DE102020203366A1 - Radarsensor mit synchronisierten Hochfrequenzbausteinen - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Radarsensor mit mindestens einem ersten und einem zweiten Hochfrequenzbaustein, die miteinander synchron arbeiten und jeweils mindestens einen Signalpfad aufweisen, in dem die Phase eines übermittelten Hochfrequenzsignals um eine Phasendifferenz verändert wird. Die jeweiligen Hochfrequenzbausteine weist mindestens einen Sendekanal und mindestens einen Empfangskanal auf. An den Ausgang des Sendekanals des zweiten Hochfrequenzbausteins ist eine Rückkopplungseinheit angeschlossen, die über eine Rückleitung mit dem Empfangskanal des ersten Hochfrequenzbausteins verbunden ist. Im ersten Hochfrequenzbaustein ist zwischen dem Ausgang einer ersten Signalquelle und dem Empfangskanal ein Mischer geschaltet, der so eingerichtet ist, das durch die erste Signalquelle erzeugte Signal mit den durch den Empfangskanal empfangenen Rückkopplungssignal zu mischen und das gemischte Signal einer Auswertungseinheit zuzuführen, die so eingerichtet ist, das gemischte Signal auszuwerten.

Description

• Die Erfindung betrifft einen Radarsensor mit mindestens einem ersten und einem zweiten Hochfrequenzbaustein, die miteinander synchron arbeiten und jeweils mindestens einen Signalpfad aufweisen, in dem die Phase eines übermittelten Hochfrequenzsignals um eine temperaturabhängige Phasendifferenz verändert wird.
• Stand der Technik
• Bei Radarsensoren für Kraftfahrzeuge besteht im Zuge der Bestrebungen, dem Ziel eines vollständig autonomen Fahrens näher zu kommen, eine Tendenz zu zunehmender Komplexität und insbesondere zu einer Erhöhung der Anzahl der Sende- und Empfangskanäle, beispielsweise um MIMO-Konzepte (engl. „Multiple Input Multiple Output“) oder digitale Beamforming-Konzepte zu realisieren. Unter Zuverlässigkeits- und Verlustleistungsaspekten ist es dabei wünschenswert, die Größe der in den Radarsensoren verwendeten Hochfrequenzbausteine (in Form von MMICs; engl. „Monolithic Microwave Integrated Circuits“) zu begrenzen und stattdessen eine Vielzahl von vorzugsweise gleich aufgebauten MMICs einzusetzen und in geeigneter Art und Weise zu kaskadieren.
• Dabei werden sowohl der Takt eines Hochfrequenzbausteins als Master für Synchronität als auch dessen LO-Signal (engl. „local oscillator Signal“) für Hochfrequenz-Kohärenz an die kaskadierten Hochfrequenzbausteine verteilt bzw. weitergeleitet. Dadurch senden mehrere Hochfrequenzbausteine auf einer identischen Frequenz, welche vom Master-Hochfrequenzbaustein erzeugt wurde. Die in 3 und 4 dargestellten Kaskadierungs-Topologien dienen als Beispiele für diese Weiterleitung. Die Kaskadierungs-Topologien sind nicht in der Anzahl der kaskadierten Hochfrequenzbausteine beschränkt. Dabei ist grundsätzlich zwischen der „Selbstspeisung“ (siehe 3) und der „dedizierten LO-Erzeugung“ (siehe 4) zu unterscheiden. In den beiden Fällen werden durch gleiche Leitungslängen und eine weitgehend gleiche Signalkette zu den kaskadierten Hochfrequenzbausteinen ähnliche Signallaufzeiten und Transferphasen bereitgestellt.
• Die nachfolgenden Gleichungen 1-4 beschreiben beispielhaft die Transferphasen der Sendekanäle. Die entsprechenden Phaseneinflüsse bzw. Phasenfehler sind in 3 gezeigt und bezeichnet, und die Bezugszeichen werden in diese Gleichungen aufgenommen. $${\mathrm{\phi }}_{\text{TX}1}^{\text{MMIC}1}={\mathrm{\phi }}_{\text{LO}}+{\mathrm{\phi }}_{\text{in}}^{\text{MMIC}1}\left("32"\right)+{\mathrm{\phi }}_{\text{TX}1}^{\text{MMIC}1}\left("36"\right),$$

