DE102014117331A1

DE102014117331A1 - System und Verfahren für Schaltnetzteil

Info

Publication number: DE102014117331A1
Application number: DE102014117331.7A
Authority: DE
Inventors: Shu Fan Lim
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2013-11-27
Filing date: 2014-11-26
Publication date: 2015-05-28
Also published as: US9479047B2; US20150146458A1

Abstract

Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Netzteilregler einen Stromregler, der dazu eingerichtet ist, einen Eingangsstrom eines Netzteils zu regeln. Der Stromregler umfasst einen ersten Feedforward-Regler mit einem Eingang, der dazu eingerichtet ist, dass er mit einem ersten Stromversorgungssignal gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit einem Ausgang des Stromreglers gekoppelt ist. Eine Verstärkung des ersten Feedforward-Reglers ist proportional zu einem Kompensationsfaktor, wenn das Netzteil im diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM) betrieben wird, und im Wesentlichen Null, wenn das Netzteil im kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM) betrieben wird.

Description

Die vorliegende Patentanmeldung beansprucht die Priorität der vorläufigen US provisional Patentanmeldung Nr. 61/909.697 vom 27. November 2013, welche durch Bezugnahme als in die vorliegende Anmeldung aufgenommen ist.
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Schaltungen und insbesondere auf ein System und Verfahren für ein Schaltnetzteil.
Hintergrund
Wechselstrom (AC)/Gleichstrom (DC) Schaltnetzteile können für Mittel- bis Hochleistungsanwendungen mit Leistungsfaktorkorrektur verwendet werden. Ein Beispiel für ein Schaltnetzteil, das für Mittel- bis Hochleistungsanwendungen verwendet werden kann, ist eine Aufwärtsmodus-Leistungsfaktorkorrektureinheit (engl. power factor corrector, PFC) mit nicht-lückendem Leitungsmodus (engl. continuous conduction mode, CCM) bzw. kontinuierlichem Leitungsmodus.
In Mittel- bis Hochleistungsanwendungen, wie beispielsweise Computer- und Serveranwendungen, ist es wünschenswert, dass die Netzteile effizient sind und ein gutes Leistungsfaktorverhalten über einen weiten Lastbereich zeigen. Es kann ebenfalls wünschenswert sein, einen niedrigen Klirrfaktor zu haben, besonders bei High-Line-Bedingungen und geringen Lastbedingungen.
Für PFC-Wandler kann eine digitale Regelung verwendet werden. Für einen PFC-Aufwärtswandler kann ein Mittelwertstromregler verwendet werden. Mit Feedforward-Regelung der Eingangsspannung kann die DC-Ausgangsspannung weniger anfällig gegenüber Schwankungen in der AC-Eingangsspannung sein.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Netzteilregler einen Stromregler, der zur Regelung eines Eingangsstroms eines Netzteils konfiguriert ist. Der Stromregler umfasst einen ersten Feedforward-Regler mit einem Eingang, der dazu eingerichtet ist, dass er mit einem ersten Stromversorgungssignal gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit dem Ausgang des Stromreglers gekoppelt ist. Eine Verstärkung des ersten Feedforward-Reglers ist proportional zu einem Kompensationsfaktor, wenn das Netzteil im diskontinuierlichen Leitungsmodus (engl. discontinuous conduction mode, DCM) arbeitet, und im Wesentlichen Null, wenn das Netzteil im kontinuierlichen Leitungsmodus (engl. continuous conduction mode, CCM) arbeitet.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen Bezug genommen. Es zeigen:
1 eine Ausführungsform des Schaltnetzteils;
2 ein Diagramm eines Stroms für einen Leistungsfaktorwandler (PFC) im kontinuierlichen Modus (CCM) und im diskontinuierlichen Modus (DCM);
3 eine Ausführungsform des Schaltnetzteils mit einem Regler;
4 die Signalformen von Spulenspannung und Strom für einen PFC-Wandler im CCM-Modus;
5 die Signalformen von Spulenspannung und Strom für einen PFC-Wandler im DCM-Modus;
6 einen Stromregelkreis im CCM-Modus gemäß einer Ausführungsform;
7 einen Stromregelkreis im DCM-Modus gemäß einer Ausführungsform;
8 ein Blockdiagramm für die Regelung eines Leistungsfaktorwandlers (PFC);
9 ein Blockdiagramm für eine Ausführungsform des Spannungsregelkreises eines PFC-Wandlers;
10 einen CCM-Stromregelkreis nach dem Stand der Technik;
11 einen DCM-Stromregelkreis nach dem Stand der Technik;
12 ein Schema einer Ausführungsform eines Schaltnetzteils;
13 das Gehäuse einer Ausführungsform des PFC-Reglers;
14 einen Ablaufplan einer Ausführungsform eines Verfahrens zur Durchführung einer Leistungsfaktorkorrektur;
15 einen Ablaufplan einer Ausführungsform eines Verfahrens zur Regelung eines PFC-Wandlers;
16 ein Diagramm der Signalformen von Strom und Spannung für eine analoge Regelung im CCM-Modus;
17 ein Diagramm der Signalformen von Strom und Spannung für eine digitale Regelung im CCM-Modus; und
18 ein Diagramm der Signalformen von Strom und Spannung für einen digitalen Regler auf der Basis einer Ausschalttastgrad-Regelung im CCM-Modus.
