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Hintergrund
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Die dargestellte Erfindung ist eine Weiterentwicklung der mit dem Patentantrag vom 26.02.2016 eingereichten Erfindung, welche unter dem Aktenzeichen 10 2016 002 267.1 beim Deutschen Patent und Markenamt geführt wird. Es handelt sich hierbei um zusätzliche Anforderungen, welche mit der Erfindung vom 26.02.2016 Erfindung nicht gelöst werden konnten. Eine eigenständige Inanspruchnahme der hier dargestellten Erfindung ist möglich.
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Die aktuelle Netzfrequenz mit möglichst kurzer Reaktionszeit auf Veränderung bei lokalen Erzeugern zu erfassen ist aus
DE 10 2014 201 143 A1 bekannt, wobei bei dieser Erfindung der Phasenunterschied verschiedener Spannungen des Stromnetzes für die Ermittlung der Größe verwendet wird. Aus dieser Messung werden Informationen abgeleitet welche zur Steuerung der Einspeisung von Windkraftanlagen in das Stromnetz verwendet werden.
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In
DE 10 2009 031 017 A1 wird die Netzfrequenz aus mit zeitlichen Versatz erfassten Polarkoordinaten der Spannungswerte ermittelt. In
DE 10 2007 037 060 A1 werden aus einem Spannungssignal, welches durch einen besonders hohen Anteil an Oberwellen gekennzeichnet ist, mit Hilfe der diskreten Fourier-Transformation zwei zeitlich aufeinander folgenden Phasen berechnet und aus dem Unterschied in der Phasenlage wird auf die Netzfrequenz zurückgeschlossen. In
DE 44 20 348 C1 wird eine diskrete Fourier Transformation für die Bestimmung der Netzfrequenz benutzt, wobei sich das Ergebnis auf die Abtastfrequenz des Analog-Digital-Wandlers auswirkt. In
DE 33 03 454 A1 wird ein Verfahren vorgestellt, in dem die Netzfrequenz mit Hilfe einer Regelung ermittelt wird.
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DE 43 27 275 A1 zeigt ein Verfahren, das schmalbandige Signale digital verarbeitet und insbesondere zur digitalen Bestimmung der Mittenfrequenz dieser schmalbandigen Signale geeignet ist. Solche schmalbandigen Signale treten beispielsweise bei der Geschwindigkeitsmessung über Grund nach dem Dopplerprinzip auf.
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DE 43 30 179 A1 zeigt ein digitales Verfahren zum Ermitteln einer Meßgröße aus einem elektrischen Signal mit vorgegebener Nennfrequenz, bei dem das elektrische Signal in einer Abtasteinrichtung unter Gewinnung von Abtastwerten mit einer mittels eines Taktgenerators erzeugten Abtastfrequenz abgetastet wird, die dem N-fachen der Nennfrequenz des elektrischen Signals entspricht, die abgetasteten Werte in einem Analog-Digital-Wandler in digitale Werte umgesetzt werden und aus den digitalen Werten in einer Auswerteeinrichtung die Meßgröße gewonnen wird.
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DE 101 13 786 A1 zeigt ein Abtastverfahren für ein Eingangssignal mit einer Grundfrequenz, wobei iterativ folgende Schritte ausgeführt werden:
- – das Eingangssignal wird mit einer Abtastfrequenz abgetastet, wobei die Abtastfrequenz einem ganzzahligen Vielfachen einer vermuteten Grundfrequenz entspricht, – das abgetastete Eingangssignal wird in mehrere Frequenzkomponenten mit Amplituden und Phasenlagen zerlegt, wobei die Frequenzkomponenten der Frequenz Null, der vermuteten Grundfrequenz und ganzzahligen Vielfachen der vermuteten Grundfrequenz zugeordnet sind und – die Abtastfrequenz wird gemäss einem Korrekturwert für die Abtastfrequenz nachgeführt.
- – das Eingangssignal wird mit einer Abtastfrequenz abgetastet, wobei die Abtastfrequenz einem ganzzahligen Vielfachen einer vermuteten Grundfrequenz entspricht, – das abgetastete Eingangssignal wird in mehrere Frequenzkomponenten mit Amplituden und Phasenlagen zerlegt, wobei die Frequenzkomponenten der Frequenz Null, der vermuteten Grundfrequenz und ganzzahligen Vielfachen der vermuteten Grundfrequenz zugeordnet sind und – die Abtastfrequenz wird gemäss einem Korrekturwert für die Abtastfrequenz nachgeführt.