  

  $${\mathrm{\phi }}_{\text{TX2}}^{\text{MMIC}1}={\mathrm{\phi }}_{\text{LO}}+{\mathrm{\phi }}_{in}^{\text{MMIC}1}\left("32"\right)+{\mathrm{\phi }}_{\text{TX}2}^{\text{MMIC}1}\left("38"\right),$$

  

  $${\mathrm{\phi }}_{\text{TX}1}^{\text{MMIC}2}={\mathrm{\phi }}_{\text{LO}}+{\mathrm{\phi }}_{\ast }\left("44"\right)+{\mathrm{\phi }}_{in}^{\text{MMIC2}}\left("34"\right)+{\mathrm{\phi }}_{\text{TX}1}^{\text{MMIC}2}\left("40"\right),\text{ und}$$

  

  $${\mathrm{\phi }}_{\text{TX}2}^{\text{MMIC}2}={\mathrm{\phi }}_{\text{LO}}+{\mathrm{\phi }}_{\ast }\left("44"\right)+{\mathrm{\phi }}_{in}^{\text{MMIC2}}\left("34"\right)+{\mathrm{\phi }}_{\text{TX}1}^{\text{MMIC}2}\left("42"\right).$$

  
• Konstante Phasenfehler zwischen einzelnen Kanälen sind typischerweise durch eine werksseitige Vermessung bei z.B. der Raumtemperatur bekannt. Der Phaseneinfluss der einzelnen MMICs von dessen Eingang bis zu den sämtlichen Kanälen unterliegt jedoch auch einer Schwankung durch Fertigung und insbesondere Temperatur. Somit ergibt sich ein temperaturdynamischer Anteil, der die Winkelschätzung für die MIMO-Konzepte oder die digitale Beamforming-Konzepte verfälschen kann und besonders durch die Beteiligung aktiver, interner Bauelemente schwer zu beschreiben und kontrollieren ist.
• Dieser temperaturdynamische Anteil ist für jeden Einzelkanal in einen Gleichanteil (bezeichnet in 3 mit „32“ und „34“) und einen Relativanteil (bezeichnet in 3 mit „36“, „38“, „40“ und „42“) aufgeteilt. Der Relativanteil ist prinzipiell MMIC-intern in an sicher bekannter Weise abgleichbar, indem in den jeweiligen MMICs durch einen vorhandenen Testpfad das Signal aus der Signalquelle der jeweiligen MMICs, insbesondere aus dem VCO (also einem spannungsgesteuerten lokalen Oszillator) der jeweiligen MMICs, im Empfangszweig mit sich selbst gemischt und die Phasendifferenz des heruntergemischten Signals verschiedener Empfangszweige, die vor allem gewöhnlich von den jeweils sich unterscheidenden aktiven Bauteilen herrührt, durch eine Auswertungseinheit ermittelt wird.
• Somit verbleibt eine Unsicherheit durch die Gleichanteile. Ebenfalls unbekannt sind mögliche Fehler auf der Verteilung durch z.B. Alterung und Umwelteinflüsse (bezeichnet in 3 und 4 mit „44“), die sich im abgeglichen Zustand zusammen mit den Gleichanteilen nach der nachfolgenden Gleichung 5 für beliebige Kanalkombinationen i, j MMIC-übergreifend beschreiben lassen, während MMIC-intern im abgeglichenen Zustand keine Phasenabweichung auftritt. $$\begin{array}{l}\text{Gleichung }5{\mathrm{\phi }}_{TXi}^{MMIC1}-{\mathrm{\phi }}_{TXj}^{MMIC2}={\mathrm{\phi }}_{RXi}^{MMIC1}-{\mathrm{\phi }}_{RXj}^{MMIC2}=({\mathrm{\phi }}_{in}^{MMIC1}\left("32"\right)-\\ {\mathrm{\phi }}_{in}^{MMIC2}\left("34"\right))-{\mathrm{\phi }}_{\ast }\left("44"\right)=\mathrm{\Delta }{\mathrm{\phi }}_{in}-{\mathrm{\phi }}_{\ast }\left("44"\right).\end{array}$$

