DE102021122251A1 - Transkonduktanzverstärker für abwärts-aufwärts-wandler - Google Patents

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Arun Khamesra
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Abstract

Ein Fehlerverstärker beinhaltet einen Ausgangsstift, der mit einem Pulsbreitenmodulation(PWM)-Komparator eines Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist. Ein erster Transkonduktanzverstärker passt einen Ausgangsstrom an dem Ausgangsstift an und arbeitet in einem Konstantspannungsmodus. Der erste Transkonduktanzverstärker beinhaltet einen ersten Positiveingang zum Empfangen einer ersten Spannungsreferenz, und einen ersten Negativeingang, der mit einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers gekoppelt ist, der zwischen einen Spannungsbus und eine Masse des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist. Ein zweiter Transkonduktanzverstärker passt auch den Ausgangsstrom an dem Ausgangsstift an und arbeitet in einem Konstantstrommodus. Der zweite Transkonduktanzverstärker beinhaltet einen zweiten Positiveingang zum Empfangen einer zweiten Spannungsreferenz, und einen zweiten Negativeingang, der mit einem Stromerfassungsverstärker gekoppelt ist, wobei der Stromerfassungsverstärker mit einem Erfassungswiderstand gekoppelt ist, der in Reihe entlang des Spannungsbus positioniert ist.

Description

  • Die vorliegende Anmeldung beansprucht den Nutzen vorläufigen US-Patentanmeldung Nr. 63/074,060 , eingereicht am 3. September 2020, deren gesamter Inhalt hier durch diese Bezugnahme aufgenommen ist.
  • Diese Offenbarung betrifft integrierte Schaltkreise (ICs), die eine Universal-Serial-Bus(USB)-Leistungslieferung an elektronische Vorrichtungen steuern.
  • Verschiedene elektronische Vorrichtungen (z.B. wie etwa Smartphones, Tablets, Notebook-Computer, Laptop-Computer, Ladegeräte, Adapter, Powerbanks usw.) sind zum Transferieren von Leistung durch USB-Verbinder gemäß USB-Leistungslieferungsprotokollen ausgebildet, die in verschiedenen Versionen und Revisionen der USB-Power-Delivery(USB-PD - USB-Leistungslieferung)-Spezifikation definiert sind. Zum Beispiel kann bei manchen Anwendungen eine elektronische Vorrichtung als ein Leistungsverbraucher zum Empfangen von Leistung durch einen USB-Verbinder ausgebildet sein (z.B. zum Batterieladen), während bei anderen Anwendungen eine elektronische Vorrichtung als ein Leistungsversorger ausgebildet sein kann, um Leistung an eine andere Vorrichtung zu liefern, die durch einen USB-Verbinder damit verbunden ist. Bei verschiedenen Anwendungen können Elektronikhersteller auch Leistungswandler (wie etwa z.B. Abwärts-Aufwärts-Wandler) verwenden, die verschiedene USB-PD-Spezifikationsanforderungen erfüllen müssen, wie etwa zum Beispiel Anforderungen für eine Ausgangsspannung(Vout)-Monotonie, Bandbreite und Stabilität.
  • Eine Aufgabe besteht darin, bekannte Ansätze zu verbessern.
  • Diese Aufgabe wird gemäß den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen sind insbesondere den abhängigen Ansprüchen entnehmbar.
  • Diese hierin vorgeschlagenen Beispiele können insbesondere auf zumindest einer der nachfolgenden Lösungen basieren. Insbesondere können Kombinationen der nachfolgenden Merkmale eingesetzt werden, um ein gewünschtes Ergebnis zu erreichen. Die Merkmale des Verfahrens können mit (einem) beliebigen Merkmal(en) der Vorrichtung, der Schaltung, der Steuerung, des Geräts oder Systems oder umgekehrt kombiniert werden.
  • Es wird ein Fehlerverstärker vorgeschlagen, der Folgendes umfasst:
    • - einen Ausgangsstift, der mit einem Pulsbreitenmodulation-Komparator, PWM-Komparator, eines Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist;
    • - einen ersten Transkonduktanzverstärker zum Anpassen eines Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift, wobei der erste Transkonduktanzverstärker in einem Konstantspannungsmodus arbeitet und Folgendes umfasst:
      • - einen ersten Positiveingang zum Empfangen einer ersten Spannungsreferenz;
      • - einen ersten Negativeingang, der mit einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers gekoppelt ist, der zwischen einen Spannungsbus und einer Masse des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist;
    • - einen zweiten Transkonduktanzverstärker auch zum Anpassen des Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift, wobei der zweite Transkonduktanzverstärker in einem Konstantstrommodus arbeitet und Folgendes umfasst:
      • - einen zweiten Positiveingang zum Empfangen einer zweiten Spannungsreferenz;
      • - einen zweiten Negativeingang, der mit einem Stromerfassungsverstärker gekoppelt ist, wobei der Stromerfassungsverstärker mit einem Erfassungswiderstand gekoppelt ist, der in Reihe entlang des Spannungsbusses positioniert ist.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner einen Temperaturkompensationsschaltkreis zum Beibehalten einer Genauigkeit des Ausgangsstroms durch Verfolgen einer Transkonduktanzvariation gemäß einer Temperatur-zu-Laststrom-Variation umfasst, wobei der Temperaturkompensationsschaltkreis Folgendes umfasst:
    • - einen Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis zum Umwandeln einer Bandlückenspannungsreferenz des Abwärts-Aufwärts-Wandlers in einen bandlückenabhängigen Strom;
    • - einen Betamultiplizierer, der mit dem Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis gekoppelt ist, wobei der Betamultiplizierer eingerichtet ist
      • - zum Erzeugen eine Last-Bias-Stroms, der auf dem bandlückenabhängigen Strom basiert, um eine Stromquelle vorzuspannen, die mit dem Ausgangsstift gekoppelt ist;
      • - zum Erzeugen eines temperaturabhängigen Bias-Stroms zum Vorspannen eines Stroms, der durch den ersten Transkonduktanzverstärker und/oder den zweiten Transkonduktanzverstärker ausgegeben wird.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis Folgendes umfasst:
    • - einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor, MOSFET, mit einem Source-Anschluss, der mit einer Versorgungsspannung gekoppelt ist;
    • - einen Spannungsteiler, der einen variablen Widerstand aufweist und der zwischen einem Drain-Anschluss des MOSFET und der Masse gekoppelt ist;
    • - einen Komparator zum Ansteuern eines Gate-Anschlusses des MOSFET basierend auf Eingaben, die die Bandlückenspannung und einen Mittelabgriffpunkt des Spannungsteilers umfassen.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner eine Versatzaufhebungsschaltungsanordnung umfasst, die mit Ausgängen des ersten Transkonduktanzverstärkers und des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist, wobei die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung zu Folgendem eingerichtet ist
    • - zum Detektieren eines ersten Gleichstrom-Spannungsversatzes, DC-Spannungsversatzes, an einem Eingang des ersten Transkonduktanzverstärkers, während er sich in dem Konstantspannungsmodus befindet, oder zum Detektieren eines zweiten DC-Spannungsversatzes an einem Eingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers, während er sich in dem Konstantstrommodus befindet,
    • - als Reaktion auf die Detektion des ersten DC-Versatzes, zum Absenken eines ersten äquivalenten Stroms von dem ersten Transkonduktanzverstärker zum Aufheben des ersten DC-Spannungsversatzes, wobei der erste äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des ersten Transkonduktanzverstärkers entspricht;
    • - als Reaktion auf die Detektion des zweiten DC-Spannungsversatzes, zum Absenken eines zweiten äquivalenten Stroms von dem zweiten Transkonduktanzverstärker zum Aufheben des zweiten DC-Spannungsversatzes, wobei der zweite äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des zweiten Transkonduktanzverstärkers entspricht.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner Folgendes umfasst:
    • - eine Stromquelle, die zwischen eine Versorgungsspannung und den Ausgangsstift gekoppelt ist;
    • - eine erste Diode, die zwischen den Ausgangsstift und einen ersten Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist;
    • - eine zweiten Diode, die zwischen den Ausgangsstift und einen zweiten Ausgang des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist;
    • - einen Minimalstromgenerator mit Stromeingängen von dem ersten Ausgang und dem zweiten Ausgang und einem Ausgang, der mit dem Ausgangsstift verbunden ist, wobei der Minimalstromgenerator eingerichtet ist
      • - zum Bestimmen eines Minimalstroms zwischen dem ersten Ausgang und dem zweiten Ausgang;
      • - zum Bereitstellen des Minimalstroms an den Ausgangsstift.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner einen programmierbaren Transkonduktanzschaltkreis umfasst, der mit einem Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers und/oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist, wobei der programmierbare Transkonduktanzschaltkreis eine Bank von MOSFETs umfasst, wobei ein Gate-Anschluss von wenigstens einem Teil der MOSFETs mit einer Steuerlogik zur Trimmung gekoppelt ist, um einen an den Ausgangsstift gelieferten Ausgangsstrom anzupassen.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner Folgendes umfasst:
    • - einen ersten Boost-Transkonduktanzverstärker zum Empfangen des ersten Positiveingangs und des ersten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den ersten Transkonduktanzverstärker proportional zu einer ersten Differenz zwischen dem ersten Positiveingang und dem ersten Negativeingang;
    • - einen zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker zum Empfangen des zweiten Positiveingangs und des zweiten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den zweiten Transkonduktanzverstärker proportional zu einer zweiten Differenz zwischen dem zweiten Positiveingang und dem zweiten Negativeingang.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass eine Schwellenminimalspannungsquelle an sowohl dem ersten als auch zweiten Positiveingang des ersten Boost-Transkonduktanzverstärkers bzw. des zweiten Boost-Transkonduktanzverstärkers bereitgestellt wird, um einen Minimalstartpunkt für den Boost bereitzustellen.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner einen Dynamikquellenstromgenerator umfasst, der sowohl mit dem ersten Boost-Transkonduktanzverstärker als auch mit dem zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker gekoppelt ist, wobei der Dynamikquellenstromgenerator eingerichtet ist
    • - zum Detektieren einer Sättigung von dem ersten Transkonduktanzverstärker oder dem zweiten Transkonduktanzverstärker;
    • - zum Bereitstellen eines Quellenstroms an den Ausgangsstift als Reaktion auf die Sättigung des ersten Transkonduktanzverstärkers oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers, wobei der Quellenstrom proportional zu einer Eingangsdifferenz der jeweiligen Positiveingänge und Negativeingänge des ersten Transkonduktanzverstärkers oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers, der gesättigt wird, ist.
