt kein Signal.
• Am Ort dx ist eine Signalamplitude eines Objekts im kritischen Distanzbereich KB gezeigt. Bei einem idealen Verlauf der AKF wie in 7 gezeigt, würde dieses Objekt keine Signalamplitude erzeugen und würde somit nicht detektiert werden, da dieser Distanzbereich durch die gewählte AKF ausgeblendet wäre.
• Bei einem realen Sensor, wie in 10 schematisch gezeigt, können jedoch durch Asymmetrien, Toleranzen etc. im kritischen Bereich KB sowohl in der X- als auch Y-Amplitude von Null verschiedene Amplituden vorliegen, so dass ein Objekt im kritischen Bereich KB eine X- und Y-Amplitude erzeugen kann. Das in 9 im Abstand dx angedeutete Objekt könnte somit fehlerhaft als ein Objekt in einem Abstand dx' innerhalb des selektierten Distanzbereich d1-d2 detektiert werden. Da das Objekt in diesem Bereich auch näher ist als im selektierten Bereich und die Signalstärke mit abnehmender Distanz quadratisch zunimmt, kann ein solches Objekt ein signifikantes Signal erzeugen, auch wenn die AKF in diesem Bereich sehr klein ist. Somit kann eine solche nicht eindeutige Messung, die im kritischen Bereich liegt, nicht von einer Messung unterschieden werden, die innerhalb des selektierten Distanzbereichs liegt.
• Eine naheliegende Möglichkeit, dieses Problem zu umgehen, besteht darin, nicht eindeutige Messungen, welche auch innerhalb des kritischen Bereichs liegen könnten, als ungültig zu markieren. Allerdings würde damit der gültige Messbereich entweder sehr deutlich eingeschränkt, oder es müsste - um alternativ einen gegebenen Messbereich zu erzielen - die Modulationsfrequenz entsprechend abgesenkt werden, was wiederum zu einem deutlich erhöhten Rauschen führen würde.
• Um derartige Fehlinterpretation erkennen zu können, ist es erfindungsgemäß vorgesehen, eine weitere Messung mit eine kleineren Frequenz f2 durchzuführen.
• Die zweite Frequenz f2 ist in vorteilhafter Weise so gewählt, dass der Eindeutigkeitsbereich deutlich größer ist als der Messbereich der MLS Sequenz, die mit einer deutlich größeren ersten Frequenz f1 durchgeführt wurde. Wählt man für diese Zusatzmessung zudem eine Gleichtaktmodulation bzw. CW-Modulation kann man die CW-Modulation so schieben, dass der Korrelationswert, wie in 10 gezeigt, einer Konstanten, über dem Bereich, in dem man die MLS Messung plausibilisieren will, entspricht.
• Eine konstante Amplitude der Autokorrelationsfunktion im selektierten Distanzbereich lässt sich beispielsweise dadurch erreichen, wenn, wie in 11 gezeigt, der Duty-Cycle der Beleuchtung kleiner als der Duty-Cycle der Demodulation bzw. der Modulation des Lichtlaufzeitsensors gewählt wird. Vorzugsweise weist die Demodulation einen Duty-Cycle von 50 % auf, während die Beleuchtung mit einem Duty-Cycle < 50 % vorzugsweise 25 % betrieben wird. Die Frequenz und/oder die Phasenlage der Gleichtakt bzw. CW-Modulation kann so gewählt werden, dass im Bereich des selektierten Distanzbereichs die Autokorrelationsfunktion konstant ist.
• Vergleicht man, wie in 12 gezeigt, ein kalibriertes Amplitudensignal A_pl aus der CW-Kontrollmessung mit einer kalibrierten Amplitude A_cm der MLS Messung, haben diese beiden Messungen in dem Bereich, in dem die MLS Messung gültig ist, ein konstantes Verhältnis R zueinander. Grundsätzlich fallen beide Amplituden in bekannte Weise mit zunehmend Abstand mit 1/r² ab.
• Kalibrierte Amplituden sind dabei definiert als A_cm, so dass für einen Distanzwert d_cm gilt: $$AK{F}_{cm}\left(d_{cm}\right)\ast A_{cm}=P_0^{cm}-P_{\overline{0}}^{cm}$$