  
• Die Druckschrift DE 10 2012 201 990 A1 offenbart einen Radarsensor für Kraftfahrzeuge, mit einem monolithischen integrierten Mikrowellenschaltkreis, der einen Oszillator zum Erzeugen eines Sendesignals und einen Mischer zum Erzeugen eines Zwischenfrequenzsignals aus einem Empfangssignal umfasst, wobei der monolithische integrierte Mikrowellenschaltkreis weiter wenigstens einen Sensor und eine Überwachungsschaltung umfasst, die dazu eingerichtet ist, eine vom Sensor gemessene Messgröße mit einem Sollzustand der Messgröße zu vergleichen.
• Offenbarung der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung schafft einen Radarsensor mit synchronisierten Hochfrequenzbausteinen nach Anspruch 1.
• Bevorzugte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
• Vorteile der Erfindung
• Die Erfindung betrifft einen Radarsensor mit mindestens einem ersten und einem zweiten Hochfrequenzbaustein, die miteinander synchron arbeiten und jeweils mindestens einen Signalpfad aufweisen, in dem die Phase eines übermittelten Hochfrequenzsignals um eine Phasendifferenz verändert wird. Die jeweiligen Hochfrequenzbausteine weist mindestens einen Sendekanal und mindestens einen Empfangskanal auf. An den Ausgang des Sendekanals des zweiten Hochfrequenzbausteins ist eine Rückkopplungseinheit angeschlossen, die über eine Rückleitung mit dem Empfangskanal des ersten Hochfrequenzbausteins verbunden ist. Im ersten Hochfrequenzbaustein ist zwischen dem Ausgang einer ersten Signalquelle, insbesondere eines ersten lokalen Oszillators (VCO), und dem Empfangskanal ein Mischer geschaltet, die so eingerichtet ist, das durch die erste Signalquelle erzeugte Signal mit dem durch den Empfangskanal empfangenen Rückkopplungssignal zu mischen und das gemischte Signal einer Auswertungseinheit zuzuführen, die so eingerichtet ist, das gemischte Signal auszuwerten.
• Erfindungsgemäß ist es möglich, dass die nach der Natur eines Radarsensors mit synchronisierten Hochfrequenzbausteinen unbekannten temperaturabhängigen Phasendifferenzen mit Hilfe des Rückkopplungsmechanismen vom zweiten Hochfrequenzbausteins auf den ersten Hochfrequenzbaustein und der Auswertungseinheit des ersten Hochfrequenzbausteins als Master, auf bekannte Werte eingestellt werden können, so dass sie bei der Synchronisation der Hochfrequenzbausteine berücksichtigt werden können. Beispielsweise können die temperaturabhängigen Transferphasendriften durch Signalverarbeitungsmaßnahmen oder Phasenschieber korrigiert werden und/oder auch sicherheitsrelevante Fehler bei der LO-Verteilung erkennbar gemacht werden.
• Außerdem werden erfindungsgemäß möglichst die typischerweise bereits in den Hochfrequenzbausteinen bzw. MMICs vorhandenen Mechanismen ausgenutzt, um die kaskadierten Hochfrequenzbausteine bei wechselnder Temperatur ihre Transferphasen zu vermessen, überwachen bzw. kalibrieren und dazu die oben erwähnte Unsicherheit aus Gleichung 5 zu bestimmen.
• In einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors ist es vorgesehen, dass der erste und/oder zweite Hochfrequenzbaustein einen Modulator aufweist bzw. aufweisen, durch welchen bzw. welche ein Ausgangssignal der ersten Signalquelle des ersten Hochfrequenzbausteins, und/oder das übermittelte Hochfrequenzsignal im zweiten Hochfrequenzbaustein, und/oder das durch den Empfangskanal empfangene Rückkopplungssignal modulierbar ist bzw. sind. Der Modulator kann sich an beliebigen Stellen innerhalb des Signalpfades befinden, solange dieser sich auf eine einzelne Signalschleife (also einen Signalpfad, der vom Master-MMIC (nämlich vom ersten Hochfrequenzbaustein) zu einem Slave-MMIC (nämlich zum zweiten Hochfrequenzbaustein) und wieder zurückführt) und damit den Slave-MMIC auswirkt. Solche Stellen können beispielsweise im Referenzsignalpfad des Master-MMIC für die Empfangszweige, jeweils in den Empfangszweigen des Master-MMIC und jeweils innerhalb der Slave-MMICs.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors ist es vorgesehen, dass die Auswertungseinheit ein Phasendetektor ist, durch den ein Signal lieferbar ist, das temperaturunabhängig bei einer bestimmten bekannten Phasendifferenz ein Extremum annimmt, und/oder, wobei der Modulator durch einen Phasenschieber gebildet ist, mit dem die Phasendifferenz so einstellbar ist, dass das durch den Phasendetektor gelieferte Signal das Extremum annimmt.
