DE102014210750B3

DE102014210750B3 - Lichtlaufzeitkamerasystem

Info

Publication number: DE102014210750B3
Application number: DE102014210750.4A
Authority: DE
Inventors: Nils Remmers; Holger Bette
Original assignee: PMDtechnologies AG
Current assignee: PMDtechnologies AG
Priority date: 2014-06-05
Filing date: 2014-06-05
Publication date: 2015-06-11
Anticipated expiration: 2034-06-06

Abstract

Lichtlaufzeitkamerasystem und Verfahren zum Betreiben eines solchen, bei dem ein PN-Wort zur Modulation einer Beleuchtung und eines Lichtlaufzeitsensors anhand eines PN-Basis-Worts und einer Substitutionsvorschrift vorgegeben wird, wobei anhand der Substitutionsvorschrift die Bit-Zustände des PN-Basis-Worts durch Sub-Bitfolgen substituiert werden.

Description

Die Erfindung betrifft ein Lichtlaufzeitkamerasystem und ein Verfahren zum Betreiben eines solchen nach Gattung der unabhängigen Ansprüche.
Mit Lichtlaufzeitkamerasystem sollen nicht nur Systeme umfasst sein, die Entfernungen direkt aus der Lichtlaufzeit ermitteln, sondern insbesondere auch alle Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF-Kamerasysteme, die eine Laufzeitinformation aus der Phasenverschiebung einer emittierten und empfangenen Strahlung gewinnen. Als Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF-Kameras sind insbesondere PMD-Kameras mit Photomischdetektoren (PMD) geeignet, wie sie u.a. in den Anmeldungen EP 1 777 747 A1 , US 6 587 186 B2 und auch DE 197 04 496 A1 beschrieben und beispielsweise von der Firma 'ifm electronic GmbH’ oder 'PMD-Technologies GmbH' als Frame-Grabber O3D bzw. als CamCube zu beziehen sind. Die PMD-Kamera erlaubt insbesondere eine flexible Anordnung der Lichtquelle und des Detektors, die sowohl in einem Gehäuse als auch separat angeordnet werden können. Selbstverständlich sollen mit dem Begriff Kamera bzw. Kamerasystem auch Kameras bzw. Geräte mit mindestens einem Empfangspixel mit umfasst sein, wie beispielsweise das Entfernungsmessgerät O1D der Anmelderin.
Aus der DE 197 04 496 A1 ist ferner die Bestimmung einer Entfernung bzw. einer entsprechenden Phasenverschiebung des von einem Objekt reflektierten Lichts bekannt. Insbesondere wird offenbart, die Sendermodulation gezielt um 90°, 180° oder 270° zu verschieben, um aus diesen vier Phasenmessungen über eine arctan2-Funktion eine Phasenverschiebung und somit eine Entfernung zu bestimmen.
Ferner ist aus der US 2002/0093640 A1 ein Lichtlaufzeitkamerasystem bekannt, bei dem die Beleuchtung und der Empfänger mit einer „pseudo random noise“ Modulation betrieben werden. Der PN-Code wird hierbei über einen Mikrocontroller in Synchronisation mit einem Referenztakt erzeugt.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Entfernungsmessung zu verbessern.
Die Aufgabe wird in vorteilhafter Weise durch das erfindungsgemäße Verfahren und Lichtlaufzeitkamerasystem nach Gattung des unabhängigen Anspruchs gelöst. Vorteilhaft ist ein Lichtlaufzeitkamerasystem vorgesehen, mit einer Beleuchtung zur Aussendung und einer Lichtlaufzeitkamera zum Empfang eines modulierten Lichts, mit einem Modulator, der mit der Beleuchtung und der Lichtlaufzeitkamera verbunden ist, zur Erzeugung eines Modulationssignals, wobei ein Modulationssteuergerät mit dem Modulator verbunden und derart ausgebildet ist, dass das Modulationssignal aus einem Basis-PN-Wort und einer Sub-Bit-Folge generiert wird, wobei eine logische Eins [1] des Basis-PN-Worts durch eine erste Sub-Bit-Folge und eine logische Null [0] des Basis-PN-Worts durch eine zweite Sub-Bit-Folge substituiert wird, und die zweite Sub-Bit-Folge invers zur ersten Sub-Bit-Folge ist, und wobei die beiden Sub-Bit-Folgen entweder aus mindestens einem Null-Eins-[0, 1] oder Eins-Null[1, 0]-Paar gebildet werden.
