DE102015206670A1

DE102015206670A1 - Messgerät mit ständig aktualisiertem Entzerrungsfilter und entsprechendes Verfahren

Info

Publication number: DE102015206670A1
Application number: DE102015206670.3A
Authority: DE
Inventors: Christian Neumair
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 2015-02-05
Filing date: 2015-04-14
Publication date: 2016-08-11

Abstract

Ein Messgerät (20) hat einen analogen Signalverarbeitungsbereich (21), einen Analog/Digital-Wandler (9) und einen digitalen Signalverarbeitungsbereich (22). Der digitale Signalverarbeitungsbereich (22) hat ein Entzerrungsfilter (13), welches im analogen Signalverarbeitungsbereich (21) und/oder im Analog/Digital-Wandler (9) hervorgerufene Verzerrungen entzerrt, und ggf. eine Nullpunktversatz-Korrektureinheit (14), welche vom Analog/Digital-Wandler (9) hervorgerufene Nullpunktversätze korrigiert. Die Steuereinheit (23) führt für jeden Abtastwert, den der Analog/Digital-Wandler (9) erzeugt, dem Entzerrungsfilter (13) aktuelle Filterkoeffizienten zu.

Description

Die Erfindung betrifft ein Messgerät, insbesondere für Hochfrequenzsignale, beispielsweise einen Spektrumanalysator, einen Netzwerkanalysator, ein Oszilloskop oder einen Systemtester. Die Erfindung betrifft auch ein entsprechendes Betriebsverfahren.
Derartige Messgeräte sind in vielfältiger Form bekannt. Beispielsweise ist aus der EP 1 701 167 A1 ein Spektrumanalysator mit einem Verfahren zur Identifizierung von Funkstörpegeln asynchron zur Messung des Frequenzspektrums bekannt. Solche Messgeräte verfügen in der Regel über einen analogen Signalverarbeitungsbereich und einen digitalen Signalverarbeitungsbereich, welche durch einen Analog/Digital-Wandler voneinander getrennt sind. In der Regel ist auch ein entsprechender Steuerrechner vorhanden. In dieser Druckschrift werden aber keine Maßnahmen zur Entzerrung von im analogen Signalverarbeitungsbereich oder im Analog/Digital-Wandler hervorgerufen Verzerrungen vorgeschlagen.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Messgerät und ein entsprechendes Betriebsverfahren für ein solches Messgerät zu schaffen, welches im analogen Signalverarbeitungsbereich und/oder im Analog/Digital-Wandler hervorgerufene Verzerrungen entzerrt. Dabei soll die Entzerrung stets möglichst aktuell an die aktuellen Signalverhältnisse oder Betriebsverhältnisse angepasst werden können.
Die Aufgabe wird bezüglich des Messgeräts durch die Merkmale des Anspruchs 1 und bezüglich des Betriebsverfahrens durch die Merkmale des Anspruchs 8 gelöst. Die hiervon abhängigen Ansprüche beinhalten vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.
Das erfindungsgemäße Messgerät hat einen analogen Signalverarbeitungsbereich und einen digitalen Signalverarbeitungsbereich, welcher von dem analogen Signalverarbeitungsbereich durch einen Analog/Digital-Wandler getrennt ist. Im digitalen Signalverarbeitungsbereich befindet sich ein Entzerrungsfilter, welcher im analogen Signalverarbeitungsbereich und/oder im Analog/Digital-Wandler hervorgerufene Verzerrungen entzerrt. Eine Steuereinheit führt dabei dem Entzerrungsfilter für jeden Abtastwert, den der Analog/Digital-Wandler erzeugt, aktuelle Filterkoeffizienten zu. Dadurch sind die Filterkoeffizienten des Entzerrungsfilters stets aktualisiert und stehen für jeden Abtastwert individuell zur Verfügung. Dies erlaubt eine sehr schnelle adaptive Anpassung des Entzerrungsfilters an die aktuellen Gegebenheiten.
Darüber hinaus ist es vorteilhaft, wenn in einer vorzugsweise digitalen Nullpunktversatz-Korrektureinheit eine Korrektur eines eventuellen Nullpunktversatzes (Offset-Fehler) vorgenommen wird, die in dem Analog/Digital-Wandler, aber auch in anderen Bauteilen im vorgelagerten analogen Signalverarbeitungsbereich, entstehen können.
Vorzugsweise werden die aktuellen Filterkoeffizienten bzw. die Korrekturwerte für die Nullpunktversatz-Korrektureinheit von der Steuereinheit aus bestimmten Eingangsparametern in Echtzeit jeweils aktuell berechnet.
Bei den der Berechnung zu Grunde liegenden Eingangsparametern handelt es sich bevorzugt um die aktuelle Frequenz der Messung bzw. die aktuelle Temperatur des Messgeräts oder um Größen, die von der aktuellen Frequenz oder aktuellen Temperatur abhängen. Die sich in der Regel im analogen Signalverarbeitungsbereich befindlichen Mischer unterliegen, insbesondere wenn sie als Quadraturmischer ausgebildet sind, einer hohen Frequenzabhängigkeit und zum Teil auch einer nicht zu vernachlässigenden Temperaturabhängigkeit. Insbesondere sind der Quadraturfehler und der Amplituden-Imbalanz-Fehler der Quadraturmischer deutlich frequenz- und temperaturabhängig. Es ist daher vorteilhaft, die Filterkoeffizienten des Entzerrungsfilters von Abtastwert zu Abtastwert (von Sample zu Sample) sofort zu aktualisieren, anstatt über einen größeren Frequenzbereich oder über einen größeren Temperaturbereich immer die gleichen Filterkoeffizienten zu verwenden.
Weitere Eingangsparameter für die Entzerrfilter-Berechnung sind z.B. die Betrags- und Phasengänge innerhalb der Analysebandbreite über Betriebsfrequenz und Temperatur im I- und Q-Pfad, die Durchgangsdämpfung der analogen Signalverarbeitung und des Analog/Digital-Wandlers über Betriebsfrequenz und Temperatur im I- und Q-Pfad, der Quadraturfehler und die Amplituden-Imbalanz des IQ-Mischers über Betriebsfrequenz und Temperatur und Laufzeitunterschiede zwischen der analogen Signalverarbeitung und den Analog/Digital-Wandlern über Betriebsfrequenz und Temperatur des I- und Q-Pfads Temperatur.
Wenn der analoge Verarbeitungsbereich eine einstellbare Dämpfungseinrichtung aufweist, die beispielsweise das Eingangssignal oder das Zwischenfrequenz-Signal mit mehreren, insbesondere umschaltbaren Dämpfungsstufen beaufschlagt, ist es sinnvoll, den aktuell eingestellten Dämpfungswert als weiteren Eingangsparameter für die Berechnung der Filterkoeffizienten bzw. der Nullpunktversatz-Korrekturwerte zu verwenden.
Es ist besonders vorteilhaft, die Eingangsparameter zwischen Werten an Stützstellen, an welchen die Eingangsparameter bekannt sind oder gemessen werden, zu interpolieren. Dadurch wird eine höhere Genauigkeit erreicht. Genauso ist es vorteilhaft, die Filterkoeffizienten bzw. die Nullpunktversatz-Werte als Ausgangsparameter ebenfalls zu interpolieren. Dabei können beispielsweise bestimmte Filterkoeffizienten oder Korrekturwerte als Festwerte in einem Speicher gespeichert sein und zwischen diesen Werten wird dann nach Auslesen dieser Werte interpoliert.
Nachfolgend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung anhand von Ausführungsbeispielen beispielhaft näher beschrieben. In der Zeichnung zeigen:
1A ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Messgeräts;
1B ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Messgeräts;
2 ein erstes Diagramm zur Erläuterung der Verwendung von Stützstellen;
3 ein zweites Diagramm zur Erläuterung der Verwendung von Stützstellen;
4 ein Diagramm zur Erläuterung des Quadraturfehlers, der Amplituden-Imbalanz und des Nullpunktversatzes;
5 ein Diagramm zur Erläuterung der Linearkombination der Vektoren der Filterkoeffizienten;
6 ein Blockschaltbild eines digitalen Filters zu Erläuterung der Filterkoeffizienten und
7 ein Diagramm zur Erläuterung der Belegung von Speicherzellen einer Speichereinrichtung.
1A zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Messgeräts 20 in Form eines Spektrumanalysators. Über eine Eingangsbuchse 1 wird das zu messende Hochfrequenzsignal zunächst über eine Eingangseinheit 2, die beispielsweise ein grobes Selektionsfilter und/oder einen Vorverstärker enthalten kann, einem ersten analogen Mischer 3 zugeführt. In dem Mischer 3 wird das zu messende Hochfrequenzsignal mit dem Signal eines lokalen Oszillators 4 gemischt und in die Zwischenfrequenzlage gebracht. Dort befinden sich im Ausführungsbeispiel zunächst ein breitbandiges Zwischenfrequenzfilter 10 und eine einstellbare bzw. verstellbare Dämpfungseinrichtung 11. Die einstellbare Dämpfungseinrichtung kann zwischen verschiedenen Dämpfungswerten, z.B. –40 dB, –30 dB, –20 dB, –10 dB oder 0 dB, stufenweise umschalten. Es ist aber auch denkbar, dass die Dämpfungseinrichtung stufenlos arbeitet.
Im Ausführungsbeispiel ist dieser Dämpfungseinrichtung ein Verstärker 12 nachgeschaltet. Der Verstärker 12 kommt hauptsächlich dann zum Einsatz, wenn die einstellbare Dämpfungseinrichtung auf 0 dB, also auf Durchgang geschaltet ist und das Eingangssignal so schwach ist, dass es noch etwas nachverstärkt werden muss. Im Anschluss an den Vorverstärker 12 befindet sich im Ausführungsbeispiel eine schmalbandige Zwischenfrequenzfiltereinrichtung 5, bevor das Signal auf einen zweiten analogen Mischer 6 gegeben wird.
Dem zweiten Eingang des zweiten analogen Mischers 6 wird ein zweites Oszillatorsignal eines zweiten lokalen Oszillators 7 zugeführt, sodass das Signal in die Basisband-Ebene heruntergemischt wird. Vorzugsweise handelt es sich bei diesem zweiten analogen Mischer 6 um einen Quadratur-Mischer, der einen Inphase-Ausgang I und einen Quadraturphase-Ausgang Q hat. Bevor das Basisband-Signal auf einen Analog/Digital-Wandler 9 gegeben wird, durchläuft es noch ein Anti-Aliasing-Filter 8, das als Tiefpass ausgebildet ist und für die Einhaltung des Abtasttheorems des Analog/Digital-Wandlers sorgt. Wenn es sich bei dem Mischer 6 um einen Quadratur-Mischer handelt, sind selbstverständlich sowohl für den Inphase-Pfad als auch für den Quadratur-Phase-Pfad jeweils ein Anti-Aliasing-Filter 8 und jeweils ein Analog/Digital-Wandler 9 vorhanden. Die Bauelemente 2 bis 8 und 10 bis 12 gehören dabei zum analogen Signalverarbeitungsbereich 21 des Messgeräts 20.
An den Analog/Digital-Wandler 9 schließt sich der digitale Signalverarbeitungsbereich 22 des Messgeräts 20 an. Der digitale Signalverarbeitungsbereich 22 umfasst unter anderem ein Entzerrungsfilter (Equalizer) 13 und vorzugsweise auch eine Nullpunktversatz-Korrektureinheit 14. Das Entzerrungsfilter 13 entzerrt im analogen Signalverarbeitungsbereich 21 und/oder im Analog/Digital-Wandler 9 hervorgerufene Verzerrungen. Diese Verzerrungen entstehen beispielsweise durch den Frequenzgang und Phasengang der dort vorhandenen Bauelemente, insbesondere der Mischer 3 und 6. Besonders hervorzuheben sind Quadraturfehler, das heißt mangelnde Orthogonalität des I-Ausgangssignals und des Q-Ausgangssignals des Quadratur-Mischers 6 und unterschiedliche Skalierungsfaktoren für den I-Ausgang und den Q-Ausgang (Imbalance). Aber auch die Filter 5 und 10 sowie der Vorverstärker 12 und eventuell auch die einstellbare Dämpfungseinrichtung 11 haben entsprechende Frequenz- und Phasengänge.