Übereinstimmende Ziffern und Symbole in den verschiedenen Figuren beziehen sich im Allgemeinen auf übereinstimmende Teile, sofern nichts anderes angegeben ist. Die Figuren wurden gezeichnet, um relevante Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen deutlich zu veranschaulichen, und sind nicht notwendigerweise maßstabsgerecht. Um bestimmte Ausführungsformen klarer veranschaulichen zu können, kann ein Buchstabe, der eine Abweichung der gleichen Struktur, des gleichen Materials oder des gleichen Prozessschrittes angibt, der Ziffer in einer Figur folgen.
Detaillierte Beschreibung von veranschaulichenden Ausführungsformen
Im Folgenden werden Herstellung und Nutzung der vorliegenden bevorzugten Ausführungsformen ausführlich dargelegt. Es sollte jedoch erkannt werden, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfinderische Konzepte liefert, die in einer großen Vielzahl spezifischer Kontexte umgesetzt werden können. Die hier dargelegten spezifischen Ausführungsformen dienen lediglich der Veranschaulichung spezifischer Wege zur Herstellung und Nutzung der Erfindung und beschränken nicht den Umfang der Erfindung.
Die vorliegende Erfindung wird durch Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen in einem spezifischen Kontext beschrieben, nämlich im Kontext mit Schaltnetzteilen. Die Erfindung kann jedoch auch auf andere Arten von Schaltungen, Systemen und Verfahren angewendet werden.
Einige Ausführungsformen beziehen sich auf Leistungsfaktor-korrigierte AC/DC-Schaltnetzteile für Mittel- bis Hochleistungsanwendungen mit Leistungsfaktorkorrektur. In einigen Ausführungsformen wird ein hoher Leistungsfaktor dadurch aufrechterhalten, dass ein Feedforward-Regelungspfad in einem Stromregelkreis des Schaltnetzteils bereitgestellt wird. Durch das Bereitstellen eines solchen Feedforward-Regelungspfads wird der Klirrfaktor des AC-Eingangsstroms reduziert und dadurch der Leistungsfaktor erhöht. In einer Ausführungsform wird ein Stromregler mit Ausschalttastgrad als Regelgröße verwendet. In einigen Ausführungsformen ist ein Feedforward-Regelungspfad des Stromreglers während des diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM) aktiviert und während des kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM) deaktiviert. Durch Aktivierung des Feedforward-Regelungspfads während des DCM-Modus kann der Klirrfaktor aufgrund nichtlinearer Betriebsweise unter Niederstrombedingungen abgeschwächt werden. Ferner können durch Deaktivierung des Feedforward-Regelungspfads während des CCM-Modus Verarbeitungszyklen des Netzteilreglers reduziert werden, so dass höhere Wandlerschaltfrequenzen möglich werden.
In einer Ausführungsform wird ein Aufwärts-Leistungsfaktorwandler (PFC) durch die Mittelwertstrom-Ausschalttastgrad-Regelung geregelt. Der PFC-Wandler weist eine gute Eingangsstromformung sowohl im kontinuierlichen Modus (CCM) als auch im diskontinuierlichen Modus (DCM) auf. Er umfasst eine Mittelwertstromregelung mit Feedforward-Regelung der Eingangsspannung. In einer Ausführungsform ermöglicht eine Änderung an einem Mittelwertstromregelkreis eine gute Eingangsstromformung sowohl im CCM- als auch im DCM-Modus. Vergleicht man die Mittelwert-Kleinsignalmodelle des PFC-Wandlers sowohl CCM- als auch DCM-Modus, werden Störungen des Spulenstroms iL, die von der PFC-Eingangsspannung v_g und der PFC-Ausgangsspannung v_o verursacht werden, durch verschiedene Verstärkungen beeinflusst, während die Übertragungsfunktion zwischen Ausschalttastgrad-Regelung und mittlerem Spulenstrom gleich bleibt. Somit kann eine Stromregelung im DCM-Modus erreicht werden, indem der gleiche CCM-Feedback-Regler verwendet wird und die Ausgaben der Feedforward-Regler, die zum Unterdrücken der durch v_g und v_o verursachten Störungen von iL verwendet werden, mit den jeweiligen Verstärkungen im CCM- und DCM-Modus kompensiert werden. Der Kompensationsfaktor (d + Δl) wird verwendet, um die Ausgaben der Feedforward-Regler und den Spulenstrom-Abtastwert, der durch Abtasten in der Mitte der Einschaltzeit des Schalters erlangt wird, zu kompensieren, um den mittleren Spulenstrom im DCM-Modus zu erhalten. Zusätzlich schafft der Kompensationsfaktor einen automatischen Übergang zwischen den PFC-Betriebsweisen im CCM-Modus und im DCM-Modus, ohne dass ein separater Algorithmus zur Leitungsmodus-Erkennung benötigt wird. In einigen Ausführungsformen unterdrücken die jeweiligen Feedforward-Regler im CCM- und im DCM-Modus die durch v_g und v_o im CCM- und im DCM-Modus verursachten Störungen von iL effektiv, während der gleiche Feedback-Regler Spulenstromfehler mit kleinen Werten kompensiert. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können somit einen benötigten Ausschalttastgrad bereitstellen, der eine gute Eingangsstromformung sowohl im CCM- als auch im DCM-Modus sicherstellt, was zu einem niedrigeren Gesamtklirrfaktor, einem höheren Leistungsfaktor und einer höheren Effizienz führt. Eine feste Schaltfrequenz kann digital implementiert werden.
