DE102017100762A1

DE102017100762A1 - Winkelgeber-phasenausgleich

Info

Publication number: DE102017100762A1
Application number: DE102017100762.8A
Authority: DE
Inventors: Rachel L. Hoener; Yo Chan Son; Milan Ashok Vadera
Original assignee: GM Global Technology Operations LLC
Current assignee: GM Global Technology Operations LLC
Priority date: 2016-01-26
Filing date: 2017-01-16
Publication date: 2017-07-27
Anticipated expiration: 2037-01-17
Also published as: CN106998162B; US9897469B2; US20170211949A1; DE102017100762B4; CN106998162A

Abstract

Ein Winkelgeber, drehbar an ein drehbares Element gekoppelt, wird beschrieben einschließlich eines Verfahrens zur Auswertung eines Ausgabesignals davon. Dies beinhaltet Zuführen eines Erregungssignals an den Winkelgeber und das dynamische Bestimmen entsprechender Ausgangssignale von dem Winkelgeber. Eine Vielzahl von Datensätzen wird ermittelt, worin jeder Datensatz die digitalisierten Zustände des dem Winkelgeber zugeführten Erregungssignals und die entsprechenden Ausgangssignale des Winkelgebers beinhaltet. Die digitalisierten Zustände des Erregungssignals und die entsprechenden Ausgangssignale des Winkelgebers für jeden der Datensätze sind arithmetisch verknüpfte und ein gleitender Durchschnitt davon wird ermittelt. Ein Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck wird basierend auf dem gleitenden Mittelwert bestimmt und eine Phasenverschiebung wird zwischen dem Erregungssignal und den entsprechenden Ausgangssignalen basierend auf dem Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck bestimmt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Offenbarung betrifft Winkelgeber und Verfahren und Systeme zum Bestimmen zugeordneter Winkelstellungen.
HINTERGRUND
Vorrichtungen, die drehbare Elemente beinhalten, können Winkelgeber zum Überwachen der Drehlage und der Drehzahl des Rotors verwenden. Als nicht einschränkende Beispiele können Antriebsstrangsysteme elektrisch angetriebene Maschinen zum Erzeugen von Zugkraft für den Vortrieb verwenden. Bekannte Drehmomentmaschinen beinhalten mehrphasige Elektromotoren/Generatoren, die elektrisch mit Energiespeichervorrichtungen über Hoch-Volt-Busverbindungen und Wechselrichtermodulen verbunden sind. Drehmomentmaschinen können Winkelgeber zum Überwachen der Drehlage und Drehzahl verwenden und solche Informationen zur Steuerung und zum Betrieb derselben verwenden.
Ein Winkelgeber ist ein elektromechanischer Wandler, der einen Rotor mit einer Erregerwicklung beinhaltet, die mit dem drehbaren Element und einem Stator mit Sekundärwicklungen verbunden ist, die zum drehfesten Teil der Vorrichtung verbunden sind, worin elektromagnetische Kopplung zwischen der Primär- und den Sekundärwicklungen sich mit der Drehstellung des Rotors verändert. Die Primärwicklung kann mit einem sinusförmigen Signal erregt werden, das in den Sekundärwicklungen differentielle Ausgangssignale hervorruft. Die Größe der elektrischen Kopplung an die Sekundärwicklungen betrifft die Drehstellung des Rotors gegenüber dem Stator und einen Abschwächungsfaktor, der als Winkelgeber-Übersetzungsverhältnis. bekannt ist. In bestimmten Ausführungsformen ist der Winkelgeber ein variabler Reluktanz-Winkelgeber, in dem eine Erregerwicklung im Stator angeordnet ist und ein Luftspalt zwischen Rotor und Stator wird am Rotor moduliert, der das Übersetzungsverhältnis je nach Drehstellung moduliert. Die Ausgangssignale der Sekundärwicklungen können durch 90 Grad Drehung zueinander phasenverschoben werden als Ergebnis dessen, dass die Sekundärwicklungen mechanisch durch 90/PP Grad mechanische Drehung mechanisch verschoben werden, worin PP die Anzahl von Polpaaren des Winkelgebers ist. Somit wird die elektrische Drehung basierend auf der mechanischen Drehung dividiert durch eine Menge von elektrischen Polpaaren bestimmt. Die Primärwicklung kann mit einem Sinuswellen-Referenzsignal erregt werden, was differentielle Ausgangssignale auf den Sekundärwicklungen induziert. Die Zusammenhänge zwischen dem Winkelgebereingang und den Differential-Ausgangssignalen können verwendet werden, um einen Sinus- und Cosinus des Drehwinkels des Rotors zu bestimmen. Somit sind die Beziehungen zwischen dem Winkelgeber-Eingangssignal und den Winkelgeberausgangssignalen auswertbar, um dynamisch eine Winkellage und Drehzahl des Rotors zu bestimmen und damit das Drehelement.
Bekannte Systeme mit Winkelgebern weisen Winkelgeber-zu-Digitalumwandlung-integrierte Schaltungs-Vorrichtungen zum Verarbeiten von Eingangssignalen vom Winkelgeber zum Erzeugen von Rotationsinformation, die von einer Steuerung verwendet werden kann.
KURZDARSTELLUNG
Ein Winkelgeber, der drehbar an eine drehbare Komponente gekoppelt ist, wird einschließlich eines Verfahrens zum Auswerten eines Ausgabesignals davon beschrieben. Diese beinhaltet Zuführen eines Erregungssignals an den Winkelgeber und dynamisches Bestimmen entsprechender Ausgangssignale von dem Winkelgeber. Eine Vielzahl von Datensätzen wird ermittelt, worin jeder Datensatz digitalisierte Zustände des Erregungssignals beinhaltet, das dem Winkelgeber geliefert wurde und entsprechende Ausgangssignale des Winkelgebers. Die digitalisierten Zustände des Erregungssignals und die entsprechenden Ausgangssignale des Winkelgebers sind für jeden Datensatz arithmetisch verknüpft und es wird ein beweglicher Durchschnitts derselben ermittelt. Ein Phasenverschiebungsfehler wird basierend auf dem sich bewegenden Mittelwert bestimmt und eine Phasenverschiebung zwischen dem Erregungssignal und den entsprechenden Ausgangssignalen basierend auf dem Phasenverschiebungs-Fehler-Ausdruck bestimmt.
Die genannten Merkmale und Vorteile sowie weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Lehren gehen deutlich aus der folgenden ausführlichen Beschreibung von einigen der besten Arten und weiteren Ausführungsformen der vorliegenden Lehren unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen hervor.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Im Folgenden werden exemplarisch eine oder mehrere Ausführungen mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in welchen:
1-1 und 1-2 eine schematische Veranschaulichung eines Motorsteuerungssystems sind, das eine Elektromaschine drehbar an eine Last über ein starres drehbares Element gekoppelt beinhaltet, das durch einen Winkelgeber in Übereinstimmung mit der Offenbarung überwacht wird;
2 zeigt grafisch Daten in Zusammenhang mit dem Betrieb einer Ausführungsform des Winkelgebers mit Bezug auf 1 einschließlich eines Erregungssignals an eine Primärspule, ein erstes sekundäres Signal, erzeugt von einer ersten Sekundärspule und ein zweites sekundäres Signal, erzeugt durch eine zweite Sekundärspule mit den Sekundärspulen in Quadratur angeordnet in Übereinstimmung mit der Offenbarung;
3 zeigt grafisch Daten in Zusammenhang mit dem Betrieb einer Ausführungsform des Winkelgebers mit Bezug auf 1, einschließlich eines sekundären Signals, erzeugt durch eine Sekundärspule, das analog zu den mit Bezug auf 2 beschriebenen Signalen ist, worin die Daten rohe Analogdaten, digitalisierte Daten, die mit den rohen Analogdaten verknüpft sind und Hülledaten, die aus den digitalisierten Daten extrahiert wurden in Übereinstimmung mit der Offenbarung; und
4 bis 9 zeigen schematisch eine Ausführungsform einer Phasenverschiebungs-Bestimmung und Kompensationsroutine als Blockdiagramm, das Signalausgänge von einem Winkelgeber überwacht und verarbeitet zum Bestimmen und Kompensieren einer Phasenverschiebung zwischen einer tatsächlichen Drehlage des drehbaren Element und einer Drehlage des drehbaren Elements wie durch den Winkelgeber angezeigt in Übereinstimmung mit der Offenbarung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen, worin die Darstellungen zur Veranschaulichung bestimmter exemplarischer Ausführungsformen und nicht zu dem Zweck des Einschränkens gedacht sind, veranschaulichen 1-1 und 1-2 schematisch Einzelheiten eines Motorsteuerungssystems zur Steuerung des Betriebs eines Elektromotors 10, der drehbar an eine Last 17 über eine starres drehbares Element 16 gekoppelt ist, worin Drehlage des drehbaren Elements 16 durch einen Winkelgeber 20 überwacht und der Betrieb über eine Motorsteuerung 40 gesteuert wird. Wie dargestellt ist der Winkelgeber 20 auf einer Seite des Elektromotors 10 angeordnet, die fern von der Last 17 ist, jedoch kann der Winkelgeber 20 an jeder passenden Stelle zur Überwachung der Drehung des drehbaren Elementes 16 angeordnet sein. Die Last 17 kann in einem nicht beschränkenden Beispiel ein Getriebe 18 mit einem Antriebsrad 19 sein, das zusammen mit einer Bodenoberfläche wirkt, wenn es als Teil eines Antriebssystems für ein Bodenfahrzeug eingesetzt wird. Die hier beschriebenen Konzepte gelten jeder beliebigen Konfiguration, die eine drehbare Komponente 16 einer Vorrichtung beinhaltet, worin das drehbare Element 16 durch einen Winkelgeber 20 zum Bestimmen von Drehlage und Geschwindigkeit davon überwacht wird.