  

  $$AK{F}_{cm}\left(d_{cm}-90°\right)\ast A_{cm}=P_{90}^{cm}-P_{\overline{90}}^{cm}$$

  
• Hierbei sind $P_0^{cm},P_{90}^{cm}$

  

  die MLS Rohmessungen mit einem um 0° bzw 90° verschobenen Demodulationssignal, $P_{\overline{0}}^{cm},P_{\overline{90}}^{cm}$

  

  die MLS Rohmessungen mit zusätzlich invertiertem Demodulations-Signal. Für den Fall, dass die Distanz d_cm korrekt ist, sind kalibrierte Amplituden proportional zur Nutzlichtmenge, die auf das Pixel trifft.
• Die kalibrierte Amplitude der CW Kontrollmessung kann dann unter Zuhilfenahme des Distanzwertes d_cm aus der MLS Messung berechnet werden. Hierbei wird angenommen, dass die AKF der Kontrollmessung im gesamten MLS Messbereich bzw. selektierten Distanzbereich d1-d2 von Null verschieden ist. $$A_{pl}=\frac{P_0^{pl}-P_{\overline{0}}^{pl}}{AK{F}_{pl}\left(d_{cm}\right)}$$

  
• Wenn das gemessene Objekt innerhalb des MLS Messbereichs liegt, dann haben die Amplituden ein konstantes, vom Distanzwert unabhängiges Verhältnis R zueinander: $$R=\frac{A_{cm}}{A_{pl}}=const.$$

  
• Dieses Verhältnis ist abhängig von den verwendeten Belichtungszeiten und von der Normalisierung der beiden AKF Funktionen.
• Befindet sich ein Objekt an der Position dx außerhalb des MLS Messbereichs und wird fälschlicherweise im selektierten Distanzbereich an einer virtuellen Position dx' erfasst, so liegt das Verhältnis der beiden Amplituden außerhalb eines tolerierten Verhältnisses R ± ΔR $$R\pm \Delta R\ne \frac{A{\left(dx\text{'}\right)}_{cm}}{A{\left(dx\right)}_{pl}}$$

  
• In der Regel wird die CW Amplitude dabei deutlich größer sein als die Vorhersage aus der MLS Amplitude.
• Zur Erkennung nicht valider Entfernungswerte reicht es daher aus, nur den jeweiligen X- oder Y-Anteil der CW-Messung AKF-kalibriert zu vergleichen. Eine Bestimmung der Distanz aus den CW Messungen ist hierzu nicht notwendig.
• Diese Art der Plausibilisierung des Messbereichs beispielhaft anhand der MLS Modulation beschrieben, kann aber prinzipiell auf jede Pseudonoise-Modulation angewendet werden.
• Durch geschickte Wahl der Plausibilisierungs-AKF kann die Evaluation der AKF_pl in (Eq. 1) entfallen. Wählt man zum Beispiel als Modulationsfunktion eine Rect-Funktion mit 25% Duty-Cycle und als Demodulationsfunktion eine Rect-Funktion mit 50% Duty-Cycle, so ergibt sich eine konstante AKF über einen größeren Bereich. Stellt man sicher, dass der MLS Messbereich zuzüglich von entstehenden kritischen Bereichen vollständig innerhalb dieses konstanten Bereichs liegt, so kann die Evaluation der AKF entfallen und die CW Amplitude ist dann (bis auf einen konstanten Faktor): $$A_{pl}=P_0^{pl}-p_{\overline{0}}^{pl}$$