  • Weiterhin wird eine IC-Steuerung (IC: integrierter Schaltkreis) für eine USB-Typ-C-Vorrichtung vorgeschlagen, wobei die IC-Steuerung Folgendes umfasst:
    • - einen Abwärts-Aufwärts-Wandler zum Schalten einer Ausgangsspannung eines Spannungsbusses der USB-Typ-C-Vorrichtung, die bis zu wenigstens 24 Volt betragen kann;
    • - einen Fehlerverstärker, der zwischen einen Ausgang und einen Eingang des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist, wobei der Fehlerverstärker Folgendes umfasst:
      • - einen Ausgangsstift, der mit einem Pulsbreitenmodulation-Komparator, PWM-Komparator, des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist;
      • - einen ersten Transkonduktanzverstärker zum Anpassen eines Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift, wobei der erste Transkonduktanzverstärker in einem Konstantspannungsmodus arbeitet und Folgendes umfasst:
        • - einen ersten Positiveingang zum Empfangen einer ersten Spannungsreferenz;
        • - einen ersten Negativeingang, der mit einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers gekoppelt ist, der zwischen einen Spannungsbus und einer Masse des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist;
      • - einen zweiten Transkonduktanzverstärker auch zum Anpassen des Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift, wobei der zweite Transkonduktanzverstärker in einem Konstantstrommodus arbeitet und Folgendes umfasst:
        • - einen zweiten Positiveingang zum Empfangen einer zweiten Spannungsreferenz;
        • - einen zweiten Negativeingang, der mit einem Stromerfassungsverstärker gekoppelt ist, wobei der Stromerfassungsverstärker mit einem Erfassungswiderstand gekoppelt ist, der in Reihe entlang des Spannungsbusses positioniert ist.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner einen Temperaturkompensationsschaltkreis zum Beibehalten einer Genauigkeit des Ausgangsstroms durch Verfolgen einer Transkonduktanzvariation gemäß einer Temperatur-zu-Laststrom-Variation umfasst, wobei der Temperaturkompensationsschaltkreis Folgendes umfasst:
    • - einen Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis zum Umwandeln einer Bandlückenspannungsreferenz des Abwärts-Aufwärts-Wandlers in einen bandlückenabhängigen Strom;
    • - einen Betamultiplizierer, der mit dem Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis gekoppelt ist, wobei der Betamultiplizierer eingerichtet ist
      • - zum Erzeugen eine Last-Bias-Stroms, der auf dem bandlückenabhängigen Strom basiert, um eine Stromquelle vorzuspannen, die mit dem Ausgangsstift gekoppelt ist;
      • - zum Erzeugen eines temperaturabhängigen Bias-Stroms zum Vorspannen eines Stroms, der durch den ersten Transkonduktanzverstärker und/oder den zweiten Transkonduktanzverstärker ausgegeben wird.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis Folgendes umfasst:
    • - einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor, MOSFET, mit einem Source-Anschluss, der mit einer Versorgungsspannung gekoppelt ist;
    • - einen Spannungsteiler, der einen variablen Widerstand aufweist und der zwischen einem Drain-Anschluss des MOSFET und der Masse gekoppelt ist;
    • - einen Komparator zum Ansteuern eines Gate-Anschlusses des MOSFET basierend auf Eingaben, die die Bandlückenspannung und einen Mittelabgriffpunkt des Spannungsteilers umfassen.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner eine Versatzaufhebungsschaltungsanordnung umfasst, die mit Ausgängen des ersten Transkonduktanzverstärkers und des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist, wobei die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung eingerichtet ist
    • - zum Detektieren eines ersten Gleichstrom-Spannungsversatzes, DC-Spannungsversatzes, an einem Eingang des ersten Transkonduktanzverstärkers, während er sich in dem Konstantspannungsmodus befindet, oder zum Detektieren eines zweiten DC-Spannungsversatzes an einem Eingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers, während er sich in dem Konstantstrommodus befindet,
    • - als Reaktion auf die Detektion des ersten DC-Versatzes, zum Absenken eines ersten äquivalenten Stroms von dem ersten Transkonduktanzverstärker zum Aufheben des ersten DC-Spannungsversatzes, wobei der erste äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des ersten Transkonduktanzverstärkers entspricht;
    • - als Reaktion auf die Detektion des zweiten DC-Spannungsversatzes, zum Absenken eines ersten äquivalenten Stroms von dem zweiten Transkonduktanzverstärker zum Aufheben des zweiten DC-Spannungsversatzes, wobei der zweite äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des zweiten Transkonduktanzverstärkers entspricht.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner Folgendes umfasst:
    • - eine Stromquelle, die zwischen eine Versorgungsspannung und den Ausgangsstift gekoppelt ist;
    • - eine erste Diode, die zwischen den Ausgangsstift und einen ersten Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist;
    • - eine zweite Diode, die zwischen den Ausgangsstift und einen zweiten Ausgang des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist;
    • - einen Minimalstromgenerator mit Stromeingängen von dem ersten Ausgang und dem zweiten Ausgang und einem Ausgang, der mit dem Ausgangsstift verbunden ist, wobei der Minimalstromgenerator eingerichtet ist:
      • - zum Bestimmen eines Minimalstroms zwischen dem ersten Ausgang und dem zweiten Ausgang;
      • - zum Bereitstellen des Minimalstroms.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass die IC-Steuerung ferner einen programmierbaren Transkonduktanzschaltkreis umfasst, der mit einem Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers und/oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist, wobei der programmierbare Transkonduktanzschaltkreis eine Bank von MOSFETs umfasst, wobei ein Gate-Anschluss von wenigstens einem Teil der MOSFETs mit einer Steuerlogik zur Trimmung gekoppelt ist, um einen an den Ausgangsstift gelieferten Ausgangsstrom anzupassen.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner Folgendes umfasst:
    • - einen ersten Boost-Transkonduktanzverstärker zum Empfangen des ersten Positiveingangs und des ersten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den ersten Transkonduktanzverstärker proportional zu einer ersten Differenz zwischen dem ersten Positiveingang und dem ersten Negativeingang;
    • - einen zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker zum Empfangen des zweiten Positiveingangs und des zweiten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den zweiten Transkonduktanzverstärker proportional zu einer zweiten Differenz zwischen dem zweiten Positiveingang und dem zweiten Negativeingang.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass eine Schwellenminimalspannungsquelle an sowohl dem ersten als auch zweiten Positiveingang des ersten Boost-Transkonduktanzverstärkers bzw. des zweiten Boost-Transkonduktanzverstärkers bereitgestellt wird, um einen Minimalstartpunkt für den Boost bereitzustellen.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner einen Dynamikquellenstromgenerator umfasst, der sowohl mit dem ersten Boost-Transkonduktanzverstärker als auch mit dem zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker gekoppelt ist, wobei der Dynamikquellenstromgenerator eingerichtet ist
    • - zum Detektieren einer Sättigung von dem ersten Transkonduktanzverstärkers oder dem zweiten Transkonduktanzverstärkers;
    • - zum Bereitstellen eines Quellenstroms an den Ausgangsstift als Reaktion auf die Sättigung des ersten Transkonduktanzverstärkers oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers, wobei der Quellenstrom proportional zu einer Eingangsdifferenz der jeweiligen Positiveingänge und Negativeingänge des ersten Transkonduktanzverstärkers oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers, der gesättigt wird, ist.
  • Ferner wird ein Verfahren angegeben zum Betreiben eines Fehlerverstärkers, der einen Ausgangsstift, der mit einem Pulsbreitenmodulation-Komparator, PWM-Komparator, eines Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist, einen ersten Transkonduktanzverstärker, der in einem Konstantspannungsmodus arbeitet, einen zweiten Transkonduktanzverstärker, der in einem Konstantstrommodus arbeitet, umfasst, wobei das Verfahren zum Betreiben des Fehlerverstärkers Folgendes umfasst:
    • - Empfangen einer ersten Spannungsreferenz an einem ersten Positiveingang des ersten Transkonduktanzverstärkers;
    • - Empfangen einer Spannung von einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers, der zwischen einen Spannungsbus und einer Masse des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist, an einem ersten Negativeingang des ersten Transkonduktanzverstärkers;
    • - Anpassen eines Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift basierend auf einer Spannungsdifferenz zwischen dem ersten Positiveingang und dem ersten Negativeingang;
    • - Empfangen, an einem zweiten Positiveingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers, einer ersten Spannungsreferenz;
    • - Empfangen einer Spannung eines Stromerfassungsverstärkers an einem zweiten Negativeingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers, wobei der Stromerfassungsverstärker mit einem Erfassungswiderstand gekoppelt ist, der in Reihe entlang des Spannungsbusses positioniert ist;
    • - Anpassen des Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift basierend auf einer Spannungsdifferenz zwischen dem zweiten Positiveingang und dem zweiten Negativeingang.
  • Es ist eine Weiterbildung, dass der Fehlerverstärker ferner einen Temperaturkompensationsschaltkreis umfasst und das Verfahren zum Betreiben des Fehlerverstärkers ferner umfasst: Beibehalten einer Genauigkeit des Ausgangsstroms durch Verfolgen einer Transkonduktanzvariation gemäß einer Temperatur-zu-Laststrom-Variation.
  • Die beschriebenen Eigenschaften, Merkmale und Vorteile sowie die Art und Weise, wie diese erreicht werden, werden auch ausgeführt im Zusammenhang mit der folgenden schematischen Beschreibung von Ausführungsbeispielen, die im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläutert werden. Dabei können zur Übersichtlichkeit gleiche oder gleichwirkende Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sein:
    • 1 ist ein schematisches Blockdiagramm einer USB-Steuerung, die eine Abwärts-Aufwärts-Wandler-Architektur gemäß wenigstens einer Ausführungsform beinhaltet.
    • 2 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Fehlerverstärkers der USB-Steuerung aus 1, der ein Paar Transkonduktanzverstärker gemäß wenigstens einer Ausführungsform beinhaltet.
    • 3A-3B sind schematische Blockdiagramme einer Versatzaufhebungsschaltungsanordnung und einer programmierbaren Transkonduktanzschaltungsanordnung des Fehlerverstärkers gemäß wenigstens einer Ausführungsform.
    • 4A ist ein Graph, der ein Überlappungsgebiet für eine Konstantspannungs- und Konstantstromrückkopplungssteuerschleife gemäß einer Ausführungsform veranschaulicht.
    • 4B ist ein Graph, der eine Beseitigung des Überlappungsgebiets unter Verwendung eines Minimalstromgenerators des Fehlerverstärkers, der einen Minimalstrom zurück an einen gemeinsamen Fehlerverstärkerknoten führt, gemäß einer Ausführungsform veranschaulicht.
    • 5A ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine Funktionalität eines Minimalstromgenerators gemäß wenigstens einer Ausführungsform veranschaulicht.
    • 5B ist ein schematisches Blockdiagramm einer Implementierung des Minimalstromgenerators gemäß wenigstens einer Ausführungsform.
    • 6A ist ein schematisches Blockdiagramm einer Transkonduktanz-Boost-Schaltungsanordnung gemäß wenigstens einer Ausführungsform.
    • 6B ist ein schematisches Blockdiagramm aus 6A, das auch eine Dynamikstromquellenschaltungsanordnung gemäß wenigstens einer Ausführungsform beinhaltet.
    • 7 ist ein Graph, der eine Funktionalität der Dynamikstromquellenschaltungsanordnung gemäß wenigstens einer Ausführungsform veranschaulicht.
    • 8 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Betreiben eines Fehlerverstärkers gemäß wenigstens manchen der offenbarten Ausführungsformen.
  • Die folgende Beschreibung legt zahlreiche spezielle Einzelheiten, wie etwa Beispiele für spezielle Systemen, Komponenten, Verfahren und so weiter, dar, um ein gutes Verständnis verschiedener Ausführungsformen von Transkonduktanzverstärkern für Abwärts-Aufwärts-Wandler innerhalb von USB-C-Steuerungen (oder anderer zugehöriger Wandler), wie hier beschrieben, bereitzustellen. Es versteht sich jedoch für einen Fachmann, dass wenigstens manche Ausführungsformen ohne diese speziellen Einzelheiten umgesetzt werden können. In anderen Fällen sind wohlbekannte Komponenten, Elemente oder Verfahren nicht ausführlich beschrieben oder sind in einem einfachen Blockdiagrammformat präsentiert, um eine unnötige Verunklarung des hier beschriebenen Gegenstands zu vermeiden. Dementsprechend sind die hier dargelegten speziellen Einzelheiten lediglich beispielhaft. Spezielle Implementierungen können von diesen beispielhaften Einzelheiten abweichen und immer noch als innerhalb der Idee und des Schutzumfangs der vorliegenden Ausführungsformen liegend erachtet werden.
  • Eine Bezugnahme in der Beschreibung auf „eine Ausführungsform“, „ein Ausführungsbeispiel“, „manche Ausführungsformen“ und „verschiedene Ausführungsformen“ bedeutet, dass ein(e) spezielle(s/r) Merkmal, Struktur, Schritt, Operation oder Charakteristik, das/die/der in Verbindung mit der (den) Ausführungsform(en) beschrieben ist, in wenigstens einer Ausführungsform enthalten ist. Ferner verweisen die Erscheinungen der Formulierungen „eine Ausführungsform“, „ein Ausführungsbeispiel“, „manche Ausführungsformen“ und „verschiedene Ausführungsformen“ an verschiedenen Stellen in der Beschreibung nicht notwendigerweise alle auf dieselbe(n) Ausführungsform(en).
  • Die Beschreibung schließt Bezugnahmen auf die begleitenden Zeichnungen ein, die einen Teil der ausführlichen Beschreibung bilden. Die Zeichnungen zeigen Veranschaulichungen gemäß Ausführungsbeispielen. Diese Ausführungsformen, die hier auch als „Beispiele“ bezeichnet werden können, sind ausführlich genug beschrieben, um einem Fachmann das Ausführen der Ausführungsformen des hier beschriebenen beanspruchten Gegenstands zu ermöglichen. Die Ausführungsformen können kombiniert werden, andere Ausführungsformen können genutzt werden oder strukturelle, logische und elektrische Änderungen können vorgenommen werden, ohne von dem Schutzumfang und dem Wesen des beanspruchten Gegenstands abzuweichen. Es versteht sich, dass die hier beschriebenen Ausführungsformen nicht den Schutzumfang des Gegenstands beschränken sollen, sondern vielmehr einen Fachmann zum Fertigen und/oder Verwenden des Gegenstands befähigen sollen.
  • Hier sind verschiedene Ausführungsformen eines Fehlerverstärkers zum Steuern einer Pulsbreitenmodulation(PWM: Pulse-Width Modulation)-Steuerung von Abwärts-Aufwärts-Wandlern für USB-C-Steuerungen beschrieben, die zum Betreiben verschiedener elektronischer Vorrichtungen angeordnet werden können. Beispiele für solche Vorrichtungen beinhalten unter anderem PCs (z.B. Laptop-Computer, Notebook-Computer usw.), Mobilrechenvorrichtungen (z.B. Tablets, Tablet-Computer, E-Reader-Vorrichtungen usw.), Mobilkommunikationsvorrichtungen (z.B. Smartphones, Mobiltelefone, persönliche digitale Assistenten, Messaging-Vorrichtungen, Taschen-PCs usw.), Konnektivitäts- und Ladevorrichtungen (z.B. Kabel, Hubs, Docking-Stationen, Adapter, Ladegeräte usw.), Audio-/Video-/Datenaufzeichnungs- und/oder - abspielvorrichtungen (z.B. Kameras, Sprachaufnahmegeräte, handgehaltene Scanner, Monitore usw.) und andere ähnliche elektronische Vorrichtungen, die USB-Schnittstellen zur Kommunikation, zum Batterieladen und/oder zur Leistungslieferung verwenden können.
