CN107870587B - 用于机械装置监测系统的通用传感器接口 - Google Patents

Abstract

一种用于机器数据采集系统的通用传感器接口包括传感器电源控制电路：(1)对短路故障提供快速且准确的限制响应，(2)能够经受并且自动从多个并发的连续的短路故障中恢复，而不中断所述采集系统的电和热的完整性，(3)当在故障状况时，降低功耗/耗散，(4)将故障通道的不利影响与未涉及的通道隔离，(5)将松动的布线端子的“频跳”的不利影响与未涉及的通道隔离，(6)免受由传感器的"热布线"所造成的不利影响；(7)防护所采集系统免受合理预期装配的布线误差，以及(8)将所述数据采集系统的火花‑感应能量的可用性最小化。

Description

用于机械装置监测系统的通用传感器接口

技术领域

本发明涉及机器控制和机器状况监测领域。更特别地，本发明涉及一种适合多种传感器类型的通用传感器接口，以供在机械装置监测系统中使用。

背景技术

在传统的机器防护和预报监测系统中，许多不同类型的传感器用来测量机器的各种性能，例如电涡流传感器，地震传感器，无源磁性传感器，压电传感器，霍尔效应传感器和低频传感器。这些传感器类型中的每种都具有与传感器供电电压、电流和信号输出端的电压范围相关的独特特征。为了适合这些许多不同类型的传感器，必须开发、测试和储备大量不同的传感器输入模块。对于转速计的输入来说，通常还需要单独的模块。如果单个传感器接口模块可以处理所有这些各种传感器和测量，项目管理将会更容易，生产和采购将更具成本效益，并且可以显著减少库存设备和所需要备件的数量。

为单个多通道振动采集卡中的多个传感器供电历来需要繁琐复杂的电路，由于实际应用方面的考虑，其包括：

-避免由导致传感器电源短路的传感器或布线故障所引起的潜在的不利后果，包括：

-对即时硬件的损坏；

-造成冒烟或火灾的过量功耗；

-对所述单个传感器电源供应的过量需求；

-对健康的相邻传感器功能性的不利影响；

-由于受到不利影响的相邻传感器的读数的不正确控制或报警值的产生；以及

-整个采集卡故障；

-避免由并发的多个传感器布线故障所引起的潜在的不利后果，包括：

-对邻近所述故障卡的和在所述故障卡上游的卡的不利影响；

-对公共板级和所述上游传感器电源供应的过量需求；

-所述系统附件内的过度的温度升高；以及

-整个采集系统故障；

-将由相邻传感器布线连接的故障或松动所产生/削弱的频跳而引起的在健康传感器通道中对不利数据完整性的影响最小化；

-将由"热布线"相邻传感器连接的惯例引起的在健康传感器通道中对不利数据完整性的影响最小化；

-避免由传感器端子的过错-布线，例如将+24V的输出端连接到-24V的输出端所造成的不利后果；

-避免由将外部DC电压源连接到传感器供应输出端所造成的不利后果；以及

-将可用于产生危险火花的瞬时能量最小化(与安全关键环境有关，例如类型1部门2)。

上述考虑提出了实现传感器电源供应电路的成本效益并且空间受限的实施的重大挑战。电子组件制造商缺乏有效的综合解决方案，这可能是由于传感器电源的特殊性质，即在相对较低的电流具有相对较高的DC电压。更典型的是找到低电压和大电流的镜像状况的综合解决方案。

现有技术中的传感器接口的硬件实施应用了各种组合技术来实现所述总的期望性能目标。这些技术趋于包括高复杂性和超规格的组件和电源供应，并且往往与现实的空间约束不一致。根本上，用于多通道的传感器接口卡的综合的传感器供应实施应当：

(1)对短路故障提供快速的(事实上瞬时的)限制响应；

(2)对短路故障提供准确的限制响应；

(3)能够经受连续的短路故障；

(4)能够经受多个并发的连续的短路故障而不中断所述采集系统的电和热的完整性；

(5)自动从短路故障中恢复；

(6)当在故障状况时，降低功耗/耗散；

(7)将故障通道的不利影响与所述相同的卡上未涉及的通道隔离；

(8)将松动的布线端子的“频跳”的不利影响与所述相同的卡上未涉及的通道隔离；

(9)免受由"热布线"传感器的惯例所造成的不利影响；

(10)防护所述卡和所述系统免受合理预期装配的布线误差；以及

(11)将所述现场布线的火花-感应能量的可用性最小化。

虽然合理应用离散半导体可以实现上述属性(1)，但是这些设备的电气DC参数表现出显著的可变性，特别是当在超过工业温度范围被评估时。当使用与用于实现属性(1)相同的电路时，这种可变性阻碍了实现属性(2)的能力。可替代地，可以通过使用常见的运算放大器，容易地实施属性(2)，其中所述得出的解决方案表现出对实现属性(1)来说非常慢的反应时间。由此可见，可能合理的是将所述运算放大器和离散的解决方案一起结合在平行路径中，从而实现粗劣的、但几乎瞬时的限制，这最终形成准确的长期限制。此方法已在现有技术中实施。然而，由于初始粗劣的限制阶段的可变性，所述方法不是用于实现上述属性(7)、(8)、(9)和(11)的最佳方法。

所期望的是一种用于机器防护和预报监视系统的通用传感器接口，包括充分实现上方列出的(1)到(11)的所有属性的传感器电源控制电路。

发明内容

为了克服离散双极晶体管中的DC参数的可变性并充分利用其瞬态快速响应，必须从所述等式中移除基极-发射极导通电压(V_BEon)的高度可变的参数。本文中描述的本发明的实施例无论电压为多少，通过使用小容量电容器以保持V_BEon的瞬时DC操作值，充分满足了这种要求。因为电容器上的电压不能瞬时地改变，这种保持值可以在非常短的时间段内充当晶体管的电流控制参考，例如紧跟着输出端短路事件。优选的实施例还提供了一种在紧随所述初始故障事件之后的不确定的较长时间段内，足够快速的辅助控制机构。

虽然电容器的使用可以克服在故障的初始阶段期间V_BEon的可变性的问题，但是典型的运算放大器的响应时间阻碍其提供所述追踪控制机构的能力。因为即使一些超低功率器件(以几十微安测量的耗散)具有可接受的响应时间，比较器表现得与此功能更相称。然而，比较器不是用来作为连续的信号放大器，以及多数都包含以此方式防止他们应用的内部正反馈。然而，比较器可以是用于切换拓扑的有用的构建块。这一思路的结果是为即将发生的问题提供最佳解决方案的切换拓扑的实施例。在构想和仿真花费大量时间之后，发明人已经获得了已在硬件中实现并且验证的简单且实用的实施例。

尽管有人可能建议提供免受传感器或布线故障的方案不是传感器接口硬件的核心功能，这一观点将被设备终端用户无可非议地拒绝。传感器布线的问题并不少见，如果单通道故障的影响不包含在所述故障通道中，可能的结果将是不满的设备用户。缺少本文所述的解决方案的包容性，多通道的传感器接口卡设计可能需要包含对于每个通道的单独的传感器电源供应，这造成额外的成本和复杂性，并且具有由间距约束制定的各卡、壳体或机架的通道密度。本文所描述的优选实施例消耗了最小的印刷电路板面积。

此外本文描述了在数字化之前调节传感器信号的传感器信号调节电路。所述信号调节电路的优选实施例使用精密组件(0.1％的薄膜电阻)以避免需要对增益和偏移进行校准并且将前端电阻器的电流噪声(也称作"额外"噪声)最小化。精密组件(1％的电容器)还用于在整个通带保持优良的共模抑制。

进一步，在Δ-ΣADC中的64×过采样的实施将所述频率依赖性推进到所述测量范围之外。这种过采样大大放松了对作为所述信号调节电路的一部分的所述抗混叠滤波器的要求，从而减少了所述滤波器对通带信号的效果，同样地减小了对滤波器组件容差的灵敏度。

所述信号调节电路的优选实施例仅使用无源滤波器电路，其没有有源电路那么复杂，这部分是因为其中缺乏有源组件。有源的信号调节电路的上游的无源奈奎斯特滤波的布置辅助所述有源电路屏蔽可能由传感器现场布线引入的RF能量。

本文所描述的本发明的实施例提供了机械装置健康监测模块的传感器电源和信号调节电路。所述传感器电源和信号调节电路包括传感器接口连接器、信号调节电路、传感器电源供应电路、配置电路和模数转换电路。

所述传感器接口连接器接收由连接的传感器产生的模拟传感器信号。在优选实施例中，所述传感器接口连接器可操作地连接到多种类型的传感器，所述传感器可安装至机器以监测所述机器的各种特征。

