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FACHGEBIET
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Die Offenbarung bezieht sich auf Vollwellengleichrichter, insbesondere auf Brückengleichrichter.
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HINTERGRUND
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Ein Brückengleichrichter ist eine Art eines elektrischen Schaltkreises, in dem vier gleichrichtende Pfade zwischen jeweils zwei Wechselstrom-(AC-)Eingangspfaden und jeweils zwei Gleichstrom-(DC-)Ausgangspfaden geschaltet sind, um für jede Polarität des Eingangssignals (Halbwelle) dieselbe Polarität des Ausgangssignals bereitzustellen. Die gleichrichtenden Pfade umfassen üblicherweise eine oder mehrere Dioden, die ziemlich ineffizient sind und die Gesamteffizienz der Leistungsumwandlung von AC-Energie in DC-Energie verringern. Die Ineffizienz entsteht aufgrund der Durchlassspannungen der Dioden, die bis zu 1 Volt oder mehr sein können. Da zu einem beliebigen Zeitpunkt während des Betriebs eines Brückengleichrichters zumindest zwei Dioden in Serie geschaltet sind, kann der durch die Dioden verursachte Spannungsverlust bei üblichen Stromversorgungsschaltungen mit einer Eingangsspannung zwischen 85 und 265 Volt (V) ungefähr zwischen 0,8 und 2,5 % liegen. In verschiedenen Anwendungen wird eine zusätzliche Hilfsspannung benötigt, um z.B. Steuerschaltkreise, Ruheschaltkreise, Anlassschaltkreise, etc. zu versorgen ohne den gesamten Brückengleichrichter zu beteiligen. Bekannte Hilfsspannungs-Versorgungsschaltungen zeigen einen beträchtlichen Stromverbrauch. In Kombination mit Brückengleichrichtern erhöhen Hilfsspannungs-Versorgungsschaltungen typischerweise die allgemeine Ineffizienz von Gleichrichtersystemen, die auch Hilfsspannungen bereitstellen. Die durch die Hilfsspannungs-Versorgungsschaltungen verursachte Ineffizienz wird oft als kritisch angesehen.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Gleichrichter zwei Eingangspfade, die dazu ausgebildet sind, eine Eingangswechselspannung zu empfangen, zwei Ausgangspfade, die dazu ausgebildet sind, eine Ausgangsgleichspannung bereitzustellen, und einen Hilfsausgangspfad, der dazu ausgebildet ist, eine Hilfsausgangsspannung bereitzustellen. Zwischen jeden der Eingangspfade und jeden der Ausgangspfade sind zumindest zwei gleichrichtende Pfade geschaltet. Zumindest zwei der gleichrichtenden Pfade sind gleichrichtende Schaltpfade. Die zwei gleichrichtenden Schaltpfade sind mit demselben Ausgangspfad verbunden. Die zwei gleichrichtenden Schaltpfade sind dazu ausgebildet, während einer Halbwelle der Eingangsspannung einen Ausgangspfad mit einem Eingangspfad zu verbinden, und dazu ausgebildet, während der anderen Halbwelle der Eingangsspannung den einen Ausgangspfad mit dem anderen Eingangspfad zu verbinden. Die zwei gleichrichtenden Schaltpfade umfassen jeweils zwei Halbleiterelemente mit steuerbaren Pfaden. Die steuerbaren Pfade der zwei Halbleiterelemente in jedem der zwei gleichrichtenden Schaltpfade sind über einen entsprechenden Hilfsausgangsknoten miteinander in Serie geschaltet. Zumindest ein Gleichrichterelement ist zwischen den Hilfsausgang und die zwei Hilfsausgangsknoten geschaltet.
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Gemäß einer anderen Ausführungsform umfasst ein Gleichrichter zwei Eingangspfade, die dazu ausgebildet sind, eine Eingangswechselspannung zu empfangen, zwei Ausgangspfade, die dazu ausgebildet sind, eine Ausgangsgleichspannung bereitzustellen, einen Hilfsausgangspfad, der dazu ausgebildet ist, eine Hilfsausgangsspannung bereitzustellen, und vier gleichrichtende Pfade, die zwischen jeden der Eingangspfade und jeden der Ausgangspfade geschaltet sind. Zwei der vier gleichrichtenden Pfade sind gleichrichtende Schaltpfade. Die zwei gleichrichtenden Schaltpfade sind an denselben Ausgangspfad geschaltet. Die gleichrichtenden Pfade sind dazu ausgebildet, während einer Halbwelle der Eingangsspannung einen Eingangspfad mit einem Ausgangspfad und den anderen Eingangspfad mit dem anderen Ausgangspfad zu verbinden, und dazu ausgebildet, während der anderen Halbwelle der Eingangsspannung den ersten Eingangspfad mit dem zweiten Ausgangspfad und den zweiten Eingangspfad mit dem ersten Ausgangspfad zu verbinden. Die zwei gleichrichtenden Schaltpfade umfassen jeweils zwei Halbleiterelemente mit steuerbaren Pfaden. Die steuerbaren Pfade der zwei Halbleiterelemente in jedem der zwei gleichrichtenden Schaltpfade sind über einen entsprechenden Hilfsausgangsknoten miteinander in Serie geschaltet. Zumindest ein Gleichrichterelement ist zwischen den Hilfsausgang und zumindest einen der zwei Hilfsausgangsknoten geschaltet.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Diese und andere Aspekte werden in den Zeichnungen veranschaulicht, in welchen gleiche Bezugszeichen in den verschiedenen Ansichten entsprechende Teile bezeichnen.
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1 ist ein Schaltbild eines Vollwellengleichrichters mit zwei Transistoren in jedem gleichrichtenden Pfad.
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2 ist ein Diagramm, das eine Simulation von Ergebnissen des in 1 gezeigten Vollwellengleichrichters veranschaulicht.
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3 ist ein Schaltbild eines alternativen Vollwellengleichrichters basierend auf dem in 1 gezeigten Vollwellengleichrichter.
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4 ist ein Schaltbild eines alternativen Vollwellengleichrichters mit zwei Transistoren in jedem gleichrichtenden Pfad.
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5 ist ein vereinfachtes Ersatzschaltbild des in 1 gezeigten Vollwellengleichrichters.
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6 ist ein Schaltbild eines Vollwellengleichrichters wie in 1 gezeigt mit einem zusätzlichen Hilfsspannungsschaltkreis und einem Spannungsdetektor.