  • Wie hier verwendet, verweist ein(e) „USB-fähige(s)“ Vorrichtung oder System, auf eine Vorrichtung oder ein System, die/das eine USB-Verbinderschnittstelle beinhaltet, mit dieser konfiguriert ist oder anderweitig damit assoziiert ist. Eine USB-fähige elektronische Vorrichtung kann wenigstens ein Release einer Universal-Serial-Bus(USB)-Spezifikation befolgen. Beispiele für solche USB-Spezifikationen beinhalten unter anderem die USB-Spezifikation Revision 2.0, die USB-3.0-Spezifikation, die USB-3.1-Spezifikation, die USB-3.2-Spezifikation und/oder verschiedene Ergänzungen, Versionen und Errata davon. Die USB-Spezifikationen definieren allgemein die Charakteristiken (z.B. Attribute, Protokolldefinition, Typen von Transaktionen, Busverwaltung, Programmierungsschnittstellen usw.) eines differentiellen seriellen Busses, die zum Gestalten und Erstellen von Standardkommunikationssystemen und - pheripheriegeräten erforderlich sind. Zum Beispiel wird eine USB-fähige Peripherievorrichtung an einer USB-fähigen Hostvorrichtung durch einen USB-Port der Hostvorrichtung angeschlossen, um ein USB-fähiges System zu bilden. Ein USB-2.0-Port beinhaltet eine Leistungsspannungsleitung von 5 V (als VBUS bezeichnet), ein Differentialpaar von Datenleitungen (als D+ oder DP, und D- oder DN bezeichnet) und eine Masseleitung für Leistungsrückgabe (als GND bezeichnet). Ein USB-3.0-Port stellt auch die Leitungen VBUS-, D+, D- und GND zur Abwärtskompatibilität mit USB 2.0 bereit. Um einen schnelleren Differentialbus (den USB-SuperSpeed-Bus) bereitzustellen, unterstützt ein USB-3.0-Bus außerdem ein Differentialpaar von Senderdatenleitungen (als SSTX+ und SSTX- bezeichnet), ein Differentialpaar von Empfängerdatenleitungen (als SSRX+ und SSRX- bezeichnet), eine Leistungsleitung für Leistung (als DPWR bezeichnet) und eine Masseleitung zur Leistungsrückgabe (als DGND bezeichnet). Ein USB-3.1-Port stellt die gleichen Leitungen wie ein USB-3.0-Port zur Abwärtskompatibilität mit USB-2.0- und USB-3.0-Kommunikationen bereit, aber erweitert die Leistungsfähigkeit des SuperSpeed-Bus durch eine Sammlung von Merkmalen die als Enhanced SuperSpeed bezeichnet werden.
  • Eine neuere Technologie für USB-Verbinder, die als USB-Typ-C bezeichnet wird (hier auch als „USB-C“ bezeichnet), ist in verschiedenen Releases und/oder Versionen der USB-Typ-C-Spezifikation definiert. Die USB-Typ-C-Spezifikation definiert eine Typ-C-Buche, einen Typ-C-Stecker und Typ-C-Kabel, die USB-Kommunikationen sowie Leistungslieferung über neuere USB-Leistungslieferungsprotokolle unterstützen, die in verschiedenen Revisionen/Versionen der USB-PD-Spezifikation definiert sind. Beispiele für USB-Typ-C-Funktionen und Anforderungen können unter anderem Daten- und andere Kommunikation gemäß USB 2.0 und USB 3.0/3.1, elektromechanische Definitionen und Leistungsfähigkeitsanforderungen für Typ-C-Kabel, elektromechanische Definitionen und Leistungsfähigkeitsanforderungen für Typ-C-Buchsen, elektromechanische Definitionen und Leistungsfähigkeitsanforderungen für Typ-C-Stecker, Anforderungen für Typ-C-Legacy-Kabelbaugruppen und -Adapter, Anforderungen für Typ-C-basierte Vorrichtungsdetektion und Schnittstellenkonfiguration, Anforderungen für optimierte Leistungslieferung für Typ-C-Verbinder usw. beinhalten. Gemäß der (den) USB-Typ-C-Spezifikation(en) stellt ein Typ-C-Port unter anderem Leitungen für VBUS, D+, D-, GND, SSTX+, SSTX-, SSRX+ und SSRX- bereit. Außerdem stellt ein Typ-C-Port auch eine Sideband-Use(als SBU bezeichnet)-Leitung zur Signalisierung einer Seitenbandfunktionalität und eine Configuration-Channel(oder Kommunikationskanal, als CC bezeichnet)-Leitung zur Entdeckung, Konfiguration und Verwaltungen von Verbindungen über ein Typ-C-Kabel hinweg bereit. Ein Typ-C-Port kann mit einem Typ-C-Stecker und/oder einer Typ-C-Buchse assoziiert sein. Zur einfachen Verwendung sind der Typ-C-Stecker und die Typ-C-Buchse als ein umdrehbares Paar gestaltet, das unabhängig von der Stecker-zu-Buchse-Orientierung arbeitet. Dementsprechend stellt ein Standard-Typ-C-Verbinder, der als ein(e) Standard-Typ-C-Stecker oder -Buchse angeordnet ist, unter anderem vier Leitungen für VBUS, vier Leitungen für Masserückgabe (GND), zwei Leitungen für D+ (DP1 und DP2), zwei Leitungen für D- (DN1 und DN2), zwei Leitungen für SSTX+ (SSTXP1 und SSTXP2), zwei Leitungen für SSTX- (SSTXN1 und SSTXN2), zwei Leitungen für SSRX+ (SSRXP1 und SSRXP2), zwei Leitungen für SSRX- (SSRXN1 und SSRXN2), zwei Leitungen für CC (CC1 und CC2) und zwei Leitungen für SBU (SBU1 und SBU2) bereit.
  • Manche USB-fähigen elektronischen Vorrichtungen können einer speziellen Revision und/oder Version der USB-PD-Spezifikation entsprechen. Die USB-PD-Spezifikation definiert ein Standardprotokoll, das zum Ermöglichen der maximalen Funktionalität USB-fähiger Vorrichtungen durch Bereitstellen einer flexibleren Leistungslieferung zusammen mit Datenkommunikationen über ein einziges USB-Typ-C-Kabel durch USB-Typ-C-Ports gestaltet ist. Die USB-PD-Spezifikation beschreibt auch die Architektur, Protokolle, Leistungsversorgungsverhalten, Parameter und Verkabelung, die zum Verwalten einer Leistungslieferung über USB-Typ-C-Kabel mit einer Leistung bis zu 100 W erforderlich sind. Gemäß der USB-PD-Spezifikation können Vorrichtungen mit USB-Typ-C-Ports (wie etwa z.B. USB-fähige Vorrichtungen) einen stärkeren Strom und/oder höhere oder niedrigere Leistungen über ein USB-Typ-C-Kabel verhandeln, als in älteren USB-Spezifikationen (wie etwa z.B. der USB-2.0-Spezifikation, USB-3.1-Spezifikation, der USB Battery Charging Specification Rev. 1.1/1.2 usw.) erlaubt ist. Zum Beispiel definiert die USB-PD-Spezifikation die Anforderungen für einen Leistungslieferungsvertrag (PD-Vertrag), der zwischen einem Paar USB-fähiger Vorrichtungen verhandelt werden kann. Der PD-Vertrag kann sowohl den Leistungspegel als auch die Richtung des Leistungstransfers spezifizieren, die durch beide Vorrichtungen unterstützt werden können, und kann auf Anforderung durch eine Vorrichtung und/oder als Reaktion auf verschiedene Ereignisse und Bedingungen, wie etwa Leistungsrollentausch, Datenrollentausch, harter Reset, Fehler der Leistungsquelle usw., dynamisch neuverhandelt werden (z.B. ohne Ausstecken einer Vorrichtung). Wie hier verwendet, verweist „USB-PD-Subsystem“ auf einen oder mehrere Logikblöcke und eine andere Analog-/Digitalhardwareschaltungsanordnung, die durch Firmware in einer IC-Steuerung steuerbar sein können und die zum Durchführen der Funktionen und zum Erfüllen der Anforderungen, die in wenigstens einem Release der USB-PD-Spezifikation spezifiziert sind, ausgebildet und funktionsfähig sind. Die IC-Steuerung kann in einer USB-Typ-C-Vorrichtung implementiert werden. Die IC-Steuerung kann in einer USB-Vorrichtung implementiert werden.
  • Eine Leistungslieferung gemäß der (den) USB-PD-Spezifikation(en) kann in einigen unterschiedlichen Arten von USB-Typ-C-Anwendungen ausgeführt werden. Beispiele für solche Typen von Typ-C-Anwendungen beinhalten unter anderem Folgendes: eine Anwendung mit einem stromabwärts gewandten Port (DFP: Downstream Facing Port), wobei eine IC-Steuerung mit einem USB-PD-Subsystem zum Bereitstellen eines stromabwärts gewandten USB-Ports (z.B. in einer USB-fähigen Hostvorrichtung) konfiguriert ist; eine Anwendung mit einem stromaufwärts gewandtem Port (UFP: Upstream Facing Port), wobei eine IC-Steuerung mit einem USB-PD-Subsystem zum Bereitstellen eines stromaufwärts gewandten USB-Ports (z.B. in einer/einem USB-fähigen Peripherievorrichtung oder Adapter) konfiguriert ist; eine USB-Anwendung mit einem Doppelrollenport (DRP: Dual Role Port), wobei eine IC-Steuerung mit einem USB-PD-Subsystem zum Unterstützen von sowohl DFP- als auch UFP-Anwendungen auf demselben USB-Port (z.B. einem USB-Typ-C-Port, der zum Arbeiten als entweder ein Leistungsversorger oder ein Leistungsverbraucher konfiguriert ist oder zwischen diesen beiden Rollen dynamisch wechseln kann, indem ein USB-PD-Leistungsrollentausch verwendet wird) konfiguriert ist; und eine Aktivkabelanwendung, wobei eine IC-Steuerung mit einem USB-PD-Subsystem in einer Elektronischmarkierte-Kabelbaugruppe(EMCA: Electronically Marked Cable Assembly)-Typ-C-Kabel angeordnet und zum Betreiben von diesem konfiguriert ist.
  • Eine USB-C/PD-Leistungsversorgung kann verwendet werden, um Leistung mit einem breiten Ausgangsspannungsbereich von 3,3 V - 21,5 V, einem breiten Strombereich von 1 A - 5 A und einem breiten Eingangsversorgungsspannungsbereich von 5,0 V bis 24 V laut dem USB-C/PD-Protokoll bereitzustellen. Aufgrund dieses breiten Spannung/Strom-Bereichs zur USB-C-Leistungslieferung und schneller Schaltanforderungen zwischen Eingangs- und Ausgangsspannungssignalen kann ein Abwärts-Aufwärts(BB: Buck-Boost)-Wandler innerhalb einer USB-Typ-C-Steuerung eingesetzt werden, welcher zum Bereitstellen von Leistung für erwartete Ausgangslasten gesteuert werden kann.
  • 1 ist ein schematisches Blockdiagramm einer USB-Steuerung 100, die eine Abwärts-Aufwärts(BB)-Wandler-Architektur gemäß wenigstens einer Ausführungsform beinhaltet. Die USB-Steuerung 100 beinhaltet bei wenigstens einer Ausführungsform einen Abwärts-Aufwärts(BB)-Wandler 101. Obwohl sie als innerhalb der USB-Steuerung 100 eingesetzt veranschaulicht ist, kann die vorliegende BB-Architektur in anderen BB-Anwendungen und Kontexten eingesetzt werden, in denen ein Transkonduktanzverstärker, wie etwa zum Beispiel ein Abwärtswandler, ein Aufwärtswandler oder ein BB-Wandler, verwendet wird.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen beinhaltet der BB-Wandler 101 eine Induktivität 102, einen ersten High-Side-Schalter 104 (oder HS1), einen zweiten High-Side-Schalter 110 (oder HS2), einen ersten Low-Side-Schalter 106 (oder LS1) und einen zweiten Low-Side-Schalter 108 (oder LS2). Bei einer Ausführungsform sind diese Schalter n-Typ-Feldeffekttransistoren (NFETs), wie veranschaulicht ist. Bei einer anderen Ausführungsform sind, obwohl dies nicht veranschaulicht ist, die High-Side-Schalter p-Kanal-Feldeffekttransistoren (PFETs). Bei verschiedenen Ausführungsformen ist der erste High-Side-Schalter 104 zwischen einem Eingangsanschluss 112 und einer ersten Seite der Induktivität 102 des BB-Wandlers 101 gekoppelt. Der High-Side-Schalter 110 ist zwischen einer zweiten Seite der Induktivität 102 und einem Ausgangsanschluss 114 gekoppelt. Der erste Low-Side-Schalter 106 ist zwischen der ersten Seite der Induktivität 102 und einer Masse des BB-Wandlers 101 gekoppelt. Der zweite Low-Side-Schalter 108 ist zwischen der zweiten Seite der Induktivität und der Masse gekoppelt. Der Eingangsanschluss 112 kann eine Eingangsspannung (Vin) führen und der Ausgangsanschluss kann eine Ausgangsspannung (Vout) des BB-Wandlers 101 führen. Der BB-Wandler 101 kann ferner einen Eingangskondensator (Cin), der mit dem Eingangsanschluss 112 gekoppelt ist, und einen Ausgangskondensator (Cout), der mit dem Ausgangsanschluss 114 gekoppelt ist, beinhalten.