Der Elektromotor 10 kann jede geeignete Elektromotor-/Generatorvorrichtung sein, z. B. eine Permanentmagnetvorrichtung, und beinhaltet einen Stator 14 und einen Rotor 12. Wie dargestellt ist der Stator 14 ist eine ringförmige Vorrichtung und der Rotor 12 ist koaxial innerhalb angeordnet und an das drehbare Element 16 gekoppelt. Alternativ kann der Rotor 12 als eine ringförmige Vorrichtung mit einem koaxialen Stator 14 innerhalb konfiguriert sein. Der Betrieb des Elektromotors 10 erfolgt über die Motorsteuerung 40, die vorzugsweise einen Wechselrichter 45 in Signalkommunikation mit einer Steuerung 50 über eine Kommunikationsverbindung 42 beinhaltet. Der Wechselrichter 45 ist elektrisch mit dem Stator 14 des Elektromotors 10 zur Übertragung von elektrischer Energie verbunden, entweder um am Rotor 12 für das drehbare Element 16 Drehmoment zu erzeugen oder um Drehmoment auf den Rotor 12 zu übertragen, das von dem drehbaren Element 16 übertragen wird. Die Steuerung 50 kommuniziert mit dem Winkelgeber 20 zur Überwachung der Drehlage des drehbaren Elements 16.
Der Winkelgeber 20 beinhaltet einen Winkelgeberrotor 22, der fest am drehbaren Element 16 befestigt ist und einen Winkelgeberstator 24, der an einem Erdungselement, z. B. einem Motorgehäuse befestigt ist. Der Winkelgeberrotor 22 kann eine primäre elektrische Wicklung, hier als Erregerwicklung 23 bezeichnet, beinhalteten und der Winkelgeberstator 24 beinhaltet zwei sekundäre elektrische Wicklungen, im Folgenden jeweils als erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 bezeichnet. Alternativ kann der Winkelgeber 20 ein variabler Reluktanz-Winkelgeber mit der Erregerwicklung 23 und der ersten und zweiten Sekundärwicklung 25, 26, angebracht am Winkelgeberstator 24, sein, worin der Winkelgeberrotor 22 einen Luftspalt dazwischen zum Erzeugen von Ausgangssignalen auf der ersten und zweiten Sekundärwicklung 25, 26 moduliert.
Die Erregerwicklung 23 und die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 arbeiten als variable Koppeltransformatoren. Im Betrieb kommuniziert die Steuerung 50 ein Erregungssignal, vorzugsweise in Form eines analogen sinusförmigen Referenzsignals an die Erregerwicklung 23 über erste Leitungen 33. In bestimmten Ausführungsformen hat das sinusförmige Referenzsignal eine Frequenz in einem Bereich zwischen 1 kHz und 15 kHz. Die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 erzeugen erste und zweite Ausgabesignale als Reaktion auf das Erregersignal, die über zweite und dritte Leitungen 35, 36 kommuniziert werden. Wenn die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 mechanisch drehbar durch 90/PP Grad mechanische Drehung verschoben sind, worin PP die Anzahl von Polpaaren des Winkelgebers um die Drehachse des Rotors 12 ist, wird das erste und zweite Ausgangssignal, erzeugt durch die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26, der Signalverarbeitung unterzogen, was Digitalisierung und Demodulation zur Bestimmung eines Drehwinkels des Rotors 12 und damit des drehbaren Elements 16 beinhaltet. Der Winkelgeber 20 kann mit einem einzigen Polpaar für die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 konfiguriert sein, was bedeutet, dass 360 Grad mechanische Drehung des drehbaren Elements 16 ein Signal erzeugt, das 360 Grad elektrische Drehung vom Winkelgeberrotor 22 anzeigt. Alternativ kann der Winkelgeber 20 mit mehreren Polpaaren für die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 konfiguriert werden. Exemplarisch erzeugen, wenn der Winkelgeber 20 mit zwei Polpaaren konfiguriert ist, 180 Grad mechanische Drehung des drehbaren Elements 16 ein Signal, das 360 Grad elektrische Drehung vom Winkelgeberrotor 22 anzeigt, und wenn der Winkelgeber 20 mit drei Polpaaren konfiguriert ist, erzeugen 120 Grad mechanische Drehung des drehbaren Elements 16 ein Signal, das 360 Grad elektrische Drehung vom Winkelgeberrotor 22 anzeigt.
Die Steuerung 50 beinhaltet eine Mikroprozessorschaltung 60 und eine Schnittstellenschaltung 55. Die Mikroprozessorschaltung 60 beinhaltet vorzugsweise eine Dual-Core-Zentraleinheit (CPU) 65, einen Impulsgeber 78 und einen Sigma-Delta-Analog-zu-Digital-(A/D)-Wandler (SDADC) 70, die über einen internen parallelen Kommunikationsbus 85 kommunizieren. Die Schnittstellenschaltung 55 beinhaltet einen Signalaufbereitungs-Schaltkreis einschließlich, beispielsweise, ein Tiefpassfilter 54 und einen Differenzverstärker 53, der elektrisch über erste Leitungen 33 an die Erregerwicklung 23 des Winkelgebers 20 verbunden ist. Die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 des Winkelgebers 20 kommunizieren über zweite und dritte Leitungen 35, 36 jeweils mit Zuleitungen zum SDADC 70. Die zweite und dritte Leitung 35, 36 beinhalten jeweilige Leitungsfilter 52. Der Impulsgeber 78 erzeugt einen elektrischen Impuls auf die Erregerwicklung 23 des Winkelgebers 20 über den Signalaufbereitungs-Schaltkreis einschließlich, beispielsweise, ein Tiefpassfilter 54 und einen Differenzverstärker 53. Das jeweilige Leitungsfilter 52 entfernt elektromagnetisches Störungs-(EMI)-Rauschen vor dem Senden an den SDADC 70. Die Steuerung 50 steht mit der Wechselrichter 45 über die Kommunikationsverbindung 42 in Verbindung.
Die Erregerwicklung 23 und die zwei Sekundärwicklungen der ersten und zweiten Sekundärwicklung 25, 26 können als variable Kupplungstransformatoren arbeiten. Im Betrieb sendet die Steuerung 50 ein Erregungssignal, vorzugsweise in Form eines analogen sinusförmigen Referenzsignals an die Erregerwicklung 23 über die ersten Leitungen 33. In bestimmten Ausführungsformen hat das sinusförmige Referenzsignal eine Frequenz in einem Bereich zwischen 1 kHz und 15 kHz. Das Erregungssignal kann vom Impulsgeber 78 in Form eines Rechteckschwingungs-Referenzsignals erzeugt werden und das Tiefpassfilter 54 durchlaufen, um die sinusförmige Wellenform zu bilden. Die zweite und dritte Leitung 35, 36 überträgt erste und zweite Ausgangssignale, die durch die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 in Reaktion auf das Erregersignal erzeugt werden. Wenn die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 mechanisch drehbar um 90/PP Grad Drehung um die Drehachse des Rotors 12 verschoben sind (worin PP die Anzahl von Polpaaren des Winkelgebers ist), können das erste und zweite Ausgangssignal, erzeugt durch die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26, einer Signalverarbeitung unterzogen werden, das Digitalisierung und Demodulation zur Bestimmung eines Drehwinkels des Rotors 12 beinhaltet.
Die Motorsteuerung 40 beinhaltet die Mikroprozessorschaltung 60 und andere Schaltungen zur Erfassung der Rückmeldesignale wie Motorstrom, Eingangsspannung, Motorposition und Geschwindigkeit. Die Motorsteuerung 40 erzeugt die Steuersignale für die Leistungshalbleiteschalter des Wechselrichters 45 zur Erzeugung von Strom, der auf den Stator 14 über Dreiphasenmotorkabel 15 übertragen wird. Die Drehung des drehbaren Gliedes 16 fällt mit der Drehung des Rotors 12 und des Winkelgeberrotors 22 zusammen und die Position und Geschwindigkeit des Winkelgeberrotors 22 sind direkt mit der Position und Geschwindigkeit des Rotors 12 gekoppelt. Als Beispiel eines Permanentmagnet-Motorantriebssystems ist der Winkelgeberrotor 22 montiert, um den Nordpol des Magneten im Rotor 12 zu lokalisieren, was der Motorsteuerung 40 erlaubt, den Elektromotor 10 gegenüber dem Ort des Magneten des Motors zu maximieren des Ausgabedrehmoments für einen gegebenen Strom zu steuern. Insbesondere ohne jede Mechanisierung der Motorsteuerung 40, die mit Bezug auf 1-1 und 1-2 dargestellt ist, ist eine spezielle integrierte Schaltung in Form eines Winkelgeber-zu-digital-Wandlers (RDC). Stattdessen wird hier ein RDC-System in Form einer von einer Steuerung ausführbaren Routine(en) detailliert beschrieben.
