DE102016119419B4 - Universelle Sensorschnittstelle eines Maschinenüberwachungssystems - Google Patents

Abstract

Sensorleistungs- und Signalaufbereitungsschaltung eines Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmoduls, wobei die Sensorleistungs- und Signalaufbereitungsschaltung umfasst:
einen Sensorschnittstellenverbinder, der betreibbar ist, um mit mehreren Arten von Sensoren zu verbinden, die an einer Maschine angebracht werden können, um verschiedene Eigenschaften der Maschine zu überwachen, wobei der Sensorschnittstellenverbinder zum Empfangen eines analogen Sensorsignals, das durch einen angeschlossenen Sensor erzeugt wird, ausgelegt ist,
eine Signalaufbereitungsschaltungsanordnung zum Aufbereiten des analogen Sensorsignals, wobei die Signalaufbereitungsschaltungsanordnung umfasst:
mehrere Sensorsignalaufbereitungsschaltungen, wobei jede Sensorsignalaufbereitungsschaltung zum Aufnehmen eines Sensorsignaleingangsbereichs ausgelegt ist, der von einem oder mehreren Sensorsignaleingangsbereichen verschieden ist, die von anderen der Sensorsignalaufbereitungsschaltungen aufgenommen werden; und
einen ersten softwaresteuerbaren Schalter zum Auswählen einer der mehreren Sensorsignalaufbereitungsschaltungen zum Empfangen des analogen Sensorsignals, das durch den angeschlossenen Sensor erzeugt wird, wobei der erste softwaresteuerbare Schalter durch ein Eingangsbereichsauswahlsignal gesteuert wird;
eine Sensorleistungsversorgungsschaltungsanordnung zum Liefern von Leistung an den angeschlossenen Sensor, wobei die Sensorleistungssteuerschaltungsanordnung umfasst:
mehrere einzeln auswählbare Sensorleistungsschaltungen, wobei jede Sensorleistungsschaltung zum Liefern von Leistung über einen Spannungsbereich ausgelegt ist, der von einem oder mehreren Spannungsbereichen verschieden ist, die von anderen der Sensorleistungsschaltungen bereitgestellt werden; und
einen zweiten softwaresteuerbaren Schalter zum Auswählen einer der mehreren Sensorleistungsschaltungen zum Liefern von Leistung an den angeschlossenen Sensor, wobei der zweite softwaresteuerbare Schalter durch ein Leistungsbereichsauswahlsignal gesteuert wird;
eine Konfigurationsschaltung zum Erzeugen eines oder mehrere des Eingangsbereichsauswahlsignals und des Leistungsbereichsauswahlsignals, wobei das Leistungsbereichsauswahlsignal zumindest teilweise auf einer Anwenderauswahl eines Sensortyps des angeschlossenen Sensors basiert; und
eine Analog/Digital-Umsetzerschaltung zum Umsetzen des analogen Schwingungssignals in ein digitales Schwingungssignal.