1 zeigt ein Netzteilsystem 100 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, das für Mittel- und Hochleistungsanwendungen verwendet werden kann. Das System 100 stellt eine Ausgangsgleichspannung v_ol für eine gegebene Eingangswechselspannung v_in unter Verwendung einer zweistufigen Leistungswandlung bereit: eines Leistungsfaktorwandlers (PFC) 132 gefolgt von einem DC-DC-Wandler 126 der zweiten Stufe, welcher die Last 130 mit Energie versorgt. Wie gezeigt, umfasst das Netzteilsystem 100 weiterhin einen Diodenbrückengleichrichter mit den Dioden 108, 110, 112 und 114, der die Eingangswechselspannung v_in in eine gleichgerichtete Spannung v_g wandelt. In einigen Ausführungsformen kann ein Tiefpassfilter, dargestellt durch eine Spule 104 und einen Kondensator 106, umfassen sein, um elektromagnetische Interferenzen herauszufiltern, und auch ein Ausgangskondensator 124, der mit dem Ausgang des DC-DC-Wandlers 126 der zweiten Stufe gekoppelt ist.
Der Leistungsfaktorwandler 132 ist als ein Aufwärtswandler mit Spule 116, Freilaufdiode 122, Schalttransistor 120 und Ausgangskondensator 124 dargestellt. Während des Betriebs wird der Schalttransistor 120 eingeschaltet, was dazu führt, dass ein Strom iL durch die Spule 116 fließt. Als nächstes wird der Schalttransistor 120 ausgeschaltet, wodurch dem Strom iL erlaubt wird, durch die Freilaufdiode 122 zu fließen und den Kondensator 124 zu laden. Durch Verwendung eines Regelalgorithmus kann der Schalttransistor 120 derartig betrieben werden, dass sowohl eine geregelte Ausgangsspannung V_o als auch ein geregelter mittlerer Eingangsstrom iL_avg bereitgestellt werden. In einigen Ausführungsformen wird der Regelalgorithmus digital ausgeführt, indem ein Regler (nicht abgebildet) verwendet wird, der die Ausgangsspannung v_o überwacht und einen Eingangsstrom des PFC 132 überwacht, zum Beispiel durch Überwachung der Spannung an dem Reihenwiderstand 118. Wenn der Regelalgorithmus den mittleren Eingangsstrom des PFC-Wandlers derartig regelt, dass der mittlere Eingangsstrom im Wesentlichen in Phase mit der Eingangsspannung v_g ist, kann der Leistungsfaktor des Systems 100 verbessert werden. Der Leistungsfaktor kann weiter verbessert werden, indem ein Regelalgorithmus verwendet wird, der ein sinusförmigeres mittleres Stromsignal mit einem niedrigen Klirrfaktor bereitstellt.
In Mittel- bis Hochleistungsanwendungen, wie zum Beispiel Computer- und Serveranwendungen, können die Netzteile so konzipiert werden, dass Anforderungen an Effizienz und Leistungsfaktor über einen weiten Lastbereich erfüllt werden. Diese Anforderungen können auch die Anforderungen an den Strom-Klirrfaktor bei High-Line- und geringen Lastbedingungen einschließen. In einer Beispielanforderung wird der Strom-Klirrfaktor bei einer Eingangsspannung von 230 VAC und 20% Last mit weniger als 5% spezifiziert.
Es versteht sich, dass die dargestellte Topologie des PFC-Wandlers 132 nur eine von vielen Ausführungsbeispielen von PFC-Schaltungen ist. In alternativen Ausführungsformen kann der PFC-Wandler 132 unter Verwendung von Aufwärtswandlern, Abwärtswandlern, Abwärts-Aufwärtswandlern oder anderen Topologien, einschließlich sowohl aktiven als auch passiven Netzwerken, implementiert werden.
Der DC-DC-Wandler 126 der zweiten Stufe kann zum Beispiel unter Verwendung eines Sperrwandlers, Durchflusswandler oder Resonanz-DC-DC-Wandlers implementiert werden. Alternativ können andere Topologien abhängig von der jeweiligen Anwendung und ihren Anforderungen verwendet werden.
2 zeigt Signalformdiagramme des Spulenstroms iL, die einige Leitungsmodi veranschaulichen, unter denen der PFC-Wandler 132 betrieben werden kann. Die Kurve 142 stellt den Spulenstrom i_L für den kontinuierlichen Modus (CCM) dar, und die Linie 146 stellt den mittleren Spulenstrom iL_CCM für den CCM-Modus dar. Im Verlauf der Periode dT_sw wird der Schalttransistor 120 eingeschaltet und der Spulenstrom iL nimmt zu, während der Schalttransistor 120 im Verlauf der Periode d'T_sw ausgeschaltet wird und der Spulenstrom iL abnimmt, wobei d den Einschalttastgrad darstellt und T_sw die Schaltperiode darstellt. Wie gezeigt, ist der Strom iL während des CCM-Modus positiv, so dass die Spule 116 entweder lädt oder entlädt. Der Sonderfall, in dem der Spulenstrom nur an der Grenze eines Schaltintervalls Null erreicht, ist als kritischer Leitungsmodus (Critical Conduction Mode, CRM) bekannt. In Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung arbeitet der PFC-Wandler 132 unter hohen Lastbedingungen, die höhere mittlere Ströme erfordern, im CCM-Modus.