  • Für einen solchen BB-Wandler 101 können der Eingangskondensator (Cin), der Ausgangskondensator (Cout) und die Induktivität 102 basierend auf Eingangs-, Ausgangs- und Laststromanforderungen gestaltet werden. Bei verschiedenen Ausführungsformen versucht die Gestaltung des BB-Wandlers 101 (oder eines größeren Systems oder einer Vorrichtung, das/die den BB-Wandler 101 beinhaltet), den maximalen Strom auf eine gewisse Anforderung der Stromstärke und Wattleistung zu begrenzen. Sobald der Gesamtausgangsleistungsbereich bekannt ist, können Eingangsstromanforderungen bestimmt werden. Von Eingangsstromanforderungen können Werte für die Kapazität des Eingangs- und Ausgangskondensators (Cin und COut) und für den Induktivitätswert der Induktivität 102 bestimmt werden.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen beinhaltet die USB-Steuerung 100 ferner einen Stromerfassungsverstärker (CSA: Current Sense Amplifier) 103, einen Komparator 116, einen Fehlerverstärker (EA: Error Amplifier) 118, eine BB-Steuerlogik 120, eine Ansteuerung 122, eine Ansteuerung 124 und eine Modusdetektionslogik 126. Der CSA 103 kann einen Eingangsstrom des Abwärts-Aufwärts-Wandlers 101 messen und kann ein CSA-Signal 105 ausgeben, das den Eingangsstrom angibt. Ein Steigungskompensationsschaltkreis 107, der eine Steigungskompensationslogik und einen Steigungskompensationskondensator beinhalten kann, ist mit einem Ausgang des CSA 103 gekoppelt. Der Steigungskompensationsschaltkreis 107 kann ein Versatzsignal 109 (Steigungskompensationsversatz) zu dem CSA-Signal 105 hinzufügen, wobei, wenn es aktiv ist, ein Versatz-CSA-Signal 111 erzeugt wird. In manchen Fällen ist das Versatzsignal 109 ein Strom oder eine Ladung. In anderen Fällen kann das Versatzsignal 109 ein Spannungssignal sein, falls andere Schaltkreise verwendet werden, um das Versatzsignal 109 zu dem CSA-Signal 105 hinzuzufügen.
  • Bei manchen Ausführungsformen kann ein Fehlerverstärker (EA), wie etwa der EA 118, eine Spannungsmodusarchitektur mit geschlossener Schleife aufweisen, was zwei zusätzliche Stifte erfordert und die Komponenten auf einer Platine zur Kompensation verdoppelt, oder weist eine Transkonduktanz(Gm)-Verstärkerarchitektur mit offener Schleife auf. Um Größen der Induktivität, des Kondensators und anderer Platinenkomponenten zu minimieren, wird allgemein ein Abwärts-Aufwärts-Wandler mit hoher Bandbreite verwendet, wobei allgemein die Bandbreite näherungsweise ein Zehntel bis ein Fünftel der Schaltfrequenz der Vorrichtung ist. Dementsprechend erfordert ein Abwärts-Aufwärts-Wandler mit hoher Bandbreite eine EA-Architektur mit hoher Bandbreite. Das Gestalten eines Spannungsmodusverstärkers mit höherer Bandbreite erhöht die Gestaltungskomplexität. Daher wird allgemein eine Gm-Verstärkerarchitektur in dem Abwärts-Aufwärts-Wandler 101 verwendet. Ein Gm-Verstärker arbeitet basierend auf dem Prinzip des Lieferns eines Ausgangsstroms proportional zu der Eingangsspannungsdifferenz. Dies erzeugt einen Versatz an dem Eingang des Verstärkers.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen kann der BB-Wandler 101 in Abhängigkeit von den Lastbedingungen entweder in einem Konstantspannungs- oder Konstantstrommodus arbeiten. Das Vorhandensein eines separaten Kompensationsknotens für jeden dieser Modi wird die Gestaltung von PWM und Registertransferebene (RTL: Register Transfer Level) komplizierter machen, wobei RTL verwendet wird, um den digitalen Teil einer Chipgestaltung anzugeben. Ein einziger Kompensationspunkt kann für beide Modi verwendet werden, aber dies erzeugt wenigstens die folgenden Probleme, einschließlich einer Ungenauigkeit der Vbus-Regelung, Überlappung der CV/CC-Steuergebiete und eines niedrigeren Sättigungsquellenstroms. Für ersteres muss, wenn der Kompensationsknoten zwischen sowohl CV- als auch CC-Verstärkern geteilt wird, es einen Versatz an dem Eingang des EA 118 zum Ableiten des festen Laststroms (Iout = gm(vref-vfb)) geben. Eine Variation von Gm mit der Temperatur bewirkt, dass sich dieser Versatz ändert, was zu einer schlechten Vbus-Regelung mit der Temperatur führt.
  • Wenn sich die USB-Steuerung 100 nahe dem CV-CC-Grenzgebiet befindet, gibt es ferner basierend auf der Gm und dem Quellenstrom ein Überlappungsgebiet, wo sowohl der Konstantspannung- als auch Konstantstrom-Gm-Verstärker mit dem Steuern der Schleife beginnen werden und sich der EA 118 weder in einer CV-Schleife noch in einer CC-Schleife befindet, wie in 4A veranschaulicht ist. Um den Versatz an dem Eingang und die Überlappung der CV/CC-Schleife zu begrenzen, kann der Quellenstrom minimiert werden, was zu einer frühen Sättigung des Verstärkers führt, wobei das Einschwingverhalten verschlechtert wird. Die verschiedenen Gestaltungsverbesserungen des EA 118 unten lösen diese Nachteile auf Arten, die durch die Erörterung der verschiedenen Figuren hinweg besprochen werden.
  • Bei wenigstens einer Ausführungsform empfängt der Komparator 116 das CSA-Signal 111 und ein EA-Signal 117 von dem EA 118. Der EA 118 kann ein Paar von Transkonduktanz(Gm)-Verstärkern, einen ersten (oder Konstantspannungs-) Transkonduktanzverstärker 118A und einen zweiten (oder Konstantstrom-) Transkonduktanzverstärker 118B beinhalten. Der erste Transkonduktanzverstärker 118A kann in einem Konstantspannungsmodus unter Verwendung der Spannung, die von dem Spannungsbus(Vbus)-Ausgang des BB-Wandlers 101 abgegriffen wird, arbeiten. Zum Beispiel kann der erste Transkonduktanzverstärker 118A einen Ausgangsstrom des EA-Signals 117 basierend auf einer Differenz zwischen dem ersten Positiv- und Negativeingang anpassen. Der erste Positiveingang kann eine erste Spannungsreferenz (Vref cv), z.B. in Bezug auf eine Zielkonstantspannung, empfangen und der erste Negativeingang kann mit einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers 128 gekoppelt sein, der zwischen Vbus und Masse gekoppelt ist. Der Abgriffspunkt stellt einen Rückkopplungskonstantspannungswert (Vfb) von dem Vbus bereit. Der Strom der in den ersten Negativeingang fließt, kann abgestimmt werden, indem Strom von einer variablen Stromquelle (Ipu) bezogen wird oder Strom an eine variable Stromquelle (Ipd) abgeführt wird. Diese Stromquellen Ipu und Ipd ändern den Rückkopplungsstrom an dem Eingang des ersten Transkonduktanzverstärkers 118A, was dabei helfen wird, die Vbus-Spannung zu ändern, und dementsprechend werden die USB-Bus-Spezifikationen zwischen 3 V und 21 V erfüllt.
  • Bei wenigstens einer Ausführungsform kann der zweite Transkonduktanzverstärker 118B in einem Konstantstrommodus unter Verwendung eines von dem Spannungsbus (Vbus) erfassten Strom arbeiten. Zum Beispiel kann der zweite Transkonduktanzverstärker 118B den Ausgangsstrom des EA-Signals 117 basierend auf einer Differenz zwischen dem zweiten Positiv- und Negativeingang anpassen. Der zweite Positiveingang kann eine zweite Referenzspannung (Vref cc), z.B. bezüglich eines Zielkonstantstroms, empfangen und der zweite Negativeingang kann mit einem Ausgangsstromerfassungsverstärker (CSA) 130 gekoppelt sein. Der Ausgang-CSA 130 ist mit einem zweiten Erfassungswiderstand gekoppelt, der in Reihe entlang des Spannungsbus (Vbus) positioniert ist, um den Strom des Vbus zu erfassen.
  • Der Komparator 116 vergleicht das CSA-Signal 111 und das EA-Signal 117 und liefert ein Steuersignal 119, das als ein Pulsbreitenmodulation(PWM)-Aus(oder pwm_out)-Signal bezeichnet wird, an die BB-Steuerlogik 120. Bei einer Ausführungsform verweist die EA-Steuerschleife, wie sie hier referenziert wird, auf wenigstens die Konstantspannung(CV)- und Konstantstrom(CC)-Pfade, den EA 118, den CSA 103 und den Komparator 116, der das PWM-Ausgangssignal an die BB-Steuerlogik 120 basierend auf der Eingangsspannung (Vin), der Ausgangsspannung (Vout oder Vbus) und den Referenzspannungen (Vref cv und Vref cc) anpasst, wobei die letzteren davon programmierbar sind.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen empfängt die BB-Steuerlogik 120 das Steuersignal 119 und ein Modussignal 121 von der Modusdetektionslogik 126. Die Modusdetektionslogik 126 kann einen Modus und einen Übergang zwischen Modi basierend auf der Ausgangsspannung (Vout) und der Eingangsspannung (Vin) bestimmen und gibt das Modussignal 121 entsprechend aus. Bei verschiedenen Ausführungsformen wird, falls Vin höher als Vout ist, die Modusdetektionslogik 126 das Modussignal 121 ausgeben, das einen Abwärtsmodus angibt. Im Gegensatz dazu wird, falls Vout höher als Vin ist, die Modusdetektionslogik 126 das Modussignal 121 ausgeben, das einen Aufwärtsmodus angibt.
  • Die BB-Steuerlogik 120 kann das Steuersignal 119 und das Modussignal 121 zum Steuern eines Modus des Abwärts-Aufwärts-Wandlers 101 verwenden. Insbesondere kann die BB-Steuerlogik 120 ein erstes Steuersignal 133 (set buck) an die Ansteuerung 122 senden, die den ersten High-Side-Schalter 104 und den ersten Low-Side-Schalter 106 des Abwärts-Aufwärts-Wandlers 101 steuert. Die BB-Steuerlogik 120 kann ferner ein zweites Steuersignal 135 (set boost) an die Ansteuerung 124 senden, die den zweiten High-Side-Schalter 110 und den zweiten Low-Side-Schalter 108 des Abwärts-Aufwärts-Wandlers 101 steuert.
  • 2 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Fehlerverstärkers (EA) 200 der USB-Steuerung 100 aus 1, der ein Paar Transkonduktanzverstärker gemäß wenigstens einer Ausführungsform beinhaltet. Der EA 200 kann zum Beispiel den Platz des unter Bezugnahme auf 1 besprochenen EA 118 einnehmen. Das Paar von Transkonduktanzverstärkern beinhaltet einen ersten Transkonduktanzverstärker 218A zum Arbeiten in einem Konstantspannungsmodus (z.B. Gm_cv) und einen zweiten Transkonduktanzverstärker 218B zum Arbeiten in einem Konstantstrommodus (z.B. Gm_cc). Bei diesen Ausführungsformen kann der EA 200 ferner einen einzigen Ausgangsstift 201 beinhalten, durch den der Ausgangsstrom, z.B. das EA-Signal 117 in 1, an den Komparator 116 zu liefern ist. Weil jeder Gm-Verstärker des Paars von Gm-Verstärkern einen Kompensationsstrom an denselben Ausgangsstift 201 liefert, kann die Gm für sowohl den ersten Transkonduktanzverstärker 218A als auch den zweiten Transkonduktanzverstärker 218B programmierbar gemacht werden (siehe 3A-3B), wodurch eine unabhängige Steuerung der Bandbreite für sowohl den CV-Modus als auch den CC-Modus ermöglicht wird. Ein Ausgleich zwischen den Gm-Verstärkern wird auch unten besprochen.