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7 ist ein Spannungs-Zeit-Diagramm, das die Eigenschaften der Hilfsspannung AUX in Bezug auf die Eingangsspannung veranschaulicht.
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8 ist ein Schaltbild eines Vollwellengleichrichters wie in 1 gezeigt mit einem zusätzlichen Hilfsspannungsschaltkreis und einem alternativen Spannungsdetektor.
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9 ist ein Schaltbild eines Vollwellengleichrichters wie in 1 gezeigt mit einem zusätzlichen Hilfsspannungsschaltkreis, der zwei Hilfsspannungen bereitstellt.
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10 ist ein Schaltbild eines Vollwellengleichrichters mit drei Transistoren in jedem gleichrichtenden Pfad als eine Alternative zu dem in 1 gezeigten Vollwellengleichrichter.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
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Zum Zwecke der Einfachheit sind alle in den nachfolgend beschriebenen beispielhaften Zweidraht-Vollwellengleichrichtern verwendeten Transistoren Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren. Alternativ können diese Transistoren individuell durch bipolare Transistoren, Flächen-Feldeffekttransistoren, Siliziumcarbid-Transistoren, Galliumnitrid-Transistoren oder jegliche andere geeignete Transistoren ersetzt werden.
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Wie in 1 gezeigt, umfasst ein beispielhafter Brückengleichrichter BRB1 vier gleichrichtende Pfade A, B, C und D, die zwischen jeden von zwei AC-Eingangspfaden AC1 und AC2 (mit einer AC-Quelle V verbunden) und jeden der zwei DC-Ausgangspfade DC1 und DC2 (mit einer Last L verbunden) geschaltet sind. Insbesondere ist der gleichrichtende Pfad A zwischen Eingangspfad AC1 und Ausgangspfad DC1 geschaltet, der gleichrichtende Pfad B ist zwischen Eingangspfad AC2 und Ausgangspfad DC1 geschaltet, der gleichrichtende Pfad C ist zwischen Eingangspfad AC1 und Ausgangspfad DC2 geschaltet und der gleichrichtende Pfad D ist zwischen Eingangspfad AC2 und Ausgangspfad DC2 geschaltet. Ausgangspfad DC1 in dem Schaltkreis aus 1 kann mit Masse G verbunden sein. Jeder der vier gleichrichtenden Pfade A, B, C und D umfasst einen steuerbaren Schalter, der durch einen Kaskodenschaltkreis eines selbstleitenden Transistors und eines selbstsperrenden Transistors bereitgestellt sein kann. Ein Kaskodenschaltkreis ist im Grunde ein Zweistufen-Verstärker, der aus einem Übertragungsleitwertverstärker gefolgt von einem Strompuffer zusammengesetzt ist. Er kann aus zwei in Serie geschalteten Transistoren konstruiert sein, wobei einer als Sourceschaltung (oder als Emitterschaltung) arbeitet und der andere als Gateschaltung (oder als Basisschaltung) arbeitet.
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Die Kaskodenschaltkreise können Transistoren eines einzigen Leitungstyps (d.h. p-Kanal- oder n-Kanal-Feldeffekttransistoren) oder Transistoren unterschiedlicher Leitungstypen (d.h. p-Kanal- und n-Kanal-Feldeffekttransistoren) einsetzen. In dem in 1 gezeigten Brückengleichrichter umfassen die gleichrichtenden Pfade A und B nur n-Kanal-Feldeffekttransistoren, während die gleichrichtenden Pfade C und D sowohl n-Kanal- als auch p-Kanal-Feldeffekttransistoren umfassen. Genauer gesagt können die gleichrichtenden Pfade A und B identisch konstruiert sein und einen selbstsperrenden n-Kanal-Feldeffekttransistor Q1 oder Q2 umfassen, dessen Source-Leitung mit dem Ausgangspfad DC1 verbunden ist und dessen Gate-Leitung mit der Drain-Leitung des jeweiligen anderen Transistors Q1 oder Q2 verbunden ist (Gateschaltungsstufe eines Kaskodenschaltkreises). In dem gleichrichtenden Pfad A ist die Drain-Leitung des Transistors Q1 mit der Source-Leitung eines selbstleitenden n-Kanal-Feldeffekttransistors Q3 verbunden, dessen Gate mit dem Ausgangspfad DC1 gekoppelt ist und dessen Drain-Leitung mit dem Eingangspfad AC1 verbunden ist (Sourceschaltungsstufe eines Kaskodenschaltkreises). Demgemäß ist in dem gleichrichtenden Pfad B die Drain-Leitung des Transistors Q2 mit der Source-Leitung eines selbstleitenden n-Kanal-Feldeffekttransistors Q4 verbunden, dessen Gate-Leitung mit dem Ausgangspfad DC1 gekoppelt ist und dessen Drain-Leitung mit dem Eingangspfad AC2 verbunden ist.
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Auch die gleichrichtenden Pfade C und D können identisch konstruiert sein. Der gleichrichtende Pfad C kann einen selbstsperrenden p-Kanal-Feldeffekttransistor Q5 umfassen, dessen Drain-Leitung mit dem Eingangspfad AC1 verbunden ist (Drainschaltungsstufe) und dessen Gate-Leitung mit der Drain-Leitung von Transistor Q1 in dem gleichrichtenden Pfad A verbunden ist. Ein selbstsperrender n-Kanal-Feldeffekttransistor Q7 ist über seine Source-Leitung mit der Source-Leitung des Transistors Q5, über seine Gate-Leitung mit dem Eingangspfads AC1 und über seine Drain-Leitung mit dem Ausgangspfad DC2 (Gateschaltungsstufe) verbunden. Der gleichrichtende Pfad D kann einen selbstsperrenden p-Kanal-Feldeffekttransistor Q6 umfassen, dessen Drain-Leitung mit dem Eingangspfad AC2 verbunden ist und dessen Gate-Leitung mit der Drain-Leitung des Transistors Q2 in dem gleichrichtenden Pfad B verbunden ist. Ein selbstleitender n-Kanal-Feldeffekttransistor Q8 ist über seine Source-Leitung mit der Source-Leitung von Transistor Q6, über seine Gate-Leitung mit dem Eingangspfad AC2 und über seine Drain-Leitung mit dem Ausgangspfad DC2 verbunden.