Diese Frequenz- und Phasengänge werden durch das Entzerrungs-Filter 13 ausgeglichen, indem das Signal einer Übertragungsfunktion unterworfen wird, welche invers zu der Übertragungsfunktion der Gesamteinheit aus analogen Signalverarbeitungsbereichen 21 und Analog/Digital-Wandler 9 ist. Bisher war es bei der Anmelderin intern üblich, bei Inbetriebnahme bzw. beim Abgleich am Ende des Herstellungsvorgangs das Entzerrungsfilter 13 in Kalibrierungsmessungen über der Betriebsfrequenz und über der Temperatur einzumessen. Für die Messung am Messobjekt wurde stets ein konstantes, vorab eingemessenes Entzerrfilter für die gesamte Messdauer (d.h. für alle Frequenzen) verwendet.
Erfindungsgemäß wird nun vorgeschlagen, die Filterkoeffizienten des Entzerrungsfilters 13 nach jedem von dem Analog/Digital-Wandler 9 erzeugten bzw. ausgegebenen Abtastwert (sample) kontinuierlich zu verändern. Dadurch wird das Entzerrungsfilter 13 dynamisch an die temporären Gegebenheiten angepasst und kann flexibel auf Änderungen des Messsignals oder auch der Umgebung, wie beispielsweise der Temperatur des Messgeräts 20, reagieren.
Wird beispielsweise das Spektrum eines Signals vermessen, welches aus einem oder mehreren Peaks besteht, so hat das Signal eine sehr hohe Dynamik. Außerhalb der Peaks wird nahezu nur Rauschen gemessen, während innerhalb der Peaks eine hohe Leistungsdichte am Eingang des Messgeräts 20 anliegt. Diese hohe Leistungsdichte führt zu einer entsprechenden hohen Aussteuerung der einzelnen Bauelemente, beispielsweise des Vorverstärkers 12 oder der Mischer 3 und 6. Andererseits kann dies zu einer Temperaturerhöhung führen. Diese Effekte werden erfindungsgemäß unmittelbar von Abtastwert zu Abtastwert, d.h. von Sample zu Sample, ausgeglichen.
Vorzugsweise ist außerdem eine Nullpunktversatz-Korrektureinheit 14 vorhanden, welche einen Nullpunktversatz, welche insbesondere durch den Analog/Digital-Wandler 9 hervorgerufen wird, ausgleicht. Unter Nullpunkt-Versatz wird dabei eine Ausgangsspannung an dem Analog/Digital-Wandler 9 verstanden, die anliegt, obwohl der Analog/Digital-Wandler mit keinem Eingangssignal beaufschlagt ist. Handelt es sich bei dem Mischer 6 um einen Quadratur-Mischer und ist sowohl für den I-Pfad als auch für den Q-Pfad jeweils ein Analog/Digital-Wandler vorhanden, so ist dabei sowohl der Nullpunktversatz für den I-Pfad als auch der Nullpunktversatz für den Q-Pfad auszugleichen. Hierauf wird später an Hand von 1B noch näher eingegangen.
Im Ausführungsbeispiel ist außerdem ein digitaler Mischer 15 vorhanden, der das Ausgangssignal der Nullpunktversatz-Korrektureinheit 14 und das Signal eines beispielsweise als DSS (englisch: Direct Sinus Signal, deutsch: direktes Sinussignal) eines digitalen numerisch gesteuerten Oszillators 16 (NCO, englisch: Numerical Controlled Oscillator, deutsch: numerisch gesteuerter Oszillator) empfängt. Das Ausgangssignal kann dann zum Beispiel auf ein digitales Analysefilter 17 gegeben werden, bevor es von einem digitalen Detektor 18 detektiert wird. Die Ausgangspegel des Detektors 18 könne dann auf dem Bildschirm einer Anzeigeeinrichtung (Display) 19 angezeigt werden. Dabei ist hervorzuheben, dass der digitale Mischer 15, der digitale Oszillator 16 und das digitale Analysefilter 17 nur beispielhaft dargestellt sind, um weitere digitale Komponenten zu verdeutlichen. Auch die Nullpunktversatz-Korrektureinheit 14 ist im Rahmen der vorliegenden Erfindung nicht zwingend notwendig, sondern nur im Rahmen eines besonders bevorzugten Ausführungsbeispiels optional vorhanden.
Die Frequenzen der lokalen Oszillatoren 4 und 7 sowie des numerisch gesteuerten Oszillators 16 werden dabei von einer Steuereinheit 23, beispielsweise einem Mikrocontroller, gesteuert. Die Steuereinheit 23 übernimmt dabei das sogenannte Sweeping, also das Durchstimmen des Spektrumanalysators, sodass jeweils ein unterschiedlicher sich kontinuierlich verstimmender oder rastartig schrittweise verstimmender Frequenzpunkt durch das Analysefilter 17 hindurchtritt und auf den Detektor 18 trifft. Somit ist der Steuereinheit 23 die aktuelle Frequenz f bekannt.
Die Steuereinheit 23 ist vorzugsweise ferner mit der einstellbaren Dämpfungseinrichtung 11 in der Weise verbunden, dass der jeweils von der Dämpfungseinrichtung 11 eingestellte Dämpfungswert der Steuereinheit 23 übermittelt wird. Die Funktionsweise ist dabei derart, dass die Dämpfungseinheit 11 die Amplitude bzw. die Leistung des einfallenden Signals ständig detektiert und selbstständig höhere Dämpfungsstufen zuschaltet, wenn die gerade eintreffende Amplitude bzw. die gerade eintreffende Leistung des Eingangssignals dies erfordert. Dieser Dämpfungswert muss ohnehin ausgewertet werden, um ihn bei der Skalierung der Anzeige auf der Anzeigeeinrichtung 19 zu berücksichtigen. Dieser kann dann auch für die nachfolgend zu erläuternde Steuerung mit berücksichtigt werden.
Außerdem ist bevorzugt zumindest ein Temperatursensor 24 vorhanden, welcher die Temperatur im Inneren des Messgeräts 20 detektiert. Besonders bevorzugt ist jeweils ein Temperatursensor in der Nähe jeweils besonders kritischer Bauelemente, beispielsweise jeweils in der Nähe des Mischers 3, in der Nähe des Mischers 6 und in der Nähe des Analog/Digital-Wandlers 9 vorhanden, sodass alle dortigen lokalen Temperaturen von der Steuereinheit 23 ausgewertet werden können. Die Steuereinheit 23 steht ferner über einen Datenbus 25 mit einer Speichereinrichtung 26, beispielsweise einem flüchtigen Speicher RAM, in Verbindung.
1B zeigt ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Messgeräts. Im Gegensatz zum Ausführungsbeispiel der 1A findet hier nur eine einstufige analoge Mischung direkt ins Basisband ohne eine Zwischenfrequenz-Stufe statt. Der Mischer 3 und der lokale Oszillator 4 der 1A entfallen daher im Ausführungsbeispiel der 1B. Statt der Zwischenfrequenz-Filtereinrichtung 5 in 1A ist in 1B eine Hochfrequenz-Verarbeitungseinrichtung 5 vorhanden. Bei dem Mischer handelt es sich um einen I/Q-Mischer, der aus einem ersten Einzelmischer 6a und einem zweiten Einzelmischer 6b besteht. Jeweils einem Eingang der Einzelmischer 6a und 6b wird das Hochfrequenz-Signal zugeführt. Dem anderen Eingang der Einzelmischer 6a und 6b wird das Signal des lokalen Oszillators 7 zugeführt, wobei das Signal des lokalen Oszillators 7 in dem In-Phase-Pfad I direkt zugeführt wird und in dem Quadratur-Phase-Pfad Q dem Einzelmischer 6b über einen 90 Grad-Phasendreher 27 zugeführt wird. Vor den beiden Analog/Digital-Wandlern 9a bzw. 9b befinden sich auch bei diesem Ausführungsbeispiel jeweils Tiefpässe 8a bzw. 8b.
Die weitere Signalverarbeitung in dem In-Phase-Pfad I und in dem Quadratur-Phase-Pfad Q ist jeweils identisch und entspricht dem vorstehend anhand der 1A beschriebenen digitalen Signalverarbeitungsbereich 22. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist es jedoch ein erster digitaler Signalverarbeitungsbereich 22a für den In-Phase-Pfad I und ein zweiter digitaler Signalverarbeitungsbereich 22b für den Quadratur-Phase-Pfad Q vorhanden. Sowohl der Ausgang des Detektors 18a für den In-Phase-Pfad I als auch der Ausgang des Detektors 18b des Quadratur-Phase-Pfads Q sind der Anzeigeeinrichtung 19 zugeführt.
Vorzugsweise führt die Steuereinheit 23 eine Interpolation der Eingangsparameter durch. Dies sei nachfolgend anhand von 2 für das Beispiel eines Spektrumanalysators, welcher zwischen einer Startfrequenz A und einer Endfrequenz C durchsweept, d.h. die Empfangsfrequenz zwischen der Startfrequenz A und der Endfrequenz C kontinuierlich verändert, erläutert. Hierzu sei in dem Ausführungsbeispiel der 1 angenommen, dass die einstellbare Dämpfungseinrichtung 11 den Dämpfungswert At kontinuierlich verändern kann. Ferner sei angenommen, dass Frequenz-Stützstellen B1, B2, B3 ... bis BN zwischen der Startfrequenz A und der Endfrequenz C vorhanden sind. Dabei können die Frequenz-Stützstellen B1 bis BN äquidistant zwischen der Startfrequenz A und der Endfrequenz C vorhanden sein. Diese können aber auch in einem beliebigen Abstand angeordnet sein, der beispielsweise im Hinblick auf das Messproblem optimiert ist. Ist z.B. bei dem Messobjekt das Frequenzverhalten ungefähr bekannt und wird angenommen, dass der Frequenzgang des Messobjekts sich an einem bestimmten Bereich, beispielsweise im Bereich einer Filterflanke, wesentlich stärker verändert als in anderen Bereichen, so ist es sinnvoll, in diesem Bereich starker Änderung wesentlich mehr Frequenz-Stützstellen vorzusehen als in anderen Bereichen.
In dem Ausführungsbeispiel der 2 wird ferner angenommen, dass der Dämpfungswert At, auf welchen die einstellbare Dämpfungseinrichtung 11 gerade eingestellt ist, in einem Kalibriervorgang bei der Startfrequenz A, der Endfrequenz C und an den Stützstellen B1 bis BN vorvermessen ist. D.h. in dem Kalibriervorgang wird bei der Startfrequenz A, der Endfrequenz C und an den Stützstellen B1 bis BN der von der einstellbaren Dämpfungseinrichtung 11 dort jeweils eingestellte Dämpfungswert von der Steuereinheit 23 ausgelesen und in der Speichereinrichtung 26 gespeichert. An den Zwischenwerten zwischen den Stützstellen B1–BN bzw. zwischen der Startfrequenz A und der ersten Stützstelle B1 bzw. der letzten Stützstelle BN und der Endfrequenz C ist der Dämpfungswert At jedoch nicht bekannt. In diesem Fall wird entsprechend der erfindungsgemäßen Weiterbildung der Erfindung vorgeschlagen, zu interpolieren. Dies ist in 2 an der Frequenzstelle f_x, die sich zwischen der zweiten Frequenz-Stützstelle B2 und der dritten Frequenz-Stützstelle B3 befindet, angedeutet. Beträgt der Frequenzwert f_x beispielsweise B2 + 2/3(B3 – B2), so beträgt der Interpolationswert At_x = At₂ + 2/3(At₃ – At₂).
Diese Interpolation wird dann in einem ersten Schritt von der Steuereinheit 23 vorgenommen.
In Form eines Algorithmus kann dies wie folgt zusammengefasst werden:

1. Auf dem DSP (digitaler Signalprozessor der Steuereinheit 23) wird ein Abtastwertzähler S benutzt, um den gegenwärtigen Abtastwert zu identifizieren. S = SA = 1: Anfang der Messung S = SC = Smax: Ende der Messung
2. Die Abtastwertzähler müssen den einzelnen Frequenzstützstellen zugeordnet werden, an welchen die Eingangsparameter durch Vorab-Kalibriermessungen bekannt sind. SA = 1 < SB1 < ... < SBN < SC = Smax
3. Die Messung wird gestartet und S = 1 wird eingestellt.
4. Für jeden Eingangsabtastwert auf dem Abtastwertzähler gilt: a) Für jeden Eingangsparameter muss der von dem gegenwärtigen Abtastwert abhängige Wert bestimmt werden. 1. Für jeden Eingangsparameter mit N > 0 gilt: SA <= S < SB1: Interpolieren des Eingangsparameters zwischen den Frequenzen A und B1 SB1 <= S < SB2: Interpolieren des Eingangsparameters zwischen den Frequenzen B1 und B2 ... SBN – 1 <= S < SBN: Interpolieren des Eingangsparameters zwischen den Frequenzen BN – 1 und BN SBN <= S <= SC: Interpolieren des Eingangsparameters zwischen den Frequenzen BN und C 2. Interpolierter Eingangsparameter mit N=0: SA <= S <= SC: Interpolieren der Inputparameter zwischen den Frequenzen A und C