Description

• GEBIET
• Diese Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Maschinensteuerung und der Maschinenzustandsüberwachung. Insbesondere bezieht sich diese Erfindung auf eine universelle Sensorschnittstelle zum Aufnehmen von mehreren Sensortypen zum Einsatz in einem Maschinenüberwachungssystem.
• HINTEGRUND
• In herkömmlichen Maschinenschutz- und Maschinenvorhersage-Überwachungssystemen werden verschiedene Sensorentypen wie beispielsweise Wirbelstromsensoren, seismische Sensoren, passive Magnetsensoren, piezoelektrische Sensoren, Hall-Effekt-Sensoren und Niederfrequenzsensoren verwendet, um verschiedene Eigenschaften einer Maschine zu messen. Jeder dieser Sensortypen hat einzigartige Merkmale, die sich auf Sensorversorgungsspannungen und -stromstärken und Signalausgangsspannungsbereiche beziehen. Um diese vielen unterschiedlichen Sensortypen aufzunehmen, müssen eine große Anzahl von verschiedenen Sensoreingangsmodulen entwickelt, getestet und gelagert werden. Separate Module werden typischerweise ebenfalls für Drehzahlmessereingaben benötigt. Wenn ein einzelnes Sensorschnittstellenmodul all diese verschiedenen Sensoren und Messungen bewältigen könnte, wäre die Projektverwaltung einfacher, Produktion und Instandhaltung wären kostengünstiger und die Anzahl an Vorrichtungen im Lager und an benötigten Ersatzteilen könnte deutlich verringert werden.
• Das Versorgen von mehreren Sensoren mit Leistung aus einer einzelnen Multikanal-Schwingungserfassungskarte machte traditionell eine hinderliche Schaltungskomplexität notwendig, und zwar aufgrund von Überlegungen zur praktischen Anwendung, die umfassen:
• - Vermeidung von potentiellen nachteiligen Konsequenzen, die aus einem Sensor- oder Verdrahtungsfehler entstehen und zu einer verringerten Sensorleistung führen und umfassen:
  • - Schaden an der unmittelbaren Hardware;
  • - übermäßigen Leistungsverlust, der Rauch- oder Feuergefahr verursacht;
  • - übermäßige Anforderungen an die einzelne Sensorleistungsversorgung;
  • - nachteiligen Einfluss auf eine intakte Funktionsfähigkeit benachbarter Sensoren;
  • - Erzeugung inkorrekter Steuer- oder Alarmwerte, die aus nachteilig beeinflussten Messungen von benachbarten Sensoren resultieren; und
  • - totalen Ausfall der Erfassungskarte;
• - Vermeidung von potentiellen nachteiligen Konsequenzen, die aus mehreren gleichzeitigen Sensorverdrahtungsausfällen entstehen und umfassen:
  • - nachteiligen Einfluss auf Karten, die zu der ausgefallenen Karte benachbart sind und dieser vorgeschaltet sind;
  • - übermäßige Anforderungen an die Sensorleistungsversorgungen auf der Ebene der gemeinsamen Platine und die vorgeschalteten Sensorleistungsversorgungen;
  • - übermäßigen Temperaturanstieg innerhalb des Systemgehäuses; und
  • - totalen Ausfall des Erfassungssystem;
• - Minimierung nachteiliger Datenintegritätseffekte in intakten Sensorkanälen, die aus dem Kontaktflattern von defekten oder losen benachbarten Sensorverdrahtungsverbindungen entstehen;
• - Minimierung nachteiliger Datenintegritätseffekte in intakten Sensorkanälen, die aus der Praxis der „Heißverdrahtung“ von benachbarten Sensorverbindungen entstehen;
• - Vermeidung nachteiliger Konsequenzen, die aus einer Sensoranschluss-Fehlverdrahtung, z. B. durch Verbinden eines +24V-Ausgangs mit einem -24V-Ausgang, entstehen;
• - Vermeidung nachteiliger Konsequenzen, die aus einem Verbinden einer externen Gleichstromspannungsquelle mit einem Sensorversorgungsausgang entstehen; und
• - Minimierung von Sofortenergie, die für die Erzeugung gefährlicher Funken verfügbar ist (bezieht sich auf sicherheitskritische Umgebungen, beispielsweise Class 1, Division 2).
• Die obigen Überlegungen können beträchtliche Herausforderungen beim Verwirklichen von kostengünstigen und platzbeschränkten Implementierungen von Sensorleistungsversorgungsschaltungen darstellen. Es besteht ein Mangel an effektiven integrierten Lösungen von Herstellern elektronischer Bauteile, möglicherweise aufgrund der ungewöhnlichen Natur der Sensorleistung, d. h. einer relativ hohen Gleichspannung bei relativ niedriger Stromstärke. Es ist üblicher, integrierte Lösungen für den gespiegelten Zustand aus niedriger Spannung und hoher Stromstärke zu finden.
• Hardwareimplementierungen von Sensorschnittstellen im Stand der Technik wenden verschiedene kombinierte Techniken an, um die insgesamt gewünschten Leistungsziele zu erreichen. Diese Techniken beinhalten tendenziell eine hohe Komplexität und Überdimensionierung von Komponenten und Leistungsversorgungen und sind oft nicht mit praktischen Platzbeschränkungen verträglich. Grundsätzlich sollte eine umfassende Sensorversorgungsimplementierung für eine Mehrkanal-Sensorschnittstellenkarte:
• (1) eine schnelle (nahezu sofortige) Begrenzungsantwort auf einen Kurzschlussfehler liefern;
• (2) eine genaue Begrenzungsantwort auf einen Kurzschlussfehler liefern;
• (3) einen kontinuierlichen Kurzschlussfehler überleben;
• (4) mehrere gleichzeitige kontinuierliche Kurzschlussfehler bei einer ununterbrochenen elektrischen und thermischen Integrität des Erfassungssystems überleben;
• (5) sich automatisch von Kurzschlussfehlern erholen;
• (6) den Energieverbrauch bzw. die Energieverschwendung im Falle eines Fehlerzustands reduzieren;
• (7) nachteilige Effekte eines fehlerhaften Kanals von unbeteiligten Kanälen auf derselben Karte isolieren;
• (8) nachteilige Effekte von „Störungen“ durch lose Kabelabschlüsse aus unbeteiligten Kanälen auf derselben Karte isolieren;
• (9) vor schädlichen Effekten schützen, die sich aus der Praxis der „Heißverdrahtung“ von Sensoren ergeben;
• (10) die Karte und das System vor erwartbaren Installationsverdrahtungsfehlern schützen; und
• (11) die Verfügbarkeit von funkeninduzierender Energie für die Feldverdrahtung minimieren.
• Obwohl die sinnvolle Anwendung von diskreten Halbleitern die obige Eigenschaft (1) verwirklichen kann, zeigen die elektrischen Gleichstromparameter dieser Vorrichtungen eine deutliche Variabilität, und zwar insbesondere dann, wenn sie über den industriellen Temperaturbereich bewertet werden. Diese Variabilität behindert die Fähigkeit, die Eigenschaft (2) zu erzielen, wenn die gleiche Schaltungsanordnung verwendet wird, wie sie zum Erreichen der Eigenschaft (1) verwendet wird. Alternativ kann man die Eigenschaft (2) unter Verwendung eines gemeinsamen Operationsverstärkers leicht implementieren, wobei die resultierende Lösung eine Ansprechzeit aufweist, die zu langsam ist, um die Eigenschaft (1) zu erzielen. Daraus folgt, dass es sinnvoll ist, den Operationsverstärker und die diskreten Lösungen zusammen in einem parallelen Weg zu kombinieren, wodurch eine grobe, aber nahezu sofortige Begrenzung erreicht wird, die sich schließlich auf eine genaue langfristige Begrenzung einpendelt. Dieser Ansatz wurde im Stand der Technik umgesetzt. Aufgrund der Variabilität des anfänglichen Grobbegrenzungsstadiums ist das Verfahren jedoch kein optimaler Ansatz zum Realisieren der obigen Eigenschaften (7), (8), (9) und (11).
• Was gewünscht ist, ist eine universelle Sensorschnittstelle für ein Maschinenschutz- und Maschinenvorhersage-Überwachungssystem, das eine Sensorleistungssteuerschaltung enthält, die alle oben aufgeführten Eigenschaften (1) bis (11) in angemessener Weise erzielt.
• DE 10 2015 009 678 A1 zeigt ein Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmodul, welches auf der Grundlage von Schwingungssignalen Maschinenschwingungsdaten verarbeitet und die Maschinenschwingungsdaten für ein verteiltes Steuersystem bereitstellt. Ein Betreibercomputer des verteilten Steuersystems führt eine Softwareanwenderschnittstelle aus, die auf der Grundlage eines ausgewählten Maschinenmessungstyps relevante Konfigurationsparameter in der Weise filtert, dass auf dem Anwenderschnittstellenbildschirm nur jene Parameter erscheinen, die auf den ausgewählten Messungstyp anwendbar sind. Ferner werden Konfigurationsparameter für einzelne Messwerte innerhalb des Messungstyps nur verfügbar gemacht, wenn ein bestimmter Messwert für die Erfassung ausgewählt ist. Dies vereinfacht stark die Informationen, die auf der Konfigurationsanwenderschnittstelle angezeigt werden.
• US 2016 / 0 025 599 A1 offenbart ein Field Programmable Gate Array (FPGA) in einem Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmodul (MHM-Modul), welches eine Schnittstellenschaltungsanordnung, eine Schwingungsdaten-Verarbeitungsschaltungsanordnung und eine Drehzahlmesserdaten-Verarbeitungsschaltungsanordnung enthält. Die Schnittstellenschaltungsanordnung demultiplexiert einen synchronen seriellen Datenstrom, der mehrere multiplexierte Datenkanäle umfasst, die jeweils Maschinenschwingungsdaten oder Drehzahlmesserdaten enthalten, in getrennte Eingangsdatenströme. Die Schwingungsdaten-Verarbeitungsschaltungsanordnung umfasst parallele Verarbeitungskanäle für die getrennten Eingangsdatenströme, die Schwingungsdaten enthalten, wobei jeder Kanal ein Hochpassfilter, zwei Stufen von Integrationsschaltungen, ein digitales Trackingbandpassfilter und mehrere parallele Skalarberechnungskanäle enthält. Die Drehzahlmesserdaten-Verarbeitungsschaltungsanordnung verarbeitet die Drehzahlmesserdaten, um die Drehzahl z. B. in min-1 und andere Werte zu erzeugen. Ein Koppelpunktschalter in der FPGA verteilt Drehzahlmessersignale zwischen MHM-Modulen in einem verteilten Steuersystem und ermöglicht dadurch, dass mehrere Module Drehzahlmesserinformationen gemeinsam nutzen.
• US 8 700 828 B2 offenbart eine Methode, ein System, und ein Gerät einer universellen Schnittstelle, die mit einem oder mehreren Sensoren kompatibel ist. Gemäß einer Ausführungsform umfasst die Methode die Erfassung eines elektrischen Stromsignals einer externen Quelle bei einem universellen Schnittstellengerät; die Kommunikation mit dem einen oder den mehreren Sensoren, die an das universelle Schnittstellengerät angebunden sind; die Einstellung des elektrischen Stromsignals bei dem universellen Schnittstellengerät; das Empfangen einer Ausgabe des einen oder der mehreren Sensoren, die auf Basis des angepassten elektrischen Stromsignals arbeiten; das Konvertieren der Ausgabe in eine passende Form; die Mitteilung der passenden Form an die Schnittstelle; und das Übermitteln der Ausgabe des einen oder der mehreren Sensoren an eine oder mehrere Datenverarbeitungsanlagen, welche mit dem universehen Schnittstellengerät kommunikativ verbunden sind.
• US 6 115 654 A offenbart ein universelles Sensorschnittstellensystem, welches eine einheitliche Hardware- und Softwareschnittstelle verwendet, um viele Arten von Sensoren anzusteuern. Eine Vielzahl von Stimulationssignalen wird generiert, welche an die Vielzahl der Sensoren übermittelt wird. Die Stimulationssignale veranlassen die Sensoren, Antwortsignale zu generieren in der Form parametrischer Messungen, welche daraufhin in ein einheitliches Format konvertiert werden. Die Sensorantwortsignale werden verarbeitet und als brauchbare Eingaben an einen Datenverarbeitungsapparat ausgegeben.
• Ranasinghe et al: Reconfigurable Universal Sensor Interface for Distributed Wireless Sensor Nodes. International Conference on Advances in ICT for Emerging Regions (ICTer), 2013, 189-193. IEEE Xplore [online] offenbart rekonfigurierbare universelle Sensorschnittstellen für verteilte drahtlose Sensorknoten. Hierzu wird eine programmierbare Mischsignal-Hardwarearchitektur verwendet, wodurch ein Netzwerkknoten Signale von einer Vielzahl von verschiedenen Sensoren erhalten kann.
• ZUSAMMENFASSUNG
• Um die Gleichstromparametervariabilität in dem diskreten Bipolartransistor zu überwinden und seine schnelle Antwort auf Transienten voll auszunutzen, muss der hochvariable Parameter der Basis-Emitter-Einschaltspannung (V_BEon ) aus der Gleichung entfernt werden. Ausführungsformen der hierin beschriebenen Erfindung erfüllen diese Anforderung durch Verwendung eines kleinen Kondensators, um den momentanen Gleichstrombetriebswert von V_BEon unabhängig von dieser Spannung zu halten, in geeigneter Weise. Da sich die Spannung an einem Kondensator nicht sofort ändern kann, kann dieser gehaltene Wert über einen sehr kurzen Zeitraum als Stromsteuerungsreferenz für den Transistor fungieren, z. B. unmittelbar nach einem Ausgangskurzschlussereignis. Bevorzugte Ausführungsformen stellen auch einen ausreichend schnellen sekundären Steuermechanismus für die unbegrenzt längere Zeitdauer unmittelbar nach dem anfänglichen Fehlerereignis bereit.
• Obwohl die Verwendung eines Kondensators das Problem der V_BEon -Variabilität während des Anfangsstadiums eines Fehlers überwinden kann, beeinträchtigt die Ansprechzeit eines typischen Operationsverstärkers seine Fähigkeit, den Folge-Steuermechanismus bereitzustellen. Ein Komparator scheint dieser Funktion besser zu entsprechen, da sogar einige Vorrichtungen mit ultraniedrigem Energieverbrauch (mit einem Verbrauch von Dutzenden von Mikroampere) akzeptable Ansprechzeiten aufweisen. Komparatoren sind jedoch nicht für den Einsatz als dauerhafte Signalverstärker gedacht und viele enthalten eine interne positive Rückkopplung, die eine derartige Anwendung verhindert. Komparatoren können jedoch nützliche Bausteine für Schalttopologien sein. Das Ergebnis dieses Gedankengangs sind Ausführungsformen einer Schalttopologie, die optimale Lösungen für das vorliegende Problem bieten. Nachdem erhebliche Zeit in die Konzeption und Simulation investiert worden war, leiteten die Erfinder eine einfache und praktische Umsetzung ab, die in Hardware verwirklicht und verifiziert wurde.
• Obwohl man anmerken könnte, dass der Schutz vor Sensor- oder Verdrahtungsfehlerszenarien keine Kernfunktion der Sensorschnittstellenhardware ist, würde dieser Standpunkt zu Recht von Geräteendanwendern abgelehnt werden. Sensorverdrahtungsprobleme sind keine ungewöhnlichen Vorkommnisse und dann, wenn die Effekte aus einem Einkanalfehler nicht auf den fehlerhaften Kanal beschränkt sind, wird ein verärgerter Geräteanwender eine wahrscheinliche Konsequenz sein. Ohne Einbeziehung der hier beschriebenen Lösungen kann ein Mehrkanal-Sensorschnittstellenkarten-Entwurf eine separate Sensorleistungsversorgung für jeden Kanal enthalten, was zusätzliche Kosten und Komplexität verursacht und wobei die Kanaldichte pro Karte, Schrank oder Rack durch Abstandseinschränkungen bestimmt ist. Bevorzugte Ausführungsformen, die hierin beschrieben sind, belegen eine minimale Leiterplattenfläche.
• Ebenfalls hierin beschrieben ist eine Sensorsignalaufbereitungsschaltungsanordnung, die Sensorsignale vor der Digitalisierung aufbereitet. Eine bevorzugte Ausführungsform der Signalaufbereitungsschaltungsanordnung verwendet Präzisionskomponenten (0,1%-Dünnfilmwiderstände), um den Bedarf an einer Kalibrierung von Verstärkung und Offset zu vermeiden und um ein Frontend-Widerstands-Stromstärken-Rauschen (auch als „Extra“-Rauschen bekannt) zu minimieren. Präzisionskomponenten (1%-Kondensatoren) werden auch verwendet, um eine gute Gleichtaktunterdrückung in dem gesamten Durchlassband aufrechtzuerhalten.
• Ferner drückt die Implementierung von 64x-Überabtastung in einem Delta-Sigma-ADC die Frequenzabhängigkeit aus dem Messbereich. Eine solche Überabtastung lockert die Anforderungen an das Antialiasing-Filter, der Teil der Signalaufbereitungsschaltungsanordnung ist, erheblich, wodurch der Effekt des Filters auf Durchlassbandsignale reduziert wird und gleichfalls die Empfindlichkeit für Filterkomponententoleranzen verringert wird.
• Bevorzugte Ausführungsformen der Signalaufbereitungsschaltungsanordnung verwenden nur passive Filterschaltungen, die aufgrund der Abwesenheit von aktiven Komponenten wesentlich weniger komplex als aktive Schaltungen sein können. Die Platzierung von passiver Nyquist-Filterung vor der aktiven Signalaufbereitungsschaltung hilft dabei, die aktive Schaltungsanordnung gegen HF-Energie abzuschirmen, die möglicherweise durch eine Sensorfeldverdrahtung eingeführt werden könnte.
• Ausführungsformen der hierin beschriebenen Erfindung sehen eine Sensorleistungs- und Signalaufbereitungsschaltung eines Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmoduls bereit. Die Sensorleistungs- und Signalaufbereitungsschaltung enthält einen Sensorschnittstellenverbinder, eine Signalaufbereitungsschaltung, eine Sensorleistungsversorgungsschaltung, eine Konfigurationsschaltungsanordnung und eine Analog/Digital-Umsetzungsschaltungsanordnung.
• Der Sensorschnittstellenverbinder empfängt ein analoges Sensorsignal, das von einem angeschlossenen Sensor erzeugt wird. In bevorzugten Ausführungsformen ist der Sensorschnittstellenverbinder betreibbar, um mit mehreren Arten von Sensoren zu verbinden, die an einer Maschine angebracht werden können, um verschiedene Eigenschaften der Maschine zu überwachen.
• Die Signalaufbereitungsschaltung enthält mehrere Sensorsignalaufbereitungsschaltungen, um jeweils einen Sensorsignaleingangsbereich aufzunehmen, der sich von einem oder mehreren Sensorsignaleingangsbereichen unterscheidet, die von anderen der Sensorsignalaufbereitungsschaltungen aufgenommen werden. Die Signalaufbereitungsschaltungsanordnung enthält auch einen ersten softwaresteuerbaren Schalter, der basierend auf einem Eingangsbereichsauswahlsignals eine der mehreren Sensorsignalaufbereitungsschaltungen auswählt, um das analoge Sensorsignal zu empfangen, das durch den angeschlossenen Sensor erzeugt wird.
• Die Sensorleistungsversorgungsschaltungsanordnung, die den angeschlossenen Sensor mit Leistung versorgt, enthält mehrere einzeln auswählbare Sensorleistungsschaltungen, die jeweils Leistung über einen Spannungsbereich liefern, der sich von einem oder mehreren Spannungsbereichen unterscheidet, die von anderen der Sensorleistungsschaltungen geliefert werden. Die Sensorleistungsversorgungsschaltung enthält auch einen zweiten softwaresteuerbaren Schalter, der basierend auf einem Leistungsbereichsauswahlsignal eine der mehreren Sensorleistungsschaltungen auswählt, um Leistung an den angeschlossenen Sensor zu liefern. Die Konfigurationsschaltung erzeugt das Eingangsbereichsauswahlsignal und das Leistungsbereichsauswahlsignal zumindest teilweise basierend auf einer Anwenderauswahl des Typs des angeschlossenen Sensors.
• In einigen Ausführungsformen ist der Sensorschnittstellenverbinder betreibbar, um mit mehreren Arten von Sensoren zu verbinden, einschließlich Piezobeschleunigungsmessern, piezoelektrische Schwingungssensoren mit integrierter Schaltung (ICP-Schwingungssensoren), piezodynamische Drucksensoren, elektrodynamische Geschwindigkeitssensoren, Wirbelstrom-Wegsensoren, Wechselstrom-Schwingungssensoren, Gleichstrom-Wegsensoren, passive elektromagnetische Sensoren, Hall-Effekt-Drehzahlmessersensoren, Wellendrehgeber-Sensoren und TTL-Impulssensoren.
• In einigen Ausführungsformen unterstützen die Sensorsignalaufbereitungsschaltungen Eingangssignale über einen Bereich von +12 Volt bis -12 Volt, einen Bereich von +24 Volt bis - 24 Volt, einen Bereich von 0 Volt bis +24 Volt und einen Bereich von 0 Volt -24 Volt. In einigen Ausführungsformen umfassen die einzeln auswählbaren Sensorleistungsschaltungen eine Konstantstromquelle von null Milliampere bis 20 Milliampere.
• In einem weiteren Aspekt sehen Ausführungsformen der Erfindung eine Sensorleistungssteuerschaltung eines Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmoduls vor. Die Sensorleistungssteuerschaltung enthält (1) einen positiven Spannungseingang zum Empfangen einer positiven Spannung von einer galvanisch getrennten Spannungsquelle innerhalb des Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmoduls, (2) einen Sensorleistungsverbinder zum Liefern von Leistung an einen Sensor, (3) einen GegentaktKomparator, der einen positiven Eingang, einen negativen Eingang und einen Ausgang aufweist, (4) einen ersten Widerstand, (5) einen PNP-Transistor und (6) einen ersten Kondensator.
• Der PNP-Transistor weist eine Basis, einen Emitter und einen Kollektor auf. Die Basis ist mit einer zweiten Seite des ersten Widerstands elektrisch gekoppelt. Der Emitter ist über ein erstes Widerstandsteilernetzwerk mit dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators, über einen zweiten Widerstand mit dem positiven Spannungseingang der Sensorleistungsschaltung und über ein zweites Widerstandsteilernetzwerk mit dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators elektrisch gekoppelt. Der Kollektor ist mit dem Sensorleistungsverbinder elektrisch gekoppelt.
• Der erste Widerstand weist eine erste Seite auf, die mit dem Ausgang des Gegentaktkomparators elektrisch gekoppelt ist. Der erste Kondensator weist eine erste Seite auf, die mit der zweiten Seite des ersten Widerstands und mit der Basis des PNP-Transistors elektrisch gekoppelt ist. Der erste Kondensator weist eine zweite Seite auf, die mit dem positiven Spannungseingang der Sensorleistungsschaltung und mit dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators über das zweite Widerstandsteilernetz elektrisch gekoppelt ist.
• Wenn eine Basisstromstärke an der Basis des PNP-Transistors einen Pegel aufweist, der ausreicht, um zu bewirken, dass sich der PNP-Transistor in einem gesättigten EIN-Zustand befindet, koppelt der PNP-Transistor den positiven Spannungseingang der Sensorleistungsschaltung elektrisch mit dem Sensorleistungsverbinder.
• Während des normalen Betriebs liegt die durch den zweiten Widerstand in den Emitter des PNP-Transistors fließende Stromstärke unterhalb eines nominalen Schwellenstromstärkenpegels, was bewirkt, dass eine erste Vorspannung an dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators kleiner als eine zweite Vorspannung an dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators ist, wodurch eine Niederzustands-Spannung an dem Ausgang des Gegentaktkomparators auftritt.
• Eine erste RC-Zeitkonstante liegt so vor, wie sie durch die Kapazität des ersten Kondensators und einen Gesamtwirkwiderstand an dem Basisknoten des PNP-Transistors bestimmt ist. Wenn die Transistor-Kollektorstromstärke relativ zu der ersten RC-Zeitkonstante abrupt ansteigt, wie es unmittelbar nach einem Kurzschluss über den Sensorleistungsverbinder geschehen würde, steigt die Spannung über dem zweiten Widerstand schneller an, als die Spannung über dem ersten Kondensator ansteigt, was zu einer momentanen Nettoverringerung der Emitter-Basis-Spannung des PNP-Transistors führt. Die Nettoverringerung der Emitter-Basis-Spannung des PNP-Transistors hindert den PNP-Transistor daran, eine erhöhte Laststromstärke für eine Zeitspanne zu liefern, die größer als die Fortpflanzungsverzögerung von den Eingängen zu dem Ausgang des Gegentaktkomparators ist.
• Wenn der Laststromstärkebedarf den nominalen Schwellenstromstärkepegel übersteigt, wie es geschehen würde, wenn ein Kurzschluss über den Sensorleistungsverbinder vorliegt, treten drei Ereignisse auf:
• (1) Die durch den zweiten Widerstand in den Emitter des PNP-Transistors fließende Stromstärke steigt über den nominalen Schwellenstromstärkepegel, was bewirkt, dass die erste Vorspannung an dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators größer als die zweite Vorspannung an dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators ist, wodurch bewirkt wird, dass eine Hochzustands-Spannung an dem Ausgang des Gegentaktkomparators auftritt.
• (2) Die Hochzustands-Spannung an dem Ausgang des Gegentaktkomparators zieht Stromstärke in den ersten Kondensator, wodurch die für den PNP-Transistor verfügbare Basisstromstärke reduziert wird.
• (3) Die reduzierte Basisstromstärke des PNP-Transistors bewirkt eine Verringerung der Stromstärke in den Emitter des PNP-Transistors, wodurch die durch den zweiten Widerstand fließende Stromstärke unter den nominalen Schwellenstromstärkepegel fällt. Dies bewirkt, dass die erste Vorspannung an dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators kleiner als die zweite Vorspannung an dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators ist, was wiederum bewirkt, dass wieder die Niederzustands-Spannung an dem Ausgang des Gegentaktkomparators auftritt.
• Die Ereignisse (1), (2) und (3) wiederholen sich mit einer ersten Rate, während der Laststromstärkebedarf den nominalen Schwellenstromstärkepegel überschreitet. In einigen Ausführungsformen beträgt die erste Rate etwa 1,0 MHz.
• In einigen Ausführungsformen enthält die Sensorleistungsschaltung eine nichtlineare Foldback-Schaltung, die eine Zenerdiode und einen dritten Widerstand umfasst. Die Zenerdiode weist eine Kathode auf, die mit dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators elektrisch gekoppelt ist. Der dritte Widerstand ist zwischen der Anode der Zenerdiode und dem Kollektor des PNP-Transistors elektrisch eingekoppelt. Wenn eine Spannung an dem Kollektor des PNP-Transistors unter eine Schwellenspannung fällt, beginnt die Zenerdiode zu leiten, wodurch Strom von dem negativen Eingangsknoten des Gegentaktkomparators durch den dritten Widerstand gezogen wird. Der aus dem negativen Eingangsknoten des Gegentaktkomparators bezogene Strom modifiziert die zweite Vorspannung des Gegentaktkomparators. Dies führt zu einem reduzierten Stromstärkepegel, der durch den PNP-Transistor fließt, und somit einer verringerten Leistungsverschwendung in dem PNP-Transistor, wenn der Sensorleistungsverbinder kurzgeschlossen wird oder durch eine externe Spannungsquelle in das Negative gezogen wird.
• In einigen Ausführungsformen sind die Ausgangsspannung (V_OUT ) und die Ausgangsstromstärke (I_OUT ) an dem Sensorleistungsverbinder durch die folgende nominale Foldback-Begrenzungsfunktion gekennzeichnet: $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}\ge 6\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{39,2}\text{ mA Max}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=5\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{35,9}\text{ mA Max}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=4\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{31,7}\text{ mA Max}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=3\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{27,3}\text{ mA Max}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=2\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{23,0}\text{ mA Max}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=1\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{18,6}\text{ mA Max}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=0\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{14,2}\text{ mA Max}\end{array}.$$