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Die Transistoren Q1–Q8 können zwischen entsprechenden Source-Leitungen und Drain-Leitungen der Transistoren Q1–Q8 interne diodenähnliche Strukturen umfassen, die als Body-Dioden D1–D8 bezeichnet werden, wobei bei den n-Kanal-Transistoren Q1–Q4, Q7 und Q8 die Anoden der diodenähnlichen Strukturen mit den Source-Leitungen gekoppelt sind und die Kathoden mit den Drain-Leitungen gekoppelt sind. In den p-Kanal-Transistoren Q5 und Q6 sind die Kathoden der Body-Dioden D5 und D6 mit den Source-Leitungen gekoppelt und ihre Anoden sind mit den Drain-Leitungen gekoppelt.
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Wenn eine Wechselspannungsquelle V eine Spannung mit einer positiven Polarität an der Eingangsleitung AC1 und einer negativen Polarität an der Eingangsleitung AC2 bereitstellt, ist das Potential an der Source von Transistor Q2 (d.h. im Ausgangspfad DC1) theoretisch um die Summe der Durchlassspannungen der Body-Dioden D2 und D4 stärker positiv als jenes im Eingangspfad AC2. Da Transistor Q4 ein selbstleitender Transistor ist, kann die tatsächliche Differenz der Potentiale nur etwa derselbe Wert wie die Vorwärtsspannung der Body-Diode D2 sein. Die Spannung, die zwischen der Source-Leitung und der Drain-Leitung von Transistor Q2 auftritt, ist eher niedrig, sodass Transistor Q1 keine relevante Gate-Source-Spannung empfängt und daher sperrt. Die Spannung zwischen den Eingangspfaden AC1 und AC2 ist beinahe dieselbe wie die Spannung zwischen der Drain-Leitung des selbstleitenden Transistors Q3 und der Source-Leitung des selbstsperrenden Transistors Q1. In diesem Betriebszustand sperren sowohl der selbstsperrende Transistor Q1 als auch der selbstleitende Transistor Q3 und daher teilen sie die Spannung zwischen dem ersten Eingangspfad AC1 und dem ersten Ausgangspfad DC1 an dem Knoten zwischen ihren Drain- und Source-Leitungen. Die Spannung an der Drain-Leitung des selbstsperrenden Transistors Q1 tritt auch zwischen der Gate-Leitung und der Source-Leitung des selbstsperrenden Transistors Q2 auf, sodass dieser Transistor und der in Serie geschaltete selbstleitende Transistor Q4 in einem leitenden Zustand sind. In diesem Betriebszustand sind die Body-Dioden D2 und D4 durch die leitenden Drain-Source-Leitungen der Transistoren Q2 bzw. Q4 überbrückt. Ein Strom, der über den ersten Ausgangspfad DC1 und den Eingangspfad AC2 durch eine Last L fließt, kann einen Spannungsabfall zwischen dem ersten Ausgangspfad DC1 und dem Eingangspfad AC2 verursachen, der durch die Parallelschaltung der Body-Dioden D2 und D4 mit den Kanälen der Transistoren Q2 und Q4, die ohmsche Eigenschaften aufweisen, definiert ist. Die Spannung, die zwischen der Drain-Leitung und der Source-Leitung des selbstleitenden Transistors Q3 auftritt, wird an den Gate-Source-Pfad des selbstsperrenden p-Kanal-Transistors Q5 invers angelegt, der daher in einem leitenden Zustand ist. Im Falle, dass er selbstsperrend ist, ist der Transistor Q5 leitend und der in Serie geschaltete selbstleitende Transistor Q7 ist auch leitend.
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Andererseits bewirkt der selbstleitende Transistor Q4 in seinem leitenden Zustand, dass die Gate-Spannung des selbstsperrenden p-Kanal-Transistors Q6 niedrig ist, und verursacht daher, dass der Transistor Q6 und der entsprechende in Serie geschaltete selbstleitende Transistor Q8 sperren. Die Transistoren Q6 und Q8 sperren synchron mit den Transistoren Q1 und Q3, sodass die entsprechenden gleichrichtenden Pfade A und D die Ausgangspfade DC1 und DC2 von den Eingangspfaden AC1 und AC2 isolieren. Im Gegensatz dazu sind die gleichrichtenden Pfade B und C, die die Transistoren Q5, Q7, Q2 und Q4 umfassen, in einem leitenden ohmschen Zustand, sodass die Ausgangspfade DC1 und DC2 mit nur geringem Spannungsverlust auf die Pfade AC1 und AC2 geschaltet werden.
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Wenn eine Wechselspannungsquelle V eine Spannung mit einer negativen Polarität auf einer Eingangsleitung AC1 und einer positiven Polarität auf einer Eingangsleitung AC2 bereitstellt, sind die Transistoren Q2, Q4, Q5 und Q7 (und auch die entsprechenden gleichrichtenden Pfade B und C) in einem sperrenden Zustand, während die Transistoren Q1, Q3, Q6 und Q8 (und auch die entsprechenden gleichrichtenden Pfade A und D) in einem leitenden ohmschen Zustand sind.
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In dem in 1 gezeigten Vierweggleichrichter (Vollwellengleichrichter) BRB1, steuert die Drain-Source-Spannung jedes Transistors direkt das Gate eines anderen Transistors. Daher können alle hier verwendeten Transistoren Niederspannungstransistoren (d.h. Transistoren mit einer Nennspannung zwischen 10 V und 200 V) sein, wenn die Gates der selbstleitenden Transistoren Q3, Q4, Q7 und Q8 stark sperrende Gate-Oxide aufweisen. Zum Beispiel weisen Vollwellengleichrichter bei Stromversorgungsanwendung Sperrfähigkeiten von etwa 800 V auf, um, durch Weiterleiten der Spannungsspitzen und entsprechender Stromspitzen an einen Zwischenstufen-Kondensator zur Abschwächung, schwere Schäden zu verhindern, die aufgrund von Spitzenspannungen z.B. in einem 230 V/50 Hz Stromnetz auftreten können. Um die notwendigen Sperrfähigkeiten zu erreichen, können die Transistoren Q1, Q3, Q5 und Q7 asymmetrische Sperrfähigkeiten aufweisen. Zum Beispiel können die Transistoren Q1 und Q5 eine nominale Sperrspannung zwischen 30 und 200 V aufweisen, während die Transistoren Q3 und Q7 jeweils unterschiedlichen Spannungen von etwa 800 V standhalten können. Eine höhere Sperrspannung der selbstleitenden Transistoren kann zum Beispiel durch Transistoren mit Sperrspannungen von 700–800 V oder durch eine Serienschaltung einer Vielzahl von selbstleitenden Transistoren mit niedrigeren Spannungssperrfähigkeiten erreicht werden.