• Der erfindungsgemäß verwendete Phasendetektor ermöglicht zwar keine quantitative Messung der Phasendifferenz, hat dafür doch den Vorteil, dass der Punkt, an dem sein Signal das Extremum annimmt, von der Temperatur unabhängig ist, so dass bei der Justierung der Phasendifferenz keine störenden Temperatureinflüsse auftreten können. Die in den einzelnen Hochfrequenzbausteinen hinzuzufügenden Komponenten, also der Phasenschieber und der Phasendetektor, lassen sich problemlos in die Bausteine integrieren, ohne die Verlustleistung oder die Messgenauigkeit der Komponenten nennenswert zu beeinträchtigen.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors ist es vorgesehen, dass der Phasenschieber durch einen IQ-Modulator gebildet wird. Damit wird eine Quadraturamplitudenmodulation (Abkürzung „QAM“) für das Ausgangssignal des ersten lokalen Oszillators des ersten Hochfrequenzbausteins vorgenommen.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors ist es vorgesehen, dass der zweite Hochfrequenzbaustein einen zweiten lokalen Oszillator aufweist, wobei der erste lokale Oszillator des ersten Hochfrequenzbausteins und der zweite lokale Oszillator des zweiten Hochfrequenzbausteins über Leitungen mit einer gemeinsamen Referenzsignalquelle verbunden sind.
• Die beiden lokalen Oszillatoren können spannungsgesteuerte lokale Oszillatoren zur Erzeugung des Hochfrequenzsignals sein. Da der Übermittlungspfad für das Referenzsignal keinen Temperaturgang aufweist, sind die Phasendifferenzen, die sich aus den unterschiedlichen Laufzeiten des Referenzsignals zu den einzelnen Oszillatoren ergeben, bekannt bzw. durch geeignete Wahl der Leitungslängen auf bekannte Werte einstellbar.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors ist es vorgesehen, dass das Sendesignal aus dem Sendekanal des ersten Hochfrequenzbausteins als Synchronisationssignal für den zweiten Hochfrequenzbaustein verwendet wird. Dabei kommt der Sendekanal des Master-MMICs dediziert zur LO-Erzeugung zum Einsatz.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors ist es vorgesehen, dass das Sendesignal aus dem Sendekanal des ersten Hochfrequenzbausteins als Synchronisationssignal für sowohl den ersten als auch den zweiten Hochfrequenzbaustein verwendet wird. Es handelt sich hierbei um die „Selbstspeisung“ mit MMICs mit separaten Kaskadieraus- oder eingängen bei Fundamentalfrequenz oder Bruchteilen der Frequenz, was 3 zu entnehmen ist.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors ist es vorgesehen, dass das Rückkopplungssignal von dem Empfangskanal empfangbar ist, der zum Empfangen von Signalen unbenutzt ist. Dadurch erfolgt bei dem Master-MMIC eine örtliche Trennung zwischen dem Rückkopplungssignal und den von zu erkennenden Objekten reflektierten Echos.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors ist es vorgesehen, dass das Rückkopplungssignal von dem Empfangskanal beim Empfangen eines weiteren Signals empfangbar ist, und wobei sich das Rückkopplungssignal und das weitere Signal in ihrem Spektrum nicht überlappen. Also ist bei der Trennung über Frequenz sicherzustellen, das Rückkopplungssignal außerhalb des Nutzbandes in reguläre Empfangskanäle einzukoppeln, um die Kanaleffizienz zu erhöhen. Hierzu muss für diese Strecke auf eine entsprechende Frequenzselektivität geachtet werden, um den Normalbetrieb nicht zu stören.
• Figurenliste
• Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand des in den schematischen Figuren angegebenen Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:
• 1 eine schematisch dargestellte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors mit drei synchronisierten Hochfrequenzbausteinen;
• 2 ein schematisch dargestelltes Messglied des ersten Hochfrequenzbausteins der Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors nach 1;
• 3 einen Radarsensor mit zwei synchronisierten Hochfrequenzbausteinen nach dem Stand der Technik; und
• 4 einen weiteren Radarsensor mit drei synchronisierten Hochfrequenzbausteinen nach dem Stand der Technik.
• Ausführungsformen der Erfindung
• In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente.
• Die in 1 dargestellte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Radarsensors 100 weist drei Hochfrequenzbausteine MMIC1, MMIC2, MMIC3 auf, die beispielsweise als MMICs ausgebildet und kaskadiert sind. In der gezeigten Ausführungsform sind diese Hochfrequenzbausteine MMIC1, MMIC2, MMIC3 auf einer gemeinsamen Platine angeordnet. In weiteren nicht gezeigten Ausführungsformen kann auch sein, dass sich diese Hochfrequenzbausteine MMIC1, MMIC2, MMIC3 nicht auf einer Leiterplatte befinden. Die LO-Leitung sowie die in 1 gezeigte Rückleitung R können über Kabel realisieren, oder, beispielsweise muss gezielte Reflektion am Verbau lediglich bekanntes temperatur- und mechanisches Verhalten aufweisen. Jeder Hochfrequenzbaustein weist mehrere Sendekanäle TXs und mehrere Empfangskanäle RXs auf. Aus Gründen der Vereinfachung der Darstellung sind jedoch für jeden Hochfrequenzbaustein nur zwei Sendekanäle TXs und zwei Empfangskanäle RXs dargestellt.
• Zur Synchronisation der Hochfrequenzbausteine MMIC1, MMIC2, MMIC3 ist ein Signalpfad LO vorgesehen, der einen Ausgang eines Senderkanals des Hochfrequenzbausteins MMIC1 mit dem Eingang eines Empfangskanals 54 der jeweiligen Hochfrequenzbausteine MMIC2, MMIC3 koppelt. Der Radarsensor 100 wird in der gezeigten Ausführungsform so betrieben, dass der Hochfrequenzbaustein MMIC1 als Master fungiert und die Hochfrequenzbausteine MMIC2, MMIC3 je als Slave, der das auf dem Signalpfad LO übermittelte Signal als Synchronisationssignal verwendet.
• Jeder der drei Hochfrequenzbausteine MMIC1, MMIC2, MMIC3 enthält einen lokalen Oszillator, der durch einen spannungsgesteuerten lokalen Oszillator VCO gebildet sein kann. Die Eingänge 54 der lokalen Oszillatoren der drei Hochfrequenzbausteine MMIC1, MMIC2, MMIC3 sind mittelbar oder unmittelbar an eine gemeinsame Referenzsignalquelle 4 angeschlossen, die dazu dient, die Oszillatoren miteinander zu synchronisieren.
• An die Ausgänge der Sendekanäle TX₂₂, TX₃₂ der Hochfrequenzbausteine MMIC2, MMIC3 ist je eine Rückkopplungseinheit 2 angeschlossen, die über eine Rückleitung R mit dem Empfangskanal RX₁₁ bzw. RX₂₂ des Hochfrequenzbausteins MMIC1 verbunden ist. Die Empfangskanäle können zur Empfang von Radarechos ungenutzt sein. Falls hierzu die Empfangskanäle bereits eingesetzt werden, muss sichergestellt werden, dass die Spektren der Rückkopplungssignale das Nutzband der Empfangskanäle für das Empfangen von Echos nicht überlappen.
• Im Hochfrequenzbaustein MMIC1 als Master ist gemäß 2 ein Messglied für die Phase der Rückleitung vorgesehen, das einen IQ-Modulator 6 als Phasenschieber 6, einen Mischer 8 und eine Auswertungseinheit 9 aufweist.
• Nach einem in den einzelnen Hochfrequenzbausteinen internen in an sich bekannter Weise vorgenommenen Abgleich des Relativanteils des temperaturdynamischen Phaseneinflusses (bezeichnet in Gleichungen 1-4 mit „36“, „38“, „40“ und „42“) wird mithilfe des als Signalquelle wirkenden spannungsgesteuerten lokalen Oszillators VCO des Hochfrequenzbausteins MMIC1 generierte Hochfrequenzrampe mit der Rampensteilheit $S=\frac{\mathrm{\Delta }f}{\mathrm{\Delta }\text{t}}$