Das erfindungsgemäße Vorgehen hat den Vorteil, das unabhängig von den Bit-Zuständen des PN-Basisworts durch die Substitution mit einer [1, 0] oder der inversen [0, 1]-Bitfolge zwar ein PN-Signal erzeugt wird, aber immer sichergestellt ist, dass die Beleuchtung im Wesentlichen immer mit einem Dutycycle von 50 % betrieben werden kann und nur bei einem Wechsel des Bitzustands im Basiswort zwei „0“ oder „1“-Zustände aufeinander folgen.
Ferner ist es von Vorteil, wenn das Basis-PN-Wort und die Sub-Bit-Folgen derart gewählt werden, dass in mindestens einem bevorzugten Radianten bzw. Entfernungsbereich eine Amplitude eines Phasenvektors größer ist als die Amplitude außerhalb des bevorzugten Radianten bzw. Entfernungsbereichs.
Durch dieses Vorgehen wird vorteilhaft sichergestellt, dass ein Lichtsignal zur Entfernungsbestimmung nur dann ein signifikantes Signal liefert, wenn sich ein solches Objekt innerhalb eines bevorzugten Entfernungsbereichs befindet. Objekte außerhalb des bevorzugten Bereichs liefern entweder keine oder eine zu vernachlässigende Signalamplitude und stören die Entfernungsmessung der relevanten Objekte im bevorzugten Bereich nicht.
Ebenso vorteilhaft ist ein Verfahren zum Betreiben des vorgenannten Lichtlaufzeitkamerasystem vorgesehen, bei dem ausgehend von einem Basis-PN-Wort und einer Sub-Bit-Folge ein Modulationssignal für die Beleuchtung und die Lichtlaufzeitkamera generiert wird, wobei eine logische Eins [1] des Basis-PN-Worts durch eine erst Sub-Bit-Folge und eine logische Null [0] des Basis-PN-Worts durch eine zweite Sub-Bit-Folge substituiert wird und beide Sub-Bit-Folgen invers zueinander sind.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
1 schematisch das grundlegende Prinzip der Photomischdetektion,
2 eine modulierte Integration der erzeugten Ladungsträger,
3 zwei zeitliche Verläufe der Ladungsintegration mit unterschiedlichen Phasenlagen,
4 Relation der Integration in einem IQ-Diagramm,
5 ein IQ-Diagramm einer Autokorrelation eines Rechtecksignals,
6 eine Amplitude eines Phasenvektors gemäß 5,
7 eine PN-Folge mit vierfacher Sub-Bit-Frequenz,
8 eine PN-Folge mit 20facher Sub-Bit-Frequenz,
9 eine PN-Folge mit 40facher Sub-Bit-Frequenz,
10 Bitzustände einer üblichen Modulation,
11 eine Amplitude des Phasenvektors über mehrere Modulationsperioden,
12 Bitzustände einer erfindungsgemäßen PN-Folge über mehrere Modulationsperioden,
13 eine Amplitude des Phasenvektors der Autokorrelation der PN-Folge gemäß 12,
14 die Amplitude des Phasenvektors gemäß 13 gewichtet mit einer abstandsabhängigen Amplitudenabnahme,
15 eine PN-Folge für einen optimierten Erfassungsbereich,
16 eine Amplitude des Phasenvektors der Autokorrelation gemäß 15,
17 eine abstandabhängig gedämpfte Amplitude gemäß 16,
18 Fourierspektren verschiedener Modulationssignale.
Bei der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder vergleichbare Komponenten.