Die Dual-Core zentral Prozessoreinheit (CPU) 65 und Elemente wie die Ausdrucke Steuerung, Steuermodul, Modul, Steuerung, Steuereinheit, Prozessor und Ähnliches beziehen sich auf eine oder mehrere Kombinationen anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreise (ASIC), elektronische(r) Schaltkreis(e), Zentraleinheit(en), wie z. B. Mikroprozessor(en) und diesen zugeordnete nicht-flüchtige Speicherkomponenten in Form von Speicher- und Speichergeräten (Lesespeicher, programmierbarer Lesespeicher, Direktzugriff, Festplatte usw.). Die nicht-flüchtige Speicherkomponente ist in der Lage, maschinenlesbare Anweisungen in der Form von einem oder mehreren Software- oder Firmware-Programmen oder -Routinen, kombinatorischen Logikschaltung(en), Eingangs-/Ausgangsschaltung(en) und -Vorrichtungen, Signalaufbereitungs- und Pufferschaltungen und anderen Komponenten zu speichern, auf die durch einen oder mehrere Prozessoren zugegriffen werden kann, um eine beschriebene Funktionalität bereitzustellen. Zu den Geräten und Kreisen für Ein- und Ausgaben gehören Analog-/Digitalwandler-verwandte Geräte, die Sensoreingaben mit einer vorgegebenen Abruffrequenz oder als Reaktion auf ein Auslöseereignis überwachen. Software, Firmware, Programme, Anweisungen, Steuerroutinen, Code, Algorithmen und ähnliche Ausdrucke beziehen sich auf jedwede von einer Steuerung ausführbare Befehlssätze, wie Kalibrierungen und Lookup-Tabellen. Jede Steuerung führt für die gewünschten Funktionen (eine) Steuerroutine(n) aus, so auch die Überwachung der Eingaben von Sensorgeräten und anderen vernetzten Steuerungen und führt Steuer- und Diagnoseroutinen zum Steuern der Betätigung von Stellgliedern durch. Die Routinen können in regelmäßigen Intervallen ausgeführt werden, wie z. B. während des laufenden Betriebs alle 100 Mikrosekunden. Alternativ können Routinen als Reaktion auf ein Auslöseereignis ausgeführt werden. Die Kommunikation zwischen den Steuerungen und zwischen Steuerungen, Stellgliedern und/oder Sensoren kann über eine Direktverkabelung, eine vernetzte Kommunikationsbus-Verbindung, eine drahtlose Verbindung oder jede andere geeignete Kommunikationsverbindung bewerkstelligt werden. Kommunikationsinhalte umfassen das Austauschen von Datensignalen auf jede beliebige geeignete Art, einschließlich z. B. elektrischer Signale über ein leitfähiges Medium, elektromagnetischer Signale über die Luft, optischer Signale über Lichtwellenleiter und dergleichen. Datensignale können unter anderem Signale umfassen, die Eingaben von Sensoren repräsentieren, Signale, die Stellgliedbefehle und Kommunikationssignale zwischen Steuerungen repräsentieren. Der Ausdruck „Modell“ bezeichnet einen prozessorbasierten oder einen mittels des Prozessors ausführbaren Code und der zugehörigen Kalibrierung, die die physische Existenz einer Vorrichtung oder eines physischen Prozesses simuliert. Wie hier verwendet, beschreibt der Ausdruck „dynamisch“ Schritte oder Prozesse, die in Echtzeit ausgeführt werden und durch das Überwachen oder sonstige Ermitteln von Parameterzuständen und dem regelmäßigen oder periodischen Aktualisieren von Parameterzuständen beim Ausführen einer Routine oder zwischen Iterationen beim Ausführen der Routine gekennzeichnet sind.
Ein Verfahren zur Auswertung eines Ausgabesignals von einer Ausführungsform des Winkelgebers 20, der die Drehlage des drehbaren Elements 16 wie hier beschrieben mit Bezug auf 1-1 und 1-2 überwacht, ist nachfolgend beschrieben und beinhaltet Bestimmen einer Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und die resultierende ersten und zweiten Ausgangssignal aus dem Winkelgeber 20 mit einem oder mehreren Algorithmen. Eine Phasenverschiebung zwischen der Erregerwicklung 23 und den Signalen der Sekundärwicklungen der ersten und zweiten Sekundärwicklung 25, 26 kann durch Signallatenzen wie etwa Signalfilterung und Kommunikationsverzögerungen eingeführt werden. Die Phasenverschiebung kann, falls unkompensiert belassen, die Dämpfung der Signale in Form von extrahierten Einhüllenden von den Sekundärwicklungen der ersten und zweiten Sekundärwicklung 25, 26 verursachen, falls demoduliert wird. Solche Dämpfung kann die Störfestigkeit herabsetzen, was die Störanfälligkeit gegenüber Geschwindigkeit- und Lagefehlern erhöht und die Ausführung der Diagnosefehler beeinträchtigt.
Die Phasenverschiebung kann durch rekursive Steuerung des sinusförmigen Errregungssignals kompensiert werden und das resultierende erste und zweite Ausgangssignal des Winkelgebers kann zur Extraktion von Drehzahl- und Positionsinformationen für das drehbare Element 16 demoduliert werden. Die demodulierten Lageinformationen können dann für die Zwecke der Diagnostik und Steuerung verwendet werden. Wie hier beschrieben kann jegliche Winkelgeber-zu-digital-Umwandlung durch die Verwendung von Algorithmen erreicht werden, die die digitalisierten Zustände der gesammelten Signale von der ersten und zweiten Sekundärwicklung 25, 26 über die zweite und dritte Leitung 35, 36 jeweils analysieren.
2 zeigt grafisch analoge Daten, zugeordnet dem Betrieb einer Ausführungsform des Winkelgebers 20 im Verhältnis zur Zeit 105 auf der horizontalen Achse. Der Betrieb des Winkelgebers 20 kann als Drehtransformator ausgebildet sein, einschließlich eines Erregungssignals, das an die Primärwicklung der Erregerwicklung 23 und die Ausgangssignale aus der ersten und zweiten Sekundärwicklung 25, 26 gesendet werden kann. Die aufgetragen Daten beinhalten das Erregungssignal (EXC) 130, das der Erregerwicklung 23 geliefert wird, ein erstes sekundäres Signal 140, erzeugt von der ersten Sekundärwicklung 25 und ein zweites sekundäres Signal 150, erzeugt durch die zweite Sekundärwicklung 26. Das erste sekundäre Signal 140, erzeugt von der ersten Sekundärwicklung 25, hat eine zugeordnete erste Einhüllende (Sinus) 145 und das zweite sekundäre Signal 150, erzeugt durch die zweite Sekundärwicklung 26, hat eine zugeordnete zweite Einhüllende (Cosinus) 155, wenn die Sekundärwicklung 25, 26 in Quadratur wie dargestellt angeordnet sind. Die Amplituden der ersten und der zweiten sekundären Signale 140, 150, übertragen von den jeweiligen sekundären Spulen 25, 26, variieren sinusförmig als eine Funktion der Rotorposition. Zur Auskopplung von Lageinformationen muss das Erregersignal EXC 130, das die Sinus- und Cosinus-Signale 150, 155 moduliert, durch einen Demodulations-Algorithmus entfernt werden. Die demodulierten Positionsinformationen können dann für Diagnosezwecke sowie für eine Ermittlung der Drehlage und Geschwindigkeit des Winkelgeberrotors 22 verwendet werden.
Die Sinus- und Cosinus-Signale der Drehwinkel können interpretiert werden, um einen Drehwinkel des Winkelgeberrotors 22 und damit einen Drehwinkel des drehbaren Elements 16 und des Rotors 12 zu bestimmen. Die Motorsteuerung 40 kann den Drehwinkel des drehbaren Elements 16 zur Steuerung des Betriebs des Elektromotors 10 einsetzen. Es versteht sich, dass es eine mechanische Fehlerdifferenz zwischen dem Drehwinkel, gemessen durch den Winkelgeber 20, und dem Drehwinkel des Rotors 12 gegenüber dem Stator 14 des Elektromotors 10 aufgrund der Winkelgeberverschiebung oder mechanischer Verspannung des drehbaren Element 16 bei der Anwendung von Drehmoment geben kann. Darüber hinaus kann es eine elektrische Signal-Fehlerdifferenz zwischen dem Drehwinkel, gemessen durch den Winkelgeber 20, und dem Drehwinkel des Rotors 12 gegenüber dem Stator 14 des Elektromotors 10 durch Signallatenzen wie Signalfilterung und Kommunikationsverzögerungen geben.
Das erste und zweite Ausgangssignal erzeugt Ausgangssignale durch die erste und zweite Sekundärwicklung 25, 26 in Reaktion auf das Erregersignal und die auf der zweiten und dritten Leitung 35, 36 kommunizierten Signale sind analoge Signale. Die analogen Signale können in digitale Signale umgewandelt werden, die die Drehlage und Drehzahl des drehbaren Elements 16 unter Verwendung der Motorsteuerung 40 anzeigen.
