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Die Erfindung betrifft eine Messanordnung zur Strommessung mittels eines als Leiterbahnabschnitt einer Leiterplatte ausgebildeten Messwiderstands gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
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Aus der gattungsbildenden
DE 10 2006 007 741 A1 ist eine Messanordnung zur Strommessung bekannt, bei welcher in einer Leitung eines elektrischen Schaltkreises als Messwiderstand, auch Shuntwiderstand genannt, eine stromführende Leiterbahn des Schaltkreises verwendet wird. Werksseitig wird der absolute Widerstand der Leiterbahn zwischen zwei Spannungsabnahmepunkten aus einer Kalibriermessung mittels eines Teststroms ermittelt. Der Temperaturgang des Widerstands der Leiterbahn ist bekannt. Zur Strommessung wird der Spannungsabfall zwischen den Spannungsabnahmepunkten dieser Leiterbahn gemessen. Die Temperatur der Leiterbahn wird über den Spannungsabfall bei einem aufgeprägten Teststrom an einer thermisch an den Messwiderstand angekoppelten Leiterbahn bekannten Widerstands und Temperaturgangs ermittelt. Bei guter thermischer Ankopplung dieser Leiterbahn an den Messwiderstand ist dies auch dessen Temperatur. Nachdem die Temperatur ermittelt worden ist, wird der absolute Widerstand der stromführenden Leiterbahn des Schaltkreises als Messwiderstand berechnet. Aus dem Spannungsabfall zwischen den Spannungsabnahmepunkten der stromführenden Leiterbahn und ihrem errechneten absoluten Widerstand wird schließlich der Strom berechnet.
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Ferner beschreibt auch die
DE 10 2006 006 328 A1 eine Messanordnung zur Strommessung mittels eines Messwiderstandes, der durch einen mäanderförmig ausgebildeten Leiterbahnabschnitt auf einer Leiterplatte gebildet wird. Zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit des als Leiterbahnabschnitt ausgebildeten Messwiderstandes ist ein Temperatursensor vorgesehen, der von der mäanderförmigen Leiterbahn teilweise umschlossen wird. Aus der mittels eines Messverstärkers verstärkten Messspannung des Messwiderstandes und einer mittels des Temperatursensors ermittelten Temperatur wird der aktuelle Widerstandswert des Messwiderstandes softwaremäßig berechnet. Durch eine Quotientenbildung zwischen dem Spannungsabfall an dem Messwiderstand und dessen aktuell bestimmten Widerstandswert wird der aktuelle Strom berechnet.
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Eine Messanordnung zur Strommessung mittels eines als Einzelbauteil ausgebildeten Messwiderstandes beschreibt auch die
DE 102 11 117 A1 . Zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Messwiderstandes ist als Kompensationswiderstand um denselben in seiner Längserstreckung zwischen seinen Abgriffen eine Wicklung eines Drahtes aus dem gleichen Material, bspw. Kupfer wie der Messwiderstand gewickelt. Diese Wicklung kann auch bifilar ausgeführt sein. Diese temperaturkompensierende Wicklung aus Kupfer hat dann den gleichen Temperaturkoeffizienten wie der Messwiderstand und bildet über die Wicklungslänge das Temperaturprofil des innerhalb der Wicklung sich befindenden Messwiderstandes ab, weshalb diese Wicklung als Kompensationswiderstand optimal zur Temperaturkompensation geeignet ist.
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Gemäß dieser
DE 102 11 117 A1 wird der als Wicklung um den Messwiderstand ausgeführte Kompensationswiderstand seriell mit dem Messwiderstand verschaltet und mit einem als nicht-invertierenden Verstärker beschalteten Operationsverstärker gekoppelt. Der Rückkopplungszweig dieses Operationsverstärkers wird dabei durch den Kompensationswiderstand gebildet, der an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers angeschlossen ist. Am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers ist der Messwiderstand angeschlossen. Der Ausgang des Operationsverstärkers liefert ein den Stromwert repräsentierendes und temperaturkompensiertes Messsignal. Zudem wird in dieser
DE 102 11 117 A1 als Messschaltung anstelle eines nichtinvertierenden Operationsverstärkers ein als invertierender Verstärker beschalteter Operationsverstärker vorgeschlagen.