1 zeigt eine Messsituation für eine optische Entfernungsmessung mit einer Lichtlaufzeitkamera, wie sie beispielsweise aus der DE 197 04 496 A1 bekannt ist.
Das Lichtlaufzeitkamerasystem 1 umfasst eine Sendeeinheit bzw. ein Beleuchtungsmodul 10 mit einer Beleuchtung 12 und einer dazugehörigen Strahlformungsoptik 15 sowie eine Empfangseinheit bzw. Lichtlaufzeitkamera 20 mit einer Empfangsoptik 25 und einem Lichtlaufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 weist mindestens ein Lichtlaufzeitpixel, vorzugsweise ein Pixel-Array, auf und ist insbesondere als PMD-Sensor ausgebildet. Die Empfangsoptik 25 besteht typischerweise zur Verbesserung der Abbildungseigenschaften aus mehreren optischen Elementen. Die Strahlformungsoptik 15 der Sendeeinheit 10 kann beispielsweise als Reflektor oder Linsenoptik ausgebildet sein. In einer sehr einfachen Ausgestaltung kann ggf. auch auf optische Elemente sowohl empfangs- als auch sendeseitig verzichtet werden.
Das Messprinzip dieser Anordnung basiert im Wesentlichen darauf, dass ausgehend von der Phasenverschiebung des emittierten und empfangenen Lichts die Laufzeit und somit die zurückgelegte Wegstrecke des empfangenen Lichts ermittelt werden kann. Zu diesem Zwecke werden die Lichtquelle 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 über einen Modulator 30 gemeinsam mit einem bestimmten Modulationssignal M_o mit einer Basisphasenlage φ₀ beaufschlagt. Im dargestellten Beispiel ist ferner zwischen dem Modulator 30 und der Lichtquelle 12 ein Phasenschieber 35 vorgesehen, mit dem die Basisphase φ₀ des Modulationssignals M₀ der Lichtquelle 12 um definierte Phasenlagen φ_var var verschoben werden kann. Für typische Phasenmessungen werden vorzugsweise Phasenlagen von φ_var = 0°, 90°, 180°, 270° verwendet.
Entsprechend des eingestellten Modulationssignals sendet die Lichtquelle 12 ein intensitätsmoduliertes Signal S_p1 mit der ersten Phaselage p1 bzw. p1 = φ₀ + φ_var aus. Dieses Signal S_p1 bzw. die elektromagnetische Strahlung wird im dargestellten Fall von einem Objekt 40 reflektiert und trifft aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke entsprechend phasenverschoben ∆φ(t_L) mit einer zweiten Phasenlage p2 = φ₀ + φ_var + ∆φ(t_L) als Empfangssignal S_p2 auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Im Lichtlaufzeitsensor 22 wird das Modulationssignal M_o mit dem empfangenen Signal S_p2 gemischt, wobei aus dem resultierenden Signal die Phasenverschiebung bzw. die Objektentfernung d ermittelt wird.
Ferner ist ein Modulationssteuergerät 38 vorgesehen, mit dem die Form und insbesondere Puls und Pausenverhältnisse des Modulationssignals vorgegeben werden. Auch kann über das Modulationssteuergerät 38 der Phasenschieber 35 in Abhängigkeit der durchzuführenden Messaufgabe angesteuert werden.
Als Beleuchtungsquelle bzw. Lichtquelle 12 eignen sich vorzugsweise Infrarot-Leuchtdioden. Selbstverständlich sind auch andere Strahlungsquellen in anderen Frequenzbreichen denkbar, insbesondere kommen auch Lichtquellen im sichtbaren Frequenzbereich in Betracht.