Unter geringen Lastbedingungen kann der PFC-Wandler jedoch so konfiguriert werden, dass er einen geringeren Ausgangsstrom ausgibt, indem er im diskontinuierlichen Modus (DCM) betrieben wird. Die Kurve 144 stellt den Spulenstrom i_L für den diskontinuierlichen Modus (DCM) dar, und die Linie 148 stellt den mittleren Spulenstrom iL_DCM für den DCM-Modus dar. Im Verlauf der Periode dT_sw wird der Schalttransistor 120 eingeschaltet und der Spulenstrom iL nimmt zu, während der Schalttransistor 120 im Verlauf der Periode Δ1Tsw ausgeschaltet wird und der Spulenstrom iL abnimmt, wobei Δ1 den Teil der Schaltperiode darstellt, in dem der Spulenstrom abnimmt. Als nächstes bleibt der Schalttransistor 120 während Δ2Tsw, ausgeschaltet und der Spulenstrom iL ist Null, wobei Δ2 den Teil der Schaltperiode darstellt, in dem der Spulenstrom Null ist.
Für Netzteile in Mittel- bis Hochleistungsanwendungen, welche über 200 W liegen, werden typischerweise PFC-Wandler konzipiert, die im CCM-Modus arbeiten, um die Verluste unter schweren Lastbedingungen zu reduzieren. Unter geringen Lastbedingungen kann es bei PFC-Wandlern jedoch wegen nichtlinearer Wandlereigenschaften im DCM-Modus eher zu einem höheren Strom-Klirrfaktor, einem niedrigeren Leistungsfaktor und einer niedrigeren Effizienz kommen. In Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird ein Stromregler verwendet, der Feedforward-Regelungspfade in einem Mittelwertstromregelkreis verwendet, um eine gute Eingangsformung sowohl im CCM- und als auch DCM-Modus bereitzustellen und dadurch ein mittleres Stromsignal mit niedrigem Klirrfaktor und hohem Leistungsfaktor zu erreichen.
3 veranschaulicht eine Ausführungsform des Netzteilsystems 150, das den PFC-Wandler 132 aufweist, der mit einer durch den Widerstand 154 dargestellten Last, mit einer Ausführungsform des Reglers 184, und mit einem Gate-Treiber 176 umfasst, welcher ein Treibersignal Gate S für den Gate-Anschluss des Schalttransistors 120 bereitstellt, gekoppelt ist. Abhängig von der bestimmten Plattform oder Reglerarchitektur kann der Gate-Treiber 176 innerhalb des Reglers 184 integriert sein, oder es kann ein separater externer Gate-Treiber verwendet werden. In einer Ausführungsform erzeugt der Regler 184 ein pulsbreitenmoduliertes Signal d basierend auf dem Feedback von Messungen der PFC-Eingangsspannung v_g, dem gemessenen Spulenstrom i_L, und der PFC-Ausgangsspannung v_o.
Wie gezeigt, ist der Regler 184 als digitaler Regler mit Analog-Digital-Umsetzern (ADCs) 156, 164 und 180 implementiert, die die Messwerte der PFC-Eingangsspannung v_g, den gemessenen Spulenstrom iL bzw. die PFC-Ausgangsspannung v_o aus dem analogen Bereich in den digitalen Bereich umsetzen. In Ausführungsformen können die A/D-Umsetzer 156, 164 und 180 unter Verwendung verschiedener Analog-Digital-Umsetzerschaltungen und -systeme nach dem Stand der Technik implementiert werden, zum Beispiel mit A/D-Umsetzern mit sukzessiver Annäherung, Flash-A/D-Umsetzern und dergleichen. In einigen Ausführungsformen können die A/D-Umsetzer 156, 164 und 180 unter Verwendung eines einzigen A/D-Umsetzers mit einem Multiplexeingang implementiert werden. Die Schnittstellenblöcke 158, 162 und 178 sind mit den Verstärkungen K_vg, K_iL bzw. K_vo bezeichnet, welche die Verstärkung oder Abschwächung vom gemessenen Knotenpunkt zum Eingang des jeweiligen A/D-Umsetzers 156, 164 und 180 darstellen. Die Spannungsschnittstellenblöcke 158 und 178 können zum Beispiel unter Verwendung eines ohmschen Spannungsteilers implementiert werden, und der Schnittstellenblock 162 für die Strommessung kann eine Schaltung umfassen, zum Beispiel einen Differenzverstärker, der die Spannung an dem Widerstand R_sense bestimmt. In einer derartigen Ausführungsform können die Verstärkungen K_vg, K_vo Spannungsteiler-Anteile darstellen, und K_iL kann das Produkt von der Verstärkung des Schnittstellenverstärkers mit dem Widerstand R_sense darstellen. Es versteht sich, dass dies nur Beispiele von Messungsschnittstellen sind, und dass viele verschiedene Messungsschnittstellen nach dem Stand der Technik verwendet werden können.