- – das Eingangssignal wird mit einer Abtastfrequenz abgetastet, wobei die Abtastfrequenz einem ganzzahligen Vielfachen einer vermuteten Grundfrequenz entspricht, – das abgetastete Eingangssignal wird in mehrere Frequenzkomponenten mit Amplituden und Phasenlagen zerlegt, wobei die Frequenzkomponenten der Frequenz Null, der vermuteten Grundfrequenz und ganzzahligen Vielfachen der vermuteten Grundfrequenz zugeordnet sind und – die Abtastfrequenz wird gemäss einem Korrekturwert für die Abtastfrequenz nachgeführt.,
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Kurzdarstellung der Figuren
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1: Aufbauplan
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2: Beispiel für einen IQ-Demodulator
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Problem
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Durch die gehäufte Einspeisung von dezentralen Erzeugern ohne rotierenden Massen und die Abnahme von Verbrauchern, welche synchron mit rotierenden Massen betrieben werden, reduziert sich die Energiereserve zur Stabilisierung der Frequenz deutlich. Hierdurch können vermehrt schnelle Frequenzänderungen beobachtet werden. Inselnetze sind hierfür anfälliger als das Verbundnetz. Für den Normalbetrieb im Netz ist eine Frequenzmessung mit einer hohen Genauigkeit notwendig. Durch den Einsatz von elektronischen Schaltern in dezentralen Erzeugern sind besonders hohen Anteile von Störungen in Oberwellen und hochfrequenten Signalen vorhanden. Durch die vorhandenen Störungen kann die hohe Genauigkeit der Frequenzmessung nur durch Filter realisiert werden, welche eine Systembeding lange Gruppenlaufzeit haben. Wird die diskrete Fourier-Transformation verwendet, welche eine sehr effiziente Filterung durch Ausnutzung der periodischen Struktur der Signale realisieren kann, erfolgt eine Verarbeitung in Blöcken mit der Dauer einer Periode der Grundschwingung. Es werden somit in dieser Zeit die Werte gesammelt und erst nach Erfassen des letzten Wertes wird mit der Berechnung und Auswertung begonnen. Hierdurch entsteht eine weitere signifikante Laufzeit. Elektronisch gesteuerte Erzeugung kann somit erst nach dieser Laufzeit auf die Änderung der Netzfrequenz reagieren. Ein Verhalten vergleichbar zu einer rotierenden Masse ist somit nicht realisierbar.
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Lösung
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Der Aufbau des Systems wird in Bild 1 gezeigt. Das System verwendet als Eingangssignal die Spannung auf einem Leiter der elektrischen Stromversorgung (Signal
1) und digitalisieren dies in einem Analog-Digital-Wandler (Block
2), welcher im Unterschied zu
DE 44 20 348 C1 mit einer festen Abtastfrequenz betrieben wird. Das System basiert auf einer digitalen Interpolation zur Erzeugung eines geregelten Abtastintervalls, welches in dem Patentantrag vom 26.02.2016, der unter dem Aktenzeichen 10 2016 002 267.1 beim Deutschen Patent und Markenamt geführt wird, detailliert beschrieben ist. Dies umfasst den Block
3 mit einer Tiefpassfilterung (Optional), Block
4 mit Interpolation auf das gewünschte Abtastintervall, welches in dieser Erfindung auf eine andere Art als in dem oben angegeben Antrag ermittelt wird und Block
5 mit der Tiefpassfilterung mit Unterabtastung (Optional). Das Ausgangssignal von Block
5 ist identisch mit dem Signal zur Auswertung im Zeitbereich aus der oben angegeben Anmeldung. Dieses Signal hat eine feste Anzahl von Abtastwerten pro Grundperiode. Die Stellgröße für den Interpolator (Block
5) ist die Dauer des Abtastintervalls in Abhängigkeit von der aktuellen Dauer der Grundperiode und wird dann von dieser Erfindung zur Verfügung gestellt. Es wird somit eine Anpassung (Skalierung) der Zeitachse durchgeführt.
