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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Entfernung zwischen einem beweglichen Objekt und jedenfalls einer ortsfesten Messstation mittels eines Funksignals präzise zu messen.
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Hierzu bietet sich sowohl eine Laufzeitmessung in der Zeitebene, bekannt durch RADAR-Systeme aller Art, wie auch eine indirekte Laufzeitmessung durch eine Analyse z. B. eines Chirp-Signals in der Frequenzebene an. Diese Messungen können durch Winkelbestimmungen unterstützt werden, wobei mittels Phased Array Antenne oder MIMO auch eine direkte Abschätzung des Winkels des eingehenden Signals möglich ist.
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Der übliche Aufbau eines solchen Systems besteht aus mehreren ortsfesten Abfragestationen, welche ein Abfragesignal zum bewegten Transponder schicken, dieser reagiert auf die Abfrage mit einem Antwortsignal, welches wiederum von einer oder mehreren Abfragestationen empfangen wird und aus der Signalverzögerung aufgrund der konstanten Lichtgeschwindigkeit die Entfernung errechnet wird. Die genaue Position ergibt sich dann durch Triangulation. Solche Systeme sind in der Luftfahrt als Sekundärradar sowie DME (Distance Measurement Equipment) bekannt. Zu diesen Systemen ist eine Vielzahl an Literatur verfügbar, vergleiche
EP0740801B1 ,
WO2007131987A1 ,
US3969725A ,
DE 165 546 A .
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Denkbar ist auch, dass mehrere Stationen zueinander korrelierte Signale senden und die Auswertung der Laufzeitdifferenzen in der mobilen Einheit erfolgt, auf dieser Basis arbeiten u. a. satellitenbasierte Positionsbestimmungssysteme wie GPS, Glonass und Galileo. Die exakte Bestimmung der Laufzeitunterschiede erfolgt hier ebenfalls in der Zeitebene mittels Korrelation.
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Im Bereich großer Distanzen mit Genauigkeitsanforderungen im Meter-Bereich und bei freier Sicht zum Himmel arbeiten all dieses Systeme ausgezeichnet. Ein bisher nur sehr unbefriedigend gelöstes Problem ist die genaue Positionsbestimmung im Nahbereich der Messstationen mit Genauigkeiten im cm-Bereich speziell in geschlossenen Gebäuden.
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Das Kernproblem bei der Laufzeitmessung im Nahbereich ist die hohe Lichtgeschwindigkeit, welche bei einer direkten Messung von kurzen Distanzen zu Laufzeiten im Nanosekunden-Bereich führt. Daher ist bisher der direkte Ansatz laufzeitbasierter RADAR-Systeme für kurze Distanzen mit äußersten Schwierigkeiten verbunden. Der Übergang auf langsamere Medien wie Schall ist grundsätzlich möglich, liefert aber ebenfalls aufgrund der Medieneigenschaften nur begrenzt gute Ergebnisse abhängig von der Anwendung. So funktionieren Abstandsmesssysteme in Stoßstangen von Kraftfahrzeugen als Einparkhilfe ausgezeichnet, die Positionsbestimmung von Robotern damit lässt aber sehr zu wünschen übrig.
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Ein wesentliches Problem hierbei ist, dass die Signallaufzeit kürzer als die Pulsdauer ist, womit der RADAR-Empfänger genau dann vom eigenen Sender mit einem starken Signal verstopft wird, wenn das zu messende Objekt direkt durch Reflexion oder unmittelbar mittels Transponder antwortet.
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Bei einer indirekten Messung in der Frequenzebene z. B. mittels FMCW – vergleiche
DE19743132C2 – oder Chirp-Signalen – vergleiche
US8976060B2 – stößt man an das Problem, dass durch die regulatorisch begrenzten Frequenzbänder eine eindeutige Identifizierung des kürzesten Wegs nicht möglich ist.
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Denn das Funksignal wird sich gerade in bebauter Umgebung stets über mehrere Wege ausbreiten, interessant für die Laufzeitmessung ist aber nur der direkte kürzeste Weg. Bedingt durch die Begrenzung des Frequenzbereichs ergibt sich aufgrund der Ansetzung der bekannten Cramer Rao Schranke – vergleiche Sahinoglu, Z., Gezici, S & Guvenc, I. (2008), Ultra-wideband Positioning Systems, Cambridge – auf die nötige Fouriertransformation eine naturgesetzliche Begrenzung der Systemgenauigkeit.
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Dieses Problem ist bei einer Messung in der Zeitebene deutlich entschärft, weil das System schlicht auf das erste eingehende Signal – die Wellenfront – reagiert, bei der es sich bei konstanter Lichtgeschwindigkeit naturgesetzlich um das Signal mit der kürzesten Distanz handelt.