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2 ist ein Diagramm, das Simulationsergebnisse des in 1 gezeigten Gleichrichters darstellt, der mit einer Eingangswechselspannung von etwa 70 V betrieben wird. Der obere Teil von 2 zeigt ausführlich die Spannung in den gleichrichtenden Pfaden A, C oder B, D, die mit demselben Eingangspfad AC1 oder AC2 verbunden sind über die Zeit, wobei die Sperrspannung in der Darstellung von 2 zum Zwecke der verbesserten Darstellbarkeit abgeschnitten ist. Der untere Teil von 2 zeigt die gleichgerichtete Vollwellenspannung über die Zeit bei einer Last L. Es sollte angemerkt werden, dass die Body-Dioden der Transistoren Q6 (Pfade C und D) oder Q2 (Pfade A und B) beim Signaldurchgang anfänglich aktiv sind, bevor die Eingangsspannung hoch genug ist, um die Transistoren Q2 und Q6 mit einem niedrigen Spannungsabfall in einen leitenden ohmschen Zustand zu schalten. Aufgrund des Stromflusses durch die entsprechende Body-Diode kann vorübergehend ein leicht erhöhter Stromverlust auftreten. Durch Auswählen der Anfangsspannung der selbstsperrenden Transistoren können die Verluste minimiert werden. Jedoch wird bei den meisten Stromversorgungsanwendungen eine Leistungsfaktorkorrektur verwendet, die es einem Strom ermöglicht, durch die AC-Eingangsleitungen zu fließen. Dieser Strom ist auch sinusförmig und phasengleich mit einer sinusförmigen AC-Leitungsspannung, sodass der Leitungsstrom, der durch den Vollwellengleichrichter fließt, während und nahe bei dem Nulldurchgang der AC-Leitungsspannung auch niedrig ist. Dies hilft dabei, die Verluste zu minimieren, auch wenn der Strom für eine kurze Zeitdauer durch die Body-Dioden fließt. Bei dem Gleichrichter, der die Grundlage der in 2 gezeigten Diagramme bildet, wurde keine solche Minimierung angewandt.
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3 stellt einen alternativen Gleichrichterstromkreis BRB2 dar, der auf dem Gleichrichterstromkreis BRB1 basiert, der in 1 gezeigt ist. Im Gegensatz zu dem Gleichrichterstromkreis BRB1, sind die Gate-Leitungen der Transistoren Q5 und Q6 in dem Gleichrichterstromkreis BRB2 nicht mit den Drain-Leitungen der Transistoren Q1 und Q2 verbunden, sondern über Koppelnetzwerke CN1 und CN2 mit dem Eingangspfad AC2 bzw. dem Eingangspfad AC1 gekoppelt. Die Koppelnetzwerke CN1 und CN2 sind dazu ausgebildet, um die Signale, die an die Gate-Leitungen angelegt werden, zu verarbeiten, sodass die Schaltvorgänge der Transistoren Q5 und Q6 nach einer bestimmten Verzögerungszeit durchgeführt werden. Die Verzögerungszeiten des Einschaltens und Ausschaltens können sich unterscheiden. Zum Beispiel kann die Verzögerungszeit zum Ausschalten kürzer sein als die Verzögerungszeit zum Einschalten.
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Die Koppelnetzwerke CN1 und CN2 können identisch sein und einen Widerstand RCN1 umfassen, der mit einer Diode DCN1 zum Einschalten der entsprechenden selbstsperrenden p-Kanal-Feldeffekttransistoren Q6, Q5 in Serie geschaltet ist. Eine optionale Serienschaltung eines Widerstands RCN2 und eines Kondensators CCN1 kann eine frequenzabhängige Umgehung des Widerstands RCN1 bilden, um das Einschalten der entsprechenden selbstsperrenden p-Kanal-Feldeffekttransistoren Q6, Q5 zu beschleunigen. Die Serienschaltung des Widerstands RCN2 und des Kondensators CCN1 kann verwendet werden, um eine Einschaltverzögerung des selbstsperrenden p-Kanal-Feldeffekttransistors Q5 zu verringern, ohne den Widerstand des Widerstands RCN1 zu verringern und daher ohne vor allem bei höheren Spannungen zwischen den Eingangspfaden AC1 und AC2 höhere Steuerungsverluste zu verursachen. Die Koppelnetzwerke CN1 und CN2 können ferner einen Widerstand RCN3 umfassen, der mit einer Diode DCN2 zum Ausschalten der entsprechenden selbstsperrenden p-Kanal-Feldeffekttransistoren Q6, Q5 in Serie geschaltet ist. Eine optionale Serienschaltung eines Widerstands RCN4 und eines Kondensators CCN2 kann einen frequenzabhängigen Bypass des Widerstands RCN3 bilden, um das Ausschalten der entsprechenden selbstsperrenden p-Kanal-Feldeffekttransistoren Q5, Q6 zu beschleunigen. Die Gate-Leitungen der selbstsperrenden p-Kanal-Feldeffekttransistoren Q5, Q6 können gegen eine Überspannung geschützt sein, z.B. durch anti-seriengeschaltete Zener- oder Avelanchedioden, die mit den entsprechenden Source-Leitungen der selbstsperrenden p-Kanal-Feldeffekttransistoren Q5, Q6 verbunden sind (in den Figuren nicht gezeigt).
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Wenn eine Wechselspannungsquelle V eine Spannung mit einer positiven Polarität in eine Eingangsleitung AC1 und einer negativen Polarität in eine Eingangsleitung AC2 einspeist, ist das Potential an der Source von Transistor Q5 (d.h. im Ausgangspfad DC2) theoretisch um die Summe der Durchlassspannungen der Body-Dioden D5 und D7 stärker negativ als jenes im Eingangspfad AC1. Da Transistor Q5 ein selbstsperrender Transistor ist, kann die tatsächliche Differenz der Potentiale etwa derselbe Wert wie die Vorwärtsspannung der Body-Diode D5 sein.