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Die gestörte Umgebung erfordert eine saubere Trennung der Grundschwingung von den Oberwellen. Hierzu wird nach dem Stand der Technik [
DE 10 2007 037 060 A1 ] eine Diskrete Fourier-Transformation über eine Periodendauer der Grundschwingung durchgeführt. Besonders gute Ergebnisse sind zu erwarten, wenn sich die Dauer der Transformation der aktuellen Dauer der Grundschwingung anpasst [
DE 44 20 348 C1 ]. Hierzu wird ein Zeitintervall einer oder mehrere Grundschwingungen und ggf. mit Fensterfunktion versehen Abtastwerte in einen Block zusammengefasst und als Block meist mit der Fast Fourier Transformation, als schnelle Implementierung der Diskreten Fourier-Transformation, das Spektrum des Signals berechnet. Änderungen der Netzfrequenz können dann aus der Differenz der Phasenlage der Grundschwingung von zeitlich aufeinanderfolgenden Fourier-Transformationen extrahiert werden. Es ergibt sich somit ein Messwert pro Grundperiode, welcher ausgewertet werden kann. Die Berechnung dieses Wertes erfolgt einmalig nach vollständiger Beendigung einer Grundperiode.
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Die Erfindung verwendet anstelle einer Blockverarbeitung eine kontinuierliche Verarbeitung, bei welcher jeder Abtastwert sofort verarbeitet wird und Einfluss auf das Ergebnis der Frequenzmessung nimmt. Hierzu wird das Zeitsignal mit einen IQ-Demodulator (Block 7), wie er aus der Nachrichtentechnik bekannt ist, bearbeitet. Bild 2 zeigt ein Beispiel für einen IQ-Demodulator. Das Eingangssignal (20) wird auf 2 Mischer (21) gegeben und einmal mit dem Cosinus der angenommenen Netzfrequenz und zum andern mal mit inversen Sinus der angenommenen Netzfrequenz gemischt. Das jeweilige Ausgangssignal des Mischers wird in einem Tiefpass (23) gefiltert. In diesem System werden die Tiefpässe nicht realisiert, da diese Funktion vollwertig von der Mittelung in den nachfolgenden Blöcken 8a und 8b übernommen wird. Dasjenige Signal, welches mit den inversen Sinus gemischt wurde, wird mit der imaginären Zahl j multipliziert. Anschließend werden beide Signale addiert und als komplexwertiges Ausgangssignal (23) zur Verfügung gestellt. Die verwendete Mischfrequenz ist identisch mit der zu diesem Zeitpunkt im Messsystem angenommenen Netzfrequenz, was wiederum identisch ist mit dem Kehrwert für die angenommene Grundperiode des Signals. Da in dem angenommenen System die Anzahl der Abtastwerte pro angenommene Grundperiode des Signals konstant ist, kann hier der Mischer mit einer festen Frequenz implementiert werden.
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Auf dem Ausgangssignal des IQ-Demodulators wird eine gleitende arithmetische Mittelwertbildung (Block 8a und 8b) angewendet. Ist die Dauer der arithmetischen Mittelwertbildung identisch zu einer Grundperiode (Block 8b), so ist auch das Ergebnis dieser Mittelwertbildung identisch zu dem Ergebnis einer Diskreten Fourier-Transformation für die Grundfrequenz. Mit jedem neuen Abtastwert liegt aber ein neues Ergebnis vor und jeder neue Abtastwert nimmt sofort Einfluss auf das Ergebnis. Gegenüber der bisher üblichen Blockverarbeitung kann hierdurch im Durchschnitt eine Halbierung der Grundlaufzeit für diesen Bearbeitungsschritt realisiert werden.
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Die Dauer der gleitenden arithmetischen Mittelung hat weiterhin einen signifikanten Einfluss auf die Grundlaufzeit. Analysen im Stromnetz haben gezeigt dass in sehr vielen Fällen keine signifikanten Signalanteile auf den Oberwellen mit geraden Index (2., 4., 6.,...) vorhanden sind. Oft sind Anteile von Gleichspannung systembedingt nicht möglich. Durch Fertigungstoleranzen werden teilweise Gleichspannungsanteile gemessen, welche in einer Fehlerrechnung dann eliminiert werden. Durch eine entsprechenden Schätzung und Kompensation des Gleichanteils (Block 6) kann dieser Signalanteil vor der Verarbeitung im IQ-Demodulator bei Bedarf eliminiert werden.
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Der IQ-Demodulator führt eine Verschiebung des Spektrums um die Netzfrequenz (= Grundfrequenz) durch. Somit wird im Ausgangssignal aus der Grundschwingung ein Gleichspannungssignal, aus der 3.Oberwelle die 2.Oberwelle, aus der 5.Oberwelle die 4.Oberwelle und so weiter. Mit der oben getroffenen Annahme haben dann nur noch Oberwellen mit geradem Index signifikante Signalanteile. Ohne Verlust an Orthogonalität und Trennschärfe kann dann die Dauer der arithmetischen Mittelung (Block 8a) auf eine halbe Grundperiode der Netzfrequenz (10 ms bei 50 Hz) reduziert werden. Diese Maßnahme halbiert wiederum die verbleibende Grundlaufzeit des Messsignals.