Alternativ kann es sinnvoll sein, in den Speicherzellen I = 1 bis I = N + 2 der Speichereinrichtung 26 nur Festwerte für den Dämpfungswert At zu speichern. Dies ist dann sinnvoll, wenn die Dämpfungseinrichtung 11 ohnehin nur zwischen festen Dämpfungswerten umschalten kann. Dies kann aber auch dann sinnvoll sein, wenn zwar eine kontinuierliche Änderung des Eingangsparameters, hier des Dämpfungswerts, möglich ist, die Änderung gegenüber der Sweep-Geschwindigkeit aber so langsam passiert, dass eine Interpolation nicht nötig ist. Dies ist anhand von 3 veranschaulicht. Dort wird im Bereich zwischen der Start-Frequenz A und dem hälftigen Abstand zur ersten Frequenzstützstelle B1 der Eingangsparameter für den Dämpfungswert At bei der Startfrequenz A verwendet. Zwischen dem hälftigen Abstand zwischen der letzten Frequenz-Stützstelle BN und der Endfrequenz C wird der Wert des Eingangsparameters At an der Endfrequenz C verwendet. Um jede Frequenzstützstelle B1, B2, B3, ... bis BN herum wird jeweils der Wert an dieser Frequenz-Stützstelle verwendet, und zwar jeweils bis zum hälftigen Abstand zur nächsten Frequenz-Stützstelle.
Anhand eines Algorithmus kann dies wie folgt beschrieben:

1. Auf dem DSP (digitaler Signalprozessor der Steuereinheit 23) wird ein Abtastwertzähler S benutzt, um den gegenwärtigen Abtastwert zu identifizieren. S = SA = 1: Anfang des Messgeräts S = SC = Smax: Ende des Messgeräts
2. Die Abtastwertzähler müssen den einzelnen Frequenzstützstellen zugeordnet werden, um die konstante oder variable Sweep-Geschwindigkeit messen zu können. SA = 1 < SB1 < ... < SBN < SC = Smax
3. Die Messung wird gestartet und S = 1 wird eingestellt.
4. Für jeden Eingangsabtastwert auf dem Abtastwertzähler gilt: a) Für jeden Eingangsparameter muss der von dem gegenwärtigen Abtastwert abhängige Wert bestimmt werden. 1. Nächstliegender Eingangsparameter mit N > 0: SA <= S < (SA + SB1)/2: Benutzung des Eingangsparameters mit der Frequenz A ... (SA + SB1)/2 <= S < (SB1 + SB2)/2: Benutzung des Eingangsparameters mit der Frequenz B1 ... (SB(N – 1) + SBN)/2 <= S < (SBN + SC)/2: Benutzung des Eingangsparameters mit der Frequenz BN (SBN + SC)/2 <= S <= SC: Benutzung des Eingangsparameters mit der Frequenz C. 2. Nächstliegender Eingangsparameter mit N = 0: SA <= S < (SA + SC)/2: Benutzung des Eingangsparameters mit der Frequenz A (SA + SC)/2 <= S <= SC: Benutzung des Eingangsparameters mit der Frequenz C