Das Grundprinzip der Phasenmessung ist schematisch in 2 dargestellt. Die obere Kurve zeigt den zeitlichen Verlauf des Modulationssignals M₀ mit der die Beleuchtung 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 angesteuert werden. Das vom Objekt 40 reflektierte Licht trifft als Empfangssignal S_p2 entsprechend seiner Lichtlaufzeit t_L phasenverschoben ∆φ(t_L) auf den Lichtlaufzeitsensor 22.
Der Lichtlaufzeitsensor 22 weist typischerweise eine erstes und zweites Akkumulationsgate Ga, Gb auf in denen in Abhängigkeit des Potentialverlaufs im lichtempfindlichen Bereichs die photonisch erzeugten Ladungen q abwechselnd über mehrere Modulationsperioden gesammelt werden. Die in der unverschobenen Phasenlage erzeugten Ladungen q werden im ersten Akkumulationsgate Ga und die in der um 180° verschobenen Phasenlage M₀ + 180° im zweiten Akkumulationsgate Gb gesammelt. Aus dem Verhältnis der im ersten und zweiten Gate Ga, Gb gesammelten Ladungen qa, qb lässt sich die Phasenverschiebung ∆ϕ(t_L) und somit eine Entfernung d des Objekts bestimmen.
3a und 3b zeigen Verläufe der Ladungsdifferenz ∆q = (q_a – q_b)/(q_a + q_b) in Abhängigkeit der Phasenverschiebung ∆φ(t_L) des empfangenen Lichtsignals S_p2 mit unterschiedlichen Phasenlagen. Die 3a zeigt einen Verlauf für eine unverschobene Modulationsphase M₀ mit einer Phasenlage φ_var = 0°.
Bei einem Auftreffen des Signals S_p2 ohne Phasenverschiebung also ∆φ(t_L) = 0°, beispielsweise, wenn das Sendesignal S_p1 direkt auf den Sensor gelenkt wird, sind die Phasen der Modulation M₀ und vom empfangenen Signal S_p2 identisch, so dass alle erzeugten Ladungsträger phasensynchron am ersten Gate Ga erfasst werden und somit ein maximales Differenzsignal mit ∆q = 1 anliegt.
Mit zunehmender Phasenverschiebung nimmt die Ladung am ersten Akkumulationsgate Ga ab und am zweiten Akkumulationsgate Gb zu. Bei einer Phasenverschiebung von ∆φ(t_L) = 90° sind die Ladungsträger qa, qb an beiden Gates Ga, Gb gleich verteilt und die Differenz somit Null und nach 180° Phasenverschiebung "–1". Mit weiter zunehmender Phasenverschiebung nimmt die Ladung am ersten Gate Ga wieder zu, so dass im Ergebnis die Ladungsdifferenz wieder ansteigt, um dann bei 360° bzw. 0° wieder ein Maximum zu erreichen.
Mathematisch handelt es sich hierbei um eine Korrelationsfunktion des empfangenen Signals S_p2 mit dem modulierenden Signal M₀.
Bei einer Modulation mit einem Rechtecksignal ergibt sich wie bereits dargestellt als Korrelationsfunktion eine Dreiecksfunktion. Bei einer Modulation mit beispielsweise einem Sinussignal wäre das Ergebnis eine Kosinusfunktion.
Wie 3a zeigt, ist eine Messung der Phase mit einer Phasenlage nur bis zu einer Phasenverschiebung ∆φ(t_L) ≤ 180° eindeutig.
Zur maximalen Erfassung der Phasenverschiebung ist beispielsweise das IQ(Inphase-Quadratur) Verfahren bekannt, bei dem zwei Messungen mit um 90° verschobenen Phasenlagen durchgeführt werden, also beispielsweise mit der Phasenlage φ_var = 0° und φ_var = 90°. Das Ergebnis einer Messung mit der Phasenlage φ_var = 90° ist in 3b dargestellt.