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Sind allerdings Signalanteile auf den Oberwellen mit geradem Index vorhanden, so entsteht auf dem Ausgangssignal der arithmetischen Mittelung (Block 8a) über eine halbe Grundperiode ein mit der Netzfrequenz periodisches Fehlersignal. Durch Störungen, welche nicht synchron mit der Netzfrequenz sind können aber auf beiden Ausgangssignalen der arithmetischen Mittelung noch weitere Fehlersignale vorhanden sein. Durch die Berechnung von Erwartungswerten und Varianzen mit Hilfe von exponentiellen Glättungsfiltern (Block 10) können diese bewertet werden. In einem Entscheider (Block 11) wird die Bewertung des Fehlersignals nach Mittelung über eine Halbwelle mit der Bewertung eines Fehlersignals bei einer arithmetischen Mittelung über eine ganze Grundperiode verglichen. Ergibt sich hierbei ein signifikanter Unterschied, so wird entschieden diese Maßnahme mit Halbierung der Dauer der arithmetischen Mittelung nicht anzuwenden ist. Diese Entscheidung kann dynamisch im System getroffen werden und wird dem Block 12 zur Selektion des gewünschten Signals zur Verfügung gestellt.
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Die Phasenlage des komplexwertigen Ausgangssignals der arithmetischen Mittelung ist die Messgröße für die Regelung des Abtastintervalls (Signal 13). Das Abtastintervall ist indirekt proportional zur Netzfrequenz und somit kann das Eine direkt aus dem Anderen berechnet werden.
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Der Unterschied der Phasenlage zu einer Referenzphase (meist 0°) ergibt die Regelabweichung als Eingangssignal für den Regler. Als vereinfachte Implementierung mit guter Näherung am Arbeitspunkt kann auch der Quotient aus Imaginärteil des Signals zu Realteil des Signals verwendet werden. Der Regler kann z. B. klassisch als PI-/PID-Regler entworfen werden. Mit der Stellgröße des Reglers wird dann das Abtastintervall bzw. die Netzfrequenz beeinflusst. Da Abhängig von der gewählten Dauer der arithmetischen Mittelung die Grundlaufzeit der Messstrecke variiert ist es sinnvoll zwei Regler (Block 9a und Block 9b) auszulegen und zu implementieren. Von dem oben beschrieben Block 12 zur Selektion kann dann die Beeinflussung des jeweiligen Reglers auf die Stellgröße (Signal 13) umgeschaltet werden.
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Durch die Regelung ist nun eine Schleife realisiert, welche die intern angenommene Grundschwingung phasenstarr mit der tatsächlichen Grundschwingung im Stromnetz verbindet. Im Gegensatz zu der Regelung in
DE 33 03 454 A1 ist durch diesen Aufbau eine Unterdrückung der Störungen mit der Qualität der diskreten Fourier-Transformation realisiert.
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Zu jedem Zeitpunkt ist nun eine Annahme über das Abtastintervall bzw. die aktuelle Netzfrequenz vorhanden. Da das Abtastintervall indirekt proportional zur Netzfrequenz ist, kann in Block 14 die aktuelle Netzfrequenz aus Signal 13 berechnet werden. In Abhängigkeit von Störungen kann diese aber noch mit einem Fehler behaftet sein, welcher sich aber im Mittel durch die phasenstarre Verbindung auslöscht.
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Um diese Störungen zu eliminieren wird aktuelle Annahme über die Netzfrequenz entweder gefiltert oder eine arithmetische Mittelung über eine festgelegt Zeitspanne durchgeführt (Block 15). Die Netzfrequenz und daraus abgeleitete Größen wie die Änderung der Netzfrequenz können als Messgröße (Signale 16) ausgegeben werden. Bei einer zeitlich konstanten Netzfrequenz kann durch Verlängerung der Mittelung die Genauigkeit immer weiter verbessert werden. Hierdurch entsteht dann eine signifikante Laufzeit. Ohne die Filterung oder Mittelung kann die für den Normalbetrieb benötigt Genauigkeit allerdings nicht erreicht werden.