  
• In einigen Ausführungsformen enthält die Sensorleistungsschaltung einen vierten Widerstand, einen zweiten Kondensator, einen dritten Kondensator und einen vierten Kondensator. Der vierte Widerstand ist zwischen der Basis und dem Emitter des PNP-Transistors eingekoppelt und unterstützt eine Sperrung des PNP-Transistors. Der zweite Kondensator ist zwischen der zweiten Seite des ersten Kondensators und dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators elektrisch eingekoppelt. Der dritte Kondensator ist zwischen dem Emitter des PNP-Transistors und dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators elektrisch eingekoppelt. Der vierte Kondensator ist zwischen dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators und dem Ausgang des Gegentaktkomparators elektrisch eingekoppelt. Der zweite, dritte und vierte Kondensator fördern das deterministische, astabile Verhalten der Sensorleistungsschaltung.
• In einigen Ausführungsformen enthält die Sensorleistungsschaltung einen fünften Kondensator, der zwischen dem Kollektor des PNP-Transistors und der elektrischen Masse elektrisch eingekoppelt ist. Der fünfte Kondensator fördert die Regelkreisstabilität, wenn die Stromstärkebegrenzung wirkt.
• In noch einem weiteren Aspekt sehen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung eine Sensorsignalaufbereitungsschaltung eines Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmoduls vor. Die Sensorsignalaufbereitungsschaltung, die zwischen einem Maschinensensor und einem Analog/Digital-Umsetzer (ADC) angeordnet ist, enthält einen Sensorschnittstellenverbinder, einen ersten und einen zweiten Operationsverstärker, ein passives Nyquist-Filter und ein erstes und ein zweites Verstärkungsabflachungs-Rückkopplungsnetzwerk.
• Der Sensorschnittstellenverbinder ist betreibbar, um mit mehreren Arten von Sensoren zu verbinden, die an einer Maschine angebracht werden können, um verschiedene Eigenschaften der Maschine zu überwachen. Der Sensorschnittstellenverbinder enthält einen negativen Sensorsignaleingang und einen positiven Sensorsignaleingang zum Empfangen eines differentiellen analogen Sensorsignals, das von einem angeschlossenen Sensor erzeugt wird.
• Der erste Operationsverstärker, der eine differentielle Schnittstelle mit hoher Impedanz für das analoge Sensorsignal und eine Schnittstelle mit niedriger Impedanz zu dem positiven ADC-Eingang bereitstellt, weist einen negativen Signaleingang, einen positiven Signaleingang und einen Signalausgang auf. Der zweite Operationsverstärker stellt eine invertierte Kopie des von dem ersten Operationsverstärker ausgegebenen Signals und eine Schnittstelle mit niedriger Impedanz zu dem negativen ADC-Eingang bereit, wobei der Operationsverstärker einen negativen Signaleingang, einen positiven Signaleingang und einen Signalausgang aufweist.
• Das passive Nyquist-Filter ist zwischen dem negativen Sensorsignaleingang des Sensorschnittstellenverbinders und dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers angeschlossen. Das passive Nyquist-Filter ist auch zwischen dem positiven Sensorsignaleingang des Sensorschnittstellenverbinders und dem positiven Signaleingang des ersten Operationsverstärkers angeschlossen.
• Das erste Verstärkungsabflachungs-Rückkopplungsnetzwerk ist zwischen dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers und dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers angeschlossen. Das zweite Verstärkungsabflachungs-Rückkopplungsnetzwerk ist zwischen dem positiven Signaleingang des ersten Operationsverstärkers und dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers angeschlossen.
• Verbindungen zu dem ADC umfassen einen positiven ADC-Eingangsanschluss und einen negativen ADC-Eingangsanschluss. Beide Verbindungen sind mit den Signalausgängen der Operationsverstärker elektrisch gekoppelt.
• In einigen Ausführungsformen enthält das passive Nyquist-Filter Widerstände R15, R16, R18 und R19 und Kondensatoren C8, C9 und C10. Eine erste Seite des Widerstands R15 ist mit dem negativen Sensorsignaleingang des Sensorschnittstellenverbinders elektrisch gekoppelt. Eine erste Seite des Widerstands R16 ist mit der zweiten Seite des Widerstands R15 elektrisch gekoppelt. Eine zweite Seite des Widerstands R16 ist mit dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt. Eine erste Seite des Widerstands R18 ist mit dem positiven Sensorsignaleingang des Sensorschnittstellenverbinders elektrisch gekoppelt. Eine erste Seite des Widerstands R19 ist mit der zweiten Seite des Widerstands R18 elektrisch gekoppelt. Eine zweite Seite des Widerstands R19 ist mit dem positiven Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt. Der Kondensator C8 hat eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R15 elektrisch gekoppelt ist, und eine zweite Seite, die mit der elektrischen Masse elektrisch gekoppelt ist. Der Kondensator C9 hat eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R15 elektrisch gekoppelt ist, und eine zweite Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R18 elektrisch gekoppelt ist. Der Kondensator C10 hat eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R18 elektrisch gekoppelt ist, und eine zweite Seite, die mit der elektrischen Masse elektrisch gekoppelt ist. Die Widerstände R15, R16, R18 und R19 sind vorzugsweise Dünnfilmwiderstände mit einer Widerstandswerttoleranz von nicht mehr als 0,1 %. Die Kapazitätswerte der Kondensatoren C8, C9 und C10 weisen vorzugsweise eine Toleranz von nicht mehr als 1 % auf.
• In einigen Ausführungsformen enthält die Sensorsignalaufbereitungsschaltung einen Widerstand R17, der eine erste Seite, die mit dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist, und eine zweite Seite, die mit dem positiven ADC-Eingangsanschluss elektrisch gekoppelt ist, aufweist. Die Verstärkung der Sensorsignalaufbereitungsschaltung dieser Ausführungsformen wird durch das Doppelte des Verhältnisses des Widerstandswertes des Widerstands R17 zu einer Summe der Widerstandswerte der Widerstände R15 und R16 bestimmt. Der Widerstand R17 ist vorzugsweise ein Dünnfilmwiderstand mit einer Widerstandswerttoleranz von nicht mehr als 0,1 %.
• In einigen Ausführungsformen enthält die Sensorsignalaufbereitungsschaltung einen Eingang mit anpassbarem Gleichstrom-Offset. Diese Ausführungsformen umfassen zudem einen Widerstand R20, der eine erste Seite, die mit dem positiven Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist, und eine zweite Seite, die mit dem Eingang mit anpassbarem Gleichstrom-Offset elektrisch gekoppelt ist, aufweist. Der differentielle Eingangs-Spannungsoffset der Sensorsignalaufbereitungsschaltung ist vorzugsweise durch das Produkt eines Multiplikanden, nämlich dem Verhältnis der Summe der Widerstandswerte der Widerstände R18 und R19 zu dem Widerstandswert des Widerstands R20, und eines Multiplikators, nämlich der Differenz zwischen der festen +2,5V-Gleichstrom-Offsetspannung und der anpassbaren Gleichstrom-Offsetspannung, bestimmt. Der Widerstand R20 ist vorzugsweise ein Dünnfilmwiderstand mit einer Widerstandswerttoleranz von nicht mehr als 0,1 %.
• In einigen Ausführungsformen umfasst das erste Verstärkungsabflachungs-Rückkopplungsnetzwerk einen Kondensator C13 und einen Widerstand R25. Eine erste Seite des Kondensators C13 ist mit dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt. Der Widerstand R25 weist eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Kondensators C13 elektrisch gekoppelt ist, und eine zweite Seite, die mit dem Signalausgang des zweiten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist, auf.
• In einigen Ausführungsformen umfasst das zweite Verstärkungsabflachungs-Rückkopplungsnetzwerk einen Kondensator C14 und einen Widerstand R26. Eine erste Seite des Kondensators C14 ist mit dem positiven Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt. Der Widerstand R26 weist eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Kondensators C14 elektrisch gekoppelt ist, und eine zweite Seite, die mit dem Signalausgang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist, auf. Die Widerstände R25 und R26 weisen vorzugsweise eine Toleranz von nicht mehr als 1 % auf. Die Kapazitätswerte der Kondensatoren C13 und C14 weisen vorzugsweise eine Toleranz von nicht mehr als 1 % auf.
• In einigen Ausführungsformen wird der Operationsverstärker durch eine Einzelschienen-+5V-Gleichstrom-Leistungsverbindung versorgt, ohne dass eine negative Leistungsverbindung erforderlich ist.
• In einigen Ausführungsformen beträgt die Variation der Signalverstärkung von dem Sensorschnittstellenverbinder bis zu dem Eingang des ADC über einen Frequenzbereich von null bis 40 kHz nicht mehr als etwa 0,8 %, sogar ohne Kalibrierung.
• Figurenliste
• Andere Ausführungsformen der Erfindung werden unter Bezugnahme auf die ausführliche Beschreibung in Verbindung mit den Figuren ersichtlich, wobei Elemente nicht maßstabsgetreu sind, um die Einzelheiten deutlicher zu zeigen, wobei gleiche Bezugszeichen überall in den mehreren Ansichten gleiche Elemente bezeichnen und wobei:
• 1 ein Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmodul (MHM-Modul) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
• 2 eine Digitalfeld-FPGA-Signalverarbeitungs-Schaltungsanordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
• 3 ein Beispiel einer Steuerlogik zeigt, die durch einen DCS-Controller gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ausgeführt wird;
• 4 eine bevorzugte Ausführungsform einer universellen Signalaufbereitungs- und Sensorleistungskarte gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
• 5 und 6 eine bevorzugte Ausführungsform einer Sensorleistungssteuerschaltung mit einer sofortigen Stromstärkebegrenzung und einem nichtlinearen Foldback gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigen;
• 7 einen Sensorsignalaufbereitungsverstärker gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
• 8, 9 und 10 Kurven einer normierten Verstärkung des Verstärkers über der Frequenz für eine bevorzugte Ausführungsform des Sensorsignalaufbereitungsverstärkers zeigen;
• 11 und 12 nominale Foldback-Kennlinien zeigen, die von einer bevorzugten Ausführungsform einer Sensorleistungsschaltung geliefert werden;
• 13 und 14 Simulationsdiagramme darstellen, die Stromstärken und Spannungen, die den Leistungssteuerschaltungskomponenten einer bevorzugten Ausführungsform zugeordnet sind, als Antwort auf ein Ausgangskurzschlussereignis zeigen;
• 15 die Ergebnisse einer Monte-Carlo-Simulation der Durchlassbandverstärkung einer bevorzugten Ausführungsform eines Signalaufbereitungsverstärkers von Gleichspannung bis 4 kHz unter Verwendung einer rein zufälligen Verteilung von Komponententoleranzen zeigt; und
• 16 die Ergebnisse einer Monte-Carlo-Simulation der Gleichtaktunterdrückung (CMR) einer bevorzugten Ausführungsform eines Signalaufbereitungsverstärkers bei 100 Hz unter Verwendung einer Gaußverteilung von Komponententoleranzen zeigt.
• GENAUE BESCHREIBUNG
• Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können in einem Schwingungsdatenerfassungs- und Schwingungsdatenanalysemodul implementiert sein, das über eine Schnittstelle direkt mit einer E/A-Rückwandplatine eines verteilten Steuersystems verbunden ist, um die direkte Erfassung von Schwingungsdaten durch das DCS für den Maschinenschutz und für die vorhersagende Maschinenfunktionszustandsanalyse zu ermöglichen. Wie der Begriff hier verwendet ist, ist ein „verteiltes Steuersystem (DCS)“ ein Typ eines automatisierten Steuersystems, das in einem Prozess oder in einer Anlage verwendet wird, in dem bzw. in der Steuerelemente über eine gesamte Maschine oder über mehrere Maschinen verteilt sind, um Betriebsbefehle für unterschiedliche Teile der Maschine(n) bereitzustellen. Wie der Begriff hier verwendet ist, bezieht sich „Schutz“ auf die Verwendung von Daten, die von einem oder von mehreren Sensoren (Schwingung, Temperatur, Druck usw.) erhoben werden, um eine Maschine in Situationen, in denen eine schwere und kostspielige Beschädigung auftreten kann, falls die Maschine weiterlaufen gelassen wird, abzuschalten. Andererseits bezieht sich „Vorhersage“ auf die Verwendung von Daten, die von einem oder von mehreren Schwingungssensoren, möglicherweise in Kombination mit Daten von anderen Typen von Sensoren, erhoben werden, um Trends in der Maschinenleistungsfähigkeit zu beobachten und um vorherzusagen, wie viel länger eine Maschine arbeiten kann, bevor sie zur Wartung oder zum Ersatz außer Betrieb genommen werden sollte.
• 1 zeigt ein Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmodul (MHM) 10, das über eine Schnittstelle direkt mit einem DCS 11 verbunden ist. In der bevorzugten Ausführungsform enthält das Modul 10 eine Analogfeldsignalaufbereitungs- und Sensorleistungskarte 12, die Sensorsignale empfängt und aufbereitet, eine Digitalfeld-FPGA-Signalverarbeitungskarte 14, die Sensorsignale verarbeitet, und eine DCS-Logikgeneratorkarte (LGC) 16, die eine Schnittstelle zu einem DCS-E/A-Bus 18 bereitstellt. Vorzugsweise kann die Feldkarte 12 über einen Feldsignal-Schnittstellenverbinder 22 eine Eingabe von wenigstens acht Messsensoren 20 annehmen. In einer bevorzugten Ausführungsform können zwei der Sensoreingangskanäle als Drehzahlmesserkanäle ausgebildet sein.
• Vorzugsweise ist zwischen der analogen Feldkarte 12 und der digitalen Feldkarte 14 eine galvanische elektrische Trennung vorgesehen. Diese elektrische Trennung verhindert einen unbeabsichtigten Stromfluss, beispielsweise aufgrund von Masseschleifen, zwischen den Montageorten der Sensoren 20 und des DCS 11.
• Wie im Folgenden genauer beschrieben ist, können eine Sensorleistungsschaltung 24 und eine Signalaufbereitungsschaltung 26 einen weiten Bereich von Sensoren 20 einschließlich Piezobeschleunigungsmessern, Piezo-ICP für Geschwindigkeit, piezodynamisch für Druck, elektrodynamisch für Geschwindigkeit, Wirbelstrom für Weg, Wechselstrom für Schwingung und Gleichstrom für Weg unterstützen. Drehzahlmessersensoren, die unterstützt sind, umfassen Wirbelstromwegsensoren, passive elektromagnetische Sensoren, Hall-Effekt-Drehzahlmessersensoren, N-Impuls/Drehzahl-Wellendrehgeber und TTL-Impulssensoren. Viele zusätzliche Sensortypen über den Frequenzbereich von Gleichspannung bis 20 kHz werden unterstützt, solange sie innerhalb der folgenden beispielhaften Spannungseingabebereiche liegen: 0 bis +24 V, -24 V bis +24 V, -12 V bis +12 V und 0 bis - 24 V. In der bevorzugten Ausführungsform können für eine konstante Stromstärke zwischen 0 und 20 mA, die ebenfalls als Hubstromstärke für einen elektrodynamischen (passiven) Geschwindigkeitssensor verwendet werden kann, bis zu acht Sensorleistungsschaltungen 24 einzeln programmiert werden. Konstante Spannungsquellen (+24VDC oder -24VDC) können ebenso wie eine konstante Stromstärke ausgewählt werden. Die oben aufgeführten Eingabespannungsbereiche sind ebenfalls in jedem Sensorkanal einzeln programmierbar. Dies ermöglicht jegliche Kombination von Sensorleistungs- und Eingabebereichskonfiguration zwischen den Kanälen und ermöglicht dadurch eine Kombination unterstützter Sensoren.
• Mit einer Zeitvorgabe, die durch einen Taktgeber 26 bereitgestellt wird, setzt ein 8-Kanal-Analog-Digital-Umsetzer (8-Kanal-ADC) 28 die acht analogen Signale in einen einzelnen seriellen Datenstrom um, der acht gleichzeitig abgetastete verschachtelte Kanäle von Daten umfasst. In einigen bevorzugten Ausführungsformen setzen zwei Drehzahlmesser-Auslöseschaltungen 30 die Signale der zwei analogen Drehzahlmesser in Drehzahlmesserimpulse um.
• Auf der Feldkarte 14 befindet sich eine feldprogrammierbare 8-Kanal-Gatter-Anordnung (8-Kanal-FPGA) 36 zum Verarbeiten der Schwingungsdaten. Die FPGA 36 empfängt die digitalen 8-Kanal-Signalformdaten, einschließlich möglicherweise 2 Kanäle von Drehzahlmesserdaten, und verarbeitet die Ursprungsdaten parallel, um skalare Gesamtschwingungsparameter und Gesamtschwingungssignalformen zu erzeugen. Die verarbeiteten Signalformen können tiefpassgefilterte, PeakVue™-, Ordnungsverfolgungs-, hochpassgefilterte (für Gleichstrom gesperrte) und wahlweise einmal integrierte (Geschwindigkeits-), doppelt integrierte (Weg-) oder nicht integrierte (Beschleunigungs-)Signalformen umfassen. Außerdem enthalten Vorhersagedatenkanäle vorzugsweise einen Aufwärtsabtastdatenblock, um Daten mit höherer Auflösung für zeitsynchrone Mittelung (TSA) oder Ordnungsverfolgungsanwendungen bereitzustellen.
• Die Schwingungskartenkonfigurationsschaltung 32 der analogen Feldkarte 12 enthält vorzugsweise einen Satz von Seriell-Parallel-Zwischenspeicherregistern, die einen seriellen Datenstrom von Konfigurationsdaten von der Anwendungsfirmware der LGC 16 annehmen. Diese Daten werden in ein Parallel-Seriell-Schieberegister in der Schnittstelle der FPGA 36 geladen. Daraufhin übernimmt die FPGA 36 unter Verwendung eines synchronen SPI-Formats die Verschiebung der seriellen Daten zu den Steuerzwischenspeichern.
• Während des Betriebs der bevorzugten Ausführungsform erscheint das MHM-Modul 10 dem DCS-Controller 19 als eine analoge Mehrkanaleingabekarte mit skalaren Ausgaben ähnlich jenen eines Norm-DCS-Eingabemoduls 21, so dass gemessene Temperatur-, Druck- oder Ventilpositionswerte ausgegeben werden können. Wie im Folgenden ausführlicher diskutiert wird, werden Schwingungssignale durch das Modul 10 in Skalarwerte umgesetzt und über die Rückwandplatine des DCS an den DCS-Controller 19 übergeben. Ein Beispiel eines DCS-Controllers 19 ist der Controller Ovation™, der von Emerson Process Management (einem Geschäftsbereich der Emerson Electronic Co.) hergestellt wird. In dieser DCS-Architektur werden von jedem E/A-Modul bis zu sechzehn Skalarwerte als Hochgeschwindigkeitsabtastwerte an den DCS-Controller 19 übergeben. In einer Hochgeschwindigkeitsabtastung kann der DCS-Controller 19 diese sechzehn Skalarwerte mit einer Rate von bis zu 10 ms lesen.
• Zeitsignalformblockdaten (und zusätzliche skalare Werte) können unter Verwendung eines Blockdatenübertragungsverfahrens wie etwa des Remote Desktop Protocol (RDP) mit einer Rate, die niedriger als die Abtastrate der sechzehn Hochgeschwindigkeits-Skalarwerte ist, über den DCS-E/A-Bus 18 an den DCS-Controller 19 übertragen werden.
• Da die durch das Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmodul 10 erzeugten skalaren Werte durch den DCS-Controller 19 gelesen werden, werden sie durch Software, die in dem DCS-Controller 19 ausgeführt wird, in derselben Weise wie irgendwelche anderen DCS-Daten verarbeitet. Eine Hauptfunktion des DCS-Controllers 19 ist das Vergleichen der skalaren Werte mit Alarmgrenzwerten. Falls die Grenzwerte überschritten werden, werden Alarme erzeugt. Eine Logik innerhalb des DCS-Controllers 19 kann außerdem auf der Grundlage der Alarmbedingungen wie etwa des Schließens eines Relais bestimmen, ob irgendwelche Maßnahmen ergriffen werden sollten. Durch den DCS-Controller 19 werden außerdem in Software Operationen, die eine Alarmrelaislogik, eine Abstimmung und Zeitverzögerungen enthalten, ausgeführt. Vorzugsweise werden durch Normausgabemodule 23 des DCS DCS-Steuerausgaben wie etwa Relaisausgaben und proportionale 4-20-mA-Ausgaben angesteuert. Vorhersagemassendaten werden in dem LGC-Host-Prozessor 48 formatiert und werden zur ausführlichen Analyse und Anzeige über einen Ethernet-Port 52a an einen Maschinenfunktionszustandsmanagement-Analysecomputer (MHM-Analysecomputer) 54 übertragen. Schutzmassendaten werden ebenfalls in dem LGC-Host-Prozessor 48 formatiert, aber über einen getrennten Ethernet-Port 52b an den DCS-Betreibercomputer 60 übertragen.
• In bevorzugten Ausführungsformen enthält ein DCS-Betreibercomputer 60 eine Schnittstelle zum Anzeigen von Schwingungsparametern und anderen Maschinenbetriebsdaten (Drücken, Temperaturen, Geschwindigkeiten, Alarmbedingungen usw.), die von dem DCS-Controller 19 ausgegeben werden.
• In 2 ist ein Funktionsblockschaltplan eines einzelnen Kanals des Digitalfeld-FPGA 36 gezeigt. Eine bevorzugte Ausführungsform enthält sieben zusätzliche Kanäle mit derselben Anordnung wie der des einen in 2 gezeigten Kanals. Wie im Folgenden ausführlicher beschrieben können die Digitalsignalformdaten des Kanals über eine Vielzahl digitaler Filter und Integrationsstufen geleitet werden, bevor sie in Schwingungsgesamtwerte umgesetzt werden oder als „Massen“-Zeitsignalformen zur weiteren Analyse durch Software, die auf der LGC-Karte 16 ausgeführt wird, oder zur Übertragung an DCS-Software oder an MHM-Software gepackt werden.
• Wie in 2 gezeigt empfängt die ADC-Schnittstelle 70 über den Verbinder 34 (in 1 gezeigt) die acht Kanäle kontinuierlicher, gleichzeitig abgetasteter Daten von dem ADC 28 der analogen Feldkarte 12. Vorzugsweise sind die Daten in Form eines synchronen seriellen Multiplex-Datenstroms im Serial-Peripheral-Interface-Format (SPI-Format). Die ADC-Schnittstelle 70 demultiplexiert den Datenstrom in Datenströme acht getrennter Kanäle.
• Obwohl zur Schwingungssignalverarbeitung alle acht Kanäle verwendet werden könnten, können in einer bevorzugten Ausführungsform zwei der acht Kanäle zur Drehzahlmesser-Messverarbeitung verwendet werden. Vorzugsweise enthält jeder Drehzahlmesser-Messkanal:
• - einen Monoflop 110, der eine „Austast“-Funktion mit programmierbarem Auslöser ist, die für Drehzahlmesserimpulsfolgen mit übermäßigem Jitter oder Rauschen eine Rauschunterdrückung bereitstellt;
• - eine Division durch N 111, die ein programmierbarer Impulsteiler ist, der die Impulsraten der durch Zahnräder oder Coderäder erzeugten Drehzahlmessersignale dividiert;
• - einen Rückwärtsdrehungsdetektor 112, der durch Vergleich der Phase zweier Drehzahlmesserimpulssignale die Richtung der Wellendrehung bestimmt;
• - einen Drehzahlindikator 115, der die Drehzahl des Drehzahlmesserimpulsstroms als einen skalaren Gesamtwert berechnet;
• - einen Null-Drehzahl-Detektor 113, der eine Angabe „Drehzahl null“ liefert, wenn der Drehzahlmesser für ein programmierbares Intervall wie etwa 0,1 s, 1 s, 10 s oder 100 s inaktiv gewesen ist; und
• - einen Überdrehzahl-Detektor 114, der eine „Überdrehzahl“-Angabe liefert, wenn der Drehzahlmesser einen festen Schwellenwert von 2 kHz oder 62 kHz übersteigt. In alternativen Ausführungsformen kann dieser Schwellenwert programmierbar sein.
• Unter weiterer Bezugnahme auf 2 enthält jeder der acht unabhängigen parallelen Kanäle der Signalverarbeitung in dem FPGA 36 vorzugsweise die folgenden Komponenten:
• - ein Hochpassfilter 72 für die Gleichstromsperrung, das vorzugsweise auf 0,01 Hz, 0,1 Hz, 1 Hz oder 10 Hz eingestellt sein kann und das für die im Folgenden beschriebenen Integratoren auf der Grundlage der Position eines Schalters 74 ausgewählt oder überbrückt werden kann;
• - zwei Stufen der Integration der digitalen Signalform einschließlich eines ersten Integrators 76 und eines zweiten Integrators 78, die für die Dateneinheit eine Umsetzung von Beschleunigung in Geschwindigkeit, von Beschleunigung in Weg oder von Geschwindigkeit in Weg liefern;
• - ein digitales Trackingbandpassfilter 82 mit einer Bandpassmittenfrequenz, die durch die Drehzahlmesserfrequenz oder durch Vielfache der Drehzahlmesserfrequenz eingestellt wird, und das als Eingabe auf der Grundlage der Position eines Schalters 80 entweder den „normalen“ Datenstrom (keine Integration), den Einmalintegrations-Datenstrom oder den Doppelintegrations-Datenstrom, wie es im Folgenden ausführlicher beschrieben ist, empfängt; und
• - Blöcke 88-100 zur Berechnung der skalaren Gesamtmessung, die, wie im Folgenden beschrieben ist, skalare Gesamtwerte mehrerer unterschiedlicher Signalformen bestimmen.
• In der bevorzugten Ausführungsform ist der Zweck des digitalen Trackingbandpassfilters 82, einen schmalen Bandpassfrequenzgang (mit hohem Q) mit einer Mittenfrequenz, die durch die Drehzahl einer ausgewählten Drehzahlmessereingabe bestimmt ist, bereitzustellen. Die Mittenfrequenz kann ebenfalls ein ausgewähltes ganzzahliges Vielfaches der Drehzahlmesserdrehzahl sein. Wenn eine Signalform dieses Filter durchläuft, verbleiben nur Schwingungskomponenten, die einem Vielfachen der Drehzahl der überwachten Maschine entsprechen. Wenn durch den entsprechenden FPGA-Berechnungsblock (88, 90 oder 92) der RMS-, der Spitzen- oder der Spitze-zu-Spitze-Skalarwert der resultierenden Signalform berechnet wird, ist das Ergebnis gleich einem Wert, der durch eine in der Anwendungsfirmware der LGC 16 ausgeführte „nX-Spitzenwert“-Berechnung zurückgegeben würde. Da diese skalare Berechnung als ein kontinuierlicher Prozess in der FPGA 36 anstatt als eine in Firmware erfolgte Berechnung ausgeführt wird, ist sie im Vergleich zu einem entsprechenden mit einer niedrigeren Rate in Firmware erzeugten Wert für einen „Abschaltparameter“ besser geeignet. Eine Anwendung dieser Messung gibt es bei der Überwachung von aeroderivativen Gasturbinen, die allgemein eine Trackingfilterfunktion für die Überwachung erfordern.
• Für mehrere der skalaren Gesamtwerte kann der einzelne Datentyp, aus dem die Werte berechnet werden, auf der Grundlage der Positionen der Schalter 84a-84d aus dem normalen Datenstrom, aus dem einmal integrierten Datenstrom, aus dem doppelt integrierten Datenstrom, aus dem hochpassgefilterten (für Gleichstrom gesperrten) Datenstrom oder aus dem Trackingfilterdatenstrom ausgewählt werden. Außerdem weisen mehrere der skalaren Gesamtkanäle einzeln programmierbare Tiefpassfilter 88a-88d auf. In der bevorzugten Ausführungsform werden diese skalaren Gesamtwerte unabhängig von den Zeitsignalformen, die für die Vorhersage oder für den Schutz verwendet werden, und parallel zu diesen erzeugt. Die Blöcke zur Berechnung der skalaren Gesamtmessung umfassen:
• - einen RMS-Block 88, der den RMS-Wert der Zeitsignalform bestimmt, wobei die RMS-Integrationszeit vorzugsweise auf 0,01 s, 0,1 s, 1 s oder 10 s eingestellt sein kann;
• - einen Spitzenwertblock 90, der den Größeren des positiven oder des negativen Signalformspitzenwerts relativ zu dem Durchschnittswert der Signalform bestimmt, der vorzugsweise über eine Zeitdauer, die entweder durch die Drehzahlmesserzeitdauer oder durch eine programmierbare Zeitverzögerung bestimmt ist, gemessen wird;
• - einen Spitze-Spitze-Block 92, der den Signalform-Spitze-zu-Spitze-Wert über eine Zeitdauer, die entweder durch die Drehzahlmesserzeitdauer oder durch eine programmierbare Zeitverzögerung bestimmt ist, bestimmt;
• - einen Block 94 für den absoluten ±-Spitzenwert, der den Wert des deutlichsten positiven Signalformausschlags und den Wert des deutlichsten negativen Signalformausschlags relativ zu dem Nullpunkt des Messbereichs bestimmt, der vorzugsweise über eine Zeitdauer gemessen wird, die entweder durch die Drehzahlmesserzeitdauer oder durch eine programmierbare Zeitverzögerung bestimmt ist;
• - einen Gleichstromblock 96, der den Gleichstromwert der Zeitsignalform bestimmt, der einen Messbereich aufweist, der vorzugsweise auf 0,01 Hz, 0,1 Hz, 1 Hz oder 10 Hz eingestellt ist; und
• - einen PeakVue™-Block 100, der einen skalaren Wert bestimmt, der den Spitzenwert der gefilterten und vollwellengleichgerichteten PeakVue™-Signalform repräsentiert, wie in dem
US-Patent Nr. 5.895.857 an Robinson u. a. (hier durch Literaturhinweis eingefügt) beschrieben ist, die vorzugsweise über eine Zeitdauer gemessen wird, die entweder durch die Drehzahlmesserzeitdauer oder durch eine programmierbare Zeitverzögerung bestimmt ist. Die Vollwellengleichrichtungs- und die Spitzenwerthaltefunktion sind in dem Funktionsblock 98 implementiert. Die PeakVue™-Signalform aus dem Block 98 wird außerdem als eine auswählbare Eingabe in die Vorhersagezeitsignalform- und Schutzzeitsignalformverarbeitung, die hier beschrieben ist, verfügbar gemacht.
• Der Vorhersagezeitsignalform-Verarbeitungsabschnitt 116 des FPGA 36 liefert eine kontinuierliche gefilterte Zeitsignalform zur Verwendung durch irgendwelche Vorhersageüberwachungsfunktionen. Es ist ein unabhängiges Tiefpassfilter bzw. ein unabhängiger Dezimierer 104a vorgesehen, so dass die Vorhersagezeitsignalform eine andere Bandbreite als die Schutzzeitsignalform aufweisen kann. Ein Signalform-Aufwärtsabtastungsblock 106 stellt eine Datenratenvervielfachung für Analysetypen wie etwa zeitsynchrone Mittelung (TSA) und Ordnungsverfolgung bereit. Eine Eingabe in den Vorhersagezeitsignalform-Verarbeitungsabschnitt 116 kann auf der Grundlage der Positionen des Schalters 102a aus dem normalen Datenstrom, aus dem einmal integrierten Datenstrom, aus dem doppelt integrierten Datenstrom, aus dem hochpassgefilterten (für Gleichstrom gesperrten) Datenstrom oder aus dem PeakVue™-Datenstrom ausgewählt werden.
• Der Schutzzeitsignalformabschnitt 118 der FPGA 36 stellt eine kontinuierliche gefilterte Zeitsignalform zur Verwendung durch Schutzüberwachungsfunktionen bereit. Es ist ein unabhängiges Tiefpassfilter bzw. ein unabhängiger Dezimierer 104b vorgesehen, so dass die Schutzzeitsignalform eine andere Bandbreite als die Vorhersagezeitformsignalform aufweisen kann. Die Eingabe in den Schutzzeitsignalform-Verarbeitungsabschnitt 118 kann auf der Grundlage der Positionen des Schalters 102b aus dem normalen Datenstrom, aus dem einmal integrierten Datenstrom, aus dem doppelt integrierten Datenstrom, aus dem hochpassgefilterten (für Gleichstrom gesperrten) Datenstrom oder aus dem PeakVue™-Datenstrom ausgewählt werden.
• Bevorzugte Ausführungsformen stellen eine Transientendatenerhebung bereit, wobei kontinuierliche, parallele Zeitsignalformen von jedem Signalverarbeitungskanal zur Übertragung an eine externe Datenablage erhoben werden können. Vorzugsweise weisen Transientensignalformen eine feste Bandbreite auf und werden aus dem Schutzzeitsignalform-Datenstrom erhoben.
• Wie in 1 gezeigt durchlaufen die skalaren Gesamtwerte sowie die digital gefilterten Zeitsignalformen die LGC-Schnittstelle 38 zu der LGC-Logikplatine 16 zur Weiterverarbeitung und zum Transport zu dem DCS-Controller 19 über die DCS-E/A-Rückwandplatine 18 oder über den Ethernet-Port 52 zu externen Softwareanwendungen, die auf dem MHM-Datenanalysecomputer 54 ausgeführt werden.
• 3 zeigt ein Beispiel einer Steuerlogikroutine (hier auch als ein Steuerblatt bezeichnet), die durch den DCS-Controller 19 ausgeführt wird. In bevorzugten Ausführungsformen wird ein Steuerblatt für eine Ausführung mit einer vorgegebenen Rate wie etwa 1 s, 0,1 s oder 0,01 s durch die in dem Controller 19 ausgeführte DCS-Software geplant. Während das Steuerblatt, das den Schwingungsprozess steuert, ausgeführt wird, werden skalare Gesamtschwingungswerte von dem DCS-E/A-Bus 18 abgetastet und mit der Ausführungsrate des Steuerblatts Ausgangswerte erzeugt.
• Vorzugsweise enthalten die durch die Steuerblätter ausgeführten Logikfunktionen:
• - eine Abstimmlogik wie etwa eine Logik, um zu bestimmen, dass eine Alarmbedingung vorliegt, falls 2 von 2 Skalarwerten über dem Schwellenwert liegen oder falls 2 von 3 über dem Schwellenwert liegen.
• - Kombinieren von Schwingungsdaten mit anderen DCS-Prozessparameterdaten (wie etwa Druck und Temperatur).
• - Auslösevervielfachung, was eine temporäre Bedingung ist, die durch den aktuellen Maschinenzustand oder durch eine manuelle Eingabe, die einen Alarmpegel erhöht, bestimmt wird. Die Auslösevervielfachung wird üblicherweise während des Starts einer rotierenden Maschine wie etwa einer Turbine verwendet. Während die Turbine beschleunigt, durchläuft sie normalerweise mindestens eine mechanische Resonanzfrequenz. Da während dieser Resonanz höhere Schwingungsbedingungen als normal gemessen werden, wird die „Auslösevervielfachung“ verwendet, um einige oder alle der Alarmpegel vorübergehend anzuheben, um eine Fehlalarmauslösung zu vermeiden. Die Auslösevervielfachungseingabe kann mit einer Betreibereingabe manuell eingestellt werden oder kann auf der Grundlage der Drehzahl oder einer anderen „Maschinenzustands“-Eingabe automatisch eingestellt werden.
• - Auslöseüberbrückung, was üblicherweise eine manuelle Eingabe zum Unterdrücken des Betriebs der Ausgabelogik zum Sperren von Auslösefunktionen ist, beispielsweise während des Maschinenstarts. Die Auslöseüberbrückung ist eine Funktion, die entweder alle erzeugten Schwingungsalarme oder irgendwelche Ausgaben, die als eine Auslösesteuerung verwendet würden, oder beides unterdrückt. Die Auslöseüberbrückungseingabe kann mit einer Betreibereingabe manuell eingestellt werden oder kann auf der Grundlage einer „Maschinenzustands“-Eingabe automatisch eingestellt werden. Zeitverzögerung, die eine Verzögerung ist, die normalerweise programmiert wird, um sicherzustellen, dass Auslösebedingungen für eine spezifizierte Zeit überdauert haben, bevor zugelassen wird, dass eine Maschinenauslösung auftritt. Wie von der Norm API 670 empfohlen wird, sind die Auslösezeitverzögerungen normalerweise auf zwischen 1 und 3 Sekunden eingestellt. Der Zweck dieser Verzögerung ist es, durch mechanische oder elektrische Spitzen oder Störungen verursachte Fehlalarme zurückzuweisen.
• Universelle Sensorschnittstelle
• 4 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines einzelnen Kanals der Analogfeldsignalaufbereitungs- und Sensorleistungskarte 12. In dieser Ausführungsform enthält die Sensorleistungsschaltung 24 einen softwaresteuerbaren Schalter 28, der betreibbar ist, um zwischen einer +24V-Leistungsversorgung 24a, einer -24V-Leistungsversorgung 24b oder einer programmierbaren Konstantstromquelle 24c zu wechseln. Das Signal zum Aktivieren des Schalters 28 wird vorzugsweise durch die Kartenkonfigurationsschaltung 32 geliefert. Wie in 4 gezeigt enthält die Signalaufbereitungsschaltung 25 einen softwaresteuerbaren Schalter 27, der betreibbar ist, um zwischen mehreren Sensorsignalaufbereitungsschaltungen mit mehreren Eingangssignalbereichen zu wechseln, einschließlich einer Schaltung 25a von 0 bis +24 V, Schaltung 25b von -24 V bis + 24 V und -12 V bis +12 V und einer Schaltung 25c von 0 bis - 24 V. Das Signal zum Aktivieren des Schalters 27 wird vorzugsweise durch die Kartenkonfigurationsschaltung 32 geliefert.
• In einer bevorzugten Ausführungsform empfängt Software, die auf dem MHM-Datenanalysecomputer 54 (1) läuft, eine Eingabe von einem Benutzer, um den Typ des Sensors 20 anzugeben, der mit jedem Messkanal verbunden ist. Diese Eingabe kann durch Auswahl des Sensortyps aus einer Liste von Sensoren in einem Aufklapp-Menü erfolgen, das auf einem Bildschirm des Computers 54 angezeigt wird. Auf der Grundlage der Sensortypauswahl erzeugt die LGC 16 den Datenstrom, um die Zwischenspeicher der Kartenkonfigurationsschaltung 32 einzustellen, um die entsprechenden Einstellungen der Schalter 27 und 28 zu bewirken.
• Wie oben diskutiert ist, um die Komplexität des Diagramms zu minimieren, nur ein Sensorkanal in 4 gezeigt. In einer bevorzugten Ausführungsform gibt es acht Sensoreingangskanäle, die jeweils eine softwaresteuerbare Sensorleistungsschaltung 24 und eine Signalaufbereitungsschaltung 25 umfassen, die unabhängig von den Schaltungen 24 und 25 in den anderen Kanälen betrieben werden. Somit sind die Kanaleingangskonfigurationen von Kanal zu Kanal unabhängig voneinander, so dass eine Vielzahl unterschiedlicher Sensortypen gleichzeitig unterstützt werden können.
• Wenn der Ausdruck hierin verwendet wird, dass zwei elektrische Komponenten in einer Schaltung „elektrisch gekoppelt“ sind, bedeutet dies, dass ein Anschluss oder ein Stift einer Komponente in elektrischer Verbindung mit einem Anschluss oder Stift der anderen Komponente ist, und zwar entweder direkt oder über eine oder mehrere dazwischenliegende Komponenten. Wenn beispielsweise ein Stift oder ein Anschluss einer ersten Komponente direkt mit einem Stift oder Anschluss einer zweiten Komponente elektrisch verbunden ist, sind die erste und die zweite Komponente „elektrisch gekoppelt“. Als weiteres Beispiel sind dann, wenn ein Stift oder ein Anschluss der ersten Komponente mit einem Stift oder Anschluss einer dazwischenliegenden Komponente elektrisch verbunden ist und ein Stift oder ein Anschluss der dazwischenliegenden Komponente mit einem Stift oder Anschluss der zweiten Komponente elektrisch verbunden ist, die erste und die zweite Komponente „elektrisch gekoppelt“.
• Ein genaues Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der +24V-Sensorleistungssteuerschaltung 24a für einen Sensorkanal ist in 5 dargestellt. Nennleistung mit einer positiven Gleichspannung von 24 V kommt von links (+24V_IN) herein und wird durch den Widerstand R1 und den Kondensator C1 tiefpassgefiltert. Dieses Filter dämpft restliches Schaltrauschen aus der Eingangsquelle und liefert 3,3 Ω Reihenwiderstand, um sensorinduzierte transiente Ströme zu behindern, die in die Schaltung zurücklaufen. Zudem kommt auf der linken Seite das digitale Steuersignal POWER_ENABLE herein. Eine nominale Schwellenspannung von mehr als +1,7 V auf POWER_ENABLE beginnt, den NPN-Transistor Q2 (Leistungsfreigabeschalter) über den aus den Widerständen R13a und R14a gebildeten Widerstandsteiler einzuschalten. Wenn +3,3 V an POWER_ENABLE angelegt sind, nähert sich die Kollektorspannung des Transistors Q2 dem Massepotential und zieht den unteren Schenkel des Widerstands R12a auf etwa 0,05 V. Der resultierende Strom durch den Widerstand R12a lädt den Umgehungs-Kondensator C6 und zieht den Netto-Spannungspegel LOW_RAIL nach unten, wo er durch die Schottky-Diode D2B gegen die 20V-Spannung LOW_RAIL_BIAS geklemmt wird. Hierdurch werden 4,3V-Schienen über den Versorgungsstiften des Niederleistungs-Gegentaktkomparators U1 hergestellt, dessen Ausgabe den PNP-Transistor Q1 einschaltet. Im eingeschalteten Zustand verbindet der Transistor Q1 +24 V durch die Schottky-Diode D3 mit der externen Last.
• Wenn er eingeschaltet ist, überwacht der Komparator U1 kontinuierlich die Emitterstromstärke des Transistors Q1 über die über den Widerstand R7 entwickelte Spannung, um einen hohen Laststromstärkebedarf zu detektieren, der einen Kurzschluss an dem Sensorleistungsverbinder 22 angibt. (Der Widerstand R7 ist hier auch als „zweiter Widerstand“ bezeichnet) Da die Spannung über dem Kondensator C5 sich nicht plötzlich ändern kann, ist die Antwort der Schaltung auf einen kurzgeschlossenen Ausgang plötzlich. (Der Kondensator C5 wird hier auch als „erster Kondensator“ bezeichnet). Eine plötzliche Erhöhung des Laststromstärkebedarfs, die in der Kollektorstromstärke des Transistors Q1 reflektiert ist, bewirkt eine proportionale plötzliche Erhöhung der Spannung über dem Widerstand R7 (entwickelt durch die Emitterstromstärke des Transistors Q1). Dies macht die Emitterspannung des Transistors Q1 relativ zu seiner Basisspannung, die durch den Kondensator C5 wechselstromartig „verriegelt“ ist, geringer, wodurch ein weiterer Anstieg der Kollektorstromstärke des Transistors Q1 verhindert wird und die dem Komparator U1 Zeit gegeben wird, auf den Kurzschlusszustand zu reagieren.
• Während des normalen Betriebs liefert der aus den Widerständen R4, R2 und R5 zusammengesetzte Spannungsteiler eine Vorspannung an den positiven Eingang des Komparators U1, die um einige Dutzend Millivolt niedriger ist als die, die der R3- und R6-Widerstandsteiler an den negativen Eingang liefert, wodurch die Gegentakt-Ausgangsspannung des Komparators U1 an ihren negativen Grenzwert geführt wird. Wenn die Laststromstärke die nominale Überlastschwelle von ~39 mA übersteigt, ändert sich die Gegentakt-Ausgabe des Komparators U1 rasch und schwingt zu ihrer positiven Grenze, was durch die Rückkopplung aus einem NPO-Kondensator C4 (die auf einen NPO-Kondensator C3 integriert wird, was die effektive Zeitkonstante erhöht) verstärkt wird. (Die Kondensatoren C3 und C4 sind hier auch als „dritter Kondensator“ bzw. „vierter Kondensator“ bezeichnet.) Die Ausgabeansteuerung des Komparators U1 injiziert durch den Widerstand R8 Ladung in den Kondensator C5. (Der Widerstand R8 ist hier auch als der „erste Widerstand“ bezeichnet). Dies beraubt den Transistor Q1 der Basisstromsstärke, wodurch bewirkt wird, dass die Kollektorstromstärke auf etwa 36 mA abfällt, bevor der Komparator U1 nach etwa 0,5 uS seinen Zustand wieder ändert. Die Kollektorstromstärke des Transistors Q1 klettert dann wieder auf 39 mA und der Zyklus wiederholt sich mit einer Rate von etwa 1,0 MHz, solange der Lastbedarf die Überlastschwellenstromstärke übersteigt. Ein Ausgangskondensator C7 reduziert das Ausgangsschaltrauschen bei der Begrenzung auf ein Niveau von nur wenigen Millivolt. (Der Kondensator C7 ist hier auch als der „zweite Kondensator“ bezeichnet)
• Eine nichtlineare Foldback-Begrenzung wird durch Rückkopplung über den Widerstand R10 und die Zenerdiode Z1 zur Verringerung der Q1-Dissipation während des Ausgangskurzschluss-Fehlerzustandes bereitgestellt. (Der Widerstand R10 ist hier auch als „dritter Widerstand“ bezeichnet). Der NPO-Kondensator C2 reduziert den durch Lawinenrauschen aus der Diode Z1 verursachten Schaltschwellenjitter. Wenn die Ausgabe (Q1-Kollektorspannung) niedriger als etwa 6 V gezogen wird, beginnt die Diode Z1 zu leiten, wodurch Strom aus dem invertierenden Knoten des Komparators U1 gezogen wird. Dies modifiziert den Komparator-Eingangs-Vorspannungspegel und ebenso die Schaltschwelle der Schaltung, wodurch sich eine abgesenkte Stromstärkegrenze ergibt, die eine übermäßige Q1-Dissipation verhindert, wenn der Ausgang SENSOR_PWR durch eine externe Quelle kurzgeschlossen oder in das Negative gezogen wird. Die nominale Foldback-Kennlinie ist in 11 dargestellt, wobei die folgenden Werte die Beziehung zwischen Ausgangsspannung und Begrenzungsstromstärke angeben: $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=\mathrm{23,5}\text{V}& \text{IOUT}=\mathrm{38,7}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=6\text{V}& \text{IOUT}=\mathrm{39,2}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=5\text{V}& \text{IOUT}=\mathrm{35,9}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=4\text{V}& \text{IOUT}=\mathrm{31,7}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=3\text{V}& \text{IOUT}=\mathrm{27,3}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=2\text{V}& \text{IOUT}=\mathrm{23,0}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=1\text{V}& \text{IOUT}=\mathrm{18,6}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=0\text{V}& \text{IOUT}=\mathrm{14,2}\text{ mA}\end{array},$$