Die Beziehung dieser beiden Kurven lässt sich in bekannter Art und Weise beispielsweise für sinusförmige Kurvenverläufe in einem IQ-Polar-Diagramm gem. 4 darstellen. In erster Näherung ist diese Darstellung ohne weiteres auch für die dargestellten Dreiecksfunktionen anwendbar.
Der Phasenwinkel lässt sich dann in bekannter Weise über eine arctan- bzw. arctan2-Funktion, bestimmen:
Um beispielsweise Asymmetrie des Sensors zu kompensieren, können zusätzliche um 180° verschobene Phasenmessungen durchgeführt werden, so dass sich im Ergebnis der Phasenwinkel wie folgt bestimmen lässt.
Oder allgemein dargestellt in einer arctan2-Funktion: φ = arctan 2(y, x) mit y = ∆q(90°) – ∆q(270°) und x = ∆q(0°) – ∆q(180°)
Die Amplitude bzw. Länge des Phasenvektors r ergibt sich dann in bekannter Weise aus:
Bei einer Korrelation einer sinusförmigen Modulation ist diese Amplitude idealerweise gleich Eins.
Bei der vorliegenden rechteckförmigen Modulation in der sich daraus ergebenen dreieckförmigen Autokorrelation stellt sich dies im Polar-Diagramm entsprechend 5 dar. Die Arctan2-Funktion ist grundsätzlich anwendbar. Aufgrund der deutlichen Abweichung zu einem Einheitskreis ergibt ein wellenförmiger Amplitudenverlauf, wie in 6 dargestellt.
Bevorzugt kann das Lichtlaufzeitkamerasystem und insbesondere das PMD-System, wie in der DE 197 04 496 A1 bereits beschrieben, mit einer phasenvariabler pseudo noise bzw. PN-Modulation betrieben werden. Im Gegensatz zu einer einfachen PN-Modulation ist es erfindungsgemäß jedoch vorgesehen, die Modulation nach bestimmten Regeln vorzugeben.
Grundsätzlich gilt, dass PN-Folgen nur Korrelationen erzeugen, wenn die zu korrelierenden Signale geringfügig gegen einander verschoben sind. Die maximal zulässige Verschiebung beträgt dabei +/–1 PN-Bit. Aufgrund dieser Zusammenhänge lassen sich Störer und Überreichweiten gut unterdrücken, da diese nicht hinreichend korrelieren.
Der Nachteil ist die maximal zulässige Verschiebung von +/–1 PN-Bit. Bei einem angenommenen Messbereich von 150 m muss somit entweder die Bit-Frequenz des PN-Wortes bei 1 MHz liegen oder es müssen mehrere Messungen mit verschiedenen Verzögerungen der PN-Wörter durchgeführt werden.
Beispielsweise wäre die wirksame Abtastlänge bei einer Bit-Frequenz von 10 MHz, unter Berücksichtigung des Hin- und Rückweges des abtastenden Lichtsignals, 15 m. Eine Strecke von 150 m müsste mit mindestens 10 Messungen abgetastet werden und wäre dann noch nicht eindeutig. Für eine Eindeutigkeit müssten sich die Abtastbereiche um mindestens 50 % überlappen, was 20 Messungen zur Folge hätte. Überreichweiten wären dann von der Länge des PN-Wortes abhängig. Dieses müsste in diesem Beispiel mindestens 10 Bit lang sein. Die Verwendung einer niedrigen Bit-Frequenz hat zur Folge, dass ein geringer Phasenfehler einen hohen Entfernungsfehler zur Folge hat.
Zur Verbesserung der Entfernungsmessung und Störsicherheit ist es erfindungsgemäß vorgesehen, zunächst ein PN-Basiswort mit einer geringen Bit-Frequenz zu verwenden, um einen großen Abtastbereich darzustellen; die Bit-Zustände des Basisworts werden dann durch eine Folge von Pulsen bzw. Sub-Bitfolgen ersetzt.