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Je nach Situation im Netz und Anforderung an die Auswertung der Daten ist es sinnvoll die aktuelle Annahme über die Netzfrequenz ohne Mittelung, deshalb nicht ganz so gute Genauigkeit, dafür aber mit geringer Laufzeit, oder mit kurzer Mittelung und etwas besserer Genauigkeit und längerer Laufzeit, oder lange Dauer der Mittelung und hoher Genauigkeit, aber auch mit langer Laufzeit, zu verwenden. Die verschieden lang gemittelten Netzfrequenzen parallel zu berechnen (Block 15) und einer Auswertelogik (Block 16) parallel zur Verfügung zu stellen ist technisch kein Problem. Ohne eine Logik, aus diesen angebotenen Netzfrequenzen, diejenige zu selektieren, welche für die aktuelle Situation in Stromnetz und Anforderung an das Gerät relevant ist, kann hieraus noch kein Vorteil generiert werden. Hierzu können die Standardabweichungen der einzelnen Signale mit Hilfe von exponentiellen Glättungsfiltern ermittelt werden und mit Schwellwerten in Abhängigkeit der Standardabweichungen signifikante Änderungen identifiziert und somit in einer Logik schneller auf Änderungen reagiert werden. Diese Logik ist dann dem bekannten Systemverhalten der Netzfrequenz anzupassen. Diese Events und durch weitere Überwachungen der Messgrößen gewonnen Zustände können als Signale 18 zur weiteren Verarbeitung und Steuerung von Erzeugern und Verbrauchern ausgegeben werden.
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Die möglichen Frequenzänderungen gehorchen durch Energiespeicher und vorhandene rotierenden Massen physikalischen Gesetzmäßigkeiten, welche durch Differentialgleichungen angenähert werden können. Alternativ bietet sich somit der Einsatz von Kalman-Filter (Block 15) für die Parameterschätzung (Signale 16) an, welcher bei guter Vorhersage eine sehr gute Genauigkeit erzielen und durch die dynamische Anpassung der Koeffizienten auch schnell auf Änderungen reagieren kann. Da die Frequenzänderung als auch die Änderungsgeschwindigkeit der Frequenzänderung mitgeschätzt werden können, ergeben sich hierbei auch Messgrößen, welche für die Ableitung von Events (Block 17) für die Steuerung von Erzeugungsanlagen interessant sind. Als weiteres schätzt ein Kalman-Filter auch die Varianzen der einzelnen Größen, welche für die dynamische Festlegung von Schwellen für die Eventerzeugung bzw. der Qualitätsbeurteilung des angewendeten Models verwendet werden können. Sind durch unterschiedliche Schaltzustände im Stromnetz unterschiedliche Modelle für die Netzfrequenzänderung relevant, so können diese hierüber identifiziert werden und dynamisch zwischen den Modellen umgeschaltet werden.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Eingangssignal (Spannung einer Netzphase)
- 2
- Analog-Digital-Wandler
- 3
- Tiefpassfilterung (Optional)
- 4
- Interpolation auf das gewünschte Abtastintervall (13)
- 5
- Tiefpassfilterung mit Unterabtastung (Optional)
- 6
- Gleichanteil (DC) Bestimmung und Kompensation (Optional)
- 7
- IQ-Demodulator mit Netzfrequenz
- 8
- Arithmetische Mittelung (8a über Halbwelle der Grundschwingung, 8b über eine Periode der Grundschwingung)
- 9
- PID-Regler (9a optimiert auf Mittelung über Halbwelle, 9b optimiert für Mittelung über Periode)
- 10
- Berechnung von Erwartungswert und Varianz mit Hilfe exponentieller Glättungsfilter
- 11
- Entscheider anhand der Varianz, ob Mittelung über Halbwelle verwendet werden kann
- 12
- Selektion des zu verwendenden Kanals
- 13
- Stellgröße mit gewünschten Abtastintervall
- 14
- Berechnung des aktuellen Schätzwertes für die Netzfrequenz
- 15
- Kalmann-Filter zur Parameterschätzung, oder Filterung der Netzfrequenz
- 16
- Netzfrequenz und weitere geschätzte Parameter
- 17
- Auswertelogik (Optional)
- 18
- Events, Signale und Zustände für die weitere Verarbeitung und Steuerung von Erzeugern und Verbrauchern
- 20
- Eingangssignal
- 21
- Mischer
- 22
- Tiefpass (nicht realisiert, da Funktion von Block 8 übernommen)
- 23
- Ausgangssignal