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Ausgehend von diesem Stand der Technik ist es Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Messanordnung zur Strommessung der eingangs genannten Art zu schaffen.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Messanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1.
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Eine solche Messanordnung zur Strommessung mittels eines Messwiderstandes mit einem positiven Temperaturkoeffizienten, welcher als Leiterbahnabschnitt einer Leiterplatte ausgebildet ist, ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass
- – die Leiterplatte als Mehrlagenleiterplatte ausgebildet ist,
- – der Messwiderstand als Leiterbahnabschnitt einer Innenlage der Mehrlagenleiterplatte ausgebildet ist,
- – zur Temperaturkompensation des Messwiderstandes ein Kompensationswiderstand vorgesehen ist, welcher als Einzelbauteil auf einer Bestückoberfläche der Leiterplatte in einer mit dem Bereich des Leiterbahnabschnittes senkrecht fluchtenden Position angeordnet ist, wobei das Trägermaterial der Leiterplatte zwischen der den Leiterbahnabschnitt tragenden Innenlage und dem Einzelbauteil als Kompensationswiderstand eine thermische Kopplung bewirkt,
- – der Kompensationswiderstand mit dem Temperaturkoeffizienten des Messwiderstandes ausgebildet ist,
- – der Messwiderstand und der Kompensationswiderstand als Reihenschaltung verbunden sind, wobei die Reihenschaltung an zwei Messeingänge einer Messschaltung angeschlossen ist,
- – die Messschaltung ausgebildet ist, ein den Stromwert repräsentierendes temperaturkompensiertes Messsignal zu erzeugen.
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Bei dieser erfindungsgemäßen Messanordnung erfolgt die Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Messwiderstandes ausschließlich hardwarebasiert, d.h. dass die von der Messschaltung gelieferte Messgröße zur Temperaturkompensation keine softwarebasierte Berechnung erfordert. Dies wird mittels eines Kompensationswiderstandes realisiert, der mit dem Messwiderstand über das dazwischenliegende Trägermaterial thermisch gekoppelt ist, also zusätzlich zu der in natürlicher Weise gegebenen thermischen Kopplung über elektrische Kontakte des Kompensationswiderstandes. Insbesondere weist diese erfindungsgemäße Messanordnung den Vorteil auf, dass Widerstände als Messwiderstand und als Kompensationswiderstand mit einem Temperaturkoeffizienten TK mit einem Wert von deutlich größer 100 eingesetzt werden können.
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Als Messschaltung eignet sich bspw. die aus der
DE 102 11 117 A1 bekannten Operationsverstärker mit einer nichtinvertierenden oder einer invertierenden Beschaltung.
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Weitere Vorteile der erfindungsgemäßen Messanordnung bestehen darin, dass die Beeinflussung der Messgröße „Strom“ durch die Messung reduziert wird, wodurch Verlustleistungen der Messgrößenwandlung ebenfalls reduziert werden. Des Weiteren werden parasitäre und unerwünschte montagebedingte Übergangswiderstände vermieden. Diese parasitäre Verlustleistungsreduktion ermöglicht ein kleineres Design auf der Leiterplatte, da in der Regel die Verlustleistung größenbestimmend in dem Layout der Leiterplatte ist.
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Nach einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die den Messwiderstand bildende Innenlage direkt benachbart zur Bestückungsoberfläche der Leiterplatte angeordnet. Damit wird eine optimale thermische Kopplung des Messwiderstandes an den Kompensationswiderstand erreicht. Vorzugsweise ist dabei die den Leiterbahnabschnitt als Messwiderstand bildende Innenlage als Masse der Messanordnung ausgebildet.
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Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gegeben, dass der den Messwiderstand bildende Leiterbahnabschnitt als eine innerhalb der Innenlage liegende zungenartige Freistanzung derselben ausgebildet ist. Dies bietet den Vorteil, dass es nicht erforderlich ist, zusätzliche Durchkontaktierungen in eine andere Leiterplattenebene der Mehrlagenleiterplatte zu realisieren oder zusätzlich solche Durkontaktierungen zu benutzen. In der Regel existiert der Masseanschluss (GND) als durchgehende Innenlage die zur Realisierung des Messwiderstandes benutzt werden kann. Falls der Messwiderstand als Leiterbahnabschnitt an einem positiven Potenzial angebunden wird, gibt es auch hierfür eine entsprechende Innenlage. Durch die Reduzierung der Durchkontaktierungen ist es möglich, parasitäre Übergangswiderstände im Layout und damit die Verlustleistung im Steuergerät zu reduzieren. Teilweise ist dadurch auch eine Verbesserung des Versorgungsspannungsbereichs der anzusteuernden Last zu erreichen.