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Daher wäre eine Messung in der Zeitebene zu bevorzugen, sie scheitert bisher jedoch daran, dass das Anfragesignal zum Transponder in diesem hoch genau mit einer Präzision im Pikosekunden-Bereich verzögert werden muss, damit der Empfänger in der Abfrageeinheit eben das Echo des Transponders und nicht sein eigenes Abfragesignal misst.
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Daher käme nach dem Stand der Technik eine analoge Verzögerung oder Frequenzumsetzung in Frage. Eine Frequenzumsetzung in ein anderes Band wäre grundsätzlich möglich, scheitert aber an der Frequenzknappheit und den dabei mit umgesetzten Störsignalen. Würde man hier schmalbandig filtern, dann würde das System anstelle einer Laufzeitmessung eine Messung der Gruppenlaufzeit der Filter vornehmen, die leider frequenz- und z. B. auch temperaturabhängig ist. Das gilt auch für die Verzögerung mittels SAW Filter infolge Ausdehnung des Trägermaterials.
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Zum allgemeinen Stand der Technik zur Messung kurzer Distanzen in der Zeitebene sei beispielhaft auf
DE19941428A1 verwiesen. Die Schrift beschreibt den Einsatz einer laufzeitbasierten Kurzdistanzmessung zur Verwendung in einem Schließsystem unter Nutzung eines Verzögerungselements mit fester Laufzeit im Transponder. Wie diskutiert lasst diese Anordnung allerdings keine hohe Genauigkeit erwarten, weshalb sie lediglich zur ungefähren Distanzabschätzung zwecks Sperrung von ungewollten Schließvorgängen bei zu großer Entfernung des Schlüssels vom Schloss vorgesehen ist.
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Um die Verzögerungszeit innerhalb der Abfrageeinheit oder des Transponders anzupassen, sind nach dem Stand der Technik auch Geräte mit variabel einstellbaren Verzögerungselementen bekannt, ein Beispiel dafür findet sich in
DE10255880A1 . Allerdings fehlt für die präzise Einstellung der Verzögerungszeit im System wiederum die hoch genaue Referenz, weshalb das variable Verzögerungselement hier zum Erreichen eines anderen Ziels, nämlich der Erkennung einer Relais-Attacke, und nicht zur Erhöhung der Präzision eingesetzt wird. Die diskutierte Abhängigkeit der exakten Verzögerungsdauer der variablen Verzögerungselemente von Umweltbedingungen unabhängig vom vorgegebenen Sollwert verhindert ebenso eine dauerhaft stabile Kalibrierung mit externen Messmitteln.
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Der Erfindung liegt demnach die Aufgabe zugrunde, eine Entfernungsmessung mittels Laufzeitmessung in der Zeitebene ähnlich einem RADAR-System auf kurze Entfernungen dadurch zu ermöglichen, dass im Transponder eine hoch genaue Verzögerung des Abfragesignals stattfindet und somit das Antwortsignal mit einer exakt definierten Verzögerung zum Abfragesignal zurückgesendet wird.
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Das Problem wird erfindungsgemäß durch das in Patentanspruch 1 beschriebene System gelöst, dessen Funktion im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert wird:
Das Beispiel in Bild 1 zeigt ein erfindungsgemäßes System. Im oberen Teil des Bilds ist die Abfrageeinheit, im unteren der Transponder schematisch dargestellt.
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Zunächst erzeugt der Oszillator OSC1 ein hochfrequentes Trägersignal vorzugsweise im Mikrowellen- oder Millimeterwellen-Band, das über den Pulsmodulator PM1 moduliert und nach Verstärkung über den Leistungsverstärker PA1 über die Antenne ANT1 als Abfragesignal abgestrahlt werden kann.
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Der Abfragepuls wird jetzt in einem Zeitraster erzeugt, welches durch den deutlich langsameren quarzgenauen Taktgeber OSC2 vorgegeben wird. Bei jeder steigenden Flanke des OSC2 wird mittels des Monoflop 1 ein kurzer Puls mit einer durch das Monoflop definierten Zeitdauer erzeugt. Die Aufteilung in Bild 1 erfolgt zum besseren Verständnis schematisch, in der Realität werden all diese Funktionen digital implementiert sein und von einem genauen Quarztakt hoher Frequenz abgeleitet werden.
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Der Puls wird sodann über das variable Verzögerungselement VDLY1 verzögert, die Verzögerung sollte mit einer Auflösung im Pikosekundenbereich erfolgen und kann daher durchaus analoge Elemente beinhalten. Eine hohe absolute Genauigkeit ist hier nicht erforderlich, nur eine zeitliche Stabilität der Verzögerung. Ein anderer bevorzugter Ansatz gemäß Unteranspruch ist die integrierte Erzeugung und Verzögerung des OSC2 Ausgangssignals als DDS-Sinus mit Einstellung eines Phasenversatzes. Nach analoger Filterung und Auswertung mittels eines schnellen Komparators mit nachgeschaltetem Monoflop oder anderweitiger Pulsdauerbegrenzung z. B. durch Verundung mit einem weiteren Signal steht dann ebenfalls der Abfragepuls zur Verfügung.