  
• Die erste Modulationsfrequenz f1 für die MLS Messung liegt abhängig vom gewünschten Messbereich beispielsweise in einem Bereich von 40 bis 120 MHz, während die zweite Modulationsfrequenz f2 für die CW Messung deutlich kleiner gewählt wird und beispielsweise zwischen 1 und 12 MHz liegen kann. Maßgeblich ist, dass für die Kontrollmessung mittels geeigneter Auswahl der Frequenz, Phasenlage und Duty-Cycle des Gleichtaktmodulationssignals ein AKF-Plateau im und um den selektierten Distanzbereich eingestellt werden kann.
• Grundsätzlich könnte auch eine andere AKF für die Gleichtaktmodulation eingestellt werden, dies erhöht dann jedoch den Rechenaufwand.
• Bezugszeichenliste

10

Lichtlaufzeitkamerasystem

12

Beleuchtungsmodul

14

Beleuchtung

16

Strahlformungsoptik

18

Lichtlaufzeitkamera

20

Empfangsoptik

22

Lichtlaufzeitsensor

24

Lichtlaufzeitpixel

26

Photonischer Mischelemente-Sensor

28

Lichtlaufzeit-Entfernungsmesssystem

30

Modulator

32

Phasenschieber

34

Objekt

36

Modulationssteuergerät

38

Siliziumsubstrat

40

lichtsensitiver Teil

42

Isolatorschicht

44

Basis-PN-Folge

46

Sub-Bitfolgen für die Beleuchtung

48

Sub-Bitfolgen für den Sensor

50

erste Korrelationsfunktion

52

zweite Korrelationsfunktion

54

dritte Korrelationsfunktion

56

vierte Korrelationsfunktion

d

Abstand

A

erster Modulationskanal

B

zweiter Modulationskanal

Δφ(tL)

laufzeitbedingte Phasenverschiebung

φvar

Phasenlage

φ0

Basisphase

Ga

Modulationsgate

Gb

Modulationsgate

Gaa, Gba, Gsep

weitere Gates

• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• DE 102014210750 B3 [0004]

Claims (5)

1. Entfernungsmesssystem (28), mit einer Beleuchtung (14) zur Aussendung und einem Lichtlaufzeitsensor (22) zum Empfang und Demodulation eines modulierten Lichts und mit einem Modulator (30) zur Erzeugung eines Modulationssignals (M₀',M₀") für die Beleuchtung (14) und den Lichtlaufzeitsensor (22), wobei eine Distanz aus einer Phasenverschiebung des ausgesendeten und empfangenen modulierten Lichts bestimmt wird, wobei in einer Distanzmessung das Modulationssignal (M₀',M₀") mit einer ersten Modulationsfrequenz (f1) als Pseudo-Noise-Signal zur Selektion eines Distanzbereiches (d1-d2) bereitgestellt wird, und in einer Kontrollmessung das Modulationssignal (M₀',M₀") als Gleichtaktsignal (CW) mit einer zweiten Modulationsfrequenz (f2), die kleiner ist als die erste Modulationsfrequenz (f1), bereitgestellt wird.
2. Entfernungsmesssystem nach Anspruch 1, bei dem in der Kontrollmessung eine Amplitude aus der Distanzmessung mit einer Amplitude aus der Kontrollmessung verglichen wird, wobei die Distanzmessung als ungültig verworfen wird, wenn das Ergebnis des Vergleichs außerhalb eines tolerierten Amplitudenbereichs liegt.
3. Entfernungsmesssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem ein Duty-Cycle für die Demodulation 50 % beträgt und ein Duty-Cycle, eine Frequenz und/oder eine Phasenlage der zweiten Modulationsfrequenz (f2) derart eingestellt ist, dass eine Autokorrelationsfunktion der Kontrollmessung im Bereich des selektierten Distanzbereiches (d1-d2) konstant ist.
4. Entfernungsmesssystem nach Anspruch 3, bei dem die Autokorrelationsfunktion der Kontrollmessung in einem Bereich konstant ist, der wenigstens doppelt so groß ist, wie der selektierte Distanzbereich.
5. Entfernungsmesssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das Pseudo-Noise-Signal als Maximalfolge ausgebildet ist.

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