  • Bei wenigstens manchen Ausführungsformen beinhaltet der EA 200 einen Spannungsteiler 228, der zwischen dem Spannungsbus (Vbus) und Masse der USB-Steuerung 100 gekoppelt ist und der einen ersten Widerstand (R1) und einen zweiten Widerstand (R2) beinhaltet. Der EA 200 beinhaltet einen Abgriffspunkt(VFB)-Stift zwischen dem ersten und zweiten Widerstand des Spannungsteilers 228 als ein Ausgang des EA 200. Bei einer Ausführungsform ist der erste Widerstand 200 kΩ und ist der zweite Widerstand 34 kΩ obwohl andere Werte vorgesehen sind. Ferner kann ein Positiv-Digital-Analog-Umsetzer (PDAC) zwischen der Versorgungsspannung und dem Abgriffspunktstift positioniert sein und kann ein Negativ-DAC (NDAC) zwischen dem Abgriffspunkt und der Masse positioniert sein.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen beinhaltet der EA 200 ferner eine Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 204 und eine CV/CC-Handover-Schaltungsanordnung 206, die zwischen der Ausgangsschaltungsanordnung des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A und eines zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B gekoppelt sind. Der EA 200 kann ferner eine Stromquelle 210, die zwischen einer Versorgungsspannung (Vddd) und dem Ausgangsstift 201 gekoppelt ist, eine erste Diode (D1), die zwischen dem Ausgangsstift und einem ersten Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A gekoppelt ist, und eine zweite Diode (D2), die zwischen dem Ausgangsstift 201 und einem zweiten Ausgang des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B gekoppelt ist, beinhalten. Der EA 200 kann ferner einen ersten Boost-Transkonduktanzverstärker 220A, der mit dem ersten Transkonduktanzverstärker 218A gekoppelt ist, und einen zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker 220B beinhalten, der mit dem zweiten Transkonduktanzverstärker 218B gekoppelt ist, was ausführlicher unter Bezugnahme auf 6A besprochen wird. Bei wenigstens manchen Ausführungsformen beinhaltet der EA 200 ferner einen Dynamikquellenstromgenerator 230, der zwischen sowohl den ersten Boost-Transkonduktanzverstärker 220A als auch einen zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker 220B und dem Ausgangsstift 201 gekoppelt ist.
  • Jede dieser Komponenten, die eine Funktion des ersten und zweiten Transkonduktanzverstärkers 218A und 218B auf irgendeine Weise verbessern, um die oben genannten Nachteile zu überwinden, wird ausführlicher beschrieben. Nicht alle Komponenten müssen in Kombination verwendet werden, da die verschiedenen Verbesserungen an dem EA 200, die hier besprochen werden, allein oder in Kombination mit anderen Verbesserungen und/oder Ausführungsformen implementiert werden können.
  • Mit höherer Spezifizität und gemäß offenbarten Ausführungsformen kann der erste Transkonduktanzverstärker 218A einen Ausgangsstrom an dem Ausgangsstift 201 in Abhängigkeit von einer Differenz (z.B. Fehler) zwischen Spannungen an einem ersten Positiveingang und an einem zweiten Positiveingang anpassen. Der erste Positiveingang empfängt eine erste Spannungsreferenz (Vref). Der erste Negativeingang kann mit dem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers gekoppelt sein, der zwischen einen Spannungsbus und eine Masse des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist. Ferner kann der zweite Transkonduktanzverstärker 218B auch den Ausgangsstrom an dem Ausgangsstift 201 in Abhängigkeit von einer Differenz (z.B. Fehler) zwischen Spannungen an einem zweiten Positiveingang und an einem zweiten Negativeingang anpassen. Der zweite Positiveingang empfängt eine zweite Spannungsreferenz (Vref). Der zweite Negativeingang kann mit dem Stromerfassungsverstärker, z.B. dem Ausgang-CSA 130 (1), gekoppelt sein, der mit einem Erfassungswiderstand gekoppelt ist, der in Reihe entlang des Spannungsbus (Vbus) positioniert ist. Jede Spannungsreferenz kann programmierbar sein und durch eine Steuerlogik, wie etwa die BB-Steuerung 120 oder eine andere Steuerlogik, bereitgestellt werden.
  • Da ein Eingangsversatz an dem Eingang jedes Gm-Verstärkers vorliegt, wird jegliche Temperaturvariation von Gm zu der Variation der Vbus-Spannung führen. Eine Temperaturkompensation kann erzeugt werden, um die Gm-Bewegung mit einem Laststrom zu verfolgen, was die Vbus-Bewegung aufgrund einer Gm-Änderung mit der Temperatur beseitigt. Diese Temperaturkompensation kann die Erzeugung eines Strom-Bias basierend auf der Temperatur beinhalten, der z.B. mit der Temperatur zunimmt, so dass die Gm, bestimmt durch Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) jedes Gm-Verstärkers, im Wesentlichen konstant verbleibt. Die folgenden Formeln veranschaulichen eine Konfiguration einer Temperaturkompensation, so dass eine Transkonduktanz (Gm) unabhängig von der Temperatur programmiert werden kann. I d = 1 2 μ n C o x w l ⋅ ( V g s − V t h ) 2
    Figure DE102021122251A1_0001
     G m = 2 I d μ n C o x w l
    Figure DE102021122251A1_0002
     I b i a s _ p t a t = 1 R 2 2 μ n C o x ( l 1 w 1 − l 2 w 2 ) 2
    Figure DE102021122251A1_0003
     G m = 2 R ( l 1 w 1 − l 2 w 2 ) w l
    Figure DE102021122251A1_0004
     I o u t = G m * ( v i n p − v i n n )
    Figure DE102021122251A1_0005
     Δ I o u t ( t ) = Δ G m ( t )
    Figure DE102021122251A1_0006
     G m = 1 R * k 1
    Figure DE102021122251A1_0007
     I o u t = k 2 R
    Figure DE102021122251A1_0008
     k 1 = 2 * ( l 1 w 1 − l 2 w 2 ) w l
    Figure DE102021122251A1_0009
     k 2 = v b g ( c o n s t a n t )
    Figure DE102021122251A1_0010
    wobei die letzte Gleichung angibt, dass kl und k2 Konstanten mit Bezug auf die Temperatur sind, z.B. nur von dem Breite-zu-Länge-Verhältnis (w/l) der MOSFET-Transistoren abhängen, die in den Gm-Verstärkern eingesetzt werden.
  • Dementsprechend beinhaltet der EA 200 bei wenigstens manchen Ausführungsformen ferner einen Temperaturkompensationsschaltkreis 240, der verwendet werden kann, um einen Bias-Strom des EA 200 auf eine solche Weise zu erzeugen, dass eine Gm-Bewegung mit der Temperatur mit Änderungen des Laststroms verfolgt werden kann, was z.B. eine Genauigkeit des Ausgangsstroms durch Verfolgen einer Transkonduktanzvariation gemäß einer Temperatur-zu-Laststrom-Variation beibehält. Bei diesen Ausführungsformen beinhaltet der Temperaturkompensationsschaltkreis 240 einen Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis 242 zum Umwandeln einer Bandlückenreferenzspannung (Vbg) des Abwärts-Aufwärts-Wandlers 101 in einen bandlückenabhängigen Strom (ibgbyr) und einen Betamultiplizierer 246, der mit dem Bandlücken-zu-Strom-Schaltkreis 242 gekoppelt ist. Der Betamultiplizierer 246 erzeugt einen Last-Bias-Strom (Ibias_pload), der auf dem bandlückenabhängigen Strom basiert, um die Stromquelle 210 vorzuspannen, die mit dem Ausgangsstift 201 gekoppelt ist. Der Betamultiplizierer 246 kann ferner basierend auf den veranschaulichten Eingaben (z.B. Vbg, Vref, Iref) einen temperaturabhängigen Bias-Strom (Ibias temp) erzeugen, um den Strom vorzuspannen, der durch den ersten Transkonduktanzverstärker 218A und/oder den zweiten Transkonduktanzverstärker 218B ausgegeben wird.
  • Bei einer Ausführungsform beinhaltet der Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis 242 einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) 250 mit einer Source (auch bezeichnet als Source-Anschluss), die mit der Versorgungsspannung (Vddd) gekoppelt ist. Der Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis 242 kann ferner einen Spannungsteiler 252 beinhalten, der einen variablen Widerstand aufweist und der zwischen einen Drain (auch bezeichnet als Drain-Anschluss) des MOSFET und die Masse gekoppelt ist. Der Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis 242 kann ferner einen Komparator 256 zum Ansteuern eines Gate (auch bezeichnet als Gate-Anschluss) des MOSFET basierend auf Eingaben einschließlich der Bandlückenspannung (Vbg) und eines Mittelabgriffpunkts des Spannungsteilers beinhalten. Bei manchen Ausführungsformen ist die Bandlückenspannungsreferenz (Vbg) eine wiederverwendete Spannung, die minimal (oder gar nicht) mit der Temperatur variiert, und ist dementsprechend vorhersagbar und/oder allgemein unveränderlich. Der bandlückenabhängige Strom (ibgbyr) kann als proportional zu der Bandlückenspannung nach dem Durchlaufen des MOSFET 250 und des Spannungsteilers 252 verstanden werden und dementsprechend kann der Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis 242 als ein Stromgenerator verstanden werden, der jeden Gm-Verstärker von einer Temperaturperspektive nachahmt.
  • Wie veranschaulicht, beinhaltet jeder Gm-Verstärker einen Eingangsversatz, z.B. I o u t = G m * ( V i n p − V i n n ) ,
    Figure DE102021122251A1_0011
    der proportional zu dem Ausgangsquellenstrom und der Transkonduktanz (Gm) ist. Da Gm nicht unendlich sein kann, ist immer ein fester Versatz vorhanden und kann sich mit einer Chiptemperatur ändern. Dies verschlechtert die Genauigkeit des USB-Wandlers 100. Bei wenigstens manchen Ausführungsformen versucht die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 204, die Versatzspannung an dem Eingang jedes Gm-Verstärkers zu beseitigen.
  • Bei wenigstens einer Ausführungsform dient die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 204 einem des Detektierens eines ersten Gleichstrom(DC)-Spannungsversatzes an einem Eingang des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A, während er sich im CV-Modus befindet, oder eines zweiten DC-Spannungsversatzes an einem Eingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B, während er sich im CC-Modus befindet. Als Reaktion auf eine Detektion des ersten DC-Versatzes kann die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 204 einen ersten äquivalenten Strom von dem ersten Transkonduktanzverstärker 218A ableiten, um den ersten DC-Spannungsversatz aufzuheben, wobei der erste äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A entspricht. Als Reaktion auf eine Detektion des zweiten DC-Versatzes kann die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 204 einen zweiten äquivalenten Strom von dem zweiten Transkonduktanzverstärker 218B ableiten, um den zweiten DC-Spannungsversatz aufzuheben, wobei der zweite äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B entspricht. Eine ausführlichere Veranschaulichung der Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 204 ist unter Bezugnahme auf 3A-3B veranschaulicht und besprochen.
  • Bei wenigstens manchen Ausführungsformen dient der Dynamikquellenstromgenerator 230, der ausführlicher unter Bezugnahme auf 6B besprochen wird, dem Detektieren einer Sättigung eines des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B. Der Dynamikquellenstromgenerator 230 kann dann einen Quellenstrom an den Ausgangsstift 201 als Reaktion auf die Sättigung des einen des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A und des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B liefern. Bei manchen Ausführungsformen ist der Quellenstrom proportional zu einer Eingangsdifferenz eines jeweiligen Positiv- und Negativeingangs des einen des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B, der gesättigt wird.
  • Bei wenigstens manchen Ausführungsformen ist der Wechsel von dem CV- zu CC-Modus (oder von CC zu CV) aufgrund der endlichen Gm in den Gm-Verstärkern nicht instantan, da der EA 200 nicht instantan auf einen Strom von null gehen kann. Dementsprechend wird der USB-Wandler 100 gezwungen, in einem Zwischenzustand zu verbleiben, in dem der USB-Wandler 100 weder im CV-Modus noch im CC-Modus ist. Die CV/CC-Handover-Schaltungsanordnung 206 ist zum Sicherstellen konfiguriert, dass der USB-Wandler 100 in Abhängigkeit von den Eingangsdifferenzen zwischen dem ersten und zweiten Transkonduktanzverstärker 218A und 218C in entweder dem CV- oder CC-Modus verbleibt. Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet die CV/CC-Handover-Schaltungsanordnung 206 einen Minimalstromgenerator, der unter Bezugnahme auf 5A-5B besprochen wird.