  
• Der Ausgangskondensator C7 liefert während der Rückkopplungsbegrenzung Schleifenstabilität. Die 40V-Schottky-Diode D3 schützt die Schaltung vor positiver injizierter Spannung, die einen größeren Betrag aufweist als die interne +24V-Versorgung. Die Schutzdiode TVS1 hat eine bipolare Stoßklemmspannung von knapp unter 50 V. In Verbindung mit der Diode D3 schützt die Diode TVS1 vor einem Basis-Emitter-Durchbruch des Transistors Q1. Die -100V-Kollektor-Emitter-Sollspannung des Transistors Q1 schützt vor einer negativen Spannungsinjektion. Der Widerstand R9 hilft beim Ausschalten des Transistors Q1 während der Begrenzung und dann, wenn die Eingabe POWER_ENABLE in dem niedrigen Zustand ist.
• 13 zeigt ein Simulationsdiagramm, das Spannungen zeigt, die den Leistungssteuerschaltungskomponenten als Antwort auf ein Ausgangskurzschlussereignis zugeordnet sind. Die Spannungskurven wurden für die Anzeige versetzt normiert und skaliert (die Komparatorausgabe). Der Kollektor des Transistors Q1 bezieht 20 mA Strom vor dem Kurzschlussereignis, das bei der 100-µsec-Markierung eintritt. Nach dem Kurzschlussereignis steigt die Kollektorstromstärke stark an und erreicht ihren Spitzenwert bei ca. 300 mA innerhalb von 4 Nanosekunden. Der Spitzenbetrag der Stromstärke wird durch die endliche verfügbare Basisansteuerung und den endlichen Betawert des Transistors Q1 begrenzt. Wegen der kurzen Dauer dieser Transiente ist vernachlässigbare Energie beteiligt. Die Spannung über dem Widerstand R7 (erster Widerstand) nimmt gemeinsam mit der Kollektorstromstärke zu, während die Spannung über dem Kondensator C5 (ersten Kondensator) mit einer viel niedrigeren Rate ansteigt, was zu einer abrupten und deutlichen Verringerung der Emitter-Basis-Spannung führt. Wenn die Basisansteuerung somit entfernt wird, fällt die Kollektorstromstärke schnell ab und unterschreitet 50 mA etwa 25 Nanosekunden nach Eintritt des Ereignisses. Bei etwa 50 Nanosekunden reagiert der Komparator U1 (untere Spur) und entfernt die Basisansteuerung längerfristig.
• 14 zeigt die gleichen Ereignisse auf einer erweiterten Zeitskala, um die stationäre Langzeit-Kurzschlussantwort zu zeigen. Wie in 14 gezeigt wird die Q1-Kollektorstromstärke zunächst (über das nichtlineare Foldback) reduziert und danach durch die Ausgangsspannung des Komparators U1 gesteuert, die mit einer Rate von etwa 1 MHz oszilliert.
• Ein detailliertes Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der -24V-Sensorleistungssteuerschaltung 24b für einen Sensorkanal ist in 6 dargestellt. Nennleistung mit einer negativen Gleichspannung von -24 V kommt von links (-24V_IN) herein und wird durch den Widerstand R1 und den Kondensator C1 tiefpassgefiltert. Dieses Filter dämpft restliches Schaltrauschen aus der Eingangsquelle und liefert 3,3 Ω Reihenwiderstand, um sensorinduzierte transiente Ströme zu behindern, die in die Schaltung zurücklaufen. Zudem kommt auf der linken Seite das digitale Steuersignal POWER_ENABLE herein. Eine nominale Schwellenspannung von mehr als +1,85 V beginnt, den PNP-Transistor Q2 (Leistungsfreigabeschalter) über den aus den Widerständen R13a und R14a gebildeten Widerstandsteiler einzuschalten. Wenn +3,3 V an POWER_ENABLE angelegt sind, folgt die Kollektorspannung eng dem Emitter, so dass ein + 3.3V Eingangssteuerungspegel auf Q2 den unteren Schenkel des Widerstandes R12b bis zu etwa 3,2 V nach oben zieht. Die resultierende R12-Stromstärke lädt den Umgehungs-Kondensator C6, was die Spannung HIGH_RAIL hoch zieht, bis sie durch eine Schottky-Diode D2B gegen die Spannung HIGH_RAIL_BIAS von -20 V geklemmt wird. Hierdurch werden 4,3V-Schienen über den Versorgungsstiften des Niederleistungs-Gegentaktkomparators U1 hergestellt, dessen Ausgabe den NPN-Transistor Q1 einschaltet. Im eingeschalteten Zustand verbindet der Transistor Q1 -24 V durch die Schottky-Diode D3 mit der externen Last.
• Wenn er eingeschaltet ist, überwacht der Komparator U1 kontinuierlich die Emitterstromstärke des Transistors Q1 über die über den Widerstand R7 entwickelte Spannung. Während des normalen Betriebs liefert der aus den Widerständen R4, R2 und R5 zusammengesetzte Spannungsteiler eine Vorspannung an den positiven Eingang des Komparators U1, die einige Dutzend Millivolt höher ist als die, die der R3- und R6-Teiler an den negativen Eingang liefert, wodurch die Gegentakt-Ausgabespannung des Komparators U1 an ihre positive Grenze geführt wird. Wenn die Laststromstärke die nominale Überlastschwelle von ~39 mA übersteigt, ändert die Ausgabe des Komparators U1 schnell den Zustand und schwingt zu ihrer negativen Grenze, wobei sie durch die Rückkopplung aus dem NPO-Kondensator C4 (die auf einen NPO-Kondensator C3 integriert wird, wodurch die effektive Zeitkonstante erhöht wird) gestärkt wird. Die Ausgangssenke von dem Komparator U1 zieht über den Widerstand R8 Ladung aus dem Kondensator C5. Dies beraubt den Transistor Q1 der Basisstromstärke, wodurch bewirkt wird, dass die Kollektorstromstärke auf etwa 36 mA abfällt, bevor der Komparator U1 nach etwa 0,5 uS seinen Zustand wieder ändert. Die Kollektorstromstärke des Transistors Q1 klettert dann wieder auf 39 mA und der Zyklus wiederholt sich mit einer Rate von etwa 1,0 MHz, solange der Lastbedarf die Überlastschwellenstromstärke übersteigt.
• Der Ausgangskondensator C7 reduziert das Ausgangsschaltrauschen während der Begrenzung auf einen Pegel von nur wenigen Millivolt. Da sich die Spannung über dem Kondensator C5 nicht sofort ändern kann, ist die Reaktion der Schaltung auf einen kurzgeschlossenen Ausgang unmittelbar. Wenn die Spannung über dem Widerstand R7 plötzlich ansteigt, wird der Emitter des Transistors Q1 relativ zu der Basis, die durch den Kondensator C5 „verriegelt“ ist, höher getrieben,. Dies verhindert einen weiteren Anstieg der Kollektorstromstärke und gibt dem Komparator U1 Zeit, um zu reagieren. Die nichtlineare Foldback-Begrenzung erfolgt durch Rückkopplung über den Widerstand R10 und die Zenerdiode Z1 zur Verringerung der Q1-Dissipation während des Ausgangskurzschluss-Fehlerzustands. Der NPO-Kondensator C2 reduziert den Schaltschwellenjitter, der durch Lawinenrauschen aus der Diode Z1 verursacht wird. Wenn der Ausgabebetrag (der Absolutwert der Kollektorspannung des Transistors Q1) niedriger als etwa 6 V gezogen wird, beginnt die Diode Z1 zu leiten, wodurch Strom in den invertierenden Knoten des Komparators U1 gezogen wird. Dies modifiziert den Komparatoreingangs-Vorspannungspegel und ebenso die Schaltschwelle der Schaltung, was zu einer abgesenkten Stromstärkegrenze führt, die eine übermäßige Q1-Dissipation verhindert, wenn der Ausgang SENSOR_PWR durch eine externe Quelle kurzgeschlossen oder in das Positive gezogen wird. Die nominale Foldback-Kennlinie ist in 12 dargestellt, wobei die folgenden Werte die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung und der Begrenzungsstromstärke angeben: $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=-\mathrm{23,5}\text{V}& \text{IOUT}=-\mathrm{39,3}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=-6\text{V}& \text{IOUT}=-\mathrm{39,8}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=-5\text{V}& \text{IOUT}=-\mathrm{36,6}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=-4\text{V}& \text{IOUT}=-\mathrm{32,4}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=-3\text{V}& \text{IOUT}=-\mathrm{28,0}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=-2\text{V}& \text{IOUT}=-\mathrm{23,6}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=-1\text{V}& \text{IOUT}=-\mathrm{19,2}\text{ mA}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{cc}\text{SENSOR\_PWR}=0\text{V}& \text{IOUT}=-\mathrm{15,1}\text{ mA}\end{array}.$$