3 zeigt grafisch Daten, die mit einem sekundären Signal von einer Sekundärspule in Reaktion auf ein Erregersignal erzeugt wurden. Mehrere Zyklen sind dargestellt. Das sekundäre Signal kann entweder analog zu dem ersten sekundären Signal 140 von der ersten Sekundärwicklung 25 oder das zweite sekundäre Signal 150 kann durch die zweite Sekundärwicklung 26 erzeugt werden wie beschrieben mit Bezug zu 2. Die Daten werden durch Drehung des Rotors 12 und des Winkelgeberrotors 22 erzeugt. Wie gezeigt werden Daten in Form einer Drehlage 210 und eines sekundären Signals 220 in Relation zur Zeit dargestellt, die auf der horizontalen Achse 205 dargestellt ist. Die Drehstellung 210 beinhaltet eine Rohposition 212. Das sekundäre Signal 220 kann durch die erste Sekundärwicklung 25 in Reaktion auf die Erregung erzeugt werden und beinhaltet ein Rohsignal 222, das Ausgang aus der ersten Sekundärwicklung 25 ist, ein abgetastetes Signal 226, welches diskrete Punkte des Rohsignals 222 beinhaltet, die digital abgetastet wurden, und ein extrahiertes Umhüllungssignal 224, das das Rohsignal 222 beinhaltet, das demoduliert wird, um das Erregersignal zu entfernen. Die Phasenverschiebung befindet sich zwischen dem Erregungssignal und dem resultierenden ersten und zweiten Ausgangssignal von dem Winkelgeber 20. Falls unkompensiert belassen, kann die Phasenverschiebung Dämpfung der extrahierten Hüllensignale von den Sekundärwicklungen der ersten und zweiten Sekundärwicklungen 25, 26 erzeugen, wenn sie demoduliert wurden.
4 zeigt schematisch eine Ausführungsform einer ersten Phasenverschiebungsbestimmung und Kompensationsroutine (erste Routine) 400 als Blockdiagramm, das Signalausgänge von einem Winkelgeber 20 überwacht und verarbeitet zum Bestimmen und Kompensieren einer Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den resultierenden ersten und zweiten Ausgangssignalen aus dem Winkelgeber 20. Die erste Routine 400 kann als ein oder mehrere Algorithmen oder Steuerroutinen in einer Ausführungsform der Steuerung 50 zum Verarbeiten von Signalausgängen aus dem Winkelgeber 20 ausgeführt werden, die mit Bezug auf 1, 2 und 3 dargestellt sind. Im Betrieb beinhaltet dies dynamisches Zuführen eines sinusförmigen Erregungsignals 433 zum Winkelgeber 20 von einer Erregungsphase 405 und Überwachen der Ausgangssignale Sinus 435 und Cosinus 436, die von der ersten und zweiten Sekundärwicklung 25, 26 des Winkelgebers 20 gesammelt wurden. Eine Vielzahl von Datensätzen wird ermittelt, worin jeder Datensatz digitalisierte Zustände des sinusförmigen Erregungssignals 433 und der zeitgleichen ersten und zweiten Ausgangssignale Sinus 435 und Cosinus 436 aus dem Winkelgeber 20 beinhaltet.
Die erste Routine 400 verwendet die ersten und zweiten Ausgangssignale Sinus 435 und Cosinus 436, die von den Sekundärwicklungen 25, 26 oder von dem Winkelgeber 20 stammen, wie folgt: sin(θ)·sin(ωt + β) und cos(θ)·sin(ωt + β), worin:
ω ist die Frequenz des Erregungssignals,
β ist die Winkelgeber-Phasenverschiebung, und
θ ist die Position des Rotors zum Zeitpunkt t.
Die Sinus- 435 und Cosinus- 436 Signale werden von einem Eingangspuffer eines Analog-/Digital-Wandlers gelesen, der mit der Winkelgeber-Steuerung 30 kommuniziert, vorzugsweise bei bekannter Abtastrate. In einer Ausführungsform, und wie dargestellt, ergibt die Abtastrate sechzehn Abtastungen pro Erregungszyklus. Der Eingangspuffer beinhaltet vorzugsweise eine Vielzahl von Datensätzen, worin jeder der Datensätze digitalisierte Zustände des sinusförmigen Erregungssignals an den Winkelgeber 20 und zeitgleich erste und zweite Ausgangssignale aus dem Winkelgeber 20 beinhaltet.
Die Sinus- und Cosinuswerte des Erregungssignals 433 können von einer Nachschlagetabelle geschätzt werden und wie folgt ausgedrückt werden: sin(ωt + φ) und cos(ωt + φ) worin:
ω ist die Frequenz des Erregungssignals, und
φ ist die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur.
Während einer ersten Ausführung der ersten Routine 400 kann die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf Null gesetzt werden, was anzeigt, dass keine Phasenverschiebungskorrektur geschätzt wurde. Ein Teil der ersten Routine 400 beinhaltet Konvergieren der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ in Richtung der Winkelgeberphasenverschiebung β während rekursiver Durchführungen, sodass das geschätzte Erregungssignal genau der Winkelgeberphasenverschiebung zur Demodulation während der Winkelgeber-zu-Digital-Umwandlung entspricht. In dieser Ausführungsform werden Sinus 435 und Cosinus 436 aus dem Winkelgeber 20 und die Sinus- und Cosinussignale des geschätzten Erregungssignals 433 verwendet.
Ein Kombiniervorgang wird ausgeführt und beinhaltet arithmetisches Kombinieren der digitalisierten Zustände des Erregungssignals und der entsprechenden ersten und zweiten Ausgangssignale aus dem Winkelgeber 20 für jeden der Datensätze. Diese beinhaltet Berechnen von vier Produkten (410) wie folgt: SinEnv = sin(θ)·sin(ωt + β)·sin(ωt + φ), CosEnv = cos(θ)·sin(ωt + β)·sin(ωt + φ), SinQuad = sin(θ)·sin(ωt + β)·cos(ωt + φ) und CosQuad = cos(θ)·sin(ωt + β)·cos(ωt + φ).
Durch trigonometrisches Behandeln können diese Signale gleichwertig geschrieben werden wie folgt: SinEnv = sin(θ)· 1 / 2[cos(β – φ) – cos(2ωt + β + φ)], CosEnv = cos(θ)· 1 / 2[cos(β – φ) – cos(2ωt + β + φ)], SinQuad = sin(θ)· 1 / 2[sin(2ωt + β + φ) + sin(β – φ)], und CosQuad = cos(θ)· 1 / 2[sin(2ωt + β + φ) + sin(β – φ)].
Erzeugnisse kann wie folgt berechnet werden (420): SinEnv·SinQuad = sin(θ)²· 1 / 4[cos(β – φ)·sin(2ωt + β + φ) + cos(β – φ)· sin(β – φ) – cos(2ωt + β + φ)·sin(2ωt + β + φ) – cos(2ωt + β + φ)·sin(β – φ)], und CosEnv·CosQuad = cos(θ)²· 1 / 4[cos(β – φ)·sin(2ωt + β + φ) + cos(β – φ)· sin(β – φ) – cos(2ωt + β + φ)·sin(2ωt + β + φ) – cos(2ωt + β + φ)·sin(β – φ)], jeweils.
Wenn diese zwei Produkte summiert werden (425), wird die Rotorstellungsinformation gelöscht durch die Identität: sin(θ)² + cos(θ)² = 1,
Der Rest ist wie folgt: 1 / 4[cos(β – φ)·sin(2ωt + β + φ) + cos(β – φ)·sin(β – φ) – cos(2ωt + β + φ)·sin(2ωt + β + φ) – cos(2ωt + β + φ)·sin(β – φ)].
Ein Bewegungsdurchschnitt der arithmetisch verknüpften digitalisierten Zustände des Erregungssignals und die entsprechenden ersten und zweiten Ausgangssignale aus dem Winkelgeber für eine einzige Periode des sinusförmigen Erregungssignals werden berechnet(430).
Dies beinhaltet zunächst Vernachlässigung des Faktors 1 / 4 . Der Ausdruck cos(β – φ)· sin(2ωt + β + φ) hebt sich auf, da cos(β – φ) eine Konstante ist und ein beliebiges konstantes Vielfaches von sin(2ωt + β + φ) Mittelwerten zu Null über den Erregungszyklus ist. Der Ausdruck cos(β – φ)·sin(β – φ) ist eine Konstante und lässt deshalb den Bewegungsdurchschnitt unverändert.
Der Ausdruck cos(2ωt + β + φ)·sin(2ωt + β + φ) kann trigonometrisch zur 1 / 2 sin(4ωt + 2β + 2φ) Verwendung der Identität sin(2u) = 2·sin(u)·cos(u) behandelt werden. Die Resultierende hebt sich auf, da sie über den Erregungszyklus. auf Null mittelt. Der Ausdruck cos(2ωt + β + φ)·sin(β – φ)] hebt sich auf, da sin(β – φ) eine Konstante ist und ein beliebiges konstantes Vielfaches von cos(2ωt + β + φ) über die Erregung auf Null mittelt. Daher verbleibt 1 / 4 ·cos(β – φ)·sin(β – φ), nachdem der geleitende Mittelwert berechnet wurde.
Weiterhin kann der Ausdruck 1 / 4 ·cos(β – φ)·sin(β – φ) trigonometrisch behandelt werden, damit 1 / 8 sin(2β – 2φ) die Identität sin(2u) = 2·sin(u)·cos(u) verwenden kann.
Unter Verwendung kleiner Winkelnäherung kann die folgende Beziehung abgeleitet werden: 1 / 8sin(2β – 2φ) ≈ 1 / 4(β – φ).