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Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist der Kompensationswiderstand als Chip-Bauteil mit einer Kleinsignalinduktivität ausgebildet. Damit ist es möglich, marktgängige und damit kostengünstige Bauteile einzusetzen, wobei sich herausgestellt hat, dass die Kleinsignalinduktivität bis in den Bereich einiger mH keine negative Auswirkung auf die Temperaturkompensation hat.
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Besonders vorteilhaft ist es, wenn weiterbildungsgemäß die Messschaltung als Verstärker mit einer Rückkopplung ausgebildet ist. Vorzugsweise ist dabei die Messschaltung als nichtinvertierender Operationsverstärker ausgebildet, wobei die Rückkopplung von einem temperaturunabhängigen Widerstand und dem temperaturabhängigen Kompensationswiderstand gebildet wird und die von dem Messwiderstand erzeugte Messspannung als Eingangsspannung dem Operationsverstärker zugeführt ist.
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Schließlich kann anstelle eines als nichtinvertierender Verstärker beschalteten Operationsverstärkers auch ein Komparator mit einem Sigma-Delta-Wandler eingesetzt werden. Dies bietet den Vorteil, dass bei einer Integration der Messanordnung in einem integrierten Schaltkreis (IC) eine einfache AD-Wandlung der Messspannungen durchgeführt werden kann, da für eine solche AD-Wandlung zueinander passende und geschaltete Stromquellen auf dem integrierten Schaltkreis zur Verfügung stehen, die sehr gut und einfach in dem integrierten Schaltkreis realisierbar sind. Ein AD-Wandlungsumweg über eine Spannung kann damit entfallen.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren beschrieben und erläutert. Es zeigen:
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1 ein schematisches Schaltbild einer Leistungsendstufe für einen Elektromotor in einer H-Brücke mit einem Low-Side-Widerstand als Messwiderstand,
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2 eine Schnittdarstellung durch eine Multilayer Leiterplatte mit einem Messwiderstand und einem zu gehörigen Kompensationswiderstand gemäß der erfindungsgemäßen Messanordnung,
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3 eine Schnittdarstellung einer den Kompensationswiderstand realisierenden Innenlage der Leiterplatte gemäß 2,
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4 ein Schaltbild einer Messanordnung als Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einer einen Operationsverstärker in nichtinvertierender Beschaltung aufweisenden Messschaltung, einem Messwiderstand und einem Kompensationswiderstand gemäß den 2 und 3, und
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5 ein Schaltbild einer Messanordnung als weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einer alternativen Messschaltung, einem Messwiderstand und einem Kompensationswiderstand gemäß den 2 und 3.
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Zur Regelung eines als Aktuator eingesetzten Elektromotors ist die Erfassung des Betriebsstromes mittels eines Messwiderstandes (Shuntwiderstand) erforderlich. Ein solcher Elektromotor M ist bspw. mittels einer H-Brücke aus Leistungstransistoren T1 bis T4 gesteuert, wobei zur Messung eines Laststromes IL ein Low-Side-Widerstand als Messwiderstand RM verwendet wird, wie dies schematisch in 1 dargestellt ist. Die H-Brücke wird von einer Betriebsspannung VCC versorgt. Als Messwiderstand kann natürlich auch ein High-Side-Widerstand verwendet werden.