所述信号调节电路包括多个传感器信号调节电路，每个传感器信号调节电路都适合传感器信号的输入范围，所述传感器信号输入范围与其他传感器信号调节电路所适合的一个或多个传感器信号输入范围不同。所述信号调节电路还包括第一软件可控开关，所述第一软件可控开关基于输入范围选择信号，选择所述多个传感器信号调节电路中的一个，以接收由所述连接的传感器产生的模拟传感器信号。

为所连接的传感器供电的所述传感器电源供应电路包括多个能够单独选择的传感器电源电路，每个传感器电源电路用于在电压范围内提供电源，其中所述电压范围与由其他传感器电源电路提供的一个或多个电压范围不同。所述传感器电源供应电路还包括第二软件可控开关，所述第二软件可控开关基于电源范围选择信号，选择所述多个传感器电源电路中的一个，以为所述连接的传感器提供电源。所述配置电路至少部分地基于用户选择的连接的传感器的类型，生成所述输入范围选择信号和所述电源范围选择信号。

在一些实施例中，所述传感器接口连接器可操作地连接到多种类型的传感器，包括压电加速度计、集成电路压电(ICP)振动传感器、压电动压力传感器、电动速度传感器、电涡流位移传感器、AC振动传感器、DC位移传感器、无源电磁传感器、霍耳效应转速计传感器、转轴编码器和TTL脉冲传感器。

在一些实施例中，所述传感器信号调节电路支持在+12伏到-12伏范围、+24伏到-24伏范围、0伏到+24伏范围和0伏到-24伏范围内的输入信号。在一些实施例中，所述能够单独选择的传感器电源电路包括0毫安到20毫安的恒流源。

另一方面，本发明的实施例提供了机械装置健康监测模块的传感器电源控制电路。所述传感器电源控制电路包括(1)正电压输入端，在所述机械装置健康监测模块中用于从电流隔离的电压源中接收正电压，(2)传感器电源连接器，用于为传感器提供电源，(3)推挽式比较器，具有正输入端、负输入端和输出端，(4)第一电阻器(5)PNP型晶体管和(6)第一电容器。

所述PNP型晶体管具有基极、发射极和集电极。所述基极被电耦合到所述第一电阻器的第二侧。所述发射极通过第一电阻器分频器网络被电耦合到所述推挽式比较器的负输入端，通过第二电阻器被电耦合到所述传感器电源电路的正电压输入端以及通过第二电阻器分频器网络被电耦合到所述推挽式比较器的正输入端。所述集电极被电耦合到所述传感器电源连接器。

所述第一电阻器具有第一侧，所述第一侧被电耦合到所述推挽式比较器的输出端。所述第一电容器具有第一侧，所述第一侧被电耦合到所述第一电阻器的第二侧并且被电耦合到所述PNP型晶体管的基极。所述第一电容器具有第二侧，所述第二侧被电耦合到所述传感器电源电路的正电压输入端并且通过所述第二电阻器分频器网络被电耦合到所述推挽式比较器的正输入端。

当在所述PNP型晶体管的基极处的基极电流位于足以使得所述PNP型晶体管处于饱和的ON状态的水平时，所述PNP型晶体管将所述传感器电源电路的正电压输入端电耦合到所述传感器电源连接器。

在正常操作期间，流过所述第二电阻器进入所述PNP型晶体管的发射极的电流小于额定的阈值电流水平，这导致所述推挽式比较器的正输入端上的第一偏压将小于所述推挽式比较器的负输入端上的第二偏压，从而使得低态电压出现在所述推挽式比较器的输出端。

存在第一RC时间常数，正如由所述第一电容器的电容和在所述PNP型晶体管的基极节点的总有效电阻所确定的。当所述晶体管的集电极电流相对于所述第一RC时间常数突然增大时，例如横跨所述传感器电源连接器紧接着将发生短路，横跨所述第二电阻器的电压比横跨所述第一电容器的电压增大得更快，导致所述PNP型晶体管的发射极-基极电压的瞬时净减少。所述PNP型晶体管的发射极-基极电压的净减少在一个时间段内阻止所述PNP型晶体管输送增大的负载电流，所述时间段大于从所述推挽式比较器的输入端到所述输出端的传播延迟。

当负载电流需求超过所述额定的阈值电流水平时，例如当横跨所述传感器电源连接器发生短路时将发生3个事件：

(1)流过所述第二电阻器进入所述PNP型晶体管的发射极的电流上升到大于额定的阈值电流水平，这导致所述推挽式比较器的正输入端上的第一偏压将大于所述推挽式比较器的负输入端上的第二偏压，从而使得高-状态电压出现在所述推挽式比较器的输出端。

(2)在所述推挽式比较器的输出端处的高-状态电压将电流源引到所述第一电容器，这减小了可用于所述PNP型晶体管的基极电流。

(3)所述PNP型晶体管的减小的基极电流使得电流的减小进入到所述PNP型晶体管的发射极，这使得流过所述第二电阻器的电流衰减到小于所述额定的阈值电流水平。这使得所述推挽式比较器的正输入端上的第一偏压小于所述推挽式比较器的负输入端上的第二偏压，这又使得所述低态电压再次出现在所述推挽式比较器的输出端。

当所述负载电流需求超过所述额定的阈值电流水平时，以第一速率重复事件(1)、(2)和(3)。在一些实施例中，所述第一速率大约为1.0MHz。

在一些实施例中，所述传感器电源电路包括非线性过载保护电路，所述非线性过载保护电路包括齐纳二极管和第三电阻器。所述齐纳二极管具有阴极，所述阴极被电耦合到所述推挽式比较器的负输入端。所述第三电阻器被电耦合在所述齐纳二极管的阳极和所述PNP型晶体管的集电极之间。当所述PNP型晶体管的集电极上的电压下降到低于阈值电压时，所述齐纳二极管开始导电，从而通过所述第三电阻器从所述推挽式比较器的负输入端节点吸引电流。从所述推挽式比较器的负输入端节点吸引的电流改变了所述推挽式比较器的第二偏压。该导致流过所述PNP型晶体管的电流水平减小，因此当所述传感器电源连接器被短路或由外部电压源拉到负向时，在所述PNP型晶体管中的功耗减小。

在一些实施例中，在所述传感器电源连接器处的输出端电压(V_OUT)和所述输出端电流(I_OUT)的特征在于下列额定的限流过载保护功能：

V_OUT≥6V,I_OUT＝39.2mA Max

V_OUT＝5V,I_OUT＝35.9mA Max

V_OUT＝4V,I_OUT＝31.7mA Max

V_OUT＝3V,I_OUT＝27.3mA Max

V_OUT＝2V,I_OUT＝23.0mA Max

V_OUT＝1V,I_OUT＝18.6mA Max

V_OUT＝0V,I_OUT＝14.2mA Max.

在一些实施例中，所述传感器电源电路包括第四电阻器、第二电容器、第三电容器和第四电容器。所述第四电阻器被耦合在所述PNP型晶体管的基极和发射极之间，并且辅助截止所述PNP型晶体管。所述第二电容器被电耦合在所述第一电容器的第二侧和所述推挽式比较器的正输入端之间。所述第三电容器被电耦合在所述PNP型晶体管的发射极和所述推挽式比较器的负输入端之间。所述第四电容器被电耦合在所述推挽式比较器的正输入端和所述推挽式比较器的输出端之间。所述第二、第三和第四电容器增强了所述传感器电源电路的确定的非稳态行为。

在一些实施例中，所述传感器电源电路包括第五电容器，所述第五电容器被电耦合到所述PNP型晶体管的集电极和电接地之间。当电流限制生效时，所述第五电容器增强了闭环的稳定性。

在另一个方面，本发明的优选实施例提供了机械装置健康监测模块的传感器信号调节电路。设置在机器传感器和模数转换器(ADC)之间的传感器信号调节电路包括传感器接口连接器、第一和第二运算放大器、无源奈奎斯特滤波器和第一和第二增益平坦反馈网络。

所述传感器接口连接器可操作地连接到多种类型的传感器，所述传感器可安装至机器以监测所述机器的各种特征。所述传感器接口连接器包括用于接收由连接的传感器产生的差分模拟传感器信号的负传感器信号输入端和正传感器信号输入端。

所述第一运算放大器具有负信号输入端、正信号输入端和信号输出端，所述第一运算放大器为所述模拟传感器信号提供高阻抗差分接口并且为所述ADC的正输入端提供低阻抗接口。所述第二运算放大器提供所述第一运算放大器的信号输出端的反相拷贝并且为所述ADC的负输入端提供低阻抗接口，所述运算放大器具有负信号输入端、正信号输入端和信号输出端。

所述无源奈奎斯特滤波器被连接在所述传感器接口连接器的负传感器信号输入端和所述第一运算放大器的负信号输入端之间。所述无源奈奎斯特滤波器还被连接在所述传感器接口连接器的正传感器信号输入端和所述第一运算放大器的正信号输入端之间。