Diese Beziehung stellt einen Ausdruck proportional zu dem Fehler (β – φ) zwischen der Winkelgeberphasenverschiebung β und der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ nach Anwendung eines Erhaltensausdrucks (440) bereit. Dieser Fehlerausdruck wird integriert (445) und zu der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ addiert als Teil der Erregungsphase 405, sodass die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf die Winkelgeberphasenverschiebung β über mehrere Iterationen der ersten Routine 400 (450) konvergieren wird. Somit kann ein Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck basierend auf dem sich bewegenden Mittelwert in Kommunikation mit anderen Rechenoperationen und trigonometrischen Manipulationen bestimmt werden und eine Phasenverschiebung kann zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den zeitgleichen Ausgangssignalen basierend auf dem Phasenverschiebung-Fehlerausdruck bestimmt werden.
5 zeigt schematisch eine Ausführungsform einer zweiten Phasenverschiebung-Bestimmungs- und Kompensationsroutine (zweite Routine) 500 als Blockdiagramm, die Signalausgänge aus dem Winkelgeber 20 überwacht und verarbeitet zum Bestimmen und Kompensieren einer Winkelphasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den resultierenden ersten und zweiten Ausgangssignalen aus dem Winkelgeber 20. Die zweite Routine 500 kann als ein oder mehrere Algorithmen oder Steuerroutinen in einer Ausführungsform der Winkelgebersteuerung 30 zur Verarbeitung von Signalausgängen aus dem Winkelgeber 20 ausgeführt werden, die beschrieben ist mit Bezug auf 1. Im Betrieb beinhaltet dies dynamisches Zuführen eines sinusförmigen Erregungssignals 533 zum Winkelgeber 20 von einer Erregungsphase 505 und Überwachen der Ausgangssignale Sinus 535 und Cosinus 536, die von der ersten und zweiten Sekundärwicklung 25, 26 des Winkelgeber 20 gesammelt wurden. Eine Vielzahl von Datensätzen wird ermittelt, worin jede Datenmenge digitalisierte Zustände des sinusförmigen Erregungssignals 533 und des zeitgleichen ersten und zweiten Ausgangssignals Sinus 535 und Cosinus 536 aus dem Winkelgeber 20 beinhaltet.
Die zweite Routine 500 verwendet rohe Sinus- und Cosinussignale von den Sekundärwicklungen 25, 26 bzw. dem Winkelgeber 20 unter Verwendung der gleichen trigonometrischen Manipulationen wie zuvor in Routine 400 beschrieben, jedoch werden Bewegungsdurchschnitts-Berechnungen näher an den Eingängen durchgeführt (510). Die zweite Routine 500 nähert der sin(θ) und cos(θ) wie Konstanten über einen einzigen Erregungszyklus an, die aufgrund der Rotordrehzahl wesentlich langsamer als die Erregungsfrequenz ist. Die Produkte SinEnv, CosEnv, SinQuad und CosQuad werden wie beschrieben mit Bezug auf die erste Routine 400 (520) berechnet und dann wird jedes der vier Signale durch einen gleitenden Mittelwert über den 16 Abtastungen pro Erregungszyklus geleitet. Die 2ωt Ausdrücke in jedem Signalpfad werden gegen Null gemittelt unter Verwendung der Näherung, dass sin(θ) und cos(θ) konstant über jeden Erregungszyklus sind. Dabei bleibt jedes Signal wie folgt: SinEnv = sin(θ)· 1 / 2·cos(β – φ), CosEnv = cos(θ)· 1 / 2·cos(β – φ), SinQuad = sin(θ)· 1 / 2·sin(β – φ), und CosQuad = cos(θ)· 1 / 2·sin(β – φ). anschließend werden die Produkte (530) wie folgt berechnet: SinEnv·SinQuad = sin(θ)²· 1 / 4·sin(β – φ)·cos(β – φ), und CosEnv·CosQuad = cos(θ)²· 1 / 4·sin(β – φ)·cos(β – φ). wenn diese zwei Produkte summiert (535) werden, kürzen sich die Rotorpositionsinformationen heraus durch die Identität sin(θ)² + cos(θ)² = 1, und was verbleibt, ist 1 / 4 ·sin(β – φ)·cos(β – φ). Dies kann trigonometrisch zur 1 / 8 sin(2β – 2φ) Verwendung der Identität sin(2u) = 2·sin(u)·cos(u)behandelt werden. Mit der kleinen Winkelnäherung 1 / 8 sin(2β – 2φ)≈ 1 / 4 (β – φ) 1 / 4 (β – φ). Ein Ausdruck proportional zum Fehler (β – φ) zwischen der Winkelgeberphasenverschiebung β und der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ wird bestimmt und ein Erhaltensausdruck wird angewendet (540).
Diese Beziehung stellt einen Ausdruck proportional zu Fehler (β – φ) zwischen der Winkelgeberphasenverschiebung β und der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ bereit. Dieser Fehlerausdruck wird integriert (545) und zu der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ als Teil der Erregungsphase 505 addiert, sodass die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf die Winkelgeberphasenverschiebung β über mehrere Iterationen der zweite Routine 500 (550) konvergieren wird. Somit kann ein Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck bestimmt werden basierend auf den bewegten Durchschnitten in Verbindung mit anderen Rechenoperationen und trigonometrischen Manipulationen und eine Phasenverschiebung kann zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den entsprechenden Ausgangssignalen basierend auf der Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck bestimmt werden.
6 zeigt schematisch eine Ausführungsform einer anderen Phasenverschiebungs- und Kompensationsroutine (dritte Routine) 600 als Blockdiagramm, das Signalausgänge aus dem Winkelgeber 20 überwacht und verarbeitet zum Bestimmen und Kompensieren einer Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den resultierenden ersten und zweiten Ausgangssignalen aus dem Winkelgeber 20. Die dritte Routine 600 kann als ein oder mehrere Algorithmen oder Steuerroutinen in einer Ausführungsform der Winkelgebersteuerung 30 zum Verarbeiten von Signalausgängen aus dem Winkelgeber 20 ausgeführt werden wie mit Bezug auf 1 beschrieben ist. Im Betrieb beinhaltet dies dynamisches Zuführen eines sinusförmigen Erregungssignals 633 von einer Erregungsphase 605 zum Winkelgeber 20 und Überwachen des Ausgangssignals Sinus 635 von der ersten Sekundärwicklung 25 des Winkelgebers 20. Eine Vielzahl von Datensätzen wird ermittelt, worin jede Datenmenge die digitalisierten Zustände des sinusförmigen Erregungssignals 633 und des zeitgleichen ersten Ausgangssignals Sinus 635 aus dem Winkelgeber 20 beinhaltet.
Die dritte Routine 600 verwendet das erste Ausgangssignal Sinus 635 von Sekundärwicklung 25 des Winkelgebers 20 wie folgt: sin(θ)·sin(ωt + β) worin:
ω ist die Frequenz des Erregungssignals,
β ist die Winkelgeberphasenverschiebung, und
θ ist die Position des Rotors zum Zeitpunkt t.
Das Sinus 635-Signal wird aus einem Eingangspuffer eines Analog-/Digital-Wandlers mit der Winkelgebersteuerung 30 gelesen, vorzugsweise bei bekannter Abtastrate. In einer Ausführungsform, und wie dargestellt, ergibt die Abtastrate sechzehn Abtastungen pro Erregungszyklus. Der Eingangspuffer beinhaltet vorzugsweise eine Vielzahl von Datensätzen, worin jeder der Datensätze digitalisierte Zustände des sinusförmigen Erregungssignals an den Winkelgeber 20 und des zeitgleichen ersten Ausgabesignals vom Winkelgeber 20 beinhaltet.
Die Sinus- und Cosinuswerte des Erregungssignals 633 können von einer Nachschlagetabelle geschätzt und wie folgt ausgedrückt werden: sin(ωt + φ) und cos(ωt + φ) worin:
ω ist die Frequenz des Erregungssignals, und
φ ist die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur.
Während einer ersten Ausführung der dritten Routine 600 kann die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf Null gesetzt werden, was anzeigt, dass keine Phasenverschiebungskorrektur abgeschätzt wurde. Ein Teil der Routine ist, dass die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf der Winkelgeberphasenverschiebung β während rekursiver Durchführungen der dritten Routine 600 zusammenlaufen soll, sodass das geschätzte Erregungssignal genau der Winkelgeberphasenverschiebung in Demodulation während der Winkelgeber-zu-Digital-Umwandlung entspricht. In dieser Ausführungsform werden nur Sinus 635 aus dem Winkelgeber 20 und die Sinus- und Cosinussignale des geschätzten Erregungssignals 633 verwendet.
6 ist schematisch als Blockschaltbild dargestellt. Die dritte Routine 600 verwendet denjenigen Abschnitt der ersten Routine 400 in Zusammenhang mit dem Sinus 635-Signal und führt einige weitere Berechnungen zum Entfernen von Rotorpositionsinformationen unabhängig von Cosinus ein. Da nur Sinus (und nicht Cosinus) in diesem Verfahren verwendet wird, ist es immun gegen jedes beliebige Amplitudenungleichgewicht zwischen Sinus und Cosinus. Die dritte Routine 600 nähert sin(θ) als konstanten Wert eines einzigen Erregungszyklus aufgrund der wesentlich langsameren Rotordrehzahl gegenüber der Erregungsfrequenz an. Die dritte Routine 600 verwendet Sinus aus dem Winkelgeber 20 genauso wie gleichzeitig Sinus und Cosinus der geschätzten Erregung. Mit diesen drei Signalen werden zwei Produkte berechnet wie im Folgenden beschrieben (610, 620): = SinEnv = sin(θ)·sin(ωt + β)·sin(ωt + φ) und SinQuad = sin(θ)·sin(ωt + β)·cos(ωt + φ).