Dabei wird darauf hingewiesen, dass die oben dargestellten Algorithmen allgemein für beliebige Eingangsparameter und nicht nur für den Dämpfungswert At zu verstehen sind, also beispielsweise auch für die Temperatur T und so weiter.
Auf der Basis der so gewonnenen Eingangsparameter müssen dann die aktuellen Filterkoeffizienten TAP für das Entzerrungsfilter 13 und die aktuellen Korrekturwerte I_Off und Q_Off für die Nullpunktversatz-Korrektureinheit 14 ermittelt bzw. berechnet werden. Für die Korrekturwerte I_Off und Q_Off für die Nullpunktversatz-Korrektureinheit 14 kann dies durch einfache lineare Interpolation erfolgen. Dies ist in 4 veranschaulicht. Dort wird gemäß dem Beispiel der 2 angenommen, dass sich die aktuelle Frequenz f_x zwischen der zweiten Frequenz-Stützstelle B2 und der dritten Frequenz-Stützstelle B3 befindet und zwar im Beispiel wie folgt: f_x = B2 + 2/3(B3 – B2).
In diesem Fall lässt sich der aktuelle Korrekturwert I_Off für den Inphase-Nullpunktversatz jeweils aus dem Inphase-Nullpunktversatz I_{Off B2} an der Frequenz-Stützstelle B2 und dem Inphase-Nullpunktversatz I_{Off B3} an der Frequenz-Stützstelle B3 wie folgt berechnen: I_Off = 1/3(I_{Off B2} + 2·I_{Off B3}).
In diesem Fall lässt sich der aktuelle Korrekturwert Q_Off für den Quadratur-Nullpunktversatz jeweils aus dem Quadratur-Nullpunktversatz Q_{Off B2} an der Frequenz-Stützstelle B2 und dem Quadratur-Nullpunktversatz Q_{Off B3} an der Frequenz-Stützstelle B3 wie folgt berechnen: Q_Off = 1/3(Q_{Off B2} + 2·Q_{Off B3}).
In 4 ist außerdem veranschaulicht, was unter dem Nullpunktversatz I_Off und Q_Off zu verstehen ist, nämlich eine Verschiebung des Ursprungs des von der Inphase-Komponente I und der Quadraturphase-Komponente Q aufgespannten Koordinatensystems. Erzeugt der Analog/Digital-Wandler 9 ohne Eingangssignal eine Gleichspannung, so entsteht dieser Nullpunkt-Versatz des realen Koordinatensystems I‘, Q‘ gegenüber dem idealen Koordinatensystem I, Q. Dieser entsteht auch im Mischer durch LO-Rückspeisung von der Eingangsbuchse 1. Dadurch ist er frequenzabhängig. Außerdem können die Achsen I‘ und Q‘ auch nicht orthogonal zueinander sein, was dann allerdings nicht mehr durch die Nullpunktversatz-Korrektureinheit 14, sondern durch das Entzerrungsfilter 13 kompensiert werden muss. Dabei kompensiert das Entzerrungsfilter 13 auch andere Verzerrungen, die sich im analogen Verarbeitungsbereich 21 ergeben können.
Die entsprechende Interpolation der aktuellen Filterkoeffizienten TAP → ist für das oben genannte Beispiel als vektorielle Interpolation in 5 dargestellt. Dabei sei der Vektor TAP →_B2 ein Vektor aus allen Filterkoeffizienten, welcher für die Stützstellen-Frequenz B2 während der Kalibrierung gemessen bzw. festgelegt wurde und der Vektor TAP →_B3 sei der Vektor aller Filterkoeffizienten des Entzerrungsfilters 13, welcher bei der Kalibrierung an der Frequenz-Stützstelle B3 bei der Kalibrierung gemessen bzw. festgelegt wurde. Für die aktuelle Frequenz f_x, die sich an der oben angegebenen Stelle zwischen der zweiten Frequenz-Stützstelle B2 und der dritten Frequenz-Stützstelle B3 befindet, ergibt sich dann ein Vektor für die aktuellen Filterkoeffizienten TAP aus folgender Vektorgleichung: TAP → = 1/3(TAP →_B2 + 2·TAP →_B3)
Dabei ist zu beachten, dass der Betrag des aus allen Filterkoeffizienten gebildeten Vektors sich in diesem Ausführungsbeispiel eines unitären Filters nicht verändert, d.h. dass der Vektor normiert ist. Denn sonst würde das Entzerrungsfilter 13 nicht nur entzerren, sondern das Signal auch verstärken bzw. abschwächen. Für ein nicht unitäres Filter, welches im Rahmen dieser Erfindung auch eingesetzt werden kann, gilt dies aber nicht.
Den Vektor TAP → bestehend aus den Filterkoeffizienten α₀, α₁, α₂, ..., α_N für ein aus N Taps bestehendes FIR-Filter ist in 6 veranschaulicht. Dabei wird in an sich bekannter Weise ein Eingangssignal X einer Kette von Verzögerungselementen 31, 32, ... bis 33 zugeführt, welche das Eingangssignal X jeweils um eine Periode eines Systemtakts verzögern. Sowohl das Eingangssignal X als auch das jeweils um eine Periode verzögerte Eingangssignal wird jeweils einem Multiplizierer 34, 35, 37, ... bis 38 zugeführt, wo es mit einem Filterkoeffizienten α₀, α₁, α₂, ... bis α_N multipliziert wird. Die Signale werden dann in Addierer 39, 40, ... bis 41 jeweils paarweise aufaddiert. Alternativ können auch alle Signale in einem Summierer auf einmal aufaddiert werden. Die Filterkoeffizienten α₀, α₁, α₂, ... bis α_N sind im Allgemeinen komplexe Zahlen und die Abtastwerte des Eingangssignals X bzw. des Ausgangssignals Y sind ebenfalls komplexe Werte, sodass in den Multiplizierern 34, 35, 37 bis 38 jeweils eine komplexe Multiplikation vorgenommen werden muss.
Die Filterkoeffizienten α₀, α₁, α₂, ... bis α_N können dabei als komplexwertiger Vektor in einem N + 1 dimensionalen Raum verstanden werden. Die zwei-dimensionale Darstellung in 5 dient nur der Veranschaulichung der entsprechenden Vektoraddition der beiden Vektoren TAP_B2 und 2·TAP_B3.
In Form eines Algorithmus kann dies wie folgt dargestellt werden:

4.b) Wie für die Eingangsparameter in 4.a) festgelegt, werden die Entzerrungsfilter und Werte für die Versatz-Korrektur berechnet.
4.c) Die Entzerrungsfilter und die Versatz-Korrektur müssen wie in Schritt 4.b) im DSP berechnet werden.
4.d) S < Smax: Der Abtastwertzähler muss um eins erhöht werden. Anschließend muss Schritt 4.a) erfolgen. S = Smax: Der Vorgang ist abgeschlossen.

Der Algorithmus kann erheblich vereinfacht werden, wenn die Filterkoeffizienten bzw. die Korrekturwerte des Nullpunktversatzes nicht jedes Mal neu berechnet werden, sondern auf die vorher in der Speichereinrichtung 26 abgespeicherten Werte zurückgegriffen werden kann. Dies ist in 7 veranschaulicht. Sowohl bei der Start-Frequenz, im Beispiel 10,00 GHz, als auch bei der Endfrequenz, im Beispiel 11,00 GHz, sind die Filterkoeffizienten TAP₁ bzw. TAP_N+2 und die Nullpunktversatz-Korrekturwerte I_{Off, 1} und Q_{Off, 1} bzw. I_Off N₊₂ und Q_{Off N+2} gespeichert. Auch für alle dazwischenliegenden Frequenzstützwerte, im Beispiel 10,01GHz, 10,02GHz, 10,03GHz usw. sind die Filterkoeffizienten TAP₂, TAP₃, TAP₄ usw., bzw. die Korrekturwerte für den Nullpunktversatz der Inphase-Komponente I_{Off, 2}, I_{Off, 2}, I_{Off, 3} usw. und die Nullpunktversatzwerte für die Quadraturphase-Komponente Q_{Off, 2}, Q_{Off, 3}, Q_{Off, 4} usw. gespeichert. Diese Werte sind jeweils entsprechenden Speicherzellen I = 1, I = 2, I = 3, I = 4 ... bis I = N + 2 zugeordnet. Entfallen sogar die Frequenzstützstellen, besteht diese Tabelle im Extremfall sogar nur aus zwei Spalten.
Dies kann in Form eines Algorithmus wie folgt dargestellt werden:
Schritt 1: Eine Anzahl von N > 0 Frequenzstützstellen B1...BN muss zwischen den Frequenzen A und C bestimmt werden. Dies entspricht N + 1 Frequenzintervallen. Sie können anhand der Sensibilität der Eingangsparameter auf den Frequenzen und auf dem verfügbaren Speicher gewählt werden.
Schritt 2: Für jedes der N + 1 Frequenzintervalle müssen passende Eingangsparameter bestimmt werden. Diese müssen bereits im Voraus gemessen oder anderweitig hergeleitet werden. Die Eingangsparameter können für das vorgegebene Intervall „im Durchschnitt“ korrekt sein oder sie sind nur auf einem Punkt des Intervalls, z.B. in der Mitte, korrekt.
Schritt 3: Für jedes Intervall müssen die Entzerrungsfilter und die Werte für die Versatz-Korrektur berechnet werden.
Schritt 4: Für jedes Intervall müssen die Entzerrungsfilter und die Werte für die Versatz-Korrektur in dem Speicher 26 abgespeichert werden, der auf dem DSP der Steuereinheit 23 verfügbar ist. Die Speicherzellen müssen mit dem Index I = 1...N + 1 versehen werden, was den festgelegten Intervallen in Schritt 1 entspricht.
Schritt 5: Für jeden Eingangs-Abtastwert müssen das Entzerrungsfilter 13 und die Werte für die Versatz-Korrektur geladen werden.