In einer Ausführungsform implementiert der Regler 184 im Wesentlichen zwei Regelkreise: einen Spannungsregelkreis, der konfiguriert ist, um die Ausgangsspannung des PFC-Wandlers 132 zu regeln, und einen Stromregelkreis, der konfiguriert ist, um den mittleren Strom des Spulenstroms iL zu regeln. Der innere Stromregler 170 gewährleistet, dass der mittlere Spulenstrom iL einem gleichgerichteten sinusförmigen Referenzstrom iL* folgt, der durch das Multiplizieren der Ausgabe des äußeren Spannungsreglers 172 mit einer gleichgerichteten sinusförmigen Signalform erzeugt wird, welche von der AC-Eingangsspannung v_g, erlangt wird. Durch Feedforward-Regelung der Eingangsspannung wird die Ausgangsspannung v_o unabhängig von den Schwankungen der AC-Eingangsspannung.
Wie gezeigt, umfasst der äußere Spannungsregelkreis den Subtrahierer 185, der Spannungsfehlersignale v_ev erzeugt, indem er die Ausgabe des A/D-Umsetzers 180, die die gemessene Ausgangsspannung darstellt, von einem Signal v_o subtrahiert, das die gewünschte Ausgangsspannung des PFC-Wandlers oder eines Teils hiervon darstellt. Der Spannungsregler 172 liefert das Regelsignal v_control an den Multiplizierer 160, der im Wesentlichen ein gewünschtes Stromsignal anhand von v_control skaliert, das das Fehlersignal des Spannungsregelkreises darstellt. Der Spannungsregler 172 kann Regelalgorithmen nach dem Stand der Technik implementieren, um eine Regelung der Ausgangsspannung v_o bereitzustellen.
In einer Ausführungsform wird ein gleichgerichteter sinusförmiger Referenzstrom iL* erzeugt, indem die Ausgabe des A/D-Umsetzers 156, die die momentane Eingangsspannung v_g darstellt, mit v_control multipliziert wird und durch vFF2 dividiert wird, wobei v_FF einen mittleren Wert der Eingangsspannung v_g darstellt. Für den Fall, dass die Amplitude der AC-Eingangsspannung bei derselben Ausgangsleistung verdoppelt wird, wird v_FF ebenfalls verdoppelt und der gleichgerichtete sinusförmige Referenzstrom iL* wird halbiert. Durch diese Division wird die Ausgangsspannung bei gleicher Ausgangsleistung im Falle einer Änderung der AC-Eingangsspannung unverändert beibehalten, so dass die Ausgangsspannung weniger anfällig für Schwankungen der AC-Eingangsspannung wird. Wie gezeigt, wird v_FF durch Tiefpassfilterung der Ausgabe des A/D-Umsetzers 156 unter Verwendung eines Tiefpassfilterblocks 166 erzeugt. Wie gezeigt, implementiert der Multipliziererblock die folgende Gleichung:
wobei K1 eine Multiplikationskonstante ist, x die momentane Eingangsspannung v_g darstellt, y die Spannungsreglerausgabe v_control darstellt und z den mittleren Wert der Eingangsspannung v_g darstellt. Der Subtrahierer 186 subtrahiert die Ausgabe des A/D-Umsetzers 164, die den gemessenen mittleren Spulenstrom i_L darstellt, von dem gleichgerichteten sinusförmigen Referenzstrom, um ein Stromfehlersignal v_ei zu erzeugen, und der Stromregler 170 erzeugt das Regelsignal v_c basierend auf dem Stromfehlersignal v_ei. Schließlich erzeugt der digitale Pulsbreitenmodulator (DPWM) 174 das Tastgradsignal d aus v_c, das dem Gate-Treiber 176 zugeführt wird, welcher Gate S mit der modulierten Frequenz ansteuert. Der Stromregler 170 hat auch K_vgv_g und K_vov_o als Eingänge zur Feedforward-Regelung, was weiter unten erklärt wird.
In einer Ausführungsform wird die Fähigkeit des Reglers zum Verfolgen des mittleren Spulenstrom iL sowohl im CCM-Modus als auch im DCM-Modus verbessert, indem Feedforward-Regelung in Bezug auf die PFC-Eingangsspannung v_g und in Bezug auf die PFC-Ausgangsspannung v_o innerhalb des Stromreglers 170 angewendet wird. Die bei der Ableitung und Beschreibung von Ausführungsformen der Stromregler verwendete Nomenklatur ist in den 4 und 5 gezeigt, welche Signalformdiagramme veranschaulichen, die die Beziehung zwischen der Spulenspannung v_L und dem Spulenstrom iL für den CCM-Modus bzw. den DCM-Modus darstellen. I
In 4, die sich auf den CCM-Modus bezieht, stellt die Kurve 192 die Spulenspannung v_L dar, während die Kurve 194 den Spulenstrom iL darstellt und die Kurve 196 den mittleren Spulenstrom iL darstellt. i_L,sampled ist der Spulenstrom-Abtastwert, der in der Mitte der Einschaltzeit des Schalters erfasst wird. Wie gezeigt, ist im CCM-Modus die Spulenspannung v_L während der Zeitdauer dT_sw, in der der Spulenstrom iL zunimmt, auf v_g eingestellt, und während der Zeitdauer dT_sw, in der der Spulenstrom iL abnimmt, auf v_g – v_o eingestellt. Wie oben erwähnt, stellt d den Einschalttastgrad dar, und d' stellt den Ausschalttastgrad dar.