Ein derartiges Vorgehen ist beispielhaft in 7 dargestellt. Im Beispiel gemäß 7a) besteht das PN-Basiswort aus zwei Bits mit den Bitzuständen [1] und [0]. Das PN-Basiswort repräsentiert im dargestellten Beispiel eine Modulationswellenlänge von λ = 1.
Wie in 7b) dargestellt, werden die Basis-Bitzustände ‚1‘ und ‚0‘ durch eine 4-Bit-Pulsfolge substituiert. Der ‚1‘-Basis-Bitzustand wird durch die 4-Bit-Folge [1, 0, 1, 0] und der ‚0‘-Basis-Bitzustand durch die 4-Bit-Folge [0, 1, 0, 1] substituiert, so dass sich im Ergebnis eine PN-Modulation gemäß 7c) ergibt. Während das PN-Basiswort eine Wellenlänge von λ = 1 hat, weisen die Sub-Bits eine viermal höhere Frequenz mit einer Wellenlänge von λ = 1/4 auf. Das heißt, durch die Länge bzw. Wellenlänge des PN-Basiswort wird der Eindeutigkeitsbereich und durch die Wellenlänge des Subbitworts die mögliche Ortsauflösung vorgegeben. Im vorliegenden Fall wird durch die Subbitfolge gegenüber dem PN-Basiswort eine viermal höhere Ortsauflösung erreicht.
7d) zeigt die Autokorrelationsfunktion des Gesamt-PN-Worts gemäß 7c). Beispielhaft sind in den 8 und 9 Substitutionen mit einer 20-Bit-Folge und mit einer 40-Bit-Folge gezeigt.
Die grundsätzliche Idee ist, dass die Bit-Zustände des PN-Basisworts durch eine [1, 0] oder [0, 1] Sub-Bit-Folge bzw. Sub-Bit-Paare oder ein Vielfaches dieser Folgen substituiert werden. Durch diese Substitutionsregel wird sichergestellt, dass maximal zwei [1] oder [0]-Zustände aufeinander folgen. So ist sichergestellt, dass insbesondere die aktive Beleuchtung 10, 100 nicht durch eine längere Folge von [1] oder [0]-Zuständen, wie sie bei einem willkürlichen PN-Wort auftreten können, übermäßig belastet wird.
In 10 ist noch einmal das übliche Modulationsverfahren mit einer rechteckförmigen Modulation über einen Zeitraum von 16 Perioden gezeigt. Eine Periode durchläuft einen Phasenwinkel von 2π rad, so dass 16 Perioden ca. 100 rad entsprechen. Die gezeigte Folge kann grundsätzlich auch aus der erfindungsgemäßen Substitutionsregel gewonnen werden, ausgehend von einem 16-Bit Basis-PN-Wort mit ausschließlich [1]-Zuständen, also [1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1]. Die [1]-Bitzustände werden dann durch eine [1, 0]-Bitfolge substituiert, so dass sich im Ergebnis ein 32-Bit Gesamt-PN-Wort ergibt. Die kleineste Periode mit der Länge 2π rad wird durch die [1, 0]-Bitfolge vorgegeben. Über die Wahl der Modulationsfrequenz bzw. Bitrate lässt sich dann die Modulationswellenlänge λ festlegen.
11 zeigt einen Amplitudenverlauf des Phasenvektors r über den beispielhaft gewählten Modulationszeitraum von 16 Perioden respektive 100 rad. Wie bereits zur 7 besprochen ergibt sich der Kurvenverlauf aufgrund der Abweichung zur reinen sinusförmigen Korrelation. Die erfindungsgemäße Überlegung geht nun dahin, die Bitfolgen derart zu optimieren, dass ein Amplitudensignal im Wesentlichen nur in bevorzugten Periodenbereichen und somit bevorzugten Entfernungsbereichen auftritt und außerhalb der bevorzugten Bereichen unterdrückt wird.