  • 3A-3B sind schematische Blockdiagramme einer Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 300 und einer programmierbaren Transkonduktanzschaltungsanordnung des Fehlerverstärkers 200 gemäß wenigstens einer Ausführungsform. Während 3A eine Konstantstromversatzaufhebungsschaltungsanordnung 304A zum Aufheben eines Eingangsversatzes eines Konstantspannung-Gm-Verstärkers (oder des ersten GM-Verstärkers) 318A veranschaulicht, veranschaulicht 3B eine Konstantspannungsversatzaufhebungsschaltungsanordnung 304B zum Aufheben eines Versatzes eines Konstantstrom-Gm-Verstärkers (oder zweiten Gm-Verstärkers) 318B. Bei manchen Ausführungsformen kann die erste Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 300 die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 204 des EA 200 aus 2 sein. Bei diesen Ausführungsformen kann die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 300 einen Nullversatz an dem Eingang sowohl des ersten als auch zweiten Gm-Verstärkers 318A und 318B basierend auf einem stationären Quellenstrom erzeugen. Zum Beispiel kann die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 300 einen DC-Spannungsversatz an dem Eingang des EA 200 durch Ableiten des Stroms äquivalent zu dem Quellenstrom von entweder dem ersten GM-Verstärker 318A oder dem zweiten Gm-Verstärker 318B basierend auf dem Modus der Schleife zur Zeit von Aufhebungen, z.B. dem CV-Modus bzw. CC-Modus, beseitigen.
  • Bei diesen Ausführungsformen beinhaltet der erste Gm-Verstärker 318A einen Operationsverstärker 301A mit einem Ausgang, der mit einem programmierbaren Transkonduktanz(Gm)-Schaltkreis 350A gekoppelt ist (3A), und beinhaltet der zweite Gm-Verstärker 318B einen Operationsverstärker 301B mit einem Ausgang, der mit einem programmierbaren Transkonduktanz(Gm)-Schaltkreis 350B gekoppelt ist (3B). Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet jeder programmierbare Gm-Schaltkreis 350A und 350B jeweils eine Bank von n-Kanal-MOSFETs 354A (oder 354B), wobei ein Gate von wenigstens manchen der n-Kanal-MOSFETs mit einer Steuerlogik zur Trimmung gekoppelt ist, um einen an den Ausgangsstift gelieferten Ausgangsstrom anzupassen. Zum Beispiel kann das Gate der Q12-MOSFETs das trim_gm_cv-Signal für den ersten programmierbaren Gm-Schaltkreis 350A oder das trim_gm_cc-Signal für den zweiten programmierbaren Gm-Schaltkreis 350B empfangen. Ein Ausgang-n-Kanal-MOSFET (Q10 oder Q22) kann einen Drain, der mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 301A bzw. 301B gekoppelt ist, und einen Source, die mit Masse verbunden ist, beinhalten. Ein Gate des Ausgang-n-Kanal-MOSFET kann dann mit dem Drain des Ausgang-n-Kanal-MOSFET und mit Gates von zusätzlichen n-Kanal-MOSFETs verbunden sein, die in Reihe mit den Q12-MOSFETs innerhalb der Bank von MOSFETs 354A oder 354B gekoppelt sind.
  • Unter zusätzlicher Bezugnahme auf 3A und 3B beinhaltet die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 300 eine Konstantspannung(CV)-Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 304A und eine Konstantstrom(CC)-Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 304B, die jeweils gemeinsam mit einem Ausgangsmodul 325 der Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 300 verbunden sind. Bei diesen Ausführungsformen beinhaltet die CV-Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 304A aus 3A einen Versatzaufhebung-CV-Trimgenerator 314A, der ein Versatzaufhebungssignal (Os_canc_cv) basierend auf Trimmsignalen erzeugt, die von der Steuerlogik empfangen werden, z.B. von trim_gm_cv und Trim_pload-Signalen, die die Gm-Programmierung durchführen. Die CV-Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 304A kann ferner eine Bank von parallel verbundenen Sätzen von p-Kanal-MOSFETs 308A beinhalten, wobei ein unterer Satz von in Reihe verbundenen p-Kanal-MOSFETs (Q13s) der Bank von p-Kanal-MOSFETs 308A Gates aufweist, die durch das Versatzaufhebungssignal angesteuert werden. Die Drains dieses unteren Satzes von in Reihe verbundenen p-Kanal-MOSFETs kann einen CV-Bias-Strom (cv bias) erzeugen, der dem Gate des Ausgang-MOSFET Q10 des ersten programmierbaren Gm-Schaltkreises 350A zugeführt wird, um einen Versatzaufhebungsstrom zu vermitteln. Das Gate wenigstens eines des oberen Satzes von in Reihe verbundenen p-Kanal-MOSFETs (Q12, Q14 und Q15) empfängt den Last-Bias-Strom (Ibias_pload), der zuvor besprochen wurde.
  • Bei diesen Ausführungsformen beinhaltet die CC-Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 304B aus 3B einen Versatzaufhebung-CC-Trimgenerator 314B, der ein Versatzaufhebungssignal (Os_canc_cc) basierend auf Trimmsignalen erzeugt, die von der Steuerlogik empfangen werden, z.B. von trim_gm_cc und Trim_pload-Signalen, die die Gm-Programmierung durchführen. Insbesondere sind das Os_canc_cv- und Os_canc_cc-Signal digitale Signale, die nur manche der MOSFETs einschalten werden, was ermöglicht, dass ein unterschiedlicher Strom für unterschiedliche Gm und einen unterschiedlichen Laststrom zur Versatzaufhebung fließt.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen beinhaltet die CC-Versatzaufhebungsschaltungsanordnung 304B ferner eine Bank von parallel verbundenen Sätzen von p-Kanal-MOSFETs 308B, wobei ein unterer Satz von in Reihe verbundenen p-Kanal-MOSFETs der Bank von n-Kanal-MOSFETs 308B Gates aufweist, die durch das Versatzaufhebungssignal angesteuert werden. Die Drains dieses unteren Satzes von in Reihe verbundenen p-Kanal-MOSFETs kann einen CC-Bias-Strom (cc bias) erzeugen, der dem Gate des Ausgang-MOSFET Q22 des zweiten programmierbaren Gm-Schaltkreises 350B zugeführt wird, um einen Versatzaufhebungsstrom zu vermitteln. Das Gate wenigstens eines des oberen Satzes von in Reihe verbundenen p-Kanal-MOSFETs (Q12, Q14 und Q15) empfängt den Last-Bias-Strom (Ibias_pload), der zuvor besprochen wurde.
  • Bei wenigstens manchen Ausführungsformen beinhaltet das Ausgangsmodul 325 einen weiteren Satz von parallel-verbundenen p-Kanal-MOSFETs, wobei ein unteres Paar von in Reihe verbundenen p-Kanal-MOSFETs (Q13s) Gates, die das Trimpload(trim_pload)-Signal empfangen, und einen Drain, der einen Ausgangsstrom (IOUT) ausgibt, aufweisen. Dieser Ausgangsstrom speist die Drains der trimgesteuerten n-Kanal-MOSFETs (Q12s) des ersten und zweiten programmierbaren Gm-Schaltkreises 350A und 350B. Auf diese Weise steuert das Ausgangsmodul 325 ferner den Eingangsstrom der Bank der n-Kanal-MSOFETs 354A und 354B jeweils des ersten und zweiten programmierbaren Gm-Schaltkreises 350A bzw. 350B.
  • 4A ist ein Graph, der ein Überlappungsgebiet 402 für eine Konstantspannung(CV)- und Konstantstrom(CC)-Rückkopplungssteuerschleife veranschaulicht. Dieses Überlappungsgebiet existiert an der Grenze zwischen CV- und CC-Steuerung, wobei die Tiefe dieser Grenze von der gm des EA 200 und dem Laststrom abhängt. Eine erste Linie 404 veranschaulicht einen Strom, der durch den CV-Transkonduktanzverstärker 218A abgeleitet wird, und eine zweite Linie 406 veranschaulicht einen Strom, der durch den CC-Transkonduktanzverstärker 218B abgeleitet wird.
  • 4B ist ein Graph, der eine Beseitigung des Überlappungsgebiets 402 unter Verwendung eines Minimalstromgenerators des Fehlerverstärkers 200, der einen Minimalstrom zurück an einen gemeinsamen Fehlerverstärkerknoten führt, gemäß einer Ausführungsform veranschaulicht. Der Minimalstromgenerator kann sich innerhalb der CV/CC-Handover-Schaltungsanordnung 206 befinden und wird unter Bezugnahme auf 5A-5B besprochen. Die Werte in den Graphen aus 4A-4B sind lediglich beispielhaft und sollen nicht beschränkend sein.
  • 5A ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine Funktionalität eines Minimalstromgenerators 506, der, wie erwähnt, in der CV/CC-Handover-Schaltungsanordnung 206 enthalten sein kann, gemäß wenigstens einer Ausführungsform veranschaulicht. Der Minimalstromgenerator 506 kann Stromeingänge von dem ersten Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A (z.B. den CV-Strom) und dem zweiten Ausgang des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B (z.B. den CC-Strom) beinhalten. Der Minimalstromgenerator 506 kann dann einen Minimalstrom zwischen dem ersten Ausgang und dem zweiten Ausgang bestimmen und den Minimalstrom an den Ausgangsstift 201 liefern.
  • 5B ist ein schematisches Blockdiagramm einer Implementierung des Minimalstromgenerators 506 gemäß wenigstens einer Ausführungsform. Der Minimalstromgenerator 506 bei dieser Ausführungsform beinhaltet einen n-Kanal-MOSFET (Q3) zum Empfangen des CV-Stroms (icv) und einen anderen n-Kanal-MOSFET (Q8) zum Empfangen des CC-Stroms (icc). Der Strom durch den Q3-MOSFET kann auf einen anderen n-Kanal-MOSFET (Q5) gespiegelt werden und der Strom des Q8-MOSFET kann ebenfalls auf einen anderen n-Kanal-MOSFET (Q5) gespiegelt werden. Zusätzliche Stromspiegel unter Verwendung von p-Kanal- und n-Kanal-MOSFETs können, wie veranschaulicht, eingesetzt werden, um den CV- und CC-Strom zu vergleichen und um das Minimal des CV- und CC-Stroms bei Imin_cv_cc auszugeben. Bei diesen Ausführungsformen stellt der Minimalstrom, wenn er bereitgestellt wird, sicher, dass entweder der erste Transkonduktanzverstärker 218A oder der zweite Transkonduktanzverstärker 218B den Strom an den Ausgangsstift 201 liefert und es keinen gleichzeitigen Betrieb in dem Überlappungsgebiet gibt, wie z.B. gemäß 4B. Die Implementierung des Minimalstromgenerators 506 ist beispielhaft und dementsprechend sind andere oder unterschiedliche Implementierungen vorgesehen.
  • 6A ist ein schematisches Blockdiagramm einer Transkonduktanz-Boost-Schaltungsanordnung 600A gemäß wenigstens einer Ausführungsform und es wird zusätzlich wieder Bezug auf den EA 200 aus 2 genommen. Eine Transkonduktanz-Boost-Technologie kann eingesetzt werden, um die Gm des EA 200 zu erhöhen, wodurch die Systembandbreite erhöht wird, wenn der Eingangsfehler des EA 200 groß ist, z.B. in dem „Imax“-Gebiet des Graphen aus 7. Bei manchen USB-Steuerungen beginnt ein Boost, wenn die Vbus-Spannung von einer Schwellenzielspannung um zum Beispiel 100 mV oder irgendeine andere programmierbare Zielabweichungsspannung abweicht. Dies hilft beim Verbessern das Einschwingverhalten des Systems.
  • Bei wenigstens manchen Ausführungsformen ist ein erster Boost-Transkonduktanzverstärker 620A zum Empfangen des ersten Positiveingangs und des ersten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärker 218A als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den ersten Transkonduktanzverstärker 218A proportional zu einer ersten Differenz zwischen dem ersten Positiveingang und dem ersten Negativeingang ausgelegt. Bei diesen Ausführungsformen ist ein zweiter Boost-Transkonduktanzverstärker 620B zum Empfangen des zweiten Positiveingangs und des zweiten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers 218B als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den zweiten Transkonduktanzverstärker 218B proportional zu einer zweiten Differenz zwischen dem zweiten Positiveingang und dem zweiten Negativeingang ausgelegt. Im Allgemeinen ist die Anpassung durch einen jeweiligen Boost-Transkonduktanzverstärker umso größer je größer der Fehler zwischen Eingängen der Gm-Verstärker ist.
  • Bei manchen Ausführungsformen wird eine Schwellenminimalspannungsquelle 624A und 624B an sowohl dem ersten als auch zweiten Positiveingang des ersten Boost-Transkonduktanzverstärkers 218A bzw. des zweiten Boost-Transkonduktanzverstärkers 218B bereitgestellt, um einen Minimalstartpunkt für den Strom-Boost bereitzustellen. Ein Wert der Schwellenminimalspannungsquelle 624A und 624B kann zum Beispiel zwischen 5-20 Millivolt (mV) betragen. Bei einer Ausführungsform ist der Wert der Schwellenminimalspannungsquelle 624A und 624B 10 mV, wie veranschaulicht ist.