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Die Spannung, die zwischen dem Eingangspfad AC2 und dem Eingangspfad AC1 auftritt, ist in diesem Fall negativ und wird über das Koppelnetzwerk CN1 auf den Gate-Source-Pfad des selbstsperrenden p-Kanal-Transistors Q5 angewendet. Da die Source-Leitung von Transistor Q5 im Vergleich zu der Drain-Leitung des Transistors Q5 aufgrund der leitenden Body-Diode D5 nur leicht negativ ist, ist das Koppelnetzwerk CN2 fähig, die Gate-Leitung von Transistor Q5 über Diode DCN1 und Widerstand RCN1 auf einen noch niedrigeren Wert zu entladen. Daher wird der Transistor Q5 in einen leitenden Zustand gebracht und die Body-Diode D5 wird durch den leitenden Drain-Source-Pfad von Transistor Q5 überbrückt. Da eine Gate-Source-Spannung des selbstleitenden Transistors Q7 durch die Drain-Source-Spannung von Transistor Q5 geliefert wird, wird auch Transistor Q7 in leitendem Zustand sein und die Body-Diode D7 wird durch Transistor Q7 überbrückt.
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In diesem Betriebszustand wendet das Koppelnetzwerk CN2 die positive Spannung des Eingangspfads AC1 auf die Gate-Leitung des selbstsperrenden p-Kanal-Transistors Q6 über die Diode DCN2 und den Widerstand RCN3 an, was in einer Gate-Source-Spannung des Transistors Q6 resultiert. Die Gate-Leitung von Transistor Q6 ist stärker positiv als die (negative) Schwellenspannung von Transistor Q6, sodass Transistor Q6 in einem sperrenden Zustand ist. Die optionale Umgehung durch die Serienschaltung von Widerstand RCN4 und Kondensator CCN2 kann verwendet werden, um die Abschaltverzögerung von Transistor Q6 zu verringern, ohne die Notwendigkeit, den Widerstand des Widerstands RCN3 zu verringern und daher ohne höhere Steuerungsverluste zu verursachen, z.B. bei höheren Spannungen zwischen den Eingangsterminals AC1 und AC2.
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Die Spannung zwischen den Eingangspfaden AC1 und AC2 ist ungefähr dieselbe wie die Spannung zwischen der Drain-Leitung des selbstleitenden n-Kanal-Transistors Q8 und der Drain-Leitung des selbstsperrenden p-Kanal-Transistors Q6. In diesem Betriebszustand sperren sowohl Transistor Q6 als auch Transistor Q8, und daher teilen sie die Spannung zwischen dem ersten Eingangspfad AC1 und dem ersten Ausgangspfad DC1 an dem Knoten zwischen ihren Drain-Leitungen. Ein Strom, der über den zweiten Ausgangspfad DC2 und den Eingangspfad AC1 durch eine Last L fließt, kann einen Spannungsabfall zwischen dem Ausgangspfad DC2 und dem Eingangspfad AC1 verursachen, der durch die Parallelschaltung der Body-Dioden D5 und D7 mit den Kanälen der Transistoren Q5 und Q7, die ein ohmsches Verhalten zeigen, definiert ist.
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5 ist ein vereinfachtes Ersatzschaltbild des in 1 und 3 gezeigten Vollwellengleichrichters. Eine Wechselstromquelle V ist über eine Diodenbrücke mit den Dioden Da, Db, Dc und Dd mit einer Last L verbunden. Die Dioden Da, Db, Dc und Dd können repräsentativ für die Body-Dioden D1–D8 der Transistoren Q1–Q8 sein. Jede der Dioden Da, Db, Dc und Dd umfasst einen Umgehungsschalter Sa, Sb, Sc oder Sd, wobei die Schalter Sa, Sb, Sc und Sd durch die entsprechenden Kaskodenschaltkreise mit den Transistoren Q1–Q8 gebildet sind. Anders gesagt kann jede der Dioden Da, Db, Dc und Dd eine Einzeldiode oder eine Serienschaltung von zumindest zwei Dioden oder Body-Dioden sein. Auch können die Schalter Sa, Sb, Sc und Sd jeweils als ein Einzelschalter oder eine Serienschaltung von zumindest zwei Schaltern ausgeführt sein. Demgemäß umfasst jeder gleichrichtende Pfad A, B, C und D eine Parallelschaltung eines Schalters Sa, Sb, Sc oder Sd und einer Diode Da, Db, Dc oder Dd. Zum Beispiel können die Schalter Sa, Sb, Sc und Sd und daher die entsprechenden gleichrichtenden Pfade A, B, C und D während einer Halbwelle der Eingangsspannung den Eingangspfad AC1 mit dem Ausgangspfad DC1 und den Eingangspfad AC2 mit dem Ausgangspfad DC2 verbinden, und sie können während der anderen Halbwelle der Eingangsspannung den Eingangspfad AC1 mit dem Ausgangspfad DC2 und den Eingangspfad AC2 mit dem Ausgangspfad DC1 verbinden.
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6 stellt einen beispielhaften Brückengleichrichter mit einem zusätzlichen Hilfsausgangspfad AUX dar, der auf dem Brückengleichrichter BRB2, der in 3 gezeigt ist, basiert. Der Hilfsausgangspfad AUX wird über einen Hilfsspannungsschaltkreis, der in dem vorliegenden Beispiel zwei Dioden DA1 und DA2 als Gleichrichterelemente umfasst, mit einer Hilfsausgangsspannung versorgt. Die Diode DA1 ist zwischen den Hilfsausgangspfad AUX und einen Hilfsausgangsknoten AN1 geschaltet, der mit der Drain-Leitung von Transistor Q2 und der Gate-Leitung von Transistor Q1 verbunden ist. Die Diode DA2 ist zwischen den Hilfsausgangspfad AUX und einen Hilfsausgangsknoten AN2 geschaltet, der mit der Drain-Leitung von Transistor Q1 und der Gate-Leitung von Transistor Q2 verbunden ist. Solange die Spannung an dem Hilfsausgangspfad AUX niedriger ist als die Spannung an dem Hilfsausgangsknoten AN1 oder dem Hilfsausgangsknoten AN2, ist die entsprechende Diode DA1, DA2 im Vorwärtsbetrieb und kann einen Strom leiten, solange der entsprechende selbstleitende Transistor Q3, Q4 in einem leitenden Zustand ist.