所述第一增益平坦反馈电路被连接在所述第一运算放大器的负信号输入端和所述第二运算放大器的输出端之间。所述第二增益平坦反馈电路被连接在所述第一运算放大器的正信号输入端和所述第一运算放大器的输出端之间。

到所述ADC的连接包括正ADC输入连接和负ADC输入连接。这两个连接都被电耦合到所述运算放大器的信号输出端。

在一些实施例中，所述无源奈奎斯特滤波器包括电阻器R15、R16、R18、R19和电容器C8、C9和C10。所述电阻器R15的第一侧被电耦合到所述传感器接口连接器的负传感器信号输入端。所述电阻器R16的第一侧被电耦合到所述电阻器R15的第二侧。所述电阻器R16的第二侧被电耦合到所述第一运算放大器的负信号输入端。所述电阻器R18的第一侧被电耦合到所述传感器接口连接器的正传感器信号输入端。所述电阻器R19的第一侧被电耦合到所述电阻器R18的第二侧。所述电阻器R19的第二侧被电耦合到所述第一运算放大器的正信号输入端。所述电容器C8具有第一侧和第二侧，所述第一侧被电耦合到所述电阻器R15的第二侧，所述第二侧被电耦合到电接地。所述电容器C9具有第一侧和第二侧，所述第一侧被电耦合到所述电阻器R15的第二侧，所述第二侧被电耦合到所述电阻器R18的第二侧。所述电容器C10具有第一侧和第二侧，所述第一侧被电耦合到所述电阻器R18的第二侧，所述第二侧被电耦合到电接地。所述电阻器R15、R16、R18、R19优选为电阻值容差不大于0.1％的薄膜电阻。所述电容器C8、C9和C10优选为容差不大于1％。

在一些实施例中，所述传感器信号调节电路包括电阻器R17，所述电阻器R17具有第一侧和第二侧，所述第一侧被电耦合到所述第一运算放大器的负信号输入端，所述第二侧被电耦合到所述正ADC输入连接。这些实施例的传感器信号调节电路的增益通过所述电阻器R17的电阻值与所述电阻器R15和R16的电阻值总和之比的2倍来确定。所述电阻器R17优选为电阻值容差不大于0.1％的薄膜电阻。

在一些实施例中，所述传感器信号调节电路包括可调整的DC偏移输入。这些实施例还包括电阻器R20，所述电阻器R20具有第一侧和第二侧，所述第一侧被电耦合到所述第一运算放大器的正信号输入端，所述第二侧被电耦合到所述可调整的DC偏移输入。所述传感器信号调节电路的输入差分电压偏移优选地通过以下被乘数与乘数的积来确定，被乘数：所述电阻器R18和R19的电阻值的总和与所述电阻器R20的电阻值的比，以及乘数：所述固定的+2.5V DC偏移电压和所述可调整的DC偏移电压之间的差值。所述电阻器R20优选为电阻值容差不大于0.1％的薄膜电阻。

在一些实施例中，所述第一增益平坦反馈电路包括电容器C13和电阻器R25。所述电容器C13的第一侧被电耦合到所述第一运算放大器的负信号输入端。所述电阻器R25具有第一侧和第二侧，所述第一侧被电耦合到所述电容器C13的第二侧，所述第二侧被电耦合到所述第二运算放大器的信号输出端。

在一些实施例中，所述第二增益平坦反馈电路包括电容器C14和电阻器R26。所述电容器C14的第一侧被电耦合到所述第一运算放大器的正信号输入端。所述电阻器R26具有第一侧和第二侧，所述第一侧被电耦合到所述电容器C14的第二侧，所述第二侧被电耦合到所述第一运算放大器的信号输出端。所述电阻器R25和R26优选为容差不大于1％。所述电容器C13和C14的电容值优选为容差不大于1％。

在一些实施例中，所述运算放大器由单轨+5VDC电源连接来供电，不需要负极电源连接。

在一些实施例中，在0到40KHz的频率范围内，从所述传感器接口连接器直到所述ADC的输入的信号增益的变化不大于大约0.8％,即使没有校准。

附图说明

结合附图，通过参考如下详细描述,本发明的其它实施例将变得显而易见，其中元件不是成比例的,以便更清晰地示出细节，其中在全部几个附图中，相同的附图标记表示相似的元件，其中：

图1描述了根据本发明的一个实施例的一种机械装置健康监测(MHM)模块；

图2描述了根据本发明的一个实施例的一种现场数字FPGA信号处理电路；

图3描述了根据本发明的一个实施例的由DCS控制器执行的控制逻辑的示例；

图4描述了根据本发明的一个实施例的通用信号调节和传感器电源卡的优选实施例；

图5和6描述了根据本发明的一个实施例的具有瞬时电流限制并且包含非线性过载保护的传感器电源控制电路的优选实施例；

图7描述了根据本发明的一个实施例的一种传感器信号调节放大器；

图8、9和10描述了所述传感器信号调节放大器的优选实施例的归一化放大器增益与频率的曲线；

图11和12描述了由传感器电源电路的优选实施例所提供的额定的过载保护特征；

图13和14描述了示出了响应于输出端短路事件，与优选实施例的电源控制电路组件相关的电流和电压的仿真曲线图；

图15描述了使用完全随机分布的组件容差，信号调节放大器从DC到4KHz的优选实施例的通带增益的Monte Carlo仿真结果；以及

图16描述了使用高斯分布的组件容差，在100Hz的信号调节放大器的优选实施例的共模抑制(CMR)的Monte Carlo仿真结果。

具体实施方式

通用传感器接口的优选实施例可以在振动数据采集和分析模块中实施，所述振动数据采集和分析模块直接接口连接到分布控制系统的I/O底板，从而为了机械装置防护和预测的机械装置健康分析的目的，通过所述DCS直接采集振动数据。如在本文中使用的术语，“分布控制系统(DCS)”是一种在过程或工厂中所使用的自动控制系统，在其中控制元件被分配到机器或多个机器的各处，以将操作指令提供到所述机器的不同部件。如在本文中使用的术语，“防护"是指利用从一个或多个传感器(振动、温度、压力等等)收集的数据，如果所述机器被允许继续运行会发生严重和损失大的故障的情况下，关闭机器。“预报”在另一方面是指利用从一个或多个振动传感器收集的数据，也许结合了来自其他类型传感器的数据，在其应该脱机进行维护或更换之前来观察机器性能的趋势并预测机器可以工作多久。

图1描述了直接与DCS 11接口连接的机械装置健康监测模块(MHM)10。在优选的实施例中,所述模块10包括现场模拟信号调节和传感器电源卡12、现场数字FPGA信号处理卡14和DCS逻辑生成器卡(LGC)16，其中现场模拟信号调节和传感器电源卡12接收和调节传感器信号，现场数字FPGA信号处理卡14对所述传感器信号进行处理，DCS逻辑生成器卡(LGC)16为DCS I/O总线18提供了接口。所述现场卡12可优选地通过现场信号接口连接器22，从至多8个测量传感器20接受输入。在优选的实施例中，所述传感器输入通道中的两个可被配置为转速计通道。

优选地,在所述模拟现场卡12和所述数字现场卡14之间设置电流隔离。在所述传感器20安装位置和所述DCS 11的安装位置之间的此电隔离防止例如由于接地回路的非常规电流。

如在下文更详细地描述，传感器电源电路24和信号调节电路26可支持许多各种不同的传感器20，包括压电加速度、压电ICP速度、压电动压力、电动速度、电涡流位移、AC振动和DC位移。被支持的转速计传感器包括电涡流位移传感器、无源电磁传感器、霍耳效应转速计传感器、N脉冲/回转轴编码器和TTL脉冲传感器。许多附加类型的传感器支持在DC到20KHz的频率范围，只要它们落入下列示例性的电压输入范围内：0到+24V,-24V到+24V,-12V到+12V,和0到-24V。在优选的实施例中，至多8个传感器电源电路24可被专用编程为在0到20mA之间的恒定电流，其也可以是用作电动(无源)速度传感器的上升电流。可选择恒压源(+24VDC或-24VDC)以及恒流源。上方列出的输入电压范围在每个传感器通道上也是专用可编程的。这允许传感器电源和所述通道之间的输入范围配置的任何混合，从而使能所支持的传感器的混合。

利用由时钟26提供的时序，8-通道的模数转换器(ADC)28将8个模拟信号转换为单个串行数据流，所述单个串行数据流包括8个同时采样的交叉通道的数据。在一些优选实施例中，2个转速计触发电路30将所述2个模拟测速信号转换为测速脉冲。