Durch trigonometrische Manipulation können diese Signale prinzipiell gleichwertig geschrieben werden wie folgt: SinEnv = sin(θ) 1 / 2[cos(β – φ) – cos(2ωt + β + φ) und SinQuad = 1 / 2[sin(2ωt + β + φ) + sin(β – φ).
Aus SinEnv und SinQuad werden zwei abgeleitete Signale SinNum und SinDenom berechnet: SinNum = SinEnv·SinQuad = sin(θ)²· 1 / 4[cos(β – φ)·sin(2ωt + β + φ) + sin(β – φ)·cos(β – φ) – sin(2ωt + β + φ)·cos(2ωt + β + φ) – sin(β – φ)·cos(2ωt + β + φ)]; und SinDenom = SinEnv² + SinQuad² = sin(θ)²· 1 / 4[cos(β – φ)² – 2· cos(β – φ)·cos(2ωt + β – φ) + cos(2ωt + β – φ)² + sin(2ωt + β – φ)² + 2· sin(β – φ)·sin(2ωt + β + φ) + sin(β – φ)²].
Das Signal SinDenom kann weiter reduziert werden wie folgt: sin(θ)²· 1 / 4[2 – 2·cos(β – φ)·cos(2ωt + β + φ) + 2·sin(β – φ)· sin(2ωt + β + φ)]
Verwenden der Identität sin(u)² + cos(u)² = 1 an den zwei Sätzen von quadrierten Ausdrücken innerhalb der Klammern.
Anschließend werden SinNum und SinDenom durch einen gleitenden Mittelwert über den 16 Abtastungen pro Erregungszyklus (630) geleitet. Die 2ωt Ausdrücke in jedem Signal werden auf null gemittelt, unter Verwendung der Annahme, dass sin(θ) über einen Erregungszyklus annähernd konstant ist. Dabei verbleibt von jedem Signal wie folgt: SinNum = sin(θ)² · 1 / 4sin(β – φ)·cos(β – φ) und SinDenom = sin(θ)²· 1 / 4·2 = sin(θ)²· 1 / 2.
Der SinNum Ausdruck wird geteilt durch SinDenom zum Eliminieren von sin(θ)². Dieser Vorgang kann nur erfolgen, wenn sin(θ)² ≠ 0.
Das daraus resultierende Signal wird 1 / 2 ·sin(β – φ), was zu 1 / 4 sin(2β – 2φ) wird bei Verwendung der Identität sin(2u) = 2· cos(u). Der Ausdruck 1 / 4 sin(2β – 2φ) wird angenähert wie folgt: 1 / 4sin(2β – 2φ) ≈ 1 / 2(β – φ)
Verwendung der kleinen Winkelnäherung, und ein Erhaltensausdruck wird angewendet (640).
Diese Beziehung stellt einen Ausdruck proportional zu Fehler (β – φ) zwischen der Winkelgeberphasenverschiebung β und der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ bereit. Dieser Fehlerausdruck wird integriert (645) und zu der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ addiert als Teil der Erregungsphase 605, sodass die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ konvergieren wird auf die Winkelgeberphasenverschiebung β über mehrere Iterationen der dritten Routine 600 (650). Somit kann ein Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck basierend auf den gleitenden Durchschnitten in Verbindung mit anderen Rechenoperationen und trigonometrischen Manipulationen bestimmt werden und eine Phasenverschiebung kann zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den entsprechenden Ausgangssignalen basierend auf dem Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck bestimmt werden.
7 zeigt schematisch eine Ausführungsform einer anderen Phasenverschiebungs-Bestimmung und Kompensationsroutine (vierte Routine) 700 als Blockdiagramm, das Signalausgänge aus dem Winkelgeber 20 überwacht und verarbeitet zum Bestimmen und Kompensieren einer Winkelphasenverschiebung zwischen einer Winkelphasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den resultierenden ersten und zweiten Ausgangssignalen aus dem Winkelgeber 20. Die vierte Routine 700 kann als ein oder mehrere Algorithmen oder Steuerroutinen in einer Ausführungsform der Winkelgebersteuerung 30 zum Verarbeiten von Signalausgängen aus dem Winkelgeber 20 ausgeführt werden, was mit Bezug auf 1 beschrieben ist. Im Betrieb beinhaltet dies dynamisches Zuführen eines sinusförmigen Erregungssignals 733 an den Winkelgeber 20 von einer Erregungsphase 705 und Überwachung des Ausgangssignals Sinus 735 von der ersten Sekundärwicklung 25 des Winkelgebers 20. Eine Vielzahl von Datensätzen wird ermittelt, worin jede Datenmenge digitalisierte Zustände des sinusförmigen Erregungssignals 733 und des zeitgleichen ersten Ausgangssignals Sinus 735 aus dem Winkelgeber 20 beinhaltet.
Dieses Verfahren verwendet Sinus aus dem Winkelgeber 20 sowie Sinus und Cosinus der geschätzten Erregung. Es verwendet dieselben trigonometrischen Verfahren wie beschrieben mit Bezug auf die dritte Routine 600, jedoch werden gleitende Mittelwertbildungen näher an den Eingängen durchgeführt. Da nur Sinus (und nicht Cosinus) in diesem Verfahren verwendet wird, ist es immun gegenüber einem Amplituden-Ungleichgewicht zwischen Sinus und Cosinus. Wie die dritte Routine 600 nähert die vierte Routine 700 die sin(θ) an als eine Konstante über einen einzelnen Erregungszyklus, der aufgrund der Rotordrehzahl wesentlich langsamer ist als die Frequenz der Erregung. Die Produkte SinEnv und SinQuad (710) berechnet werden wie beschrieben mit Bezug auf die dritte Routine 600, und dann beide Signale durch ein gleitender Mittelwert über den 16 Abtastungen pro Erregungszyklus (720, 725). Die 2ωt Ausdrucke in jedem Signal werden auf Null gemittelt unter Verwendung der Annahme, dass sin(θ) annähernd konstant ist über einen Erregungszyklus (730). Dann ist, was von jedem Signal bleibt: SinEnv = sin(θ)· 1 / 2·cos(β – φ) und SinQuad = sin(θ)· 1 / 2·sin(β – φ)
Von SinEnv und SinQuad werden zwei abgeleitete Signale SinNum und SinDenom kalkuliert wie folgt: SinNum = SinENv·SinQuad = sin(θ)²· 1 / 4·sin(β – φ)·cos(β – φ) und SinDenom = SinEnv² + SinQuad² = sin(θ)²· 1 / 4·cos(β – φ)² + sin(θ)²· 1 / 4·sin(β – φ)² = sin(θ)²· 1 / 4[sin(β – φ)² + cos(β – φ)²].
Der Ausdruck SinDenom kann weiter zu sin(θ)²· 1 / 4 unter Verwendung der Identität sin(u)² + cos(u)² = 1 auf dem Satz von quadrierten Ausdrucken innerhalb der Klammern reduziert werden. Schließlich wird SinNum durch SinDenom zum Eliminieren von sin(θ)² geteilt, was nur erfolgen kann, wenn sin(θ)² ≠ 0. Das daraus resultierende Signal ist sin(β – φ) ·cos(β – φ), das unter Verwendung der Identität sin(2u) = 2·sin(u) zu 1 / 2 sin(2β – 2φ) wird. Mit der kleinen Winkelnäherung 1 / 2 sin(2β – 2φ) ≈ (β – φ) wird ein Erhaltensausdruck angewendet (740).
Diese Beziehung stellt einen Ausdruck proportional zu dem Fehler (β – φ) zwischen der Winkelgeberphasenverschiebung β und der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ bereit. Dieser Fehlerausdruck wird integriert (745) und zu der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ addiert als Teil der Erregungsphase 705, sodass die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf die Winkelgeberphasenverschiebung β über mehrere Iterationen der vierten Routine 700 (750) konvergieren wird. Somit kann ein Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck basierend auf den gleitenden Durchschnitten in Verbindung mit anderen Rechenoperationen und trigonometrischen Maßnahmen bestimmt werden und es kann eine Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den entsprechenden Ausgangssignalen basierend auf dem Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck bestimmt werden.
8 zeigt schematisch eine Ausführungsform einer anderen Phasenverschiebungsbestimmung und Kompensationsroutine (fünfte Routine) 800, die Signalausgänge aus dem Winkelgeber 20 überwacht und verarbeitet zum Bestimmen und Kompensieren einer Winkelphasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den resultierenden ersten und zweiten Ausgangssignalen aus dem Winkelgeber 20. Die fünfte Routine 800 kann als ein oder mehrere Algorithmen oder Steuerroutinen in einer Ausführungsform der Winkelgebersteuerung 30 ausgeführt werden zum Verarbeiten von Signalausgängen aus dem Winkelgeber 20 wie mit Bezug auf 1 beschrieben ist. Im Betrieb beinhaltet dies dynamisches Zuführen eines sinusförmigen Erregungssignals 833 von einer Erregungsphase 805 an den Winkelgeber 20 und Überwachen des Ausgangssignals Cosinus 836 von der ersten Sekundärwicklung 25 des Winkelgebers 20. Eine Vielzahl von Datensätzen wird ermittelt, worin jeder Datensatz digitalisierte Zustände des sinusförmigen Erregungssignals 833 und des zeitgleichen zweiten Ausgangssignals Cosinus 836 aus dem Winkelgeber 20 beinhaltet. Die fünfte Routine 800 verwendet das erste Ausgangssignal Cosinus 836 von der Sekundärwicklung 25 des Winkelgebers 20 wie folgt: cos(θ)·sin(ωt + β) worin:
ω ist die Frequenz des Erregungssignals,
β ist die Winkelgeberphasenverschiebung, und
θ ist die Position des Rotors zum Zeitpunkt t.