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Der so erzeugte Abfragepuls wird dann zum Pulsmodulator PM1 geführt und generiert somit das von der Antenne ANT1 abgestrahlte hochfrequente Abfragesignal, welches vom Transponder mittels der Antenne ANT2 empfangen wird.
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Dort wird es über einen Low Noise Amplifier LNA1 verstärkt und dem schnellen Detektor DET1 zugeführt. Überschreitet das Ausgangssignal des Detektors DET1 einen gewissen Wert, dann löst der Schmitt-Trigger ST1 aus und legt an den Eingang der aus den D-Flip-Flops bestehenden Registerkette aus DFF1 bis DFF4 ein Signal an.
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Dieses wird mit der nächsten Flanke des vom lokalen Oszillator OSC4 erzeugten Registertakts übernommen und wenige Takte später mit Anliegen am Ausgang von DFF3 über das UND-Gatter AND1 an den Pulsmodulator PM2 für das Antwortsignal geleitet, so nicht schon im vorangegangenen Taktzyklus ein Signal generiert wurde. Denn dieses blockiert einen Takt später, verzögert durch DFF4, mittels des invertierten Eingangs von AND1 das Antwortsignal.
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Somit wird effektiv die Pulslänge begrenzt, in einer besonders bevorzugten Ausführungsform gemäß Unteranspruch kann jedoch über weitere Logikgatter ähnlich AND1 an den vorangegangenen Ausgängen der DFF1 ein bestimmtes Muster für einen Antwortpuls verlangt werden, damit ein Antwortpuls erzeugt wird.
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Der Pulsmodulator PM2 erzeugt jetzt durch Modulation des von OSC3 gestellten Trägers – dieser liegt vorzugsweise im selben Frequenzband wie jener des Anfragesignals – die mittels dem Leistungsverstärker PA2 verstärkte und über die Antenne ANT3 abgestrahlte Antwort.
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Jene wird jetzt von der Abfragestation von ANT4 empfangen, über den Low Noise Amplifier LNA2 verstärkt, im Detektor DET2 demoduliert und vom A/D Wandler DSO-ADC ausgewertet. In einer bevorzugten Ausführung gemäß Unteranspruch wird dazu mit einer Technologie vergleichbar jener, die aus der Literatur für digitale Speicheroszilloskope bekannt ist, das Signal nach dem Trigger aus dem Abfragepuls digitalisiert, wodurch eine genaue Bestimung der Laufzeit unter Anrechnung der durch die Registerkette bedingten Verzögerung möglich ist.
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Man könnte jetzt meinen, dass die Verzögerung durch die Registerkette sehr undefiniert erfolgt, weil der Zeitraum zwischen dem Eintreffen des Eingangsignals aus ST1 am D-Eingang von DFF1 und der Flanke aus OSC4 am Takteingang von DFF1 durch die zu OSC2 asynchronen Schwingungen von OSC4 unbestimmt ist.
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Allerdings sind beide Oszillatoren als Quarzoszillatoren genau genug, um für einen längeren Zeitraum genau genug auch ohne Synchronisation die Phasenlage halten zu können, das gilt speziell für die Ausführungsformen TCXO und OCXO. Daher müssen die dimensionierten Frequenzen beider Oszillatoren in einem festen bekannten Verhältnis zueinander stehen.
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An dieser Stelle greift jetzt der besondere Trick der Erfindung, welcher zu dem überraschenden Ergebnis führt, dass die Registerkette eine sehr exakte Verzögerung bewirkt: Mittels eines Controllers – Mikrocontroller, DSP oder FPGA – wird jetzt am Eingang VarDly des Verzögerungselements VDLY1 die Verzögerungszeit im Verhältnis zum Rahmentakt verändert. Diese Veränderung kann in einer bevorzugten Ausführungsform gemäß Unteranspruch zunächst in groben und dann in feinen Schritten im Rahmen einer Binärsuche erfolgen.
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Denn wird der Zeitpunkt des Takts am Eingang von DFF1 überschritten, dann wird das Antwortsignal des Transponders gleich um eine ganze Taktperiode verzögert. Diese Verzögerung ist so groß, dass sie bei der Auswertung des Messergebnisses MRes durch den Controller sofort auffällt und der Algorithmus zur Suche die Information erhält, dass der Taktzeitpunkt überschritten wurde. Demnach ist klar, dass der Taktzeitpunkt vor dieser in diesem Schritt eingestellten Verzögerung liegen muss, andernfalls – ohne Auftreten dieser Verzögerung um eine Taktperiode – eindeutig danach. Demzufolge kann der Suchbereich für den optimalen Verzögerungswert sofort halbiert werden.