在所述现场卡14上，8-通道的现场可编程门阵列(FPGA)36用于处理所述振动数据。所述FPGA36接收所述8-通道的数字波形数据和2-通道的转速计数据，并且对并行产生标量总振动参数和波形的原始数据进行处理。所述经过处理的波形可包括低通滤波、PeakVue^TM(峰值检测)、阶次跟踪、高通滤波(DC阻塞),以及可选择的单个积分的(速度)、双积分的(位移)或非积分的(加速度)波形。预报数据通道还优选地包括上采样数据块，以为时间同步平均(TSA)或阶次跟踪应用提供较高分辨率的数据。

所述模拟现场卡12的振动卡配置电路32优选地包括一组串行-并行的锁存寄存器，所述锁存寄存器从所述LGC16的应用固件中接受配置数据的串行数据流。此数据被装载到所述FPGA36的接口中的并行-串行的移位寄存器中。然后所述FPGA36利用同步的SPI格式，将所述串行数据移位到所述控制锁存器。

在所述优选实施例的操作期间，所述MHM模块10呈现为作为多通道模拟输入卡的DCS控制器19，其中所述多通道模拟输入卡具有与标准DCS输入模块21相似的标量输出端，例如可被输出端的测量温度、压力或阀位置的值。如在下文更详细地讨论，振动信号通过所述模块10被转换为标量值，并且通过所述DCS的底板被提交给所述DCS控制器19。DCS控制器19的一个示例是由爱默生过程管理(爱默生电气公司的部门)制造的Ovation^TM控制器。在典型的DCS结构中，只有16个标量值作为高速扫描值被提交给所述DCS控制器19。在高速扫描中，所述DCS控制器19可以至多10mS的速率读取这些16个标量值。

使用块数据传输方法，通过所述DCS I/O总线18，以低于所述16个标量值的扫描速率的速率，可将时间波形数据块(和一些标量值)传输到所述DCS控制器19，所述块数据传输方法例如远程桌面协议(RDP)。

因为由所述机械装置健康监测模块10产生的标量值是通过所述DCS控制器19读取的，它们以如同任何其他DCS数据相同的方式，通过在所述DCS控制器19中运行的软件来处理。所述DCS控制器19的一个主要功能是将所述标量值与报警极限进行比较。如果超过所述极限，产生报警。在所述DCS控制器19内的逻辑也可以基于报警状况确定是否应该采取任何一种措施，例如关闭继电器。包括报警继电器逻辑、表决和延时的操作还可以通过所述DCS控制器19在软件中执行。优选地，例如继电器输出端和4-20mA成比例的输出端的DCS控制输出端通过所述DCS的标准输出端模块23来驱动。大块预报数据在所述LGC主处理器48中被格式化，并且通过以太网端口52a被发送到用于详细分析和显示的机器健康管理(MHM)分析计算机54。大块防护数据也在所述LGC主处理器48中被格式化，但是通过单独的以太网端口52b被发送到所述DCS操作者计算机60。

在优选实施例中，DCS操作者计算机60包括用于显示来自所述DCS控制器19的输出端的振动参数和其它机器操作数据(压力、温度、速度、报警状况等等)的接口。

图2中描述了单通道的现场数字FPGA36的功能框图在。优选的实施例包括7个附加通道，所述附加通道具有与图2中所描述的一个通道相同的布局。如在下文更详细地描述，所述通道数字波形数据在正被转换为振动总值或封装为“大块”时间波形之前，可通过多种数字滤波器和积分阶段按规定路线发送，用于通过在所述LGC卡16上运行的软件进行进一步分析或用于到DCS软件或MHM软件的发送。

如图2所示，ADC接口70通过所述连接器34(图1中所示)从所述现场模拟卡12的ADC28中接收8通道的连续同时地采样数据。所述数据优选为串行外设接口(SPI)格式的多路复用的同步串行数据流的形式。所述ADC接口70将所述数据流多路分用为8个单独通道的数据流。

尽管所有8个通道有可能用于振动信号处理，在优选的实施例中，所述8个通道中的2个能被用于转速计测量处理。每个转速计测量通道优选地包括：

-单稳态110,一种可编程的触发"切断"功能，其为具有过抖动或噪声的转速计脉冲串提供噪声抑制；

-以N进行分频111，一种可编程的脉冲分频器，其将由传动装置或编码轮产生的转速计信号的脉冲频率进行分频；

-反向旋转检测器112，通过比较2个转速计脉冲信号的相位，确定轴旋转的方向；

-RPM指示器115，计算作为标量总值的转速计脉冲流的RPM；

-零点-速度检测器113，当所述转速计已经停止可编程的时间间隔时，例如0.1s、1s、10s或100s，提供“零点速度”指示；以及

-过-速度检测器114，当所述转速计超过固定的2KHz或62KHz的阈值时，提供“过速度”指示。在可替代的实施例中，此阈值可以是可编程的。

继续参考图2，在所述FPGA36中的8个独立并行通道信号处理中的每个优选地包括下列组件：

-高通滤波器72，用于DC阻塞，优选地设置为0.01Hz、0.1Hz、1Hz或10Hz，以及基于开关74的位置，可被在下面描述的积分器选择或旁路；

-2阶数字波形积分，包括第一积分器76和第二积分器78，提供从加速度到速度、加速度到位移或速度到位移的数据单位转换；

-数字跟踪带通滤波器82，具有带通中心频率，所述带通中心频率通过转速计频率或转速计频率的倍数来设置，所述数字跟踪带通滤波器82基于开关80的位置要么接收“标准”数据流(未积分)、单个积分的数据流作为输入，要么接收双积分的数据流作为输入，如在下方更详细地描述；以及

-标量总测量计算块88-100，确定几个不同波形的标量总值，如下所述。

在优选的实施例中，所述数字跟踪带通滤波器82的目的在于利用由所选择的转速计输入的RPM所确定的中心频率，提供窄带通(高Q)响应。所述中心频率也可以是所述转速计RPM的选择的整数倍。当波形通过此滤波器时，仅仅对应于所检测的机器的转向速度的倍数的振动组件将保留。当所述结果波形的RMS、峰值或峰峰标量值由所述对应的FPGA计算块(88、90或92)计算时，所述结果与将通过在所述LGC16的应用固件中执行的"nX峰值"计算返回的值相同。因为此标量计算被执行为在所述FPGA36中的连续过程，而不是在固件中完成的计算，与在固件中以较低速率产生的对应值相比，其更适合成为“停机参数”。此测量的一个应用是在监测航改式涡轮机中，这一般需要跟踪用于监测的滤波器的功能。

对于几个所述标量总值，从所述值中计算出来的专用数据类型可根据所述开关84a-84d的位置，从所述标准数据流、单个积分的数据流、双积分的数据流、高通滤波器(DC阻塞)数据流或跟踪滤波器数据流中选择。而且，几个所述标量总通道具有专用可编程的低通滤波器88a-88d。在优选的实施例中，这些标量总值独立于用于预报或防护的时间波形并且与所述时间波形并行来生成。所述标量总测量计算块优选地包括：

-RMS块88，确定所述时间波形的RMS值，其中所述RMS的积分时间可优选地设置为0.01s、0.1s、1s或10s；

-峰值块90，确定所述正或负波形峰值相对于所述波形的平均值较大，其通过由所述转速计周期或可编程的延时确定的周期来优选地测量；

-峰峰值块92，通过由所述转速计周期或可编程的延时确定的周期来确定所述波形的峰峰值；

-绝对+/-峰值块94，相对于所述测量范围的零点确定所述最大正信号波形的偏移值和所述最小负信号波形的偏移值，其通过由所述转速计周期或可编程的延时确定的周期来优选地测量；

-DC块96，确定所述时间波形的DC值，其测量范围优选地设置为0.01Hz、0.1Hz、1Hz或10Hz；以及

-PeakVue^TM块100，确定代表所述经过滤波的并且全波整流的PeakVue^TM波形的标量值，如在Robinson等人的美国专利No.5,895,857中所述(通过引用并入本文),其通过由所述转速计周期或可编程的延时确定的周期来优选地测量。在所述功能块98中实施全波整流和峰值保持功能。来自所述块98的PeakVue^TM波形也用作本文所描述的预报时间波形和防护时间波形处理的可选择的输入。

所述FPGA36的预报时间波形处理段116通过任意预报监测功能，提供连续的经过滤波的时间波形以供使用。提供独立的低通滤波器/抽取器104a，以便所述预报时间波形可具有与所述保护时间波形不同的带宽。波形上采样块106为诸如时间同步平均(TSA)或阶次跟踪的分析类型提供了数据速率倍增。到所述预报时间波形处理段116的输入可根据所述开关102a的位置，从所述标准数据流、单个积分的数据流、双积分的数据流、高通滤波器(DC阻塞)数据流或PeakVue^TM数据流中选择。