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Dieser Messwiderstand RM wird in einer in 4 dargestellten erfindungsgemäßen Messanordnung als Leiterbahnabschnitt einer Leiterbahn einer Mehrlagenleiterplatte (Multilayer-Leiterplatte) realisiert. Eine solche Mehrlagenleiterplatte 1 zeigen ausschnittsweise die 2 und 3. Diese Mehrlagenleiterplatte 1 weist mehrere Innenlagen auf, wobei mit der direkt unter einer Bestückebene 1.0 liegenden Innenlage 1.1 der Messwiderstand RM als Leiterbahnabschnitt 2 realisiert ist. Dieser Messwiderstand RM weist einen entsprechend dem Leitermaterial der Mehrlagenleiterplatte 1 entsprechenden Temperaturkoeffizienten TK auf, entspricht also demjenigen von Kupfer, das als Leitermaterial dieser Mehrlagenleiterplatte 1 eingesetzt wird.
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Dieser Leiterbahnabschnitt 2 ist gemäß 3 zungenförmig mit einer Breite B und einer Länge L in der Art einer zungenförmigen Freistanzung ausgeführt, wobei die Länge L durch den Abstand zweier als Durchkontaktierungen ausgeführten Anschlüsse A2 um A3 gegeben ist. Der Laststrom IL (bspw. des Motors M gemäß 1) wird einer Durchkontaktierung A1 mit Anschluss an die Innenlage 1.1 zugeführt, so dass der Laststrom IL über den Leiterbahnabschnitt 2 und anschließend über den Verbindungsbereich 2.0 der Zungenform des Leiterbahnabschnittes 2 mit der Innenlage 1.1 auf dieselbe abfließt, wobei diese Innenlage 1.1 nach 4 als Masse der Messanordnung dient.
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Gemäß 2 ist direkt oberhalb dieses Leiterbahnabschnittes 2 ein Chip-Bauteil K auf der Bestückoberfläche 1.0 angeordnet, das in dem Schaltbild gemäß 4 als Kompensationswiderstand R1 bezeichnet ist und zur Temperaturkompensation des temperaturabhängigen Messwiderstandes RM eingesetzt ist. Nach 3 ist in einer Draufsicht auf die Innenlage 1.1 die gestrichelt angedeutete Position des Chip-Bauteils K relativ zu dem Leiterbahnabschnitt 2 zu erkennen. Hiernach befindet sich in einer senkrechten Projektion auf den Leiterbahnabschnitt 2 das Chip-Bauteil K in einem mittleren Bereich der Zungenform des Leiterbahnabschnittes 2.
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Um eine solche Temperaturkompensation zu ermöglichen, weist zum einen dieses Chip-Bauteil K den gleichen Temperaturkoeffizienten TK wie der aus dem Leiterbahnmaterial gebildete Messwiderstand RM auf und zum anderen sind diese beiden Komponenten, also das Chip-Bauteil K und der Leiterbahnabschnitt 2 benachbart zueinander angeordnet, so dass hierdurch eine thermische Kopplung entsteht, d.h. dass das Chip-Bauteil K in gleicher Weise erwärmt wird wie der durch den Laststrom IL erwärmte Leiterbahnabschnitt 2 bzw. die gleiche Temperatur besitzt, wenn die Temperaturänderung von außen eingebracht wird. Gemäß den 2 und 3 ist das Chip-Bauteil K mit der Position des als Messwiderstand RM dienenden Leiterbahnabschnittes 2 senkrecht fluchtend auf der Bestückoberfläche 1.0 angeordnet. Die Innenlage 1.1, mit welcher der Leiterbahnabschnitt 2 realisiert ist, befindet sich direkt benachbart zur Bestückoberfläche 1.0 der Mehrlagenleiterplatte 1, so dass sich zwischen diesen beiden Ebenen lediglich dünnes Trägermaterial der Mehrlagenleiterplatte 1 befindet, wodurch eine hohe thermische Kopplung des von dem Laststrom IL durchflossenen Leiterbahnabschnittes 2 an das Chip-Bauteil K sichergestellt ist.
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Dieses Chip-Bauteil K ist mit einem Anschluss mit dem Anschluss A3 des Leiterbahnabschnittes 2 verbunden, während der andere Anschluss als Messsignalleitung L1 einer Messschaltung MS (vgl. 4) zugeführt wird. Eine weitere Messsignalleitung L2 ist mit dem anderen Anschluss A2 des Leiterbahnabschnittes 2 verbunden und wird ebenso der Messschaltung MS zugeführt (vgl. 4).