1. Auf dem DSP kann ein Abtastwertzähler S benutzt werden, um den gegenwärtigen Abtastwert zu identifizieren. S = SA = 1: Beginn der Messung S = SC = Smax: Ende der Messung
2. Der Abtastwertzähler muss auf die einzelnen N + 1 Frequenzintervalle übertragen werden, entsprechend der konstanten oder variablen Sweep-Geschwindigkeit: SA = 1 < SB1 < ... < SBN < SC = Smax SA <= S < SB1, SB1 <= S < SB2, ..., SBN – 1 <= S < SBN, SBN <= S <= SC
3. Die Messung muss gestartet und S=1 eingestellt werden.
4. Für jeden Eingangsparameter auf dem DSP gilt: a. Bestimmen des Index I = I(S) der Speicherzelle der genutzten Intervalls I = 1 für SA <= S < SB1, I = 2 für SB1 <= S < SB2, ..., I = N für SBN – 1 <= S < SBN, I = N + 1 für SBN <= S <= SC b. Die im Voraus berechneten Entzerrungsfilter-Koeffizienten und Werte für die Versatz-Korrektur, die in Schritt 4 von der Speicherzelle I gespeichert wurden, müssen geladen werden. c. Die geladenen Entzerrungsfilter-Koeffizienten und Werte für die Versatz-Korrektur müssen angewandt werden. d. S < Smax: Der Abtastwertzähler muss um eins erhöht werden. Anschließend muss im Schritt 5, 4.a) erfolgen. S = Smax: Der Vorgang ist abgeschlossen.

Es ist eine Vielzahl weiterer Eingangsparameter zur Optimierung des Verfahrens denkbar, insbesondere Eingangsparameter, die von der Frequenz und/oder Temperatur abhängig sind. Beispielsweise kommen in Betracht, die Betrags- und Phasengänge innerhalb der Analysebandbreite über der Betriebsfrequenz und der Temperatur im I- und Q-Pfad, die Durchgangsdämpfung der analogen Signalverarbeitung und des Analog/Digital-Wandlers über der Betriebsfrequenz und der Temperatur im I- und Q-Pfad, der Quadraturfehler und die Amplituden-Imbalanz des IQ-Mischers über der Betriebsfrequenz und der Temperatur und Laufzeitunterschiede zwischen der analogen Signalverarbeitung und den Analog/Digital-Wandlern über der Betriebsfrequenz und der Temperatur des I- und Q-Pfads.
Bei der Temperatur kann die globale Temperatur innerhalb des Messgeräts berücksichtigt werden kann oder es können auch mehrere Temperatursensoren vorgesehen sein, welche jeweils individuelle Temperaturen in den einzelnen analogen Bauelementen erfassen.
Die vorstehend beschriebene Signalabhängige Variation der Dämpfung ist nur ein Beispiel. Andere praktikable Beispiele sind beispielsweise die Änderung der Betrags-/Phasengänge einzelner Bauelemente, die Änderung der Durchgangsdämpfung einzelner Bauelemente und eine Variation der Amplituden-Imbalanz des I/Q-Mischers in Abhängigkeit der Frequenz in der Temperatur, wenn der I/Q-Mischer entsprechende Abgleichmöglichkeiten hat.
Wenn die Frequenz nicht nur an den Stützstellen bekannt ist, sondern auch zwischen den Stützstellen hinreichend genau bekannt ist, kann die Interpolation der Frequenzen natürlich entfallen. Gleiches gilt für die Temperatur, wenn diese nicht nur in größeren Abständen gemessen wird, sondern immer als aktueller Messwert vorliegt.
Insbesondere ergeben sich mit dem erfindungsgemäßen Verfahren folgende Anwendungen:
Eine erste Anwendung bezieht sich auf einen klassischen Spektrum-Analysator mit mehrstufiger reeller Mischung entsprechend 1B. Das Entzerrfilter 13 gleich durch lineare Interpolation die Absolutdämpfung und die Betrags- und Phasengänge des Messgeräts 20 innerhalb der Analysebandbreite in Abhängigkeit der Frequenz für alle Abtastwerte (Samples) aus. Wird der Betrags- und Phasengang mit einem festen (unitären) Entzerrfilter nicht perfekt ausgeglichen, wurde bisher die Absolutdämpfung der analogen Signalverarbeitung 20 über der Betriebsfrequenz nur auf den detektierten Werten korrigiert. Für alle Samples eines Detektorwerts wird also der gleiche Korrekturfaktor verrechnet. Der Vorteil des neuen Verfahrens liest darin, dass trotz grobem Detektor-/Anzeigeraster mit einer hohen Pegelgenauigkeit auch zwischen den Stützstellen gemessen wird.
Eine andere Anwendung erfolgt mit einstufiger IQ-Mischung nach 1B. Dabei kommt das erfindungsgemäße Verfahren beispielsweis in Kombination mit der EP 1 626 285 A1 zum Einsatz. Die Imperfektion der IQ-Mischung wird dabei mit dem Modell aus der EP 1 626 285 A1 modelliert und mit der vorliegenden Erfindung über der Frequenz kompensiert. Zusätzlich werden Betrags- und Phasengänge pro A/D-Wandler mit reellen Entzerrfiltern ausgeglichen.
Eine weitere Anwendung liegt darin, dass zusätzlich zum Gerätefrequenzgang ein vom Benutzer frei definierbarer Frequenzgang in das Entzerrfilter eingerechnet werden kann. Dieses dient z.B. dem Ausgleich von Kabeldämpfungen. Der Vorteil des neuen erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, dass trotz grobem Detektor-/Anzeigeraster mit einer hohen Pegelgenauigkeit gemessen wird.
Die Erfindung ist nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt. Im Rahmen der Erfindung sind sämtliche in der Beschreibung beschriebenen, in den Patentansprüchen beanspruchten und in der Zeichnung gezeigten Merkmale miteinander kombinierbar.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