所述FPGA36的防护时间波形段118通过防护监测功能，提供连续的经过滤波的时间波形以供使用。提供独立的低通(滤波器)滤波器/抽取器104b，以便所述防护时间波形可具有与所述预报时间波形不同的带宽。到所述防护时间波形处理段118的输入可根据所述开关102b的位置，从所述标准数据流、单个积分的数据流、双积分的数据流、高通滤波器(DC阻塞)数据流或PeakVue^TM数据流中选择。

优选实施例提供了瞬时数据收集，其中来自每个信号处理通道的连续、并行的时间波形可被收集，用于发送到外部数据存储器。瞬时波形优选地以带宽来固定，并且从所述防护时间波形数据流中收集。

如图1所示，所述标量总值以及所述数字滤波器时间波形，经由所述LGC接口38到所述LGC逻辑电路板16中，用于进一步处理和通过所述DCS I/O底板18传输到所述DCS控制器19或通过所述以太网端口52传输到运行在所述MHM数据分析计算机54上的外部软件应用中。

图3描述了控制逻辑程序的示例(本文也称为控制表)，所述控制逻辑程序通过所述DCS控制器19来执行。在优选实施例中，控制表被计划为通过在所述控制器19中运行的DCS软件，以预定的速率，例如1sec、0.1sec或0.01sec来执行。因为控制所述振动处理的控制表被执行，所以来自所述DCSI/O总线18的标量总振动值被扫描并且以控制表的执行速率来产生输出端值。

通过所述控制表执行的逻辑功能优选地包括：

-表决逻辑，例如如果2个中的2个标量值超过阈值或3个中的2个超过阈值，确定报警状况的逻辑。

-将振动数据与其它DCS处理参数数据(例如压力和温度)结合。

-跳闸倍增,其是由当前机器状态或提高报警级别的人工输入确定的临时状况。跳闸倍增通常在例如涡轮机的旋转机器的启动过程中被使用。随着所述涡轮机的加速，它通常通过至少一个机械共振频率。因为在此共振过程中测量到高于标准振动的状况，“跳闸倍增”用于临时性地提高一些或所有报警级别，以避免虚假报警跳闸。所述跳闸倍增的输入可由操作者输入进行人工设置或基于RPM或一些其它"机器状态"输入自动设置。

-跳闸旁路，其通常是人工输入，以例如在机器启动过程中，抑制所述输出端逻辑停用跳闸功能的操作。跳闸旁路是抑制所有产生的振动报警或任何将用作跳闸控制的输出端或两者的功能。所述跳闸旁路的输入可由操作者输入进行人工设置或基于一些"机器状态"输入自动设置。

时间延迟，其是通常被编程以确保在允许机器发生跳闸之前，跳闸状况已经持续了指定的时间的延迟。跳闸时间延迟通常被设置在1到3秒之间，正如API670所建议的。此延迟的目的在于抵制由机械或电的尖峰或毛刺所造成的虚假报警。

通用传感器接口

图4描述了所述单通道的现场模拟信号调节和传感器电源卡12的优选实施例。在本实施例中，所述传感器电源电路24包括软件可控开关28，所述开关可操作地在+24V电源供应24a、-24V电源供应24b或可编程恒流源24c之间切换。通过所述卡配置电路32优选地提供用于激活所述开关28的信号。如图4所示，所述信号调节电路25包括软件可控开关27，所述开关可操作地在具有多个输入信号范围的多个传感器信号调节电路之间切换，其中所述多个输入信号范围包括0到+24V电路25a、-24V到+24V和-12V到+12V电路25b以及0到-24V电路25c。通过所述卡配置电路32优选地提供用于激活所述开关27的信号。

在优选的实施例中，在所述MHM数据分析计算机54上运行的软件(图1)从用户接收输入，以指示连接到每个测量通道的传感器20的类型。此输入可从在所述计算机54的屏幕上显示的下拉菜单中的传感器列表中选择所述传感器类型来进行。基于所述传感器类型的选择，所述LGC16生成设置所述卡配置电路32的锁存器的数据流，以完成所述开关27和28的合适的设置。

如上所述，为了将所述图的复杂性最小化，图4中仅示出了一个传感器通道。在优选的实施例中，存在8个传感器输入通道，其中每个传感器输入通道包括在其他通道中独立于所述电路24和25操作地软件可控传感器电源电路24和信号调节电路25。因此，从通道到通道，所述通道输入配置是独立的，因此各种不同的传感器类型可被同时支持。

如在本文使用的短语，当电路中的2个电气组件被“电性耦合”时，意味着一个组件的端子或插脚与另一个组件的端子或插脚直接或通过一个或多个介于中间的组件电气通信。因此，例如当第一组件的插脚或端子被直接电连接到第二组件的插脚或端子时，所述第一和第二组件是“电性耦合”的。再如，当所述第一组件的插脚或端子被电连接到介于中间的组件的插脚或端子，并且所述介于中间的组件的插脚或端子被电连接到所述第二组件的插脚或端子时，所述第一和第二组件是“电性耦合”的。

在图5中提供了一个传感器通道的+24V传感器电源控制电路24a的优选实施例的详细电路图。正24VDC的额定功率从左侧(+24V_IN)进入并且通过电阻器R1和电容器C1进行低通滤波。此滤波器减弱来自输入源的残余开关噪声，并且提供3.3Ω的串联电阻以阻止由传感器感生的瞬态电流移动回所述电路。所述POWER_ENABLE数字控制信号也在左侧进入。POWER_ENABLE上大于+1.7V的额定阈值电压开始通过由电阻器R13a和R14a组成的电阻分频器，接通所述NPN晶体管Q2(电源使能开关)。将+3.3V施加到POWER_ENABLE，晶体管Q2的集电极电压接近地电势，将电阻器R12a的底部引脚下拉到大约0.05V。所述合成电流通过电阻器R12a为所述旁路电容器C6充电，将所述LOW_RAIL电网电压电平下拉到由肖特基二极管D2B箝位的20V LOW_RAIL_BIAS电压。这横跨所述低功率推挽式比较器U1的供应插脚确立了4.3V的轨，所述低功率推挽式比较器U1的输出端接通所述PNP型晶体管Q1。在接通状态时，所述晶体管Q1通过所述肖特基二极管D3将+24V连接到所述外部负载。

当供电时，所述比较器U1通过横跨所述电阻器R7形成的电压，连续地监测所述晶体管Q1的发射极电流，以检测指示在所述传感器电源连接器22处的短路的高负载电流需求。(所述电阻器R7在本文中还称为“第二电阻器”。)因为横穿所述电容器C5的电压不能瞬时改变，所以所述电路对短路输出端的响应是即时的。(所述电容器C5在本文中还称为“第一电容器”。)所述负载电流需求的突然增大引起横跨电阻器R7(由晶体管Q1的发射极电流形成的)的电压成比例的突然增大，其中所述负载电流需求的突然增大反映在晶体管Q1的集电极电流中。这驱动晶体管Q1的发射极电压相对于由所述电容器C5AC"锁定"的基极电压下降，从而阻止晶体管Q1的集电极电流进一步上升以及允许所述比较器U1响应所述短路状况的时间。

在正常操作期间，由电阻器R4、R2和R5组成的分压器为所述比较器U1的正输入端提供比所述R3和R6电阻分频器提供给所述负输入端低几十毫伏的偏压，从而将所述比较器U1的推挽输出端电压发送到其负极限。如果所述负载电流超过～39mA的额定的过载阈值，所述比较器U1的输出端迅速地改变状态，转向到其正极限，这是由从所述NPO电容器C4的反馈支撑的(其在NPO电容C3上积分，增大了有效时间常数)。(所述电容器C3和C4在本文中还分别被称为“第三电容器”和“第四电容器”)来自所述比较器U1的输出端驱动通过所述电阻器R8，将电荷注入到所述电容C5中。(所述电阻器R8在本文中还称为“第一电阻器”。)。这使晶体管Q1中失去基极电流，从而在所述比较器U1在大约0.5uS之后再次改变状态之前，导致所述集电极电流衰减到大约36mA。然后，所述晶体管Q1的集电极电流爬升回到39mA，只要所述负载需求超过所述过载阈值电流，以大约1.0MHz的速率重复所述循环。输出端电容器C7在限制期间，将所述输出端开关噪声减小到仅仅几毫伏的水平。(所述电容器C7在本文中还称为“第二电容器”。)