  
• Der Ausgangskondensator C7 liefert während der Rückkopplungsbegrenzung Schleifenstabilität. Die 40V-Schottky-Diode D3 schützt die Schaltung vor einer negativen injizierten Spannung, die größer als die interne -24V-Versorgung ist. Die Schutzdiode TVS1 weist eine bipolare Stoßklemmspannung von knapp unter 50 V auf. In Verbindung mit der Diode D3 schützt die Diode TVS1 gegen den Basis-Emitter-Durchbruch des Transistors Q1. Die 100V-Kollektor-Emitter-Sollspannung des Transistors Q1 schützt vor einer negativen Spannungsinjektion. Der Widerstand R9 hilft beim Ausschalten des Transistors Q1 während der Begrenzung und dann, wenn die Eingabe POWER_ENABLE in dem niedrigen (Aus-) Zustand ist.
• Um die Komplexität der Schaltungsdiagramme zu minimieren, sind nur die Sensorleistungssteuerschaltungen für nur einen Sensorkanal in 5 und 6 dargestellt. In einer bevorzugten Ausführungsform gibt es acht Sensoreingangskanäle, die jeweils Sensorleistungssteuerschaltungen 24a und 24b umfassen, die unabhängig von den Schaltungen 24a und 24b in den anderen Kanälen arbeiten.
• Sensorsignalaufbereitungsverstärker
• In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Sensorsignalaufbereitungsschaltung 25 ein Präzisionsverstärker mit differentiellem Eingang und Ausgang, der so ausgelegt ist, dass er eine optimale der verschiedenen unterstützten Sensorsignale an die Bereichs- und Frequenzanforderungen des ADC 28 liefert. Einige bemerkenswerte Merkmale des Verstärkers 25 umfassen die folgenden:
• - Präzisionsverstärkung durch Verwendung von 0,1%-Widerständen mit 25ppm/°C;
• - geringer Gleichspannungsoffset (für genaue Gleichstromsensormessungen);
• - geringe Offset-Drift mit der Temperatur (für konsistente Gleichstromsensormessungen);
• - geringe Rauschpegel, sowohl für Breitband- als auch für 1/F-Rauschen;
• - fast flache Verstärkung von Gleichspannung bis 40 kHz durch Verwendung des Verstärkungsabgleichsnetzwerks;
• - Einbeziehung der erforderlichen ADC-Nyquist-Filterung;
• - Differentielleingang unterdrückt Gleichtaktsignale;
• - Eingänge mit hoher Impedanz minimieren die Sensorsignalbelastung;
• - Vorfilter schützen Operationsverstärkereingänge vor HF-Störungen;
• - fast konstante Gruppenverzögerung von Gleichspannung bis 40 kHz;
• - mehr als 1% Verstärkungsgenauigkeit ohne Kalibrierung von Gleichspannung bis 40 kHz;
• - 5 Volt Einzelschienenleistung vermeidet die Notwendigkeit für eine negative Versorgung; und
• - geringe Materialkosten.
• Wie in dem schematischen Diagramm von 7 gezeigt ist die bevorzugte Ausführungsform des Signalaufbereitungsverstärkers 25 ein minimalistischer Differentialoperationsverstärker-Entwurf, der eine direkte Schnittstelle mit den Sensorsignaleingangsanschlüssen 22 hat, um eine Signalskalierung und einen Offset bereitzustellen und zusätzlich die Differenzeingänge des ADC 28 direkt anzusteuern. Dieser Entwurf bezieht auch die Funktion der Nyquist-Filterung vor dem ADC 28 mit ein, wodurch eine nominale 110dB-Unterdrückung von bandexternen Signalen bereitgestellt wird. Eine Verstärkungsabflachung wird durch ausgeglichene positive Rückkopplungsnetze 56a und 56b bereitgestellt, die eine nahezu flache Verstärkungsantwort von Gleichspannung bis 40 kHz bieten.
• Unter Bezugnahme auf 7 wird die Verstärkung durch das Verhältnis des Präzisionswiderstands R17 zu den Präzisionswiderständen R15 plus R16 bestimmt. Die differentielle Balance ist durch das Verhältnis des Präzisionswiderstands R20 zu den Präzisionswiderständen R18 und R19 gegeben. Die Nyquist-Filterung wird teilweise durch das aus den Widerständen R15, R16, R18, R19 und den Kondensatoren C8, C9 und C10 zusammengesetzte RC-Netzwerk verwirklicht. Eine weitere Filterung wird durch die Wechselwirkung des Widerstands R17 und des Kondensators C11 erreicht, wobei die Balance durch den Widerstand R20 und den Kondensator C12 bereitgestellt wird. Schließlich tragen die Widerstände R23 und R24 und der Kondensator C15 in Verbindung mit der Operationsverstärkungsbandbreitenbegrenzung zu einer Filterung im niedrigen MHz-Bereich bei. Die ausgeglichenen RC-Netzwerke, die aus C13/R25 und C14/R26 zusammengesetzt sind, liefern einen moderaten Verstärkungsspitzenwert, um die Verstärkungskurve innerhalb des interessanten Bandes von 0 bis 40 kHz abzuflachen. Die Widerstände R23 und R24 isolieren die Operationsverstärkerausgänge von der kapazitiven Last des Kondensators C15, um die Stabilität des Operationsverstärkers zu gewährleisten. Der Kondensator C15 erfüllt die Schnittstellenanforderung des differentiellen ADC-Eingangs.
• In der bevorzugten Ausführungsform werden das Gleichstrom-Rückkopplungssignal für den Operationsverstärker U1B (erleichtert durch R22) und die Rückkopplungssignale, die beide Verstärkungsabflachungsnetzwerke 56a-56b ansteuern, aus den Netzwerken ADC+ und ADC-, d. h. aus der Ausgangsseite der stabilitätssteigernden Widerstände R23 und R24 abgeleitet. Die negative Gleichstrom-Rückkopplung für den 1. Operationsverstärker (erleichtert durch R17) wird aus dem Netzwerk ADC+ abgeleitet. Die von C11 und C16 ermöglichten Wechselstrom-Rückkopplungssignale werden direkt aus den Operationsverstärkungsausgaben abgeleitet. Unter der Annahme von idealen Komponenten (einschließlich der Operationsverstärker) führt diese bevorzugte Ausführungsform keinen Gleichstrom-Fehler in Messungen ein, d. h. sie ist für Gleichstromsignale ideal abgeglichen. 16 zeigt Ergebnisse von Monte-Carlo-Simulationen für die bevorzugte Schaltungstopologie, wie sie in 7 gezeigt ist, als Gleichtaktunterdrückungs-Histogramm (CMR-Histogramm). Obwohl diese Daten für ein 100Hz-Signal abgeleitet wurden, wäre die Gleichspannungsleistung nahezu identisch.
• Die Simulationskurve von 8 zeigt die nominale normalisierte Verstärkung über der Frequenz für eine bevorzugte Ausführungsform des Verstärkers 25 bis zu der ADC-Überabtastungs-Nyquist-Frequenz von 6,5536 MHz
• Die normierte Kurve von 9 zeigt die Flachheit Durchlassbandverstärkung von Gleichspannung bis 40 kHz einer bevorzugten Ausführungsform des Verstärkers 25 von den Sensorsignaleingängen 22 zu dem Eingang des ADC 28. 15 zeigt eine 10000-mal durchgeführte Monte-Carlo-Simulation der Durchlassbandverstärkung einer bevorzugten Ausführungsform des Verstärkers 25 von Gleichspannung bis 40 KHz unter Verwendung einer rein zufälligen Verteilung von Komponententoleranzen. Wie 15 zeigt, variiert die Durchlassbandverstärkung um nicht mehr als etwa 0,8 %, berechnet auf der Basis von ((1002,7 mV - 995,6 mV) ÷ 999,15 mV) x 100%.
• 10 zeigt die normalisierte Verstärkung und die Ausgangsphasenverschiebung einer bevorzugten Ausführungsform des Verstärkers 25 auf einer linearen Frequenzskala. Die Phase (gepunktete Kurve) hat eine nahezu lineare Beziehung zu der Frequenz. Die Eingangszu-Ausgangs-Gruppenverzögerung beträgt in der bevorzugten Ausführungsform etwa 1,5 Mikrosekunden.
• Die vorstehende Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen für diese Erfindung ist zur Veranschaulichung und Beschreibung dargestellt worden. Sie soll nicht erschöpfend sein oder die Erfindung auf die genaue offenbarte Form beschränken. Angesichts der obigen Lehren sind offensichtliche Abwandlungen oder Variationen möglich, Die Ausführungsformen sind im Bemühen gewählt und beschrieben worden, die beste Veranschaulichung der Prinzipien der Erfindung und ihrer praktischen Anwendung zu bieten und dadurch zu ermöglichen, dass Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet die Erfindung in verschiedenen Ausführungsformen und mit verschiedenen Abwandlungen, wie sie für eine bestimmte betrachtete Verwendung geeignet sind, nutzen. Alle solchen Abwandlungen und Variationen liegen im Schutzumfang der Erfindung, wie er durch die beigefügten Ansprüche bestimmt ist, wenn sie in Übereinstimmung mit der Breite interpretiert werden, zu der sie nach Gesetz, Recht und Billigkeit berechtigt sind.