  • 6B ist ein schematisches Blockdiagramm aus 6A, das auch die Dynamikstromquellenschaltungsanordnung 230, die auch in 2 veranschaulicht ist, gemäß wenigstens einer Ausführungsform beinhaltet. Bei wenigstens manchen Ausführungsformen ist die Dynamikstromschaltungsanordnung 230 mit sowohl dem ersten Boost-Transkonduktanzverstärker 218A als auch dem zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker 218B sowie mit dem Ausgangsstift 201 gekoppelt ist. Die für den Dynamikquellenstromgenerator 230 veranschaulichte Implementierung ist beispielhaft, da zusätzliche oder verschiedene Implementierungen vorgesehen sind. Der Dynamikquellenstromgenerator 230 kann zum Detektieren einer Sättigung von einem des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B, z.B. über p-Kanal-MOSFETs Q23 bzw. Q25, eingerichtet sein. Eine Sättigung kann auftreten, sobald ein fester Ausgangsquellenstrom überschritten wird.
  • Zum Beispiel kann ein Drain des Q23-MOSFET mit dem Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A gekoppelt sein, um eine Sättigung des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A zu detektieren. Ferner kann ein Drain des Q25-MOSFET mit dem Ausgang des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B gekoppelt sein, um eine Sättigung des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B zu detektieren.
  • Bei wenigstens einer Ausführungsform ist der Dynamikquellenstromgenerator 230 ferner zum Liefern eines Quellenstroms an den Ausgangsstift 201 als Reaktion auf die Sättigung des einen des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A und des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B eingerichtet. Bei wenigstens manchen Ausführungsformen ist der Quellenstrom proportional zu einer Eingangsdifferenz eines jeweiligen Positiv- und Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers 218B, der gesättigt wird. Hierfür kann der Dynamikquellenstromgenerator 230 eine Anzahl an Stromspiegel beinhalten, die zusätzliche p-Kanal-MOSFETs einsetzen, wobei eine Ausgabe jedes Stromspiegels durch einen n-Kanal-MOSFET empfangen wird. Ein finaler vergleichender p-Kanal-MOSFET (Q29) kann den Dynamikquellenstrom (IDynamik) von seinem Drain ausgeben. Auf diese Weise ist der Source-Strom, der separat durch den Dynamikquellenstromgenerator 230 bereitgestellt werden kann, um die Sättigung des EA 200 zu vermeiden, umso größer, je größer die Eingangsdifferenz in einen Gm-Verstärker ist.
  • 7 ist ein Graph, der eine Funktionalität der Dynamikstromquellenschaltungsanordnung gemäß wenigstens einer Ausführungsform veranschaulicht. Dieser Graph veranschaulicht eine konstante Transkonduktanz (Gm) bis zu dem Fehler an dem Eingang eines Transkonduktanzverstärkers (z.B. 218A oder 218B), solange die durch die Schwellenminimalspannungsquelle 624A bzw. 624B eingestellte Schwelle nicht überschritten wird. Sobald der Fehler einen Wert der Schwellenminimalspannungsquelle überschreitet, nimmt die Schwellen-Gm aufgrund der Gm-Erhöhung zu, bis der Transkonduktanzverstärker einen Stromwert erreicht, der hoch genug ist. An einem gewissen Punkt erreicht die Eingangsspannungsdifferenz eine natürliche Sättigung, wo der Quellenstrom des EA 200 einen Maximalwert (Imax) erreicht. Die Gm wird dann verringert, wenn der Quellenstrom in die Sättigung fortschreitet. Es kann beobachtet werden, dass der EA 200 nicht schnell gesättigt wird und eine Steuerung für einen breiteren Eingangsbereich beibehält. Entsprechend kann der Boost- und Dynamikquellenstromgenerator 230 eingesetzt werden, um eine solche Sättigung zu vermeiden oder zu verzögern.
  • 8 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens 800 zum Betreiben eines Fehlerverstärkers gemäß wenigstens manchen der offenbarten Ausführungsformen. Das Verfahren 800 kann durch den EA 200 und andere assoziierte Komponenten des EA 200 durchgeführt werden, die hier unter Bezugnahme auf 2-7 beschrieben sind.
  • Bei Vorgang 810 empfängt der EA 200 eine erste Spannungsreferenz an einem ersten Positiveingang des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A.
  • Bei Vorgang 820 empfängt der EA 200 eine Spannung von einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers, der zwischen einen Spannungsbus und eine Masse des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist, an einem ersten Negativeingang des ersten Transkonduktanzverstärkers 218A.
  • Bei Vorgang 830 passt der EA 200 einen Ausgangsstrom an dem Ausgangsstift basierend auf einer Spannungsdifferenz zwischen dem ersten Positiveingang und dem ersten Negativeingang an.
  • Bei Vorgang 840 empfängt der EA 200 eine zweite Spannungsreferenz an einem zweiten Positiveingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers.
  • Bei Vorgang 850 empfängt der EA 200 eine Spannung eines Erfassungsverstärkers an einem zweiten Negativeingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers, wobei der Stromerfassungsverstärker mit einem Erfassungswiderstand gekoppelt ist, der in Reihe entlang des Spannungsbus positioniert ist.
  • Bei Vorgang 860 passt der EA 200 den Ausgangsstrom an dem Ausgangsstift basierend auf einer Spannungsdifferenz zwischen dem zweiten Positiveingang und dem zweiten Negativeingang an.
  • Verschiedene Ausführungsformen der Transkonduktanzverstärker für Abwärts-Aufwärts-Wandler innerhalb von USB-C-Steuerungen (oder anderen zugehörige Wandlern), die hier beschrieben sind, können verschiedene Operationen beinhalten. Diese Vorgänge können durch Hardwarekomponenten, digitale Hardware und/oder Firmware und/oder Kombinationen daraus durchgeführt und/oder gesteuert werden. Wie hier verwendet, kann der Ausdruck „gekoppelt mit“ direkt verbunden mit oder indirekt durch eine oder mehrere dazwischenliegende Komponenten verbunden bedeuten. Beliebige der Signale, die über verschiedene On-Die-Busse bereitgestellt werden, können zeitlich mit anderen Signalen gemultiplext und über einen oder mehrere gemeinsame On-Die-Busse bereitgestellt werden. Außerdem kann die Zwischenverbindung zwischen Schaltkreiskomponenten oder Blöcken als Busse oder als einzelne Signalleitungen gezeigt sein. Jeder der Busse kann alternativ dazu eine oder mehrere einzelne Signalleitungen sein und jede der einzelnen Signalleitungen kann alternativ dazu Busse sein.
  • Gewisse Ausführungsformen können durch Firmwareanweisungen implementiert werden, die auf einem nichtflüchtigen computerlesbaren Medium, wie etwa z.B. einem flüchtigen Speicher und/oder nichtflüchtigen Speicher, gespeichert sind. Diese Anweisungen können zum Programmieren und/oder Konfigurieren einer oder mehrerer Vorrichtungen verwendet werden, die Prozessoren (z.B. CPUs) oder Äquivalente dazu (wie etwa z.B. Verarbeitungskerne, Verarbeitungs-Engines, Mikrocontroller und dergleichen) beinhalten, so dass die Anweisungen bei Ausführung durch den (die) Prozessor(en) oder die Äquivalente davon die Vorrichtung(en) zum Durchführen der beschriebenen Vorgänge für die hier beschriebenen Techniken veranlassen. Das nichtflüchtige computerlesbare Speicherungsmedium kann unter anderem ein elektromagnetisches Speicherungsmedium, einen Nurlesespeicher (ROM), Direktzugriffsspeicher (RAM), löschbaren programmierbaren Speicher (z.B. EPROM und EEPROM), Flash-Speicher oder eine andere derzeit bekannte oder später entwickelte nichtflüchtige Art von Medium beinhalten, das zum Speichern von Informationen geeignet ist.
  • Obwohl die Vorgänge des (der) Schaltkreise(s) und Blocks (Blöcke) hier in einer speziellen Reihenfolge gezeigt und beschrieben sind, kann bei manchen Ausführungsformen die Reihenfolge der Vorgänge jedes Schaltkreises/Blocks verändert werden, so dass gewisse Vorgänge in einer umgekehrten Reihenfolge durchgeführt werden können oder so dass gewisse Operationen wenigstens teilweise gleichzeitig mit und/oder parallel zu anderen Vorgängen durchgeführt werden können. Bei anderen Ausführungsformen können Anweisungen oder Untervorgänge distinkter Vorgänge auf eine intermittierende und/oder abwechselnde Weise durchgeführt werden.
  • In der vorstehenden Beschreibung wurde die Erfindung unter Bezugnahme auf spezielle Ausführungsbeispiele davon beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass verschiedene Modifikationen und Änderungen daran vorgenommen werden können, ohne von der allgemeineren Idee und dem Schutzumfang der Erfindung, wie in den angehängten Ansprüchen dargelegt, abzuweichen. Dementsprechend sind die Beschreibung und die Zeichnungen als veranschaulichend anstatt als einschränkend anzusehen.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • US 63/074060 [0001]

Claims (20)

  1. Fehlerverstärker, der Folgendes umfasst: - einen Ausgangsstift, der mit einem Pulsbreitenmodulation-Komparator, PWM-Komparator, eines Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist; - einen ersten Transkonduktanzverstärker zum Anpassen eines Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift, wobei der erste Transkonduktanzverstärker in einem Konstantspannungsmodus arbeitet und Folgendes umfasst: - einen ersten Positiveingang zum Empfangen einer ersten Spannungsreferenz; - einen ersten Negativeingang, der mit einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers gekoppelt ist, der zwischen einen Spannungsbus und einer Masse des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist; - einen zweiten Transkonduktanzverstärker auch zum Anpassen des Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift, wobei der zweite Transkonduktanzverstärker in einem Konstantstrommodus arbeitet und Folgendes umfasst: - einen zweiten Positiveingang zum Empfangen einer zweiten Spannungsreferenz; - einen zweiten Negativeingang, der mit einem Stromerfassungsverstärker gekoppelt ist, wobei der Stromerfassungsverstärker mit einem Erfassungswiderstand gekoppelt ist, der in Reihe entlang des Spannungsbusses positioniert ist.
  2. Fehlerverstärker nach Anspruch 1, der ferner einen Temperaturkompensationsschaltkreis zum Beibehalten einer Genauigkeit des Ausgangsstroms durch Verfolgen einer Transkonduktanzvariation gemäß einer Temperatur-zu-Laststrom-Variation umfasst, wobei der Temperaturkompensationsschaltkreis Folgendes umfasst: - einen Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis zum Umwandeln einer Bandlückenspannungsreferenz des Abwärts-Aufwärts-Wandlers in einen bandlückenabhängigen Strom; - einen Betamultiplizierer, der mit dem Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis gekoppelt ist, wobei der Betamultiplizierer eingerichtet ist - zum Erzeugen eine Last-Bias-Stroms, der auf dem bandlückenabhängigen Strom basiert, um eine Stromquelle vorzuspannen, die mit dem Ausgangsstift gekoppelt ist; - zum Erzeugen eines temperaturabhängigen Bias-Stroms zum Vorspannen eines Stroms, der durch den ersten Transkonduktanzverstärker und/oder den zweiten Transkonduktanzverstärker ausgegeben wird.
  3. Fehlerverstärker nach Anspruch 2, bei dem der Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis Folgendes umfasst: - einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor, MOSFET, mit einem Source-Anschluss, der mit einer Versorgungsspannung gekoppelt ist; - einen Spannungsteiler, der einen variablen Widerstand aufweist und der zwischen einem Drain-Anschluss des MOSFET und der Masse gekoppelt ist; - einen Komparator zum Ansteuern eines Gate-Anschlusses des MOSFET basierend auf Eingaben, die die Bandlückenspannung und einen Mittelabgriffpunkt des Spannungsteilers umfassen.
  4. Fehlerverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der ferner eine Versatzaufhebungsschaltungsanordnung umfasst, die mit Ausgängen des ersten Transkonduktanzverstärkers und des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist, wobei die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung zu Folgendem eingerichtet ist - zum Detektieren eines ersten Gleichstrom-Spannungsversatzes, DC-Spannungsversatzes, an einem Eingang des ersten Transkonduktanzverstärkers, während er sich in dem Konstantspannungsmodus befindet, oder zum Detektieren eines zweiten DC-Spannungsversatzes an einem Eingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers, während er sich in dem Konstantstrommodus befindet, - als Reaktion auf die Detektion des ersten DC-Versatzes, zum Absenken eines ersten äquivalenten Stroms von dem ersten Transkonduktanzverstärker zum Aufheben des ersten DC-Spannungsversatzes, wobei der erste äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des ersten Transkonduktanzverstärkers entspricht; - als Reaktion auf die Detektion des zweiten DC-Spannungsversatzes, zum Absenken eines zweiten äquivalenten Stroms von dem zweiten Transkonduktanzverstärker zum Aufheben des zweiten DC-Spannungsversatzes, wobei der zweite äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des zweiten Transkonduktanzverstärkers entspricht.