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7 zeigt die Spannungen an den Eingangspfaden AC1 und AC2 in Bezug auf Masse G über die Zeit. Wie bei vielen AC-Netzen können diese Eingangsspannungen eine Sinusform zeigen. Angenommen, der Kondensator C ist in diesem Beispiel zu Beginn nicht geladen (Spannung AUX = 0 V), so bringt eine steigende Spannung an dem Eingangspfad AC1 einen Strom dazu, durch die Diode DA1 zu fließen, bis die Spannung an dem Hilfsausgangsknoten AN1 die Abschnürspannung zwischen der Source und dem Gate des selbstleitenden Transistors Q3 erreicht und daher den selbstleitenden Transistor Q3 in einen sperrenden Zustand bringt, sodass der Strom aufhört, durch die Diode DA1 zu fließen. Wenn die Spannung an dem Eingangspfad AC1 unter die Abschnürspannung des selbstleitenden Transistors Q3 fällt, wird Transistor Q3 wieder in einem leitenden Zustand sein und durch die Diode DA1 wird wieder Strom fließen, bis die Spannung an dem Eingangspfad AC1 unter die Spannung an dem Hilfsausgangspfad AUX fällt und die Diode DA1 in einen sperrenden Zustand gebracht wird. Daher steigt die Spannung am Eingangspfad AC2. Wenn die Spannung an dem Eingangspfad AC2 die Spannung des Hilfsausgangspfads AUX erreicht, ist die Diode DA2 in einem leitenden Zustand und Strom fließt, bis die Spannung am Eingangspfad AC2 die Abschnürspannung des selbstleitenden Transistors Q4 erreicht. Der Schaltkreis, der die Hilfsspannung bereitstellt, kann auch dazu ausgebildet sein, um eine negative Hilfsspannung AUX bereitzustellen.
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In dem in 7 gezeigten Beispiel braucht es zwei Halbwellen der Eingangsspannung an den Eingangspfaden AC1, AC2, um einen Kondensator C bis zu der Abschnürspannung der entsprechenden selbstleitenden Transistoren Q3, Q4 zu laden. Aber dies ist nur ein Beispiel und abhängig von dem Wert des Kondensators C, einem Strom, der von dem Kondensator C in verbundene Lasten fließt und dem Durchlass-Widerstand der entsprechenden selbstleitenden Transistoren Q3, Q4, der abhängig von der tatsächlichen Gate-Source-Spannung der selbstleitenden Transistoren Q3, Q4, die eine negative Polarität haben können, mit der Zeit variieren kann. Als Konsequenz kann die Spannung an dem Ausgangspfad AUX bereits während der ersten Halbwelle der Eingangsspannung oder zu einem späteren Zeitpunkt (z.B. während der zweiten, der dritten oder einer der folgenden Halbwellen der Eingangsspannung) die Abschnürspannung der selbstleitenden Transistoren Q3, Q5 erreichen. Als eine Möglichkeit kann die Spannung an dem Ausgangspfad AUX nur vorübergehend oder niemals die Abschnürspannung der selbstleitenden Transistoren Q3, Q5 erreichen.
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In der Schaltung, die die Hilfsspannung bereitstellt, ist der Kondensator C nur geladen, wenn die Spannungen an den Eingangspfaden AC1, AC2 in demselben Bereich wie die Spannung an dem Hilfsausgangspfad AUX liegen und daher keine signifikanten Verluste auftreten, während der Kondensator C geladen wird. Wenn die Eingangsspannungen AC1, AC2 wesentlich höher sind als die Spannung an dem Hilfsausgangspfad AUX, ist der Stromfluss durch die Transistoren Q3, Q4 unterbunden.
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Um die Ausgangsspannung zu glätten, kann ein Kondensator C zwischen den Hilfsausgangspfad AUX und Masse G geschaltet werden, mit dem auch der Ausgangspfad DC1 verbunden ist. Die Spannung an dem Kondensator C kann begrenzt sein, z.B. indem parallel zu dem Kondensator Zener- oder Avelanchedioden verwendet werden. Alternativ oder zusätzlich dazu kann ein zusätzlicher Schalter zwischen einem Anschluss von Kondensator C und den Kathoden der Dioden DA1 und DA2 angebracht sein, der nur leitend ist, solange an dem Kondensator C eine maximale Spannung nicht überschritten wird. In dem vorliegenden Beispiel sind die Dioden DA1 und DA2 mit ihren Kathoden mit dem Hilfsausgangspfad AUX verbunden, jedoch können die Anoden Kathoden auch mit anderen Schaltkreisstrukturen mit dem Hilfsausgangspfad verbunden sein.
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Ein Schaltkreis IC, der eine Steuerschaltung, eine Stand-By-Schaltung, eine Anlassschaltung, einen Nulldurchgangsdetektor oder eine beliebige andere Schaltung, die mit Strom versorgt werden muss, sein kann, kann mit der Hilfsspannung versorgt werden, wenn der Brückengleichrichterblock BRB2 als Ganzes nicht aktiv ist. Die Hilfsspannung ist nur mit den Spannungen an den Eingangspfaden AC1, AC2 verbunden, wenn nur eine geringe Spannungsdifferenz besteht, sodass eine niedrige ohmsche Verbindung umgesetzt werden kann. Dies steht im Gegensatz zu konventionellen Ruhe- oder Anlassversorgungen, bei denen ein Stromfluss von den Eingangsspannungen zu den Hilfsspannungen durch eher starke ohmsche Widerstände in dem Bereich von mehr als 10 kΩ, manchmal sogar mehr als 100 kΩ, begrenzt werden muss, sodass der Strom bei Leistungsanwendungen auf wenige mA bis zu z.B. 10 mA beschränkt ist. Es dauert eine relativ lange Zeit, bis der Kondensator C durch die Hilfsspannung ausreichend geladen ist. Im Gegensatz dazu kann die Verbindung dadurch, dass der Kondensator C nur zu Zeiten, während derer die Eingangsspannung nur leicht höher ist als die Hilfsspannung, niederohmisch ausgeführt werden, was daher zu Ladeströmen im Bereich von mehr als 10 mA, etwa 10 mA, 100 mA oder sogar mehr führt, wodurch die Zeitverzögerung beim Anlassen auf ungefähr 1/10 von konventionellen Ansätzen bei Leistungsanwendungen verringert wird. Im Gegensatz zu konventionellen Anlass- oder Ruheversorgungen verursacht ein Laden des Kondensators C bei Eingangsspannungen, die nur geringfügig höher sind als die Spannung an dem Hilfsausgang AUX, keine signifikanten Verluste, sodass die Spannung an dem Hilfspfad nicht nur für Anlass- und Ruheversorgungen verwendet werden kann, sondern auch für den regulären Betrieb von Hilfslasten wie Steuerschaltungen und dergleichen. In diesem Fall ist zusätzlicher Schaltungsaufwand, der üblicherweise benötigt wird, um Hilfslasten zu versorgen (z.B. Steuerschaltungen) wie Transformatoren oder Hochspannungskondensatoren nicht erforderlich.