In 5, die sich auf den DCM-Modus bezieht, stellt die Kurve 202 die Spulenspannung v_L dar, während die Kurve 204 den Spulenstrom iL darstellt und die Kurve 206 den mittleren Spulenstrom iL darstellt. i_L,sampled ist der Spulenstrom-Abtastwert, der in der Mitte der Einschaltzeit des Schalters erfasst wird. Wie gezeigt, ist im DCM-Modus die Spulenspannung v_L während der Zeitdauer dT_sw, in der der Spulenstrom iL zunimmt, auf v_g eingestellt, und während der Zeitdauer Δ1Tsw, in der der Spulenstrom iL abnimmt, auf v_g – v_o eingestellt, und sie ist auf etwa Null eingestellt, wenn der Spulenstrom iL Null ist. Wie oben erwähnt, stellt Δ1 den Teil der Schaltperiode T_sw dar, in dem der Spulenstrom abnimmt, und Δ2 stellt den Teil der Schaltperiode T_sw dar, in dem der Spulenstrom Null ist.
Es wird ein Mittelwert-Kleinsignalmodell verwendet, um den PFC-Aufwärtswandler im CCM-Modus und im DCM-Modus für den Entwurf des inneren Stromregelkreises nachzubilden. Ausgehend von der Spulenspannung und dem Spulenstrom ist die mittlere Spulenspannung des PFC-Aufwärtswandlers im CCM-Modus während einer Schaltperiode T_sw:
wobei d der Einschalttastgrad ist, d' der Ausschalttastgrad ist und d + d' = 1. V_o ist die DC-Komponente der PFC-Ausgangsspannung v_o. v_o umfasst die DC-Komponente V_o und die kleine AC-Variation u _o, wobei v_o >> u _o. Der Term d' u _o wird in Gleichung (1) vernachlässigt, da seine Größenordnung verglichen mit d'V_o signifikant kleiner ist. In gleicher Weise ist die mittlere Spulenspannung des PFC-Aufwärtswandlers im DCM-Modus während einer Schaltperiode T_sw gegeben durch:
wobei d' = 1 – d = Δ1 + Δ2
Beim Vergleich der Gleichungen (1) und (2) ist festzustellen, dass die Störungen von i_L, die durch v_g und v_o im CCM- und im DCM-Modus verursacht werden, durch verschiedene Verstärkungen beeinflusst werden, während die Übertragungsfunktion zwischen Ausschalttastgrad d' und mittlerem Spulenstrom i_L gleich bleibt. Somit wird in Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die DCM-Stromregelung erreicht, indem der CCM-Feedback-Regler erhalten bleibt und die Ausgaben der Feedforward-Regler, die die von v_g und v_o verursachten Störungen iL unterdrücken, mit den jeweiligen Verstärkungen kompensiert werden. Die Übertragungsfunktion zwischen Ausschalttastgrad und mittlerem Spulenstrom, die verwendet wird, um den Feedback-Regler zu konzipieren, ist gegeben durch
Die 6 und 7 veranschaulichen Blockdiagramme von Ausführungsformen des inneren Stromregelkreises im CCM-Modus bzw. im DCM-Modus. Der innere Stromregelkreis 250 im CCM-Modus, der in 6 dargestellt ist, umfasst den Stromregler 214 mit der Übertragungsfunktion G_ci(s), die sich auf das Stromfehlersignal v_ei auswirkt und das Regelsignal v_c erzeugt, und den Feedforward-Regler 216 mit der Übertragungsfunktion G_ff,vg(s), die sich auf die skalierte PFC-Eingangsspannung K_vgv_g auswirkt. Wie veranschaulicht, gibt es keinen Feedforward-Regelungspfad für die PFC-Ausgangsspannung v_o, weil der v_o-Term in Gleichung (1) Null ist.
Die Ausgaben des Stromreglers 214 und des Feedforward-Reglers 216 werden durch den Addierer 215 addiert und dem PFC-Wandler zugeführt, der durch das CCM-Wandlermodell 252 nachgebildet ist. Der Abschwächungsblock 220 stellt die Pulsbreitenmodulationsfunktion (PWM) dar, die die Regelspannung am Ausgang des Addierers 215 in ein Pulsbreitensignal umwandelt, das den gewünschten Wert d' für die Ansteuerung des Gate-Anschlusses des Schalttransistor ergibt. Vm ist der Spitzenwert des Pulsbreitenmodulationssignals. In einigen Ausführungsformen kann eine symmetrische Pulsbreitenmodulation oder eine asymmetrische Pulsbreitenmodulation mit einer Sägezahn-Wellenform verwendet werden. Wie gezeigt, umfasst das CCM-Wandlermodell die dynamischen Blöcke 225 und 226 und den Addierer 227. Es versteht sich, dass diese Blöcke ein lineares Modell des PFC-Wandlers darstellen, das für Simulation und Analyse verwendet werden kann. Dementsprechend ist der Messwiderstand R_sense durch Block 224 nachgebildet, und der Effekt der Schnittstelle von Stromabtastung zum Regler ist durch die Verstärkung K_iL in Block 222 dargestellt. Es versteht sich, dass die Umgebungen, in denen Ausführungeformen der CCM-Stromregler arbeiten, je nach Ausführungsform unterschiedlich sind und anders nachgebildet werden können als dies in 6 geschehen ist.