12 zeigt einen Modulationsverlauf, der sich aus einer Basis-Bitfolge [1, 0, 1, 1, 1, 0, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1] und einer 2-Bit-Substitution der Basiszustände [1] und [0] mit den Bit-Paaren [1, 0] und [0, 1] ergibt. Im Gegensatz zu der Bitfolge entsprechend dem Beispiel gemäß 10, weist diese Folge keine Periodizität von 2π rad auf, sondern wiederholt sich erst nach dem Durchlauf aller 16 bzw. 32 Bit, also nach 16∙2π rad ≈ 100 rad.
Die Amplitude r des Phasenvektors der zugehörigen Autokorrelationsfunktion stellt sich wie in 13 gezeigt dar. Wie bereits ausgeführt, können den Radiantwerten entsprechend der gewählten Modulationsfrequenz bzw. Bitrate Entfernungen zugeordnet werden. Der Figur ist somit zu entnehmen, dass die Autokorrelationsfunktion des Gesamt-PN-Worts nur in bestimmten Radiant- bzw. Entfernungsbereichen einen Beitrag zur Entfernungsmessung beisteuert. Im dargestellten Beispiel weist die Autokorrelation in den Radiantbereichen ‚0‘ bis ‚8‘und ‚25‘ bis ‚32‘ keine Amplitude auf. Insofern tragen nur die Bereiche ‚8‘ bis ‚25‘, ‚32‘ bis ‚60‘ und ‚63‘ bis ‚95‘ zur Entfernungsmessung bei.
Wird ferner noch berücksichtig, dass mit zunehmendem Objektabstand die Amplitude des vom Objekt reflektierten Lichts geringer wird, ergibt sich ein in 14 dargestellter Amplitudenverlauf der Autokorrelationsfunktion. Exemplarisch ist zusätzlich mit gestrichelter Kurve die mit dem Quadrat des Abstandes (1/z²) abnehmende Signalamplitude gezeigt. Wie dem Amplitudenverlauf zu entnehmen ist, tragen die weiter entfernten Bereich ab ca. 20 rad nicht mehr signifikant zur Entfernungsbestimmung bei. Entfernungsrelevante Signal sind somit im Wesentlichen nur noch im Bereich von 10 bis 20 rad zu erwarten. Signalanteile aus den übrigen, insbesondere größeren Entfernungsbereichen, sind unterdrückt oder deutlich abgeschwächt.
Dieses Vorgehen hat den besonderen Vorteil, dass Signale aus so genannten Überreichweiten durch eine geeignete Wahl der PN-Bitfolge unterdrückt werden können.
In 15 ist ein weiteres Bespiel mit einer 12-Bit-Basis-Bitfolge: [0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 1, 0, 0] und [1, 0], [0, 1]-2-Bit-Substitution gezeigt, die als Gesamt-PN-Wort eine Periodizität von 12∙2π rad ≈ 75 rad aufweist. Mit diesem PN-Wort ist, wie in 16 gezeigt, nur im Radiantbereich von 10 bis 48 rad ein Signal zu erwarten. Wird die Amplitude zusätzlich mit dem abnehmenden Abstandssignal (1/z²) gewichtet, ergibt sich ein Signalverlauf gemäß 17. Auswertbare Signale sind somit im Wesentlichen nur aus dem Radiantbereich von 10 bis 40 rad zu erwarten.
Das erfindungsgemäße Vorgehen erlaubt es somit, durch eine geeignete Wahl des PN-Worts bestimmte Entfernungsbereiche zu bevorzugen und andere Entfernungsbereiche auszublenden. Durch diese gezielte Unterdrückung bzw. Wichtung von verschiedenen Messabständen, ist insbesondere auch eine Unterdrückung von so genannten Überreichweiten möglich.
Insbesondere erlaubt dieses Vorgehen auch die Dynamik des Sensors bzw. der Lichtlaufzeitpixel für einen bevorzugten Entfernungsbereich voll auszuschöpfen, da Signale aus unerwünschten Bereichen unterdrückt werden.