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Optionale Kondensatoren C1 und C2 können zwischen Hilfsausgangsknoten AN1, AN2 und Masse G geschaltet sein, um zu erlauben, dass eine zusätzliche Ladung in diesen Kondensatoren gespeichert wird, um sie an den Hilfsausgangspfad AUX zu entladen, wenn die Drain-Source-Spannung des entsprechenden Transistors Q1 oder Q2 steigt. Wenn die Differenz zwischen der Eingangs-AC-Spannung aus der Wechselspannungsquelle V und der Hilfsspannung, die an dem Hilfsausgangspfad AUX auftritt, gering ist, kann die Ladung der (Niederspannungs-)Kondensatoren C1 und C2 eine Spannung erzeugen, die sich jener der Hilfsspannung nähert, sodass die Spannungsverluste vernachlässigbar sind. Anders gesagt können die Kondensatoren C1 und C2 die Rückkopplung an die Gates von Q1 oder Q2 verringern, die ein Stromfluss über die Dioden DA1 und DA2 an den Kondensator C aufweisen könnte. Kondensatoren C1 und C2 können nur geringere Kapazitäten aufweisen, da sie hauptsächlich dafür vorgesehen sind, Rauschen, Einschwingvorgänge und Störungen zu unterdrücken und andernfalls die Effizienz des Schaltkreises verringern würden.
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Der Schaltkreis IC kann Informationen über die aktuelle Eingangs-AC-Spannung aus der Wechselspannungsquelle V benötigen, z.B. ob die Eingangs-AC-Spannung einen ersten Schwellenwert übersteigt oder unter einen zweiten Schwellenwert fällt. Um solche Informationen bereitzustellen, sind zwei Spannungsdetektionstransistoren, die im vorliegenden Fall selbstsperrende n-Kanal-Feldeffekttransistoren QD1 und QD2 sind, zwischen die Hilfsausgangsknoten AN1, AN2 geschaltet und ein Steuerpfad CTR ist mit einem entsprechenden Eingang des Schaltkreises IC verbunden. Zum Beispiel ist ein Pull-up-Widerstand R zwischen den Steuerpfad CTR und den Hilfsausgangspfad AUX geschaltet. Der Steuerpfad CTR ist ferner mit den Drain-Leitungen der Transistoren QD1 und QD2 gekoppelt, deren Source-Leitungen mit einer Erdleitung G (d.h. Ausgangspfad DC1) verbunden sind. Die Gate-Leitung von Transistor QD1 ist mit dem Hilfsausgangsknoten AN1 verbunden und die Gate-Leitung von Transistor QD2 ist mit dem Hilfsausgangsknoten AN2 verbunden.
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Wenn die Spannung an der Gate-Leitung von Transistor Q1 die Einschaltspannung von Transistor QD1 übersteigt, wird Transistor QD1 in einen leitenden Zustand geschaltet. Dann fällt die Spannung an einem Knoten, der die Drain-Leitungen der Transistoren QD1, QD2 und den Widerstand R verbindet, auf den Wert des Ausgangspfads DC1 (Masse G). Der Spannungswert (Potential) an dem Steuerpfad CTR fällt auf beinahe 0 V, sodass ein Spannungsanstieg, der auf einen Nulldurchgang der Spannung folgt, detektiert werden kann. Der Schwellenwert für die Nulldurchgangsdetektion kann auf einen gewünschten Wert verschoben werden, z.B. durch Zener-Dioden, Avelanchedioden und/oder zusätzliche Widerstände.
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Anstelle des in 6 gezeigten Beispiels können zur Nulldurchgangsdetektion mit den Detektionstransistoren QD1, QD2 unterschiedliche Ansätze verfolgt werden. Zum Beispiel können beide der Transistoren QD1, QD2 mit einem getrennten Pull-up-Widerstand R ausgestattet werden und die getrennten Drain-Signale der Transistoren QD1, QD2 können über zwei Steuerpfade CTR getrennt in den Schaltkreis IC eingespeist werden, die nicht nur Informationen über den Nulldurchgang liefern, sondern auch darüber, welcher der Eingangspfade AC1 oder AC2 eine positive Spannung aufweist. Der Pull-up-Widerstand R, oder im Fall von getrennten Drain-Knoten die Pull-up-Widerstände, kann/können in einem alternativen Beispiel weggelassen werden, was in sogenannten Open-Drain-Transistoren resultiert, die über einen Pull-down einer Spannung an dem Steuerpfad CTR zu der Masse G zur Nulldurchgangsdetektion verwendet werden können. Der Schaltkreis, der die Hilfsspannung bereitstellt, kann ferner dazu ausgebildet und adaptiert sein, um zusätzliche Funktionen bereitzustellen, wie das Bereitstellen einer Vielzahl an Hilfspfaden mit unterschiedlichen Spannungen (höher, niedriger, positiv, negativ) bei einem geringen Leistungsverlust, und um eine Nulldurchgangsdetektion zu erlauben.
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Wie in 8 gezeigt können selbstleitende n-Kanal-Feldeffekttransistoren QD3 und QD4 alternativ anstelle von den selbstsperrenden n-Kanal-Feldeffekttransistoren QD1 und QD2, die in dem in 3 gezeigten Gleichrichter eingesetzt werden, als Spannungsdetektionstransistoren verwendet werden. Der Steuerpfad CTR ist mit den Drain-Leitungen der Transistoren QD3 und QD4 gekoppelt, deren Gate-Leitungen mit Masse G (d.h. Ausgangspfad DC1) verbunden sind. Die Source-Leitung von Transistor QD3 ist mit dem Hilfsausgangsknoten AN1 verbunden und die Source-Leitung von Transistor QD2 ist mit dem Hilfsausgangsknoten AN2 verbunden.