Claims (18)

1. Sensorleistungs- und Signalaufbereitungsschaltung eines Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmoduls, wobei die Sensorleistungs- und Signalaufbereitungsschaltung umfasst: einen Sensorschnittstellenverbinder, der betreibbar ist, um mit mehreren Arten von Sensoren zu verbinden, die an einer Maschine angebracht werden können, um verschiedene Eigenschaften der Maschine zu überwachen, wobei der Sensorschnittstellenverbinder zum Empfangen eines analogen Sensorsignals, das durch einen angeschlossenen Sensor erzeugt wird, ausgelegt ist, eine Signalaufbereitungsschaltungsanordnung zum Aufbereiten des analogen Sensorsignals, wobei die Signalaufbereitungsschaltungsanordnung umfasst: mehrere Sensorsignalaufbereitungsschaltungen, wobei jede Sensorsignalaufbereitungsschaltung zum Aufnehmen eines Sensorsignaleingangsbereichs ausgelegt ist, der von einem oder mehreren Sensorsignaleingangsbereichen verschieden ist, die von anderen der Sensorsignalaufbereitungsschaltungen aufgenommen werden; und einen ersten softwaresteuerbaren Schalter zum Auswählen einer der mehreren Sensorsignalaufbereitungsschaltungen zum Empfangen des analogen Sensorsignals, das durch den angeschlossenen Sensor erzeugt wird, wobei der erste softwaresteuerbare Schalter durch ein Eingangsbereichsauswahlsignal gesteuert wird; eine Sensorleistungsversorgungsschaltungsanordnung zum Liefern von Leistung an den angeschlossenen Sensor, wobei die Sensorleistungssteuerschaltungsanordnung umfasst: mehrere einzeln auswählbare Sensorleistungsschaltungen, wobei jede Sensorleistungsschaltung zum Liefern von Leistung über einen Spannungsbereich ausgelegt ist, der von einem oder mehreren Spannungsbereichen verschieden ist, die von anderen der Sensorleistungsschaltungen bereitgestellt werden; und einen zweiten softwaresteuerbaren Schalter zum Auswählen einer der mehreren Sensorleistungsschaltungen zum Liefern von Leistung an den angeschlossenen Sensor, wobei der zweite softwaresteuerbare Schalter durch ein Leistungsbereichsauswahlsignal gesteuert wird; eine Konfigurationsschaltung zum Erzeugen eines oder mehrere des Eingangsbereichsauswahlsignals und des Leistungsbereichsauswahlsignals, wobei das Leistungsbereichsauswahlsignal zumindest teilweise auf einer Anwenderauswahl eines Sensortyps des angeschlossenen Sensors basiert; und eine Analog/Digital-Umsetzerschaltung zum Umsetzen des analogen Schwingungssignals in ein digitales Schwingungssignal.
2. Sensorleistungs- und Signalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 1, wobei der Sensorschnittstellenverbinder betreibbar ist, um mit mehreren Arten von Sensoren zu verbinden, die aus der folgenden Gruppe ausgewählt sind: Piezobeschleunigungsmesser, piezoelektrische Schwingungssensoren mit integrierter Schaltung (ICP-Schwingungssensoren), piezodynamische Drucksensoren, elektrodynamische Geschwindigkeitssensoren, Wirbelstrom-Wegsensoren, Wechselstrom-Schwingungssensoren, Gleichstrom-Wegsensoren, passive elektromagnetische Sensoren, Hall-Effekt-Drehzahlmessersensoren, Wellendrehgeber-Sensoren und TTL-Impulssensoren.
3. Sensorleistungs- und Signalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die mehreren einzeln auswählbaren Sensorleistungsschaltungen Sensorleistung über einen Bereich von +12 Volt bis -12 Volt, einen Bereich von +24 Volt bis -24 Volt, einen Bereich von 0 Volt bis +24 Volt und einen Bereich von 0 Volt bis -24 Volt liefern.
4. Sensorleistungs- und Signalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die mehreren einzeln auswählbaren Sensorleistungsschaltungen eine Konstantstromquelle von null Milliampere bis 20 Milliampere umfassen.
5. Sensorleistungssteuerschaltung eines Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmoduls, wobei die Sensorleistungssteuerschaltung umfasst: einen positiven Spannungseingang zum Empfangen einer positiven Spannung von einer galvanisch getrennten Spannungsquelle innerhalb des Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmoduls; einen Sensorleistungsverbinder zum Liefern von Leistung an einen Sensor; einen Gegentaktkomparator mit einem positiven Eingang, einem negativen Eingang und einem Ausgang; einen ersten Widerstand, der aufweist: eine erste Seite, die mit dem Ausgang des Gegentaktkomparators elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite; einen PNP-Transistor, der aufweist: eine Basis, die mit der zweiten Seite des ersten Widerstands elektrisch gekoppelt ist; einen Emitter, der elektrisch gekoppelt ist mit: dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators durch ein erstes Widerstandsteilernetzwerk, dem positiven Spannungseingang der Sensorleistungsschaltung durch einen zweiten Widerstand und dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators durch ein zweites Widerstandsteilernetzwerk; einen Kollektor, der mit dem Sensorleistungsverbinder elektrisch gekoppelt ist; einen ersten Kondensator, der aufweist: eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des ersten Widerstands und mit der Basis des PNP-Transistors elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit dem positiven Spannungseingang der Sensorleistungsschaltung und mit dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators über das zweite Widerstandsteilernetz elektrisch gekoppelt ist; und wobei dann, wenn eine Basisstromstärke an der Basis des PNP-Transistors einen Pegel aufweist, der ausreicht, um zu bewirken, dass sich der PNP-Transistor in einem gesättigten EIN-Zustand befindet, der PNP-Transistor den positiven Spannungseingang der Sensorleistungsschaltung mit dem Sensorleistungsverbinder elektrisch koppelt, wobei während des normalen Betriebs die durch den zweiten Widerstand in den Emitter des PNP-Transistors fließende Stromstärke unterhalb eines nominalen Schwellenstromstärkenpegels liegt, was bewirkt, dass eine erste Vorspannung an dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators kleiner als eine zweite Vorspannung an dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators ist, wodurch eine Niederzustands-Spannung an dem Ausgang des Gegentaktkomparators auftritt, wobei eine erste RC-Zeitkonstante so vorliegt, wie sie durch die Kapazität des ersten Kondensators und einen Gesamtwirkwiderstand an dem Basisknoten des PNP-Transistors bestimmt ist, wobei dann, wenn die Laststromstärke relativ zu der ersten RC-Zeitkonstante abrupt ansteigt, wie es unmittelbar nach einem Kurzschluss über den Sensorleistungsverbinder auftreten würde, eine Spannung über dem zweiten Widerstand schneller steigt als die Spannung über dem ersten Kondensator fällt, was zu einer sofortigen Nettoverringerung der Emitter-Basis-Spannung des PNP-Transistors führt, und die Nettoverringerung der Emitter-Basis-Spannung des PNP-Transistors den PNP-Transistor daran hindert, eine erhöhte Laststromstärke für eine Zeitspanne zu liefern, die größer als die Fortpflanzungsverzögerung von den Eingängen zu dem Ausgang des Gegentaktkomparators ist; wobei dann, wenn der Laststromstärkebedarf den nominalen Schwellenstromstärkepegel übersteigt, wie es geschehen würde, wenn ein Kurzschluss über den Sensorleistungsverbinder vorliegt, (1) die durch den zweiten Widerstand in den Emitter des PNP-Transistors fließende Stromstärke über den nominalen Schwellenstromstärkepegel steigt, was bewirkt, dass die erste Vorspannung an dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators größer als die zweite Vorspannung an dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators ist, wodurch bewirkt wird, dass eine Hochzustands-Spannung an dem Ausgang des Gegentaktkomparators auftritt, (2) die Hochzustands-Spannung an dem Ausgang des Gegentaktkomparators Stromstärke in den ersten Kondensator zieht, wodurch die für den PNP-Transistor verfügbare Basisstromstärke reduziert wird, und (3) die reduzierte Basisstromstärke des PNP-Transistors eine Verringerung der Stromstärke in den Emitter des PNP-Transistors bewirkt, wodurch die durch den zweiten Widerstand fließende Stromstärke unter den nominalen Schwellenstromstärkepegel fällt, was bewirkt, dass die erste Vorspannung an dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators kleiner als die zweite Vorspannung an dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators ist, was wiederum bewirkt, dass wieder die Niederzustands-Spannung an dem Ausgang des Gegentaktkomparators auftritt, wobei (1) - (3) sich mit einer ersten Rate wiederholen, während der Laststromstärkebedarf den nominalen Schwellenstromstärkepegel überschreitet.
6. Sensorleistungsschaltung nach Anspruch 5, wobei die erste Rate etwa 1 MHz beträgt.
7. Sensorleistungsschaltung nach Anspruch 5, die eine nichtlineare Foldback-Schaltung enthält und umfasst: eine Zenerdiode, die aufweist: eine Anode; und eine Kathode, die mit dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators elektrisch gekoppelt ist; und einen dritten Widerstand, der zwischen der Anode der Zenerdiode und dem Kollektor des PNP-Transistors elektrisch eingekoppelt ist, wobei dann, wenn eine Spannung an dem Kollektor des PNP-Transistors unter eine Schwellenspannung fällt, die Zenerdiode beginnt zu leiten, wodurch Strom von dem negativen Eingangsknoten des Gegentaktkomparators durch den dritten Widerstand gezogen wird, wobei der aus dem negativen Eingangsknoten des Gegentaktkomparators bezogene Strom die zweite Vorspannung des Gegentaktkomparators modifiziert, was zu einem reduzierten Stromstärkepegel, der durch den PNP-Transistor fließt, und somit einer verringerten Leistungsverschwendung in dem PNP-Transistor führt, wenn der Sensorleistungsverbinder kurzgeschlossen wird oder durch eine externe Spannungsquelle in das Negative gezogen wird.
8. Sensorleistungsschaltung nach Anspruch 7, wobei eine Ausgangsspannung (V_OUT) und eine Ausgangsstromstärke (I_OUT) an dem Sensorleistungsverbinder durch die folgende nominale Foldback-Begrenzungsfunktion gekennzeichnet sind: $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}\ge 6\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{39,2}\text{ mA Max}\end{array}$$