Ferner verteilt sich die Energieabstrahlung aufgrund der Sub-Modulation auf ein größeres Frequenzspektrum, so dass das Spektrum der Oberwellen der Rechteckmodulation geringere Amplituden aufweist. In 18 ist beispielhaft diese Eigenschaft dargestellt. Mit gestrichelter Linie ist ein Frequenzspektrum eines monofrequenten Basisworts und mit durchgezogener Line ein Spektrum eines mit doppelter Frequenz submodulierten PN-Basisworts aufgezeigt. Im Ergebnis ist die Energie in der Submodulation auf ein breiteres Frequenzspektrum verteilt, so dass die Energieamplituden deutlich kleiner ausfallen, als bei einer monofrequenten Modulation.
Durch das erfindungsgemäße Vorgehen lassen sich somit vorteilhaft Störstrahlungen reduzieren und die elektromagnetische Verträglichkeit verbessern.
Bezugszeichenliste

10: Beleuchtungsmodul
12: Beleuchtung
22: Lichtlaufzeitsensor
27: Auswerteeinheit
30: Modulator
35: Phasenschieber, Beleuchtungsphasenschieber
38: Modulationssteuergerät
∆φ(t_L): laufzeitbedingte Phasenverschiebung
φ_var: Phasenlage
φ₀: Basisphase
M₀: Modulationssignal
p1: erste Phase
p2: zweite Phase
Sp1: Sendesignal mit erster Phase
Sp2: Empfangssignal mit zweiter Phase
Ga, Gb: Akkumulationsgates
Ua, Ub: Spannungen am Modulationsgate

Claims

Lichtlaufzeitkamerasystem (1) mit einer Beleuchtung (10) zur Aussendung und einer Lichtlaufzeitkamera (20) zum Empfang eines modulierten Lichts, mit einem Modulator (30), der mit der Beleuchtung (10) und der Lichtlaufzeitkamera (20) verbunden ist, zur Erzeugung eines Modulationssignals (M₀), dadurch gekennzeichnet, dass ein Modulationssteuergerät (38) mit dem Modulator (30) verbunden und derart ausgebildet ist, dass das Modulationssignal (M₀) aus einem Basis-PN-Wort und einer Sub-Bit-Folge generiert wird, wobei eine logische Eins [1] des Basis-PN-Worts durch eine erste Sub-Bit-Folge ([1, 0]) und eine logische Null [0] des Basis-PN-Worts durch eine zweite Sub-Bit-Folge ([0, 1]) substituiert wird, und die zweite Sub-Bit-Folge ([0, 1]) invers zur ersten Sub-Bit-Folge ([1, 0]) ist, und die beiden Sub-Bit-Folgen entweder aus mindestens einem Null-Eins-[0, 1] oder Eins-Null[1, 0]-Paar gebildet werden.
Lichtlaufzeitkamerasystem (1) nach Anspruch 1, bei dem das Basis-PN-Wort und die Substitution durch die Sub-Bit-Folgen derart gewählt werden, dass in mindestens einem bevorzugten Radianten bzw. Entfernungsbereich (rad, d) eine Amplitude eines Phasenvektors (r) größer ist als die Amplitude außerhalb des bevorzugten Radianten bzw. Entfernungsbereichs (rad, d).
Verfahren zum Betreiben einer Lichtlaufzeitkamera nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem ausgehend von einem Basis-PN-Wort und einer Sub-Bit-Folge ein Modulationssignal (M₀) für die Beleuchtung (10) und die Lichtlaufzeitkamera (20) generiert wird, wobei eine logische Eins [1] des Basis-PN-Worts durch eine erste Sub-Bit-Folge und eine logische Null [0] des Basis-PN-Worts durch eine zweite Sub-Bit-Folge substituiert wird und beide Sub-Bit-Folgen invers zueinander sind.