通过电阻器R10和齐纳二极管Z1的反馈提供非线性限流过载保护，用于在所述输出端短路故障状况期间减小Q1的耗散。(所述电阻器R10在本文中还称为“第三电阻器”。)所述NPO电容器C2减小由所述二极管Z1的雪崩噪声造成的切换阈值的抖动。当所述输出端(Q1的集电极电压)被拉到低于大约6V时，所述二极管Z1开始导电，从而从所述比较器U1的反向节点吸引电流。这修正了所述比较器的输入偏置电平和所述电路的切换阈值，从而导致降低的电流极限，当所述SENSOR_PWR输出端被外部源短路或拉到负的时，所述降低的电流极限避免额外的Q1耗散。在图11中描述了所述额定的过载保护特征，其中下列值指示了输出端电压和极限电流之间的关系：

SENSOR_PWR＝23.5V IOUT＝38.7mA

SENSOR_PWR＝6V IOUT＝39.2mA

SENSOR_PWR＝5V IOUT＝35.9mA

SENSOR_PWR＝4V IOUT＝31.7mA

SENSOR_PWR＝3V IOUT＝27.3mA

SENSOR_PWR＝2V IOUT＝23.0mA

SENSOR_PWR＝1V IOUT＝18.6mA

SENSOR_PWR＝1V IOUT＝18.6mA

所述输出端电容器C7在限流过载保护期间提供闭环稳定性。所述40V的肖特基二极管D3保护所述电路免于比所述内部+24V供应的幅度更大的正向注入电压。所述防护二极管TVS1具有正好50V之下的双极性的浪涌钳位电压。结合二极管D3,所述二极管TVS1防护所述晶体管Q1免于基极-发射极击穿。晶体管Q1的-100V的集电极-发射极额定值保护其免于负电压注入。在限制期间并且当所述POWER_ENABLE输入是低(断开)状态时，所述电阻器R9辅助晶体管Q1的断开。

图13描述了示出了响应于输出端短路事件，与所述电源控制电路组件相关的电压的仿真曲线图。所述电压曲线已被归一化偏移并且按比例绘制(所述比较器输出端)，为了显示的目的。在所述短路事件之前，所述晶体管Q1的集电极源自20mA的电流，其在所述100μsec标志处开始。在所述短路事件后，所述集电极电流大幅上升，在4纳秒之内在大约300mA峰化。所述电流的峰值幅度由有限的可用基极驱动和所述晶体管Q1的有限beta来限制。由于此瞬态的持续时间短，可以忽略的电源包含在内。横穿所述电阻器R7(第一电阻器)的电压连同所述集电极电流增大，然而横跨所述电容器C5(第一电容器)的电压以低得多的速率增大，导致所述发射极-基极电压的突变和大幅减小。因此随着所述基极驱动的移除，所述集电极电流迅速地下降，横跨50mA以下大约25纳秒进入所述事件。在大约50纳秒，所述比较器U1进行响应(底部跟踪)，移除用于更长期限的基极驱动。

图14在扩展的时间刻度上描述了相同的事件，以示出所述长期不变的短路响应。如图14所示，所述Q1的集电极电流首先被减小(通过所述非线性过载保护)，然后被所述比较器U1的输出端电压控制，以大约1MHz的速率振荡。

在图6中提供了一个传感器通道的-24V传感器电源控制电路24b的优选实施例的详细的电路图。负24VDC的额定功率从左侧(-24V_IN)进入并且通过电阻器R1和电容器C1的组合进行低通滤波。此滤波器减弱来自输入源的残余开关噪声，并且提供3.3Ω的串联电阻以阻止由传感器感生的瞬态电流移动回所述电路。所述POWER_ENABLE数字控制信号也在左侧进入。大于+1.85V的额定阈值电压开始通过由电阻器R13a和R14a形成的电阻分频器，接通所述PNP型晶体管Q2(电源使能开关)。将+3.3V施加到POWER_ENABLE，晶体管Q2的集电极电压紧密跟随所述发射极，以便Q2上的+3.3V输入控制电平将电阻器R12a的底部引脚上拉到大约3.2V。所述合成的R12电流为所述旁路电容器C6充电，将所述HIGH_RAIL电压上拉，直到通过肖特基二极管D2B被箝位在-20V HIGH_RAIL_BIAS的电压。这横跨所述低功率比较器U1的供应插脚确立了4.3V的轨，所述低功率比较器U1的输出端接通所述NPN型晶体管Q1。在接通状态时，晶体管Q1通过所述肖特基二极管D3将-24V连接到所述外部负载。

当供电时，所述比较器U1通过横跨所述电阻器R7形成的电压，连续地监测所述晶体管Q1的发射极电流。在正常操作期间，由R4、R2和R5组成的分压器为所述比较器U1的正输入端提供比所述R3和R6电阻分频器提供给所述负输入端高几十毫伏的偏压，从而将所述比较器U1的推挽输出端电压发送到其正极限。如果所述负载电流超过～39mA的额定的过载阈值，所述比较器U1的输出端迅速地改变状态，转向到其负极限，这是由从所述NPO电容器C4的反馈支撑的(其在NPO电容C3上积分，增大了有效时间常数)。来自所述比较器U1的输出端下降通过所述电阻器R8，从电容C5拉动电荷。这使晶体管Q1失去基极电流，在比较器U1在大约0.5uS之后再次改变状态之前，导致所述集电极电流衰减到大约36mA。然后，所述集电极电流爬升回到39mA，只要所述负载需求超过所述过载阈值电流，以大约1.0MHz的速率重复所述循环。

输出端电容器C7在限制期间，将所述输出端开关噪声减小到仅仅几毫伏的水平。因为横穿所述电容器C5的电压不能瞬时改变，所以所述电路对短路输出端的响应是即时的。如果横跨电阻器R7的电压突然地增大，相对于由所述电容器C5"锁定"的基极，晶体管Q1的发射极被更高地驱动。这阻止集电极电流进一步上升以及允许所述比较器U1响应的时间。通过电阻器R10和齐纳二极管Z1的反馈提供非线性限流过载保护，用于在所述输出端短路故障状况期间减小Q1的耗散。所述NPO电容器C2减小由二极管Z1的雪崩噪声造成的切换阈值的抖动。当所述输出端幅度(晶体管Q1的集电极电压的绝对值)被拉动到低于大约6V时，所述二极管Z1开始导电，从而引起电流进入比较器U1的反向节点。这修正了所述比较器的输入偏置电平和所述电路的切换阈值，导致降低的电流极限，当所述SENSOR_PWR输出端被外部源短路或拉到正的时，所述降低的电流极限避免额外的Q1耗散。在图12中描述了所述额定的限流过载保护特征，其中下列值指示了输出端电压和极限电流之间的关系：

SENSOR_PWR＝-23.5V IOUT＝-39.3mA

SENSOR_PWR＝-6V IOUT＝-39.8mA

SENSOR_PWR＝-5V IOUT＝-36.6mA

SENSOR_PWR＝-4V IOUT＝-32.4mA

SENSOR_PWR＝-3V IOUT＝-28.0mA

SENSOR_PWR＝-2V IOUT＝-23.6mA

SENSOR_PWR＝-1V IOUT＝-19.2mA

SENSOR_PWR＝1V IOUT＝18.6mA

输出端电容器C7在限流过载保护期间提供闭环稳定性。所述40V的肖特基二极管D3防护所述电路免于比所述内部-24V供应的幅度更大的负向注入电压。防护二极管TVS1具有正好50V之下的双极性的浪涌钳位电压。结合二极管D3,二极管TVS1防护所述晶体管Q1免于基极-发射极击穿。晶体管Q1的100V的集电极-发射极额定值保护其免于正电压注入。在限制期间并且当所述POWER_ENABLE输入是低(断开)状态时，所述电阻器R9辅助晶体管Q1的断开。

为了将所述电路图的复杂性最小化，在图5和6中描述了仅仅一个传感器通道的传感器电源控制电路。在优选的实施例中，存在8个传感器输入通道，其中每个传感器输入通道包括在其他通道中独立于所述电路24a和24b操作地传感器电源控制电路24a和24b。

传感器信号调节放大器

在优选的实施例中，所述传感器信号调节电路25是精确的差分输入输出端放大器，所述差分输入输出端放大器设计成提供从各种支持的传感器信号到所述ADC28的范围和频率要求的

最佳匹配。所述放大器25的一些显著的特征包括下列：

-通过使用0.1％，25ppm/℃的电阻提供的精确的增益；

-低DC偏移(用于准确的DC传感器测量)；

-温度的低偏置漂移(用于调和的DC传感器测量)；-低噪声水平，宽带和1/f噪声二者；

-通过使用增益均衡网络从DC到40KHz近乎平坦的增益；

-包括必要的ADC奈奎斯特滤波；

-差分输入抑制共模信号；

-高阻抗的输入最小化传感器信号负载；

-预滤波器防护运算放大器输入免于RF干扰；

-从DC到40KHz近乎恒定的群延迟；

-从DC到40KHz没有校准优于1％的增益精度；

-单轨5伏特电源避免了对负供电的需要；以及

-低材料成本。

如在图7的原理图所描述的，所述信号调节放大器25的优选实施例是最简的差分运算放大器，所述差分放大器设计为直接与所述传感器信号输入端子22接口连接以提供信号按比例缩放和偏移，此外所述差分放大器设计为直接驱动所述ADC28的差分输入。它在所述ADC28的前面还包括奈奎斯特滤波的功能，从而提供带外信号的额定110dB抑制。增益平坦是通过平衡的正反馈网络56a和56b来提供的，提供了从DC到40KHz几乎平坦的增益响应。