Der innere Stromregelkreis 260 des DCM-Modus, gezeigt in 7, gleicht dem CCM-Stromregelkreis 250 aus 6, verfügt jedoch zusätzlich über einen Feedforward-Regler 218 mit der Übertragungsfunktion G_ff,vo(s), die sich auf die skalierte PFC-Ausgangsspannung K_ov_o auswirkt. Zusätzlich wird der Kompensationsfaktor d + Δ1 dem Feedforward-Regler 216 über den Multiplizierer 232 zugeführt, der Kompensationsfaktor 1 – (d + Δ1) wird dem Feedforward-Regler 218 zugeführt und das DCM-Wandlermodell 268 bildet den Effekt des DCM-Betriebs auf das System nach, indem es den Skalierungsfaktor d + Δ1 auf v_g anwendet und den Skalierungsfaktor 1 – (d + Δ1) auf v_o anwendet.
Es ist zu erkennen, dass in der Ausführungsform der DCM-Stromregelungskonfiguration aus 7 minimale Änderungen im Vergleich mit der CCM-Stromregelungskonfiguration aus 6 vorgenommen wurden. Zum Beispiel ist, wie gezeigt, der Feedforward-Regler 216 mit einem Faktor d + Δ1 skaliert. Da d den Teil des Schaltzyklus darstellt, in dem der Spulenstrom iL zunimmt, und Δ1 den Teil des Schaltzyklus darstellt, in dem der Spulenstrom abnimmt, ist im CCM-Modus (d + Δ1) = 1, was gleichbedeutend ist mit dem Verwenden der unskalierten Ausgabe des Feedforward-Reglers 216 im CCM-Regler aus 6. Im DCM-Modus jedoch ist (d + Δ1) < 1, weil der Spulenstrom iL während eines Teils des Schaltzyklus Null ist. Deshalb sorgt das Multiplizieren der Ausgabe des Feedforward-Reglers 216 mit dem Kompensationsfaktor (d + Δ1) für einen automatischen Übergang zwischen den CCM-Wandlereigenschaften in (1) und den DCM-Wandlereigenschaften in (2), ohne dass ein separater Algorithmus zur Leitungsmodus-Erkennung erforderlich ist.
In einer Ausführungsform können die jeweiligen Feedforward-Regler 216 und 218 eingerichtet werden, um durch v_g und v_o verursachte Störungen von iL sowohl im CCM-Modus als auch im DCM-Modus zu unterdrücken, während der CCM-Feedback-Stromregler 214 Spulenstromfehler mit kleineren Werten kompensiert. In einer Ausführungsform ergibt die Kombination der Regler 214, 216 und 218, wenn sie im Regelkreis arbeiten, einen erforderlichen Ausschalttastgrad d', der eine gute Eingangsstromformung des PFC-Aufwärtswandlers sowohl im CCM- als auch DCM-Modus gewährleistet.
In Übereinstimmung mit einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann der Faktor d + Δ1 von dem Spitzenspulenstrom i_L,pk im DCM-Modus abgeleitet werden. Der Spitzenspulenstrom ist gegeben durch:
Durch Umstellen von Gleichung (4),
wobei d der Einschalttastgrad gegeben durch 1 – d' ist, v_o die Ausgangsspannung ist, und v_g die gleichgerichtete Eingangsspannung ist. Der mittlere Spulenstrom im CCM-Modus kann durch Abtasten in der Mitte der Einschaltzeit des Schalters gemessen werden. Der mittlere Spulenstrom im DCM-Modus ist:
Daher kann in einigen Ausführungsformen der gleiche Faktor d + Δ1 verwendet werden, um den Spulenstrom-Abtastwert, der durch Abtasten in der Mitte der Einschaltzeit des Schalters erlangt wurde, zu kompensieren, um den mittleren Spulenstrom im DCM-Modus zu erhalten.