Das Cosinus 836-Signal wird aus einem Eingangspuffer eines Analog-/Digital-Wandlers gelesen, der mit der Steuerung 50 kommuniziert, vorzugsweise bei bekannter Abtastrate. In einer Ausführungsform ergibt die Abtastrate wie beschrieben sechzehn Abtastungen pro Erregungszyklus. Der Eingangspuffer beinhaltet vorzugsweise eine Vielzahl von Datensätzen, worin jeder Datensatz digitalisierte Zustände des sinusförmigen Erregungssignals an den Winkelgeber 20 und das entsprechende zweite Ausgabesignal vom Winkelgeber 20 beinhaltet.
Die Sinus- und Cosinuswerte des Erregungssignals 833 können mit Hilfe einer Nachschlagetabelle geschätzt und wie folgt ausgedrückt werden: sin(ωt + φ) und cos(ωt + φ) worin:
ω ist die Frequenz des Erregungssignals, und
φ ist die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur.
Während einer ersten Ausführung der fünften Routine 800 kann die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf Null gesetzt werden, was anzeigt, dass keine Phasenverschiebungskorrektur abgeschätzt wurde. Ein Teil der Routine ist, dass die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf der Winkelgeberphasenverschiebung β während rekursiver Durchführungen der fünften Routine 800 zusammenlaufen soll, sodass das geschätzte Erregungssignal genau der Winkelgeberphasenverschiebung in Demodulation während der Winkelgeber-zu-Digital-Umwandlung entspricht. In dieser Ausführungsform werden nur Cosinus 836 von dem Winkelgeber 20 und die Sinus- und Cosinus-Signale des geschätzten Erregungssignals 833 verwendet.
8 wird schematisch als Blockdiagramm dargestellt. Die fünfte Routine 800 verwendet diesen Abschnitt der ersten Routine 400 zusammen mit dem Cosinus 836-Signal und führt einige weitere Berechnungen zum Entfernen von Rotorpositionsinformationen unabhängig von Cosinus durch. Da nur Cosinus (und nicht Sinus) in diesem Verfahren verwendet wird, ist es immun gegen jedes Amplituden-Ungleichgewicht zwischen Sinus und Cosinus. Die fünfte Routine 800 nähert cos(θ) als konstanten Wert eines einzigen Erregungszyklus an, der aufgrund der Rotordrehzahl langsamer als die Erregerfrequenz ist. Die fünfte Routine 800 verwendet Cosinus von dem Winkelgeber 20 sowie sowohl Sinus und Cosinus der geschätzten Erregung. Mit diesen drei Signalen werden zwei Produkte wie folgt berechnet (810, 820): CosEnv = cos(θ)·sin(ωt + β)·sin(ωt + φ) und CosQuad = cos(θ)·sin(ωt + β)·cos(ωt + φ).
Durch trigonometrische Maßnahmen können diese Signale prinzipiell gleichwertig wie folgt geschrieben werden: CosEnv = cos(θ)· 1 / 2[cos(β – φ) – cos(2ωt + β + φ)] und CosQuad = cos(θ)· 1 / 2[sin(2ωt + β + φ) + sin(β – φ).
Von CosEnv und CosQuad werden zwei abgeleitete Signale CosNum und CosDenom berechnet: CosNum = CosEnv·CosQuad = cos(θ)²· 1 / 4[cos(β – φ)·sin(2ωt + β + φ) + cos(β – φ)·sin(β – φ) – sin(2ωt + β + φ)·cos(2ωt + β + φ) – sin(β – φ)·cos(2ωt + β + φ)]; und CosDenom = CosEnv² + CosQuad² = cos(θ)²· 1 / 4[cos(β – φ)² – 2· cos(β – φ)·cos(2ωt + β – φ) + cos(2ωt + β – φ)² + sin(2ωt + β – φ)² + 2·sin(β – φ)·sin(2ωt + β + φ) + sin(β – φ)²].
Das Signal CosDenom kann wie folgt weiter verringert werden: cos(θ)²· 1 / 4[2 + 2·sin(β – φ)·sin(2ωt + β – φ) – 2·cos(β – φ)·cos(2ωt + β + φ)]
Verwenden der Identität sin(u)² + cos(u)² = 1 auf den zwei Sätzen von quadrierten Ausdrucken innerhalb der Klammern.
Anschließend werden CosNum und CosDenom durch einen gleitenden Mittelwert über den 16 Abtastungen pro Erregungszyklus (830) geleitet. Die 2ωt Ausdrucke in jedem Signal werden unter Verwendung der Annahme, dass cos(θ) über einen Erregungszyklus annähernd konstant ist, auf null gemittelt. Dabei bleibt von jedem Signal wie folgt: CosNum = cos(θ)²· 1 / 4·cos(β – φ)·sin(β – φ) und CosDenom = cos(θ)²· 1 / 4·2 = cos(θ)²· 1 / 2.
Der CosNum Ausdruck wird geteilt durch CosDenom zum Eliminieren von cos(θ)² (dies kann nur erfolgen, wenn cos(θ)² ≠ 0).
Das daraus resultierende Signal ist 1 / 2 ·cos(β – φ)·sin(β – φ), was zu 1 / 4 sin(2β – 2φ) wird bei Verwendung der Identität sin(2u) = 2·cos(u)·sin(u). Der Ausdruck 1 / 4 sin(2β – 2φ) ist wie folgt angenähert: 1 / 4sin(2β – 2φ) ≈ 1 / 2(β – φ)
Verwenden kleiner Winkelnäherung, und ein Erhaltensausdruck wird angewendet (540).
Diese Beziehung stellt einen Ausdruck proportional zu dem Fehler (β – φ) zwischen der Winkelgeberphasenverschiebung β und der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ bereit. Dieser Fehlerausdruck wird integriert (845) und zu der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ addiert als Teil der Erregungsphase 805, sodass die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf die Winkelgeberphasenverschiebung β über mehrere Iterationen der fünften Routine 800 (850) konvergieren wird. Somit kann ein Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck basierend auf den gleitenden Durchschnitten in Verbindung mit anderen Rechenoperationen und trigonometrischen Maßnahmen bestimmt werden und eine Phasenverschiebung kann zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den entsprechenden Ausgangssignalen basierend auf dem Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck bestimmt werden.
9 zeigt schematisch eine Ausführungsform einer anderen Phasenverschiebungsbestimmung und Kompensationsroutine (sechste Routine) 900 in Blockdiagrammform, die Signalausgänge aus dem Winkelgeber 20 überwacht und verarbeitet zum Bestimmen und Kompensieren einer Winkelphasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den resultierenden ersten und zweiten Ausgangssignalen aus dem Winkelgeber 20. Die sechste Routine 900 kann als ein oder mehrere Algorithmen oder Steuerroutinen in einer Ausführungsform der Steuerung 50 zum Verarbeiten von Signalausgängen aus dem Winkelgeber 20 ausgeführt werden, was mit Bezug auf 1 beschrieben ist. Im Betrieb beinhaltet dies dynamisches Zuführen eines sinusförmigen Erregungssignals 933 von einer Erregungsphase 905 an den Winkelgeber 20 und Überwachen des Ausgangssignals Cosinus 936, das von der zweiten Sekundärwicklung 26 des Winkelgebers 20 gesammelt wurde. Eine Vielzahl von Datensätzen wird ermittelt, worin jeder Datensatz digitalisierte Zustände des sinusförmigen Erregungssignals 933 und des zeitgleichen zweiten Ausgangssignals Cosinus 936 von dem Winkelgeber 20 beinhaltet.
Dieses Verfahren verwendet Cosinus 936 von dem Winkelgeber 20 sowie sowohl Sinus und Cosinus des geschätzten Erregungssignals 933. Es verwendet die gleichen trigonometrischen Maßnahmen wie beschrieben mit Bezug auf die fünfte Routine 800, jedoch werden gleitende Mittelwerte näher an den Eingängen durchgeführt. Da nur Cosinus (und nicht Sinus) in diesem Verfahren verwendet wird, ist es immun gegenüber einem Amplituden-Ungleichgewicht zwischen Sinus und Cosinus. Wie die fünfte Routine 800, der sechste Routine 900 annähert cos(θ) als konstant über einer einzigen Erregungszyklus, aufgrund der Rotordrehzahl wesentlich langsamer ist als die Frequenz der Erregung. Die Produkte CosEnv und CosQuad werden berechnet (910) wie beschrieben mit Bezug auf die fünfte Routine 800 und dann werden beide Signale durch einen gleitenden Mittelwert über den 16 Abtastungen pro Erregungszyklus (920, 925) geleitet. Die 2ωt Ausdrucke in jedem Signal werden auf Null gemittelt unter Verwendung der Annahme, dass cos(θ) annähernd über einen Erregungszyklus (930) konstant ist. Dabei bleibt von jedem Signal wie folgt: CosEnv = cos(θ)· 1 / 2·cos(β – φ) und CosQuad = cos(θ)· 1 / 2·sin(β – φ).