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Ähnlich einem A/D Wandler mit sukzessiver Approximation wird daher ein Bereich von 2 hoch n Verzögerungswerten in lediglich n Schritten vollständig erschlossen. Somit wird innerhalb kürzester Zeit jene Verzögerungszeit gefunden, bei der das Abfragesignal in der Registerkette minimal verzögert wird, nämlich im Beispiel um drei quarzgenaue Zyklen des OSC4.
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Da bereits handelsübliche günstige TCXO Quarzoszillatoren eine Genauigkeit von kleiner 1E-6 aufweisen, wird so selbst bei einer Verzögerung im Mikrosekunden-Bereich eine Genauigkeit im Picosekunden-Bereich gewährleistet, wie für eine Laufzeitmessung auf kurzer Distanz notwendig.
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Gemäß Unteranspruch kann zudem eine Langzeit-Synchronisation der Frequenz von OSC2 mit OSC4 problemlos durch eine Frequenzregelschleife vorgenommen werden, welche die Frequenz gegen die Periode der eingehenden Pulse nach ST1 vergleicht, die TCXO verfügen hierzu über einen Regeleingang.
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Man kann nun argumentieren, dass in dieser Anordnung das DFF1 direkt in einen metastabilen Zustand getrieben wird, hierfür sind allerdings besonders geeignete Schaltungen verfügbar, um dies zu vermeiden. Gemäß Unteranspruch wird dafür dieselbe Schaltungstechnik verwendet, wie sie in Phasen-Frequenz-Detektoren von Phasenregelschleifen (PLL) genutzt wird, die ebenfalls Genauigkeiten im Pikosekundenbereich benötigen und mit diesem Problem zu kämpfen haben, das Problem ist nach dem Stand der Technik im Bereich der PLL gelöst.
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Sofern sich jetzt der zu messende Abstand verändert, braucht ggf. gar nicht mehr die komplette Binärsuche durchgeführt werden, vielmehr kann eine inkrementale Anpassung der Verzögerung in kleinen Schritten erfolgen.
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Sofern die gemäß Unteranspruch bevorzugte Ausführung genutzt wird, dass der Transponder lediglich auf ein bestimmtes Pulsmuster reagiert, indem weitere logische Verknüpfungen in der Registerkette eingefügt werden, so können mehrere unterschiedliche Transponder gleichzeitig im System genutzt werden, von denen je nach Anfragesignal jeweils nur einer antwortet. Dazu muss MF1 in der Abfrageeinheit dieses Muster allerdings erzeugen und das Muster sollte bestimmte Eigenschaften zu einer sicheren Erkennung ausweisen, z. B. mittels Pre-Emphasis verlagerte Flanken der dem ersten Übergang zur Zeitmessung folgenden Übergänge zur Identifikation.
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In einer besonders bevorzugten Ausführungsform wird man das erwartete Muster programmierbar machen, z. B. durch einen Controller im Transponder, welcher die Logik der Registerkette ansteuert und dabei das gewünschte Muster auswählt – z. B. mittels ROM oder RAM –, wobei die Auswahl dynamisch aus der Systemkonfiguration festgelegt werden kann. Denkbar ist auch der Einsatz rückgekoppelter Schieberegister und anderer Ansätze aus der Codierungstheorie.
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Alternative möglich ist auch der Einsatz von analogen Sample/Hold Stufen in der Registerkette oder von einer CCD-Kette, auch in Kombination mit digitalen Elementen, um die Problematik eines unklaren Schwellwerts bei schwachen Signalen von ST1 zu umgehen. Denkbar ist auch das Triggern eines Analog/Digital-Wandlers als analoges Register mit nachfolgender digitaler Signalverarbeitung, um z. B. eine gestörte Wellenfront verarbeiten zu können.
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Mit mehreren Abfragestationen kann zudem eine vollständige Bestimmung der Position des Transponders im Raum vorgenommen werden, die entsprechenden Berechnungen sind unter dem Begriff der Triangulation bekannt.
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Denkbar ist natürlich auch der Einsatz von schnell schaltbaren Lichtquellen und Lichtempfängern anstelle der Funkübertragung, theoretisch ist die Erfindung auch für Ultraschallsysteme nutzbar, um die Genauigkeit zu erhöhen.
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Mit der Erfindung wird die Möglichkeit geschaffen, auch kurze Entfernungen im Raum mittels Funk zuverlässig auszumessen, so wie dies bisher schon für größere Entfernungen mittels RADAR oder Satellitennavigation möglich ist.