  

  verteilt, auf die Sende(/TX1, TX2)- und LO-Kanäle sowie optional auch den IQ-Modulator 6 durch einen Modulator-Schalter 52, welcher IQ-Modulator 6das generierte Hochfrequenzsignal durch ein weiteres Signal MOD moduliert. Falls der Hochfrequenzbaustein MMIC1 als Slave-MMIC dient, werden die erwähnten Sende(/TX1, TX2)- und LO-Kanäle durch einen Eingabeschalter 50 an einen Empfangskanal 54 angeschlossen, der vergleichbar mit den in 3 gezeigten Empfangskanälen 32 und 34 ist. Nach der Rückkopplung wird das erzeugte LO-Signal von den Sendekanälen TX₂₂, TX₃₂ der Hochfrequenzbausteine MMIC2, MMIC3 in den einzelnen Empfangskanälen RX1 und/oder RX2 empfangen und durch den Mischer 8 mit dem erzeugten, optional auch durch den IQ-Modulator 6 modulierten, LO-Signal gemischt und dann das gemischte Signal der Auswertungseinheit 9 zur Auswertung zugeführt.
• Der Mischer 8 kann eine Mischerdiode aufweisen, die liefert, wenn sie mit dem durch den IQ-Modulator 6 modulierten Signal 12 und dem in den einzelnen Empfangskanälen RX1 bzw. RX2 empfangenen Signal 14 von entgegengesetzten Enden des Signalpfades beaufschlagt wird, als Ausgangssignal 16 eine Gleichspannung, die zu der überlagerten Amplitude der Signale proportional ist und somit abhängig von der Phasendifferenz zwischen einem Maximum (bei konstruktiver Überlagerung) und einem Minimum (null bei völliger Auslöschung der Signale bzw. destruktiver Interferenz der Signale) variiert.
• Hierbei wird vom spannungsgesteuerten lokalen Oszillator VCO eine Rampensteilheit von Null erzeugt, und die durch den IQ-Modulator 6 geschobene Phase wird durch dem Signal MOD solange verändert, bis sich destruktive Interferenz der Signale 12, 14 einstellt.
• Dieses Verfahren wird für die sämtlichen Empfangskanäle des Master-Hochfrequenzbausteins MMIC1 durchgeführt und liefert, bei einer elektrisch gleich langen Auslegung der Rückleitungen und der LO-Verteilungen oder einem Vergleich mit den bei einer Werkskalibration mit bekannter Szene gemessenen Werten, genau die gesuchte verbleibende Transferphasenunsicherheit Δφ_in - φ_*(„44“) aus Gleichung 5.
• Für 3 ergibt sich hier mit Bezugszeichen τ₂ und τ₃ für die jeweiligen Laufzeiten über die Hochfrequenzbausteine MMIC2, MMIC3 beispielsweise mit den nachfolgenden Gleichungen: $${\mathrm{\phi }}_{\text{RX}1}^{\text{MMIC}1}-{\mathrm{\phi }}_0={\mathrm{\phi }}_{\text{LO}}+{\mathrm{\phi }}_{\text{in}}^{\text{MMIC2}}+{\mathrm{\phi }}_{\text{TX}1}^{\text{MMIC}2}+{\mathrm{\phi }}_{R\&2}+{\mathrm{\phi }}_{\text{RX}\mathrm{1,}\text{in}}^{\text{MMIC}1},$$

  

  $${\mathrm{\phi }}_{\text{RX}2}^{\text{MMIC}1}-{\mathrm{\phi }}_0={\mathrm{\phi }}_{\text{LO}}+{\mathrm{\phi }}_{\ast }+{\mathrm{\phi }}_{\text{in}}^{\text{MMIC3}}+{\mathrm{\phi }}_{\text{TX}1}^{\text{MMIC}3}+{\mathrm{\phi }}_{R\&2}+{\mathrm{\phi }}_{\text{RX}\mathrm{2,}\text{in}}^{\text{MMIC}1},$$

  

  $${\text{f}}_{\text{RX}1}^{\text{MMIC}1}={\mathrm{\tau }}_2\ast \text{S}+f_{\text{offset}},\text{ und}$$

  

  und $${\text{f}}_{\text{RX}2}^{\text{MMIC}1}={\mathrm{\tau }}_3\ast \text{S}+f_{\text{offset}}.$$

  
• Bei kalibrierten TX- und RX-Pfaden sind die Phasendifferenzen ${\mathrm{\phi }}_{\text{TX}1}^{\text{MMIC}2},$

  

  ${\mathrm{\phi }}_{\text{RX}\mathrm{1,}\text{in}}^{\text{MMIC}1},$

  

  ${\mathrm{\phi }}_{\text{TX}1}^{\text{MMIC}3}$

  

  und ${\mathrm{\phi }}_{\text{TX}\mathrm{2,}\text{in}}^{\text{MMIC}1}$

  

  zu vernachlässigen. Mithilfe der Gleichungen 7-10 lässt sich im Vergleich mit der Gleichrichterdioden-Methode zusätzlich die Laufzeitdifferenz τ₂ - τ₃ bestimmen und erlaubt die Bestimmung von MMIC-externen Einflüssen, wie ungleicher elektrischer LO-Verteilungslänge. Obwohl die Information der Laufzeitdifferenzen mit elektrisch gleich langen LO-Verteilungen nicht zwangsweise erforderlich sind, kann sie in der Signalverarbeitung verwendet, zur Flexibilität im Systemdesign führen.
• Die von dem Modulator 6, also via das Signal MOD, und der Auswertungseinheit 9 gewonnen Informationen können in an sicher bekannter Weise ausgelesen werden, z.B. über Konfigurationsbusse wie SPI (engl. „Serial Peripheral Interface“). Dadurch werden temperaturabhängige Transferphasendriften durch Signalverarbeitungsmaßnahmen oder Phasenschieber korrigierbar sowie sicherheitsrelevante Fehler bei der LO-Verteilung erkennbar.
• Obwohl die vorliegende Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele vorstehend vollständig beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Art und Weise modifizierbar.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• DE 102012201990 A1 [0008]

Claims (9)

1. Radarsensor (100) mit mindestens einem ersten und einem zweiten Hochfrequenzbaustein (MMIC1, MMIC2), die miteinander synchron arbeiten und jeweils mindestens einen Signalpfad aufweisen, in dem die Phase eines übermittelten Hochfrequenzsignals um eine Phasendifferenz verändert wird, wobei die jeweiligen Hochfrequenzbausteine (MMIC1, MMIC2) mindestens einen Sendekanal (TX₂₂) und mindestens einen Empfangskanal (RX₁₁) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass an den Ausgang des Sendekanals (TX₂₂) des zweiten Hochfrequenzbausteins (MMIC2) eine Rückkopplungseinheit (2) angeschlossen ist, die über eine Rückleitung (R) mit dem Empfangskanal (RX₁₁) des ersten Hochfrequenzbausteins (MMIC1) verbunden ist, und dass im ersten Hochfrequenzbaustein (MMIC1) zwischen dem Ausgang einer ersten Signalquelle, insbesondere eines ersten lokalen Oszillators (VCO), und dem Empfangskanal (RX₁₁) ein Mischer (8) geschaltet ist, der so eingerichtet ist, das durch die erste Signalquelle erzeugte Signal (12) mit dem durch den Empfangskanal (RX₁₁) empfangenen Rückkopplungssignal (14) zu mischen und das gemischte Signal (16) einer Auswertungseinheit (9) zuzuführen, die so eingerichtet ist, das gemischte Signal (16) auszuwerten.
2. Radarsensor nach Anspruch 1, wobei der erste und/oder zweite Hochfrequenzbaustein (MMIC1) einen Modulator (6) aufweist bzw. aufweisen, durch welchen bzw. welche ein Ausgangssignal der ersten Signalquelle des ersten Hochfrequenzbausteins (MMIC1), und/oder das übermittelte Hochfrequenzsignal im zweiten Hochfrequenzbaustein (MMIC2), und/oder das durch den Empfangskanal (RX₁₁) empfangene Rückkopplungssignal (14) modulierbar ist bzw. sind.
3. Radarsensor nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Auswertungseinheit ein Phasendetektor ist, durch den ein Signal lieferbar ist, das temperaturunabhängig bei einer bestimmten bekannten Phasendifferenz ein Extremum annimmt, und/oder, wobei der Modulator durch einen Phasenschieber (6) gebildet ist, mit dem die Phasendifferenz so einstellbar ist, dass das durch den Phasendetektor gelieferte Signal das Extremum annimmt.
4. Radarsensor nach Anspruch 3, wobei der Phasenschieber durch einen IQ-Modulator (6) gebildet ist.
5. Radarsensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der zweite Hochfrequenzbaustein (MMIC2) einen zweiten lokalen Oszillator aufweist, wobei der erste lokale Oszillator (VCO) des ersten Hochfrequenzbausteins (MMIC1) und der zweite lokale Oszillator des zweiten Hochfrequenzbausteins (MMIC2) über Leitungen mit einer gemeinsamen Referenzsignalquelle (4) verbunden sind.
6. Radarsensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Sendesignal aus dem Sendekanal des ersten Hochfrequenzbausteins (MMIC1) als Synchronisationssignal für den zweiten Hochfrequenzbaustein (MMIC2) verwendet wird.
7. Radarsensor nach einem der Ansprüche 1-5, wobei das Sendesignal aus dem Sendekanal des ersten Hochfrequenzbausteins (MMIC1) als Synchronisationssignal für sowohl den ersten als auch den zweiten Hochfrequenzbaustein (MMIC1, MMIC2) verwendet wird.
8. Radarsensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Rückkopplungssignal (14) von dem Empfangskanal empfangbar ist, der zum Empfangen von Signalen unbenutzt ist.
9. Radarsensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Rückkopplungssignal (14) von dem Empfangskanal beim Empfangen eines weiteren Signals empfangbar ist, und wobei sich das Rückkopplungssignal (14) und das weitere Signal in ihrem Spektrum nicht überlappen.

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