EP 1701167 A1 [0002]
EP 1626285 A1 [0062, 0062]

Claims

Messgerät (20) mit einem analogen Signalverarbeitungsbereich (21), zumindest einem Analog/Digital-Wandler (9; 9a, 9b), zumindest einem digitalen Signalverarbeitungsbereich (22; 22a, 22b) und einer Steuereinheit (23), dadurch gekennzeichnet, dass der digitale Signalverarbeitungsbereich (22; 22a, 22b) zumindest ein Entzerrungsfilter (13; 13a, 13b) aufweist, welches im analogen Signalverarbeitungsbereich (21) und/oder im Analog/Digital-Wandler (9; 9a, 9b) hervorgerufene Verzerrungen entzerrt, und dass die Steuereinheit (23) für jeden Abtastwert, den der Analog/Digital-Wandler (9; 9a, 9b) erzeugt, dem Entzerrungsfilter (13; 13a, 13b) aktuelle Filterkoeffizienten (TAP) zuführt.
Messgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der digitale Signalverarbeitungsbereich (22; 22a, 22b) zumindest eine Nullpunktversatz-Korrektureinheit (14; 14a, 14b) aufweist, welche vom Analog/Digital-Wandler (9) hervorgerufene Nullpunktversätze korrigiert, und dass die Steuereinheit (23) für jeden Abtastwert, den der Analog/Digital-Wandler (9; 9a, 9b) erzeugt, der Nullpunktversatz-Korrektureinheit (14; 14a, 14b) aktuelle Korrekturwerte (I_Off, Q_Off) zuführt.
Messgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (23), die dem Entzerrungsfilter (13; 13a, 13b) zugeführten, aktuellen Filterkoeffizienten (TAP) bzw. die der Nullpunktversatz-Korrektureinheit (14) zugeführten, aktuellen Korrekturwerte (I_Off, Q_Off) aus zumindest einem Eingangsparameter (f, T, A) berechnet.
Messgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Eingangsparameter um die aktuelle Frequenz (f) und/oder die aktuelle Temperatur (T) und/oder um eine Größe handelt, die von der aktuellen Frequenz (f) und/oder der aktuellen Temperatur (T) abhängt, handelt.
Messgerät nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der analoge Signalverarbeitungsbereich (21) eine einstellbare Dämpfungseinrichtung (11) aufweist und dass es sich bei dem Eingangsparameter um einen an der Dämpfungseinrichtung (11) aktuell eingestellten Dämpfungswert (At) handelt.
Messgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (23) die Eingangsparameter (T, At) zwischen Werten an Stützstellen (B2, B3), an welchen die Eingangsparameter (T, At) bekannt sind oder gemessen sind, interpoliert.
Messgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (23) die dem Entzerrungsfilter (13; 13a, 13b) zugeführten, aktuellen Filterkoeffizienten (TAP) bzw. die der Nullpunktversatz-Korrektureinheit (14) zugeführten, aktuellen Korrekturwerte (I_Off, Q_Off) zwischen Werten an Stützstellen, an welchen die Filterkoeffizienten (TAP) bzw. die Korrekturwerte (I_Off, Q_Off) in einer Speichereinrichtung (26) gespeichert sind, interpoliert.
Verfahren zum Betreiben eines Messgeräts (20) mit einem analogen Signalverarbeitungsbereich (21), zumindest einem Analog/Digital-Wandler (9; 9a, 9b), zumindest einem digitalen Signalverarbeitungsbereich (22; 22a, 22b) und einer Steuereinheit (23), dadurch gekennzeichnet, dass der digitale Signalverarbeitungsbereich (22; 22a, 22b) zumindest ein Entzerrungsfilter (13; 13a, 13b) aufweist, welches so betrieben wird, dass es im analogen Signalverarbeitungsbereich (21) und/oder im Analog/Digital-Wandler (9; 9a, 9b) hervorgerufene Verzerrungen entzerrt, und dass die Steuereinheit (23) so betrieben wird, dass sie für jeden Abtastwert, den der Analog/Digital-Wandler (9; 9a, 9b) erzeugt, dem Entzerrungsfilter (13; 13a, 13b) aktuelle Filterkoeffizienten (TAP) zuführt.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der digitale Signalverarbeitungsbereich (22; 22a, 22b) zumindest eine Nullpunktversatz-Korrektureinheit (14; 14a, 14b) aufweist, welche so betrieben wird, dass sie vom Analog/Digital-Wandler (9; 9a, 9b) hervorgerufene Nullpunktversätze korrigiert, und dass die Steuereinheit (23) so betrieben wird, dass sie für jeden Abtastwert, den der Analog/Digital-Wandler (9; 9a, 9b) erzeugt, der Nullpunktversatz-Korrektureinheit (14; 14a, 14b) aktuelle Korrekturwerte (I_Off, Q_Off) zuführt.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (23) so betrieben wird, dass sie die dem Entzerrungsfilter (13; 13a, 13b) zugeführten, aktuellen Filterkoeffizienten (TAP) bzw. die der Nullpunktversatz-Korrektureinheit (14; 14a, 14b) zugeführten, aktuellen Korrekturwerte (I_Off, Q_Off) aus zumindest einem Eingangsparameter (f, T, At) berechnet.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Eingangsparameter um die aktuelle Frequenz (f) und/oder die aktuelle Temperatur (T) und/oder um eine Größe, die von der aktuellen Frequenz (f) und/oder der aktuellen Temperatur (T) abhängt, handelt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der analoge Signalverarbeitungsbereich (20) eine einstellbare Dämpfungseinrichtung (11) aufweist und dass es sich bei dem Eingangsparameter um einen an der Dämpfungseinrichtung (11) aktuell eingestellten Dämpfungswert (At) handelt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (23) so betrieben wird, dass sie die Eingangsparameter (T, At) zwischen Werten an Stützstellen (B2, B3), an welchen die Eingangsparameter bekannt sind oder gemessen werden, interpoliert.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (23) so betrieben wird, dass sie die dem Entzerrungsfilter (11) zugeführten, aktuellen Filterkoeffizienten (TAP) bzw. die der Nullpunktversatz-Korrektureinheit (14; 14a, 14b) zugeführten, aktuellen Korrekturwerte zwischen Werten an Stützstellen (B2, B3), an welchen die Filterkoeffizienten (TAP) bzw. die Korrekturwerte (I_Off, Q_Off) in einer Speichereinrichtung (26) gespeichert sind, interpoliert.