   

   $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=5\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{35,9}\text{ mA Max}\end{array}$$

   

   $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=4\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{31,7}\text{ mA Max}\end{array}$$

   

   $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=3\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{27,3}\text{ mA Max}\end{array}$$

   

   $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=2\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{23,0}\text{ mA Max}\end{array}$$

   

   $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=1\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{18,6}\text{ mA Max}\end{array}$$

   

   $$\begin{array}{cc}{\text{V}}_{\text{OUT}}=0\text{V},& {\text{I}}_{\text{OUT}}=\mathrm{14,2}\text{ mA Max}\end{array}$$

   
9. Sensorleistungsschaltung nach Anspruch 5, die ferner umfasst: einen vierten Widerstand, der zwischen der Basis und dem Emitter des PNP-Transistorsein gekoppelt ist und eine Sperrung des PNP-Transistors unterstützt; einen zweiten Kondensator, der zwischen der zweiten Seite des ersten Kondensators und dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators elektrisch eingekoppelt ist; und einen dritten Kondensator, der zwischen dem Emitter des PNP-Transistors und dem negativen Eingang des Gegentaktkomparators elektrisch eingekoppelt ist; einen vierten Kondensator, der zwischen dem positiven Eingang des Gegentaktkomparators und dem Ausgang des Gegentaktkomparators elektrisch eingekoppelt ist, wobei der zweite, der dritte und der vierte Kondensator ein deterministisches, astabiles Verhalten der Sensorleistungsschaltung fördern.
10. Sensorleistungsschaltung nach Anspruch 9, die ferner einen fünften Kondensator umfasst, der zwischen dem Kollektor des PNP-Transistors und der elektrischen Masse elektrisch eingekoppelt ist, wobei der fünfte Kondensator die Stabilität Regelkreisstabilität fördert, wenn die Stromstärkebegrenzung wirksam ist.
11. Sensorsignalaufbereitungsschaltung eines Maschinenfunktionszustands-Überwachungsmoduls, wobei die Sensorsignalaufbereitungsschaltung zwischen einem Maschinensensor und einem Analog/Digital-Umsetzer (ADC) mit einem positiven und einem negativen Eingang angeordnet ist, wobei die Sensorsignalaufbereitungsschaltung umfasst: einen Sensorschnittstellenverbinder, der betreibbar ist, um mit mehreren Arten von Sensoren zu verbinden, die an einer Maschine angebracht werden können, um verschiedene Eigenschaften der Maschine zu überwachen, wobei der Sensorschnittstellenverbinder zum Empfangen eines differentiellen oder einseitigen analogen Sensorsignals, das von einem angeschlossenen Sensor erzeugt wird, ausgelegt ist, wobei der Sensorschnittstellenverbinder einen negativen Sensorsignaleingang und einen positiven Sensorsignaleingang umfasst; einen ersten Operationsverstärker zum Bereitstellen einer differentiellen Schnittstelle mit hoher Impedanz zu dem analogen Sensorsignal und einer Schnittstelle mit niedriger Impedanz zu dem positiven Eingang des ADC, wobei der erste Operationsverstärker einen negativen Signaleingang, einen positiven Signaleingang und einen Signalausgang aufweist; einen zweiten Operationsverstärker zum Bereitstellen einer invertierten Kopie eines Signals an dem positiven Eingang des ADC und einer Schnittstelle mit niedriger Impedanz zu dem negativen Eingang des ADC, wobei der zweite Operationsverstärker einen negativen Signaleingang, einen positiven Signaleingang und einen Signalausgang aufweist; ein passives Nyquist-Filter, das zwischen dem negativen Sensorsignaleingang des Sensorschnittstellenverbinders und dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers und zwischen dem positiven Sensorsignaleingang des Sensorschnittstellenverbinders und dem positiven Signaleingang des ersten Operationsverstärkers angeschlossen ist; ein erstes Verstärkungsabflachungs-Rückkopplungsnetzwerk, das zwischen dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers und dem negativen Eingang des ADC angeschlossen ist; und ein zweites Verstärkungsabflachungs-Rückkopplungsnetzwerk, das zwischen dem positiven Signaleingang des ersten Operationsverstärkers und dem positiven Eingang des ADC angeschlossen ist, wobei der Signalausgang des ersten Operationsverstärkers mit dem positiven Eingang des ADC elektrisch gekoppelt ist und wobei der Signalausgang des zweiten Operationsverstärkers mit dem negativen Eingang des ADC elektrisch gekoppelt ist.
12. Sensorsignalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 11, wobei das passive Nyquist-Filter umfasst: einen Widerstand R15, der aufweist: eine erste Seite, die mit dem negativen Sensorsignaleingang des Sensorschnittstellenverbinders elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite; einen Widerstand R16, der aufweist: eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R15 elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist; einen Widerstand R18, der aufweist: eine erste Seite, die mit dem positiven Sensorsignaleingang des Sensorschnittstellenverbinders elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite; einen Widerstand R19, der aufweist: eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R18 elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit dem positiven Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist; einen Kondensator C8, der aufweist: eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R15 elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit der elektrischen Masse elektrisch gekoppelt ist; einen Kondensator C9, der aufweist: eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R15 elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R18 elektrisch gekoppelt ist; und einen Kondensator C10, der aufweist: eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Widerstands R18 elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit der elektrischen Masse elektrisch gekoppelt ist, wobei die Widerstände R15, R16, R18 und R19 Dünnfilmwiderstände mit einer Widerstandswerttoleranz von nicht mehr als 0,1 % umfassen und wobei die Kapazitätswerte der Kondensatoren C8, C9 und C10 eine Toleranz von nicht mehr als 1 % aufweisen.
13. Sensorsignalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 12, die ferner einen Widerstand R17 umfasst, der aufweist: eine erste Seite, die mit dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit dem positiven ADC-Eingangsanschluss elektrisch gekoppelt ist, wobei die Verstärkung der Sensorsignalaufbereitungsschaltung dieser Ausführungsformen durch das Doppelte des Verhältnisses des Widerstandswertes des Widerstands R17 zu einer Summe der Widerstandswerte der Widerstände R15 und R16 bestimmt ist und wobei der Widerstand R17 einen Dünnfilmwiderstand mit einer Widerstandswerttoleranz von nicht mehr als 0,1 % aufweist.
14. Sensorsignalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 12, die ferner umfasst: einen Eingang mit anpassbarem Gleichstrom-Offset; und einen Widerstand R20, der aufweist: eine erste Seite, die mit dem positiven Signaleingang des Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit dem Eingang mit anpassbarem Gleichstrom-Offset elektrisch gekoppelt ist, wobei der differentielle Eingangs-Spannungsoffset der Sensorsignalaufbereitungsschaltung durch das Produkt eines Multiplikanden, nämlich dem Verhältnis der Summe der Widerstandswerte der Widerstände R18 und R19 zu dem Widerstandswert des Widerstands R20, und eines Multiplikators, nämlich der Differenz zwischen der festen +2,5V-Gleichstrom-Offsetspannung und der anpassbaren Gleichstrom-Offsetspannung, bestimmt ist, und wobei der Widerstand R20 einen Dünnfilmwiderstand mit einer Widerstandswerttoleranz von nicht mehr als 0,1 % aufweist.
15. Sensorsignalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 11, wobei das erste Verstärkungsabflachungs-Rückkopplungsnetzwerk umfasst: einen Kondensator C13, der aufweist: eine erste Seite, die mit dem negativen Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite; und einen Widerstand R25, der aufweist: eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Kondensators C13 elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit dem Signalausgang des zweiten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist; und das zweite Verstärkungsabflachungs-Rückkopplungsnetzwerk umfasst: einen Kondensator C14, der aufweist: eine erste Seite, die mit dem positiven Signaleingang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite; und einen Widerstand R26, der aufweist: eine erste Seite, die mit der zweiten Seite des Kondensators C14 elektrisch gekoppelt ist; und eine zweite Seite, die mit dem Signalausgang des ersten Operationsverstärkers elektrisch gekoppelt ist, wobei die Widerstände R25 und R26 eine Toleranz von nicht mehr als 1 % aufweisen und wobei die Kapazitätswerte der Kondensatoren C13 und C14 eine Toleranz von nicht mehr als 1 % aufweisen.
16. Sensorsignalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 11, wobei der Sensorschnittstellenverbinder betreibbar ist, um mit mehreren Arten von Sensoren zu verbinden, die aus der folgenden Gruppe ausgewählt sind: Piezobeschleunigungsmesser, piezoelektrische Schwingungssensoren mit integrierter Schaltung (ICP-Schwingungssensoren), piezodynamische Drucksensoren, elektrodynamische Geschwindigkeitssensoren, Wirbelstrom-Wegsensoren, Wechselstrom-Schwingungssensoren, Gleichstrom-Wegsensoren, passive elektromagnetische Sensoren, Hall-Effekt-Drehzahlmessersensoren, Wellendrehgeber-Sensoren und TTL-Impulssensoren.
17. Sensorsignalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 11, wobei der Operationsverstärker durch eine Einzelschienen-+5V-Gleichstrom-Leistungsverbindung und keine negative Leistungsverbindung versorgt wird.
18. Sensorsignalaufbereitungsschaltung nach Anspruch 11, wobei die Variation der Signalverstärkung von dem Sensorschnittstellenverbinder bis zu dem Eingang des ADC über einen Frequenzbereich von null bis 40 kHz ohne Kalibrierung nicht mehr als etwa 0,8 % beträgt.

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