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Für den Leiterbahnabschnitt 2 als Messwiderstand RM ist es vorteilhaft, wenn dessen Widerstandswert zwischen 250µOhm und 1,2 mOhm beträgt, um Motorspitzenströme bis ca. 120A aufzulösen. Der Kompensationswiderstand R1 sollte einen Widerstandswert von ca. 5 bis 10 Ohm aufweisen. Das Widerstandsmaterial für das Chip-Bauteil K als Kompensationswiderstand R1 entspricht dem Material des als Messwiderstand RM realisierten Leiterbahnabschnittes 2, um eine möglichst genaue Übereinstimmung der Temperaturkoeffizienten dieser beiden Bauteile sicherzustellen. Das Chip-Bauteil K kann auch eine Kleinsignalinduktivität bis zu wenigen mH aufweisen, ohne dass dies eine negative Folge auf die Temperaturkompensation des Messwiderstandes RM hätte.
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Im Folgenden sollen der Aufbau und die Funktionsweise der Messschaltung MS nach 4 erläutert werden.
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Diese Messschaltung MS nach 4 umfasst einen Operationsverstärker OP, der als nichtinvertierender Verstärker beschalteten ist. Diese Beschaltung als nichtinvertierender Verstärker umfasst in bekannter Weise die aus der Rückkopplung bestehenden Widerstände R1 und R2, wobei der Widerstand R1 dem als Chip-Bauteil K ausgeführten Kompensationswiderstand entspricht und der Widerstand R2 temperaturunabhängig ist.
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Der Widerstand R2 ist zwischen dem Ausgang A des Operationsverstärkers OP und dessen invertierenden Eingang, während der Kompensationswiderstand R1 zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP und der Masse GND geschaltet ist.
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Zwischen dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP und der Masse GND ist der Messwiderstand RM geschaltet, dessen Spannungsabfall als Eingangsspannung Ue an dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP anliegt. Damit ist die Reihenschaltung aus dem Kompensationswiderstand R1 und dem Messwiderstand RM mit den beiden Messeingängen der Messschaltung MS, das sind der nichtinvertierende und der invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP, verbunden.
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Die Ausgangsspannung Ua der Messschaltung gemäß 4 ergibt sich in für den Fachmann bekannter Weise gemäß folgender Formel: Ua = Ue × (1 + R2/R1).
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Der Kompensationswiderstand R1 weist den gleichen Temperaturkoeffizienten TK wie der Messwiderstand RM auf, d.h. die Ausgangsspannung Ua nimmt mit zunehmender Temperatur des Kompensationswiderstandes A1 ab, d.h. die Verstärkung der Messschaltung MS nimmt mit zunehmender Temperatur des Messwiderstandes RM ab.
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Da an den beiden Eingängen des Operationsverstärkers OP nur die Differenzspannung UD zwischen der Messspannung UM (d.h. der Eingangsspannung Ue) und dem Spannungsabfall UK an dem Kompensationswiderstand R1 aus geregelt wird und die beiden Widerstände R1 und RM einen identischen Temperaturkoeffizienten aufweisen sowie thermisch gekoppelt sind, wird der durch eine weitgehend identische Erwärmung der beiden Widerstände R1 und RM bewirkte Erhöhung des Spannungsabfalls kompensiert. D.h., die Regelung der Ströme durch die beiden Widerstände R1 und RM mittels des Operationsverstärkers OP erfolgt derart, dass an den beiden Widerständen R1 und RM der gleiche Spannungsabfall entsteht. Damit steht am Ausgang A des Operationsverstärkers OP ein temperaturkompensiertes Ausgangssignal Ua zur Verfügung, welches den Stromwert des Laststromes IL repräsentiert.
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Dieses Ausgangssignal Ua wird über einen Widerstand R3 zur weiteren Aufbereitung einem Digital-Analog-Wandler DA zugeführt.
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Zur Offseteinstellung des Operationsverstärkers OP wird mittels eines Digital-Analog-Wandlers oder PWM modulierten Rechtecksignals ein temperaturnachgeführter Wert auf die Eingangsspannung am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP aufaddiert. Hierzu ist ein entsprechender Steuerausgang StA über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R4 und einem Widerstand R5 mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP verbunden, wobei der Verbindungszweig dieser beiden Widerstände R4 und R5 über eine Kapazität C auf die Masse GND gelegt ist.