参考图7，所述增益是由精密电阻R17与精密电阻R15加上R16的比来确立的。所述差分平衡是由精密电阻R20与精密电阻R18和R19的比提供的。所述奈奎斯特滤波部分地通过由电阻器R15、R16、R18、R19和电容器C8、C9和C10组成的RC网络来实现。进一步的滤波通过电阻器R17和电容器C11的相互作用来获得，其平衡通过电阻器R20和电容器C12来提供。最终，电阻器R23和R24以及电容器C15结合运算放大器带宽限制有助于在低MHz范围内的滤波。由C13/R25和C14/R26组成的平衡的RC网络提供了适度的增益峰化以在感兴趣的0到40KHz频带内使所述增益曲线变平坦。电阻器R23和R24将所述运算放大器输出端与电容C15的容性负载隔离以确保运算放大器的稳定性。电容器C15符合所述差分ADC输入的接口要求。

在优选的实施例中，用于所述运算放大器U1B(由R22辅助)的DC反馈信号和驱动两个增益平坦网络56a-56b的反馈信号源自于ADC+和ADC-电网，即来自稳定性提升的电阻器R23和R24的输出端侧。用于所述第一运算放大器(由R17辅助)的DC负反馈源自于所述ADC+电网。由C11和C16辅助的AC反馈信号直接源自于所述运算放大器的输出端。假设理想的组件(包括运算放大器)，优选实施例没有将DC误差引入到测量中，即对于DC信号它是理想平衡的。图16描述了如在图7中描述的用于优选电路拓扑的Monte Carlo仿真的共模抑制(CMR)的柱状图结果。虽然此数据源自100Hz的信号，但是DC性能几乎相同。

图8的仿真曲线示出了所述放大器25的优选实施例的额定的归一化增益vs频率，至多到6.5536MHz的ADC过采样奈奎斯特频率。

图9的归一化曲线示出了从所述传感器信号输入22到所述ADC28的输入，所述放大器25的优选实施例的DC到40KHz通带增益的均匀性平坦性。图15描述了使用完全随机分布的组件容差，所述放大器25从DC到40KHz的优选实施例的通带增益的10,000-运行的MonteCarlo仿真。正如图15指出：通带增益变化不超过大约0.8％，基于((1002.7mV-995.6mV)÷999.15mV)×100％来计算。

图10示出了在线性的频率标度上所述放大器25的优选实施例的归一化增益和输出端相位移位。所述相位(虚线)具有接近-线性的频率关系。在优选的实施例中输入到输出端的群延迟为大约1.5微秒。

为了说明和描述的目的，已经展示了用于本发明优选实施例上述描述。它们并非旨在穷举或限制本发明到所公开的精确形式。根据上述教导，明显的修改和变化是可能的。所述实施例被选择和描述，以试图提供本发明的原理及其实际应用的最佳说明，并由此使本领域的普通技术人员能够在各种实施例和各种修改中利用本发明，作为适合预期的特定用途。所有这些修改和变化都在在本发明的范围内，正如由所附的权利要求书而根据它们被公平，合法和公正地赋予的宽度所确定的。

Claims (18)

1.一种机械装置健康监测模块的传感器电源和信号调节电路，所述传感器电源和信号调节电路包括：

传感器接口连接器，其能够操作地连接到多种类型的传感器，所述传感器安装至一机器以监测所述机器的各种特征，所述传感器接口连接器用于接收由连接的传感器产生的模拟传感器信号；

信号调节电路，用于调节所述模拟传感器信号，所述信号调节电路包括：

多个传感器信号调节电路，每个传感器信号调节电路都适应传感器信号的输入范围，所述传感器信号输入范围与其他传感器信号调节电路所适应的一个或多个传感器信号输入范围不同；和

第一软件可控开关，用于选择所述多个传感器信号调节电路中的一个，以接收由所述连接的传感器产生的模拟传感器信号，所述第一软件可控开关由输入范围选择信号控制；

传感器电源供应电路，用于为所述连接的传感器供电，所述传感器电源控制电路包括：

多个能够单独选择的传感器电源电路，每个传感器电源电路用于在电压范围内提供电源，其中该电压范围与由其他传感器电源电路提供的一个或多个电压范围不同；以及

第二软件可控开关，用于选择所述多个传感器电源电路中的一个，以为所述连接的传感器提供电源，所述第二软件可控开关由电源范围选择信号控制；

配置电路，用于至少部分地基于用户对连接的传感器所选择的类型，生成一个或多个所述输入范围选择信号和所述电源范围选择信号；以及

模数转换电路，用于将所述模拟传感器信号转换为数字振动信号。

2.根据权利要求1所述的传感器电源和信号调节电路，其中所述传感器接口连接器能够操作连接到多种类型的传感器，所述传感器从压电加速度计、集成电路压电(ICP)振动传感器、压电动压力传感器、电动速度传感器、电涡流位移传感器、AC振动传感器、DC位移传感器、无源电磁传感器、霍耳效应转速计传感器、转轴编码器和TTL脉冲传感器组成的组中选择。

3.根据权利要求1所述的传感器电源和信号调节电路，其中所述多个能够单独选择的传感器电源电路在+12伏到-12伏范围、+24伏到-24伏范围、0伏到+24伏范围和0伏到-24伏范围中提供传感器电源。

4.根据权利要求1所述的传感器电源和信号调节电路，其中所述多个能够单独选择的传感器电源电路包括0毫安到20毫安的恒流源。

5.一种机械装置健康监测模块的传感器电源控制电路，所述传感器电源控制电路包括：

正电压输入端，用于在所述机械装置健康监测模块中从电流隔离的电压源中接收正电压，

传感器电源连接器，用于为传感器提供电源；

推挽式比较器，其具有正输入端、负输入端和输出端；

第一电阻器，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述推挽式比较器的输出端；和

第二侧；

PNP型晶体管，具有：

基极，所述基极被电耦合到所述第一电阻器的第二侧；

发射极，所述发射极被电耦合到

通过第一电阻器分频器网络被电耦合到所述推挽式比较器的负输入端，

通过第二电阻器被电耦合到所述传感器电源电路的正电压输入端，以及

通过第二电阻器分频器网络被电耦合到所述推挽式比较器的正输入端；

集电极，所述集电极被电耦合到所述传感器电源连接器；

第一电容器，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述第一电阻器的第二侧并且被电耦合到所述PNP型晶体管的基极；以及

第二侧，所述第二侧被电耦合到所述传感器电源电路的正电压输入端并且通过所述第二电阻器分频器网络被电耦合到所述推挽式比较器的正输入

端；以及

其中，当在所述PNP型晶体管的基极处的基极电流位于足以使得所述PNP型晶体管处于饱和的ON状态的水平时，所述PNP型晶体管将所述传感器电源电路的正电压输入端电耦合到所述传感器电源连接器，

其中，在正常操作期间，流过所述第二电阻器进入所述PNP型晶体管的发射极的电流小于额定的阈值电流水平，这导致所述推挽式比较器的正输入端上的第一偏压将小于所述推挽式比较器的负输入端上的第二偏压，从而使得低态电压出现在所述推挽式比较器的输出端，

其中存在第一RC时间常数，该第一RC时间常数由所述第一电容器的电容和在所述PNP型晶体管的基极节点的总有效电阻确定，

其中，当负载电流相对于所述第一RC时间常数突然增大时，紧接着横跨所述传感器电源连接器短路，会发生：

横跨所述第二电阻器的电压增大比横跨所述第一电容器的电压减小得更快，导致所述PNP型晶体管的发射极-基极电压瞬时的净减少，以及

所述PNP型晶体管的发射极-基极电压的净减少在一个时间段内阻止所述PNP型晶体管输送增大的负载电流，所述时间段大于从所述推挽式比较器的输入端到所述输出端的传播延迟；

其中，当负载电流需求超过所述额定的阈值电流水平时，当横跨所述传感器电源连接器发生短路时，会发生：

事件(1)流过所述第二电阻器进入所述PNP型晶体管的发射极的电流上升到大于额定的阈值电流水平，这导致所述推挽式比较器的正输入端上的第一偏压将大于所述推挽式比较器的负输入端上的第二偏压，从而使得高状态电压出现在所述推挽式比较器的输出端，