  5. Fehlerverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der ferner Folgendes umfasst: - eine Stromquelle, die zwischen eine Versorgungsspannung und den Ausgangsstift gekoppelt ist; - eine erste Diode, die zwischen den Ausgangsstift und einen ersten Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist; - eine zweiten Diode, die zwischen den Ausgangsstift und einen zweiten Ausgang des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist; - einen Minimalstromgenerator mit Stromeingängen von dem ersten Ausgang und dem zweiten Ausgang und einem Ausgang, der mit dem Ausgangsstift verbunden ist, wobei der Minimalstromgenerator eingerichtet ist - zum Bestimmen eines Minimalstroms zwischen dem ersten Ausgang und dem zweiten Ausgang; - zum Bereitstellen des Minimalstroms an den Ausgangsstift.
  6. Fehlerverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der ferner einen programmierbaren Transkonduktanzschaltkreis umfasst, der mit einem Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers und/oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist, wobei der programmierbare Transkonduktanzschaltkreis eine Bank von MOSFETs umfasst, wobei ein Gate-Anschluss von wenigstens einem Teil der MOSFETs mit einer Steuerlogik zur Trimmung gekoppelt ist, um einen an den Ausgangsstift gelieferten Ausgangsstrom anzupassen.
  7. Fehlerverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der ferner Folgendes umfasst: - einen ersten Boost-Transkonduktanzverstärker zum Empfangen des ersten Positiveingangs und des ersten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den ersten Transkonduktanzverstärker proportional zu einer ersten Differenz zwischen dem ersten Positiveingang und dem ersten Negativeingang; - einen zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker zum Empfangen des zweiten Positiveingangs und des zweiten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den zweiten Transkonduktanzverstärker proportional zu einer zweiten Differenz zwischen dem zweiten Positiveingang und dem zweiten Negativeingang.
  8. Fehlerverstärker nach Anspruch 7, bei dem eine Schwellenminimalspannungsquelle an sowohl dem ersten als auch zweiten Positiveingang des ersten Boost-Transkonduktanzverstärkers bzw. des zweiten Boost-Transkonduktanzverstärkers bereitgestellt wird, um einen Minimalstartpunkt für den Boost bereitzustellen.
  9. Fehlerverstärker nach einem der Ansprüche 7 oder 8, der ferner einen Dynamikquellenstromgenerator umfasst, der sowohl mit dem ersten Boost-Transkonduktanzverstärker als auch mit dem zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker gekoppelt ist, wobei der Dynamikquellenstromgenerator eingerichtet ist - zum Detektieren einer Sättigung von dem ersten Transkonduktanzverstärker oder dem zweiten Transkonduktanzverstärker; - zum Bereitstellen eines Quellenstroms an den Ausgangsstift als Reaktion auf die Sättigung des ersten Transkonduktanzverstärkers oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers, wobei der Quellenstrom proportional zu einer Eingangsdifferenz der jeweiligen Positiveingänge und Negativeingänge des ersten Transkonduktanzverstärkers oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers, der gesättigt wird, ist.
  10. IC-Steuerung für eine USB-Typ-C-Vorrichtung, wobei die IC-Steuerung Folgendes umfasst: - einen Abwärts-Aufwärts-Wandler zum Schalten einer Ausgangsspannung eines Spannungsbusses der USB-Typ-C-Vorrichtung, die bis zu wenigstens 24 Volt betragen kann; - einen Fehlerverstärker, der zwischen einen Ausgang und einen Eingang des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist, wobei der Fehlerverstärker Folgendes umfasst: - einen Ausgangsstift, der mit einem Pulsbreitenmodulation-Komparator, PWM-Komparator, des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist; - einen ersten Transkonduktanzverstärker zum Anpassen eines Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift, wobei der erste Transkonduktanzverstärker in einem Konstantspannungsmodus arbeitet und Folgendes umfasst: - einen ersten Positiveingang zum Empfangen einer ersten Spannungsreferenz; - einen ersten Negativeingang, der mit einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers gekoppelt ist, der zwischen einen Spannungsbus und einer Masse des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist; - einen zweiten Transkonduktanzverstärker auch zum Anpassen des Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift, wobei der zweite Transkonduktanzverstärker in einem Konstantstrommodus arbeitet und Folgendes umfasst: - einen zweiten Positiveingang zum Empfangen einer zweiten Spannungsreferenz; - einen zweiten Negativeingang, der mit einem Stromerfassungsverstärker gekoppelt ist, wobei der Stromerfassungsverstärker mit einem Erfassungswiderstand gekoppelt ist, der in Reihe entlang des Spannungsbusses positioniert ist.
  11. IC-Steuerung nach Anspruch 10, bei der der Fehlerverstärker ferner einen Temperaturkompensationsschaltkreis zum Beibehalten einer Genauigkeit des Ausgangsstroms durch Verfolgen einer Transkonduktanzvariation gemäß einer Temperatur-zu-Laststrom-Variation umfasst, wobei der Temperaturkompensationsschaltkreis Folgendes umfasst: - einen Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis zum Umwandeln einer Bandlückenspannungsreferenz des Abwärts-Aufwärts-Wandlers in einen bandlückenabhängigen Strom; - einen Betamultiplizierer, der mit dem Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis gekoppelt ist, wobei der Betamultiplizierer eingerichtet ist - zum Erzeugen eine Last-Bias-Stroms, der auf dem bandlückenabhängigen Strom basiert, um eine Stromquelle vorzuspannen, die mit dem Ausgangsstift gekoppelt ist; - zum Erzeugen eines temperaturabhängigen Bias-Stroms zum Vorspannen eines Stroms, der durch den ersten Transkonduktanzverstärker und/oder den zweiten Transkonduktanzverstärker ausgegeben wird.
  12. IC-Steuerung nach Anspruch 11, bei der der Bandlücke-zu-Strom-Schaltkreis Folgendes umfasst: - einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor, MOSFET, mit einem Source-Anschluss, der mit einer Versorgungsspannung gekoppelt ist; - einen Spannungsteiler, der einen variablen Widerstand aufweist und der zwischen einem Drain-Anschluss des MOSFET und der Masse gekoppelt ist; - einen Komparator zum Ansteuern eines Gate-Anschlusses des MOSFET basierend auf Eingaben, die die Bandlückenspannung und einen Mittelabgriffpunkt des Spannungsteilers umfassen.
  13. IC-Steuerung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, bei der der Fehlerverstärker ferner eine Versatzaufhebungsschaltungsanordnung umfasst, die mit Ausgängen des ersten Transkonduktanzverstärkers und des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist, wobei die Versatzaufhebungsschaltungsanordnung eingerichtet ist - zum Detektieren eines ersten Gleichstrom-Spannungsversatzes, DC-Spannungsversatzes, an einem Eingang des ersten Transkonduktanzverstärkers, während er sich in dem Konstantspannungsmodus befindet, oder zum Detektieren eines zweiten DC-Spannungsversatzes an einem Eingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers, während er sich in dem Konstantstrommodus befindet, - als Reaktion auf die Detektion des ersten DC-Versatzes, zum Absenken eines ersten äquivalenten Stroms von dem ersten Transkonduktanzverstärker zum Aufheben des ersten DC-Spannungsversatzes, wobei der erste äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des ersten Transkonduktanzverstärkers entspricht; - als Reaktion auf die Detektion des zweiten DC-Spannungsversatzes, zum Absenken eines ersten äquivalenten Stroms von dem zweiten Transkonduktanzverstärker zum Aufheben des zweiten DC-Spannungsversatzes, wobei der zweite äquivalente Strom einer programmierbaren Transkonduktanz des zweiten Transkonduktanzverstärkers entspricht.
  14. IC-Steuerung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, bei der der Fehlerverstärker ferner Folgendes umfasst: - eine Stromquelle, die zwischen eine Versorgungsspannung und den Ausgangsstift gekoppelt ist; - eine erste Diode, die zwischen den Ausgangsstift und einen ersten Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist; - eine zweite Diode, die zwischen den Ausgangsstift und einen zweiten Ausgang des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist; - einen Minimalstromgenerator mit Stromeingängen von dem ersten Ausgang und dem zweiten Ausgang und einem Ausgang, der mit dem Ausgangsstift verbunden ist, wobei der Minimalstromgenerator eingerichtet ist: - zum Bestimmen eines Minimalstroms zwischen dem ersten Ausgang und dem zweiten Ausgang; - zum Bereitstellen des Minimalstroms.
  15. IC-Steuerung nach einem der Ansprüche 10 bis 14, die ferner einen programmierbaren Transkonduktanzschaltkreis umfasst, der mit einem Ausgang des ersten Transkonduktanzverstärkers und/oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers gekoppelt ist, wobei der programmierbare Transkonduktanzschaltkreis eine Bank von MOSFETs umfasst, wobei ein Gate-Anschluss von wenigstens einem Teil der MOSFETs mit einer Steuerlogik zur Trimmung gekoppelt ist, um einen an den Ausgangsstift gelieferten Ausgangsstrom anzupassen.
  16. IC-Steuerung nach einem der Ansprüche 10 bis 15, bei der der Fehlerverstärker ferner Folgendes umfasst: - einen ersten Boost-Transkonduktanzverstärker zum Empfangen des ersten Positiveingangs und des ersten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den ersten Transkonduktanzverstärker proportional zu einer ersten Differenz zwischen dem ersten Positiveingang und dem ersten Negativeingang; - einen zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker zum Empfangen des zweiten Positiveingangs und des zweiten Negativeingangs des ersten Transkonduktanzverstärkers als Eingabe und zum Bereitstellen einer Anpassung des Ausgangsstroms an den zweiten Transkonduktanzverstärker proportional zu einer zweiten Differenz zwischen dem zweiten Positiveingang und dem zweiten Negativeingang.
  17. IC-Steuerung nach Anspruch 16, bei der eine Schwellenminimalspannungsquelle an sowohl dem ersten als auch zweiten Positiveingang des ersten Boost-Transkonduktanzverstärkers bzw. des zweiten Boost-Transkonduktanzverstärkers bereitgestellt wird, um einen Minimalstartpunkt für den Boost bereitzustellen.
  18. IC-Steuerung nach einem der Ansprüche 16 oder 17, bei der der Fehlerverstärker ferner einen Dynamikquellenstromgenerator umfasst, der sowohl mit dem ersten Boost-Transkonduktanzverstärker als auch mit dem zweiten Boost-Transkonduktanzverstärker gekoppelt ist, wobei der Dynamikquellenstromgenerator eingerichtet ist - zum Detektieren einer Sättigung von dem ersten Transkonduktanzverstärkers oder dem zweiten Transkonduktanzverstärkers; - zum Bereitstellen eines Quellenstroms an den Ausgangsstift als Reaktion auf die Sättigung des ersten Transkonduktanzverstärkers oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers, wobei der Quellenstrom proportional zu einer Eingangsdifferenz der jeweiligen Positiveingänge und Negativeingänge des ersten Transkonduktanzverstärkers oder des zweiten Transkonduktanzverstärkers, der gesättigt wird, ist.
  19. Verfahren zum Betreiben eines Fehlerverstärkers, der einen Ausgangsstift, der mit einem Pulsbreitenmodulation-Komparator, PWM-Komparator, eines Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist, einen ersten Transkonduktanzverstärker, der in einem Konstantspannungsmodus arbeitet, einen zweiten Transkonduktanzverstärker, der in einem Konstantstrommodus arbeitet, umfasst, wobei das Verfahren zum Betreiben des Fehlerverstärkers Folgendes umfasst: - Empfangen einer ersten Spannungsreferenz an einem ersten Positiveingang des ersten Transkonduktanzverstärkers; - Empfangen einer Spannung von einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers, der zwischen einen Spannungsbus und einer Masse des Abwärts-Aufwärts-Wandlers gekoppelt ist, an einem ersten Negativeingang des ersten Transkonduktanzverstärkers; - Anpassen eines Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift basierend auf einer Spannungsdifferenz zwischen dem ersten Positiveingang und dem ersten Negativeingang; - Empfangen, an einem zweiten Positiveingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers, einer ersten Spannungsreferenz; - Empfangen einer Spannung eines Stromerfassungsverstärkers an einem zweiten Negativeingang des zweiten Transkonduktanzverstärkers, wobei der Stromerfassungsverstärker mit einem Erfassungswiderstand gekoppelt ist, der in Reihe entlang des Spannungsbusses positioniert ist; - Anpassen des Ausgangsstroms an dem Ausgangsstift basierend auf einer Spannungsdifferenz zwischen dem zweiten Positiveingang und dem zweiten Negativeingang.
  20. Verfahren nach Anspruch 19, wobei der Fehlerverstärker ferner einen Temperaturkompensationsschaltkreis umfasst und das Verfahren zum Betreiben des Fehlerverstärkers ferner umfasst: Beibehalten einer Genauigkeit des Ausgangsstroms durch Verfolgen einer Transkonduktanzvariation gemäß einer Temperatur-zu-Laststrom-Variation.
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