8 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines Netzteilsystems 270 einschließlich eines mit dem Regler 292 gekoppelten PFC-Wandlers 182 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Regler 292 entspricht dem Regler 150 aus 3, verfügt jedoch zusätzlich über den Feedforward-Regler 294, der die Übertragungsfunktion G_ff,vg(s) auf K_vgv_g anwendet, und den Feedforward-Regler 284, der die Übertragungsfunktion G_ff,vo(s) auf K_vov_o anwendet. Die Ausgabe des Feedforward-Reglers 294 wird über den Multiplizierer 276 mit dem Faktor (d + Δ1) skaliert, und die Ausgabe des Feedforward-Reglers 284 wird über den Multiplizierer 282 mit dem Faktor 1 – (d + Δ1) skaliert, dessen Ausgaben über den Addierer 280 mit der Ausgabe des Stromreglers 170 addiert werden, um eine Regelspannung d'Vm zu erzeugen, wobei das Ausschalttastsignal d' mit dem Faktor Vm skaliert wird. Der Faktor Vm wird mit der Regelspannung d'Vm summiert, um eine Regelspannung dVm zu erzeugen, wobei das Einschalttastgrad-Signal mit dem Faktor Vm skaliert wird, wobei Vm der Spitzenwert des digitalen Pulsbreitenmodulationssignals (DPWM) ist. Die Pulsbreitenmodulationsfunktion ist als 1/Vm nachgebildet, wie in den 6 und 7 gezeigt. Das Pulsbreitenmodulationsmodul erzeugt Pulsbreitensignale mit einem Einschalttastgrad d, die ihrerseits zur Gate-Treiberschaltung gesendet werden, um den Gate-Anschluss des Schalttransistors S anzusteuern. Zusätzlich werden die Ausgaben des A/D-Umsetzers 164, der verwendet wird, um die Messwerte des Spulenstroms iL zu digitalisieren, durch den Multiplizierer 274 mit dem Faktor (d + Δ1) skaliert.
Der Regler 292 umfasst weiterhin den Tiefpassfilter 286, der die 100-Hz-Welligkeit (für eine Netzfrequenz von 50 Hz) oder die 120-Hz-Welligkeit (für eine Netzfrequenz von 60 Hz) im Ausgangsspannungssignal herausfiltert und einen relativ konstanten Ausgangsspannungswert bereitstellt. In einer Ausführungsform verhindert der Tiefpassfilter 286, dass dem Spannungsregler die Spannungswelligkeit direkt zugeführt wird, an den Referenzspulenstrom weitergereicht wird und höhere Verzerrungen im Eingangsstrom verursacht. Der Tiefpassfilter 286 kann unter Verwendung eines Tiefpassfilters erster Ordnung, eines Kerbfilters, eines Totzonenreglers, oder anderen Topologien nach dem Stand der Technik implementiert werden.
In einer Ausführungsform wird der Tiefpassfilter 166 dazu verwendet, einen äquivalenten DC-Wert v_FF anhand der gemessenen gleichgerichteten Netzspannung v_gs = K_vgv_g zu erzeugen. Die Feedforward-Regelung der Eingangsspannung des Terms v_FF in dem Multipliziererblock erlaubt es, einen stabilen Referenzspulenstrom iL* zu erzeugen, wenn sich die AC-Eingangsspannung ändert, und macht die DC-Ausgangsspannung weniger anfällig gegenüber Schwankungen in der AC-Eingangsspannung. Wenn zum Beispiel die Amplitude der Eingangsspannung für die gleiche Ausgangsleistung verdoppelt würde, würde die Amplitude von v_FF verdoppelt und der Referenzspulenstrom iL* halbiert. Durch Verwendung der Ausgabe des Tiefpassfilters 166 zum inversen Skalieren der gemessenen gleichgerichteten Netzspannung vgs = Kvgvg kann der Referenzspulenstrom iL* unempfindlich gegenüber Schwankungen der Eingangsamplitude gemacht werden.
Für den Filter 166 kann abhängig von den Anforderungen des Einschwingvorgangs des Netzteilsystems 270 eine geeignete Tiefpassfilter-Übertragungsfunktion ausgewählt werden. In Ausführungsformen, in denen die Anwendung der PFC-Stufe keine strikten Beschränkungen der Ausgangsspannungsregelung verlangt, ist ein schneller Einschwingvorgang bei Änderungen in der Eingangsspannung eventuell nicht erforderlich und es kann ein Tiefpassfilter erster Ordnung verwendet werden. Bei Anwendungen, die eine streng geregelte Ausgangsspannung in der PFC-Stufe erfordern, kann der Filter 166 so spezifiziert werden, dass ein schneller Einschwingvorgang bei Änderungen in der Eingangsspannung möglich ist. Bei derartigen Ausführungsformen kann zum Beispiel ein zweistufiger Tiefpassfilter mit zwei kaskadierten Polen verwendet werden. Bei alternativen Ausführungsformen können andere Übertragungsfunktionen und Filtertypen für den Filter 166 verwendet werden, um stabile Reaktionen bereitzustellen.
In einer Ausführungsform kann die Leistungsstufe des PFC-Aufwärtswandlers mit einem verlustfreien Widerstand-Modell (loss-free resistor, LFR) in Bezug auf den Entwurf des Spannungsreglers 172 nachgebildet werden. In zweistufigen Netzteilen erscheint der nachgeschaltete DC-DC-Wandler dem vorgeschalteten PFC-Wandler als eine konstante Stromlast. Für eine konstante Stromlast und Mittelwertstromregelung mit Feedforward-Regelung der Eingangsspannung ist die Übertragungsfunktion zwischen der Regelspannung v_control und der Ausgangsspannung v_o gegeben durch:
wobei R_esr der parasitäre Reihenwiderstand des Ausgangskondensators Co ist.
Ein Blockdiagramm der Ausgangsspannungsregelung 300 ist in 9 dargestellt, die den Spannungsreglerblock 172 gekoppelt mit Block 306