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Alternativ dazu können andere Arten von Transistoren in Verbindung mit einer entsprechend angepassten Schaltsystemstruktur als Detektionstransistoren verwendet werden. Ferner kann eine Vielzahl an in Serie oder parallel geschalteten Transistoren als Detektionstransistoren verwendet werden, d.h. anstelle der Transistoren QD1–QD4. Anstelle von Transistoren können Dioden DA3 und DA4 wie in 9 gezeigt zur Spannungsdetektion verwendet werden. Die Dioden DA3 und DA4 können zwischen den Steuerpfad CTR und die Hilfsausgangsknoten AN1, AN2 geschaltet sein. Wenn es ausreichend ist, nur jeden zweiten Nulldurchgang zu zählen, kann nur einer der Transistoren QD1–QD4 eingesetzt werden. Der Brückengleichrichterschaltkreis BRB1 kann anstelle des Gleichrichterschaltkreises BRB2 verwendet werden, wie in 9 gezeigt. In den gleichrichtenden Pfaden C und D können ferner alternativ oder zusätzlich dazu parallel geschaltete oder in Serie geschaltete Dioden (nicht gezeigt) verwendet werden. Ferner können in einigen oder allen Schaltpfaden mehr als zwei Transistoren pro Pfad verwendet werden, wie nachfolgend in Zusammenhang mit 10 beschrieben.
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Bezugnehmend auf 10, die einen alternativen Brückengleichrichtungsschaltung BRB3 zeigt, kann der in 1 gezeigte Vollwellengleichrichter BRB1 durch Hinzufügen eines weiteren selbstleitenden Feldeffekttransistors Q9 und Q10 zu jedem der schaltenden gleichrichtenden Pfade (gleichrichtende Schaltpfade) verbessert werden, um die Sperrfähigkeiten in jedem der Pfade A und B zu erhöhen. Genauer gesagt ist der Source-Drain-Pfad von Transistor Q9 zwischen die Drain-Leitung von Transistor Q3 und den Eingangspfad AC1 geschaltet. Die Gate-Leitung von Transistor Q9 ist mit der Source-Leitung von Transistor Q3 verbunden. Der Source-Drain-Pfad von Transistor Q10 ist zwischen die Drain-Leitung von Transistor Q4 und den Eingangspfad AC2 geschaltet. Die Gate-Leitung von Transistor Q10 ist mit der Source-Leitung von Transistor Q4 verbunden. In jedem in 10 gezeigten gleichrichtenden Pfad C und D ist zwischen die Eingangspfade AC1, AC2 und DC2 eine Diode D5, D6 geschaltet, wodurch nur in den gleichrichtenden Pfaden A und B eine Umgehung einer pn-Übergangsschwelle erzeugt wird, sodass Schaltelemente in den gleichrichtenden Pfaden C und D weggelassen werden können.
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Als eine Alternative (nicht gezeigt) kann anstelle von Einzeldioden D5, D6 eine Serienschaltung von zwei oder mehr Dioden verwendet werden, um die Sperrfähigkeiten gegenüber einer Einzeldiode zu Lasten von höheren Leitungsverlusten in jedem der gleichrichtenden Pfade C und D zu erhöhen.
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Es sei angemerkt, dass alle Brückengleichrichter BRB1, BRB2 und BRB3 in den oben beschriebenen Beispielen abhängig von der Anwendung austauschbar sind. Ferner können die Pfade A, B mit einem beliebigen hierin beschriebenen Pfad C, D kombiniert werden, sowie mit vielen anderen konventionellen gleichrichtenden Pfaden.
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In den in 6, 8 und 9 gezeigten Beispielen ist eine Nullspannungsdetektion und/oder Hilfsversorgung an Kondensator C von beiden Hilfsknoten AN1 und AN2 symmetrisch gestaltet. Als eine Alternative kann zumindest eine der Nullspannungsdetektion und/oder Hilfsversorgung an Kondensator C nur über einen der Hilfsknoten AN1 und AN2 umgesetzt werden, z.B. ist Kondensator C über ein gleichrichtendes Element DA1 mit dem Hilfsknoten AN1 verbunden und ein Steuerpfad CTR ist über ein gleichrichtendes Element DA4 oder ein Schaltelement QD2 oder QD4 mit dem Hilfsknoten AN2 verbunden.
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Die oben beschriebenen Vollwellengleichrichter können in Verbindung mit ohmschen Lasten oder anschließenden Aufwärts- und/oder Abwärtswandlern wie Leistungsfaktorsteuerungen anwendbar sein. Zum Beispiel ist bei einer Leistungsfaktorsteuerung der Zwischenstufenkondensator durch eine Aufwärts-/Abwärtsdiode von dem Eingangs-(Vollwellen-)Gleichrichter und einer Induktivität entkoppelt, sodass von dem Zwischenstufenkondensator kein Umkehrstrom zu dem Eingang (z.B. dem Stromnetz) fließt, was andernfalls der Fall wäre, wenn eine kapazitive Last direkt angewendet würde.
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Die oben beschriebenen Vollwellengleichrichter weisen eine brückenähnliche Struktur mit Kaskodenschaltkreisen auf, deren Lastpfade die gleichrichtenden Pfade bilden. Kaskodenschaltkreise, die denselben Eingangspfad teilen, oder Kaskodenschaltkreise, die eine Erdleitung (die einem der Ausgangspfade entspricht) teilen, können über die Eingänge des Kaskodenschaltkreises und Zwischenausgänge der Kaskodenschaltkreise miteinander kreuzgekoppelt sein. Die Kaskodenschaltkreise können Transistoren nur eines einzigen Leitungstypen oder beider Typen einsetzen, z.B. nur p-Kanal-Transistoren, nur n-Kanal-Transistoren oder beide. Die Transistoren in den Kaskoden können aufgrund ihrer Funktion innerhalb des Kaskodenschaltkreises der selbstleitende oder der selbstsperrende Typ sein. Zum Beispiel können die selbstleitenden Transistoren verwendet werden, um die Prüfspannung zu erhöhen, und die (kreuzgekoppelten) selbstsperrenden Transistoren können verwendet werden, um das Schalten der Gleichrichter zu steuern. In den oben beschriebenen Beispielen liegt die Anzahl der Transistoren pro gleichrichtendem Pfad bei 2 oder 3, aber ebenso kann sie eine beliebige Zahl größer als 3 sein.
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Während verschiedene Ausführungsformen der Erfindung beschrieben wurden, wird es sich dem durchschnittlichen Fachmann erschließen, dass innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung viel mehr Ausführungsformen und Implementationen möglich sind.