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Gemäß 4 sind die aufgeführten Komponenten auf der Leiterplatte 1 zusammen mit weiteren nicht genannten Komponenten angeordnet, wobei außer dem Messwiderstand RM sowie dem Chip-Bauteil K als Kompensationswiderstand R1 alle aufgeführten Komponenten in einem integrierten Schaltkreis realisiert sein können, um eine kostengünstigere Realisierung zu erhalten. Die 5 zeigt eine alternative Messschaltung MS, die auf einem integrierten Schaltkreis (IC) realisiert ist. Diese Messschaltung MS umfasst einen Komparator Comp, einen Sigma-Delta-Wandler Σ/Δ sowie mehrere von dem Ausgang dieses Sigma-Delta-Wandlers Σ/Δ geschalteten Stromquellen S. Den beiden Eingängen des Komparators Comp werden die Messspannung UM über eine Messsignalleitung L2 und der Spannungsabfall UK des Kompensationswiderstandes R1 über eine Messsignalleitung L1 zugeführt. Der Ausgang dieses Komparators Comp ist auf den Eingang des Sigma-Delta-Wandlers Σ/Δ geführt. Die Stromquellen S werden von dem Ausgang des Sigma-Delta-Wandlers Σ/Δ geschaltet.
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Die Wirkungsweise eines solchen Sigma-Delta-Wandlers Σ/Δ ist dem Fachmann bekannt und daher nicht im Detail beschrieben. Der Komparator Comp erfasst den Unterschied zwischen der Messspannung UM und dem Spannungsabfall UK des Kompensationswiderstandes R1, so dass in Abhängigkeit dieses Unterschiedes die Stromquellen S von dem Sigma-Delta-Wandler Σ/Δ angesteuert werden. Die Ansteuerung erfolgt derart, dass der Unterschied zwischen UM und UK zu Null (+–1 Digit) geregelt wird. Sind die Stromquellen S beispielsweise über die Potenz 2n gestaffelt, ergibt sich daraus der digitale Rohwert des zu wandelten und zu messenden Laststroms IL. Mit diesem Ausführungsbeispiel wird gezeigt, wie der Einsatz von integrierten und angepassten Stromquellen S in einem integrierten Schaltkreis IC für die Bereitstellung des Stroms im Kompensationswiderstand zum Angleichen von UM und UK vorteilhaft genutzt werden kann.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Mehrlagenleiterplatte
- 1.0
- Bestückoberfläche der Mehrlagenleiterplatte 1
- 1.1
- Innenlage der Mehrlagenleiterplatte 1
- 2
- Leiterbahnabschnitt der Innenlage 1.1
- 2.0
- Verbindungsbereich des Leiterbahnabschnittes 2 zur Innenlage 1.1
- A1
- Durchkontaktierung der Mehrlagenleiterplatte 1
- A2
- Anschluss der Mehrlagenleiterplatte 1
- A3
- Anschluss der Mehrlagenleiterplatte 1
- B
- Breite des Leiterbahnabschnittes 2
- C
- Kapazität
- Comp
- Komparator
- DA
- Digital-Analog-Wandler
- GND
- Masse
- IL
- Laststrom
- K
- Chip-Bauteil
- L
- Länge des Leiterbahnabschnittes 2
- L1
- Messsignalleitung
- L2
- Messsignalleitung
- M
- Elektromotor
- MS
- Messschaltung
- OP
- Operationsverstärker
- R1
- Kompensationswiderstand
- R2
- temperaturunabhängiger Widerstand
- R3
- Widerstand
- R4
- Widerstand
- R5
- Widerstand
- RM
- Messwiderstand
- S
- Stromquellen
- StA
- Steuerausgang
- Ua
- Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OP
- Ue
- Eingangsspannung des Operationsverstärkers OP
- UK
- Spannungsabfall am Kompensationswiderstand R1
- UM
- Messspannung des Messwiderstandes RM
- VCC
- Betriebsspannung
- Σ/Δ
- Sigma-Delta-Wandler
- T1–T4
- Leistungstransistoren
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102006007741 A1 [0002]
- DE 102006006328 A1 [0003]
- DE 10211117 A1 [0004, 0005, 0005, 0010]