事件(2)在所述推挽式比较器的输出端处的高状态电压将电流源引到所述第一电容器，这减小了用于所述PNP型晶体管的基极电流，和

事件(3)所述PNP型晶体管的减小的基极电流使得电流的减小进入到所述PNP型晶体管的发射极，从而使得流过所述第二电阻器的电流衰减到小于所述额定的阈值电流水平，从而使得所述推挽式比较器的正输入端上的第一偏压小于所述推挽式比较器的负输入端上的第二偏压，从而使得所述低态电压再次出现在所述推挽式比较器的输出端，

其中当所述负载电流需求超过所述额定的阈值电流水平时，以第一速率重复发生事件(1)至(3)。

6.根据权利要求5所述的传感器电源控制电路，其中所述第一速率为1MHz。

7.根据权利要求5所述的传感器电源控制电路，包括非线性过载保护电路，所述非线性过载保护电路包括：

齐纳二极管，具有：

阳极；和

阴极，该阴极被电耦合到所述推挽式比较器的负输入端；以及

第三电阻器，所述第三电阻器被电耦合在所述齐纳二极管的阳极和所述PNP型晶体管的集电极之间，

其中，当所述PNP型晶体管的集电极上的电压下降到低于阈值电压时，所述齐纳二极管开始导电，从而通过所述第三电阻器从所述推挽式比较器的负输入端节点吸引电流，

其中，从所述推挽式比较器的负输入端节点吸引的电流改变了所述推挽式比较器的第二偏压，从而导致流过所述PNP型晶体管的电流水平减小，因此当所述传感器电源连接器被短路或由外部电压源拉到负向时，在所述PNP型晶体管中的功耗减小。

8.根据权利要求7所述的传感器电源控制电路，其中，在所述传感器电源连接器处的输出端电压V_OUT和输出端电流I_OUT的特征在于下列额定的限流过载保护功能：

V_OUT≥6V,I_OUT＝39.2mA Max；

V_OUT＝5V,I_OUT＝35.9mA Max；

V_OUT＝4V,I_OUT＝31.7mA Max；

V_OUT＝3V,I_OUT＝27.3mA Max；

V_OUT＝2V,I_OUT＝23.0mA Max；

V_OUT＝1V,I_OUT＝18.6mA Max；

V_OUT＝0V,I_OUT＝14.2mA Max。

9.根据权利要求5所述的传感器电源控制电路，还包括：

第四电阻器，所述第四电阻器被耦合在所述PNP型晶体管的基极和发射极之间，并且辅助截止所述PNP型晶体管；

第二电容器，所述第二电容器被电耦合在所述第一电容器的第二侧和所述推挽式比较器的正输入端之间；

第三电容器，所述第三电容器被电耦合在所述PNP型晶体管的发射极和所述推挽式比较器的负输入端之间；和

第四电容器，所述第四电容器被电耦合在所述推挽式比较器的正输入端和所述推挽式比较器的输出端之间，

其中，所述第二电容器、第三电容器和第四电容器增强了所述传感器电源电路的确定的非稳态行为。

10.根据权利要求9所述的传感器电源控制电路，还包括第五电容器，所述第五电容器被电耦合到所述PNP型晶体管的集电极和电接地之间，其中，当电流限制生效时，所述第五电容器增强了闭环的稳定性。

11.一种机械装置健康监测模块的传感器信号调节电路，所述传感器信号调节电路设置在机器传感器和模数转换器ADC之间，该模数转换器具有正输入端和负输入端，所述传感器信号调节电路包括：

传感器接口连接器，其能够操作地连接到多种类型的传感器，所述传感器安装至机器以监测所述机器的各种特征，所述传感器接口连接器用于接收由连接的传感器产生的差分或单端模拟传感器信号，所述传感器接口连接器包括负传感器信号输入端和正传感器信号输入端；

第一运算放大器，用于为所述模拟传感器信号提供高阻抗差分接口并且为所述ADC的正输入端提供低阻抗接口，所述第一运算放大器具有负信号输入端、正信号输入端和信号输出端；

第二运算放大器，用于在所述ADC的正输入端提供信号的反相拷贝并且为所述ADC的负输入端提供低阻抗接口，所述第二运算放大器具有负信号输入端、正信号输入端和信号输出端；

无源奈奎斯特滤波器，被连接在所述传感器接口连接器的负传感器信号输入端和所述第一运算放大器的负信号输入端之间，以及被连接在所述传感器接口连接器的正传感器信号输入端和所述第一运算放大器的正信号输入端之间；

第一增益平坦反馈电路，被连接在所述第一运算放大器的负信号输入端和所述ADC的负输入端之间；以及

第二增益平坦反馈电路，被连接在所述第一运算放大器的正信号输入端和所述ADC的正输入端之间，

其中所述第一运算放大器的信号输出端被电耦合到所述ADC的正输入端，且

其中所述第二运算放大器的信号输出端被电耦合到所述ADC的负输入端。

12.根据权利要求11所述的传感器信号调节电路，其中所述无源奈奎斯特滤波器包括：

电阻器R15，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述传感器接口连接器的负传感器信号输入端；以及

第二侧；

电阻器R16，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述电阻器R15的第二侧；以及

第二侧，该第二侧被电耦合到所述第一运算放大器的负信号输入端；

电阻器R18，其具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述传感器接口连接器的正传感器信号输入端；以及

第二侧；

电阻器R19，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述电阻器R18的第二侧；以及

第二侧，该第二侧被电耦合到所述第一运算放大器的正信号输入端；

电容器C8，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述电阻器R15的第二侧；以及

第二侧，该第二侧被电耦合到电接地；

电容器C9，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述电阻器R15的第二侧；以及

第二侧，该第二侧被电耦合到所述电阻器R18的第二侧；以及

电容器C10，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述电阻器R18的第二侧；以及

第二侧，该第二侧被电耦合到电接地，

其中所述电阻器R15、R16、R18、R19包括电阻值容差不大于0.1％的薄膜电阻，且

其中所述电容器C8、C9和C10的电容值具有不大于1％的容差。

13.根据权利要求12所述的传感器信号调节电路，还包括电阻器R17，所述电阻器R17具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述第一运算放大器的负信号输入端；以及

第二侧，该第二侧被电耦合到正ADC输入连接处，

其中，所述传感器信号调节电路的增益通过所述电阻器R17的电阻值与所述电阻器R15和R16的电阻值总和之比的2倍来确定，以及

其中所述电阻器R17包括电阻值容差不大于0.1％的薄膜电阻。

14.根据权利要求12所述的传感器信号调节电路，还包括：

可调整的DC偏移输入；以及

电阻器R20，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述运算放大器的正信号输入端；以及

第二侧，该第二侧被电耦合到所述可调整的DC偏移输入，

其中，通过被乘数与乘数的积来确定所述传感器信号调节电路的输入差分电压偏移，该被乘数为所述电阻器R18和R19的电阻值的总和与所述电阻器R20的电阻值的比，该乘数为固定的DC偏移电压和可调整的DC偏移电压输入处的电压之间的差值，以及

其中所述电阻器R20包括电阻值容差不大于0.1％的薄膜电阻。

15.根据权利要求11所述的传感器信号调节电路，其中

所述第一增益平坦反馈电路包括：

电容器C13，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述第一运算放大器的负信号输入端；和

第二侧；

电阻器R25，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述电容器C13的第二侧；和

第二侧，该第二侧被电耦合到所述第二运算放大器的信号输出端；并且

所述第二增益平坦反馈电路包括：

电容器C14，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述第一运算放大器的正信号输入端；和

第二侧；

电阻器R26，具有：

第一侧，该第一侧被电耦合到所述电容器C14的第二侧；和

第二侧，该第二侧被电耦合到所述第一运算放大器的信号输出端，其中所述电阻器R25和R26具有不大于1％的容差，并且

其中所述电容器C13和C14的电容值具有不大于1％的容差。

16.根据权利要求11所述的传感器信号调节电路，其中所述传感器接口连接器能够操作地连接到多种类型的传感器，所述传感器从压电加速度计、集成电路压电(ICP)振动传感器、压电动压力传感器、电动速度传感器、电涡流位移传感器、AC振动传感器、DC位移传感器、无源电磁传感器、霍耳效应转速计传感器、转轴编码器和TTL脉冲传感器组成的组中选择。

17.根据权利要求11所述的传感器信号调节电路，其中所述运算放大器由单轨+5VDC电源连接来供电，不需要负极电源连接。

18.根据权利要求11所述的传感器信号调节电路，其中，在0到40KHz的频率范围内，从所述传感器接口连接器直到所述ADC的输出端连接的信号增益的变化不大于0.8％，即使没有校准。

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