Aus CosEnv und CosQuad werden zwei abgeleitete Signale CosNum und CosDenom wie folgt berechnet: CosNum = CosEnv·CosQuad = cos(θ)²· 1 / 4sin(β – φ)·sin(β – φ) und CosDenom = CosEnv² + CosQuad² = cos(θ)²· 1 / 4sin(β – φ)² + cos(θ)²· 1 / 4cos(β – φ)² = cos(θ)²· 1 / 4[sin(β – φ)² + cos(β – φ)²].
Der Ausdruck CosDenom kann weiter zu cos(θ)²· 1 / 4 unter Verwendung der Identität sin(u)² + cos(u)² = 1 auf dem Satz von quadrierten Ausdrücken innerhalb der Klammern vermindert werden. Schließlich wird CosNum durch CosDenom geteilt zum Eliminieren von cos(θ)², was nur erfolgen kann, wenn cos(θ)² ≠ 0. Das daraus resultierende Signal ist sin(β – φ)·cos(β – φ), was unter Verwendung der Identität sin(2u) = 2·cos(u)·cos(u) zu 1 / 2 sin(2β – 2φ) wird. Mit der kleinen Winkelnäherung, 1 / 2 sin(2β – 2φ) ≈ (β – φ), und ein Erhaltensausdruck wird angewendet (940).
Diese Beziehung stellt einen Ausdruck proportional zu dem Fehler (β – φ) zwischen der Winkelgeberphasenverschiebung β und der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ bereit. Dieser Fehlerausdruck wird integriert (945) und zu der geschätzten Phasenverschiebungskorrektur φ als Teil der Erregungsphase 905 hinzu addiert, sodass die geschätzte Phasenverschiebungskorrektur φ auf die Winkelgeberphasenverschiebung β über mehrere Iterationen des sechsten Routine 900 (950) zusammenlaufen wird. Somit kann ein Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck basierend auf den gleitenden Durchschnitten in Verbindung mit anderen Rechenoperationen und trigonometrischen Maßnahmen bestimmt werden und es kann eine Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und dem entsprechenden zweiten Ausgangssignal basierend auf dem Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck bestimmt werden.
Die hier beschrieben Routinen stellen eine genaue signierte Schätzung der Phasenverschiebung β bereit, die auf ein synthetisiertes Erregungssignal zum Ermöglichen von genauer Demodulation und nachfolgender Extraktion von Geschwindigkeits- und Positionsinformationen zur Demodulation in einer Winkelgeber-zu-Digital-(RDC)-Softwareanwendung angewendet werden kann. Die Entwicklung und das Ermöglichen einer genauen Software-RDC-Anwendung vermeidet die Notwendigkeit einer speziellen integrierten Schaltung in Form eines RDC-Chips in der Motorsteuerung 40.
Das Flussdiagramm und Blockschaltbilder in den Flussdiagrammen veranschaulichen die Architektur, die Funktionalität und den Betrieb möglicher Implementierungen von Systemen, Verfahren und Computerprogrammprodukten gemäß verschiedener Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. In dieser Hinsicht kann jeder Block in den Flussdiagrammen oder Blockdiagrammen ein Modul, ein Segment oder einen Abschnitt eines Codes darstellen, der zum Implementieren der spezifizierten logischen Funktion(en) einen oder mehrere ausführbare Befehle umfasst. Es wird auch darauf hingewiesen, dass jeder Block der Blockdiagramme und/oder Flussdiagrammdarstellungen und Kombinationen von Blöcken in den Blockdiagrammen und/oder Flussdiagrammdarstellungen durch Spezialzweck-Hardware-basierte Systeme, die die spezifizierten Funktionen oder Vorgänge durchführen, oder Kombinationen von Spezialzweck-Hardware und Computerbefehlen implementiert werden können. Diese Computerprogrammanweisungen können auch in einem computerlesbaren Medium gespeichert sein, das einen Computer oder eine andere programmierbare Datenverarbeitungsvorrichtung steuern kann, um in einer bestimmten Art und Weise zu funktionieren, sodass die in dem computerlesbaren Medium gespeicherten Befehle einen Herstellungsartikel erzeugen, einschließlich Anweisungsmitteln, die die Funktion/den Vorgang, der in dem Flussdiagramm und/oder Blockdiagrammblock oder Blöcken angegeben ist, implementieren.
Die ausführliche Beschreibung und die Zeichnungen oder Figuren unterstützen und beschreiben die vorliegenden Lehren, doch wird der Umfang der vorliegenden Lehren einzig und allein durch die Ansprüche definiert. Während einige der besten Arten und Weisen und weitere Ausführungsformen der vorliegenden Lehren ausführlich beschrieben wurden, gibt es verschiedene alternative Konstruktionen und Ausführungsformen zur Umsetzung der vorliegenden Lehren in den angehängten Ansprüchen.

Claims

Verfahren zum Auswerten eines Ausgabesignals von einem Winkelgeber mit einer drehbaren Komponente, das Verfahren umfassend: das Zuführen eines Erregungssignals an den Winkelgeber und das dynamische Bestimmen entsprechender Ausgangssignale von dem Winkelgeber; das Bestimmen einer Vielzahl von Datensätzen, worin jede Datenmenge digitalisierte Zustände des an den Winkelgeber zugeführten Erregungssignals und die entsprechenden Ausgangssignale des Winkelgebers beinhaltet; das arithmetische Kombinieren der digitalisierten Zustände des Erregungssignals und der entsprechenden Ausgangssignale des Winkelgebers für die Datensätze; das Bestimmen eines gleitenden Durchschnitts der arithmetisch verknüpften digitalisierten Zustände des Erregungssignals und der entsprechenden Ausgangssignale des Winkelgebers; das Bestimmen einer Phasenverschiebung Fehler Glieds basierend auf dem bewegten Durchschnitts; und das Bestimmen einer Phasenverschiebung zwischen dem Erregungssignal und den entsprechenden Ausgangssignalen basierend auf dem Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck.
Verfahren nach Anspruch 1, worin Zuführen eines Erregungssignals an den Winkelgeber das Zuführen eines sinusförmigen Erregungssignals an den Winkelgeber umfasst.
Verfahren nach Anspruch 2, worin das dynamische Bestimmen entsprechender Ausgangssignale aus dem Winkelgeber das dynamische Bestimmen entsprechender Sinus- und Cosinus-Ausgangssignale des Winkelgebers beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 2, worin das dynamische Bestimmen entsprechender Ausgangssignale aus dem Winkelgeber das dynamische Bestimmen entsprechender Sinus-Ausgangssignale des Winkelgebers beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 2, worin das dynamische Bestimmen entsprechender Ausgangssignale aus dem Winkelgeber das dynamische Bestimmen entsprechender Cosinus-Ausgangssignale des Winkelgebers beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, worin Bestimmen eines gleitenden Durchschnitts der arithmetisch verknüpften digitalisierten Zustände des Erregungssignals und der entsprechenden Ausgangssignale der Winkelgeber Bestimmen des gleitenden Durchschnitts für eine einzige Periode des Erregersignals beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, worin das Bestimmen einer Phasenverschiebung zwischen dem Erregungssignal und der entsprechenden Ausgangssignale basierend auf dem Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck Integrieren des Phasenverschiebungs-Fehlerausdrucks beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, weiterhin umfassend das Bestimmen des Phasenverschiebungs-Fehlerausdrucks basierend auf dem gleitenden Durchschnitt und Rechenoperationen und trigonometrischen Maßnahmen.
Verfahren zum Auswerten eines Ausgabesignals von einem Winkelgeber mit variabler Reluktanz, drehbar gekoppelt mit einem drehbaren Element einer Elektromaschine, worin das Verfahren Folgendes umfasst: das Zuführen eines sinusförmigen Erregungssignals an eine Erregerwicklung auf einem Stator des variablen Reluktanz-Winkelgebers; das dynamische Bestimmen von entsprechenden ersten und zweiten Ausgangssignalen von jeweiligen ersten und zweiten Sekundärwicklungen, angeordnet auf dem Stator des variablen Reluktanz-Winkelgebers; das Bestimmen einer Vielzahl von Datensätzen, worin jeder Datensatz digitalisierte Zustände des sinusförmigen Erregungssignals und der entsprechenden ersten und zweiten Ausgangssignale beinhaltet; das arithmetische Kombinieren der digitalisierten Zustände des Erregungssignals und der entsprechenden ersten und zweiten Ausgangssignale für jeden der Datensätze, das Bestimmen eines gleitenden Durchschnitts der arithmetisch verknüpften digitalisierten Zustände des Erregungssignals und der entsprechenden ersten und zweiten Ausgangssignale für eine einzige Periode des sinusförmigen Erregungssignals; das Bestimmen eines Phasenverschiebungs-Fehlerausdrucks basierend auf dem gleitenden Durchschnitt; und das Bestimmen einer Phasenverschiebung zwischen dem sinusförmigen Erregungssignal und den entsprechenden ersten und zweiten Ausgangssignale basierend auf dem Phasenverschiebungs-Fehlerausdruck.
Verfahren nach Anspruch 9, ferner umfassend das Bestimmen des Phasenverschiebungs-Fehlerausdrucks basierend auf dem gleitenden Durchschnitt und Rechenoperationen und trigonometrischen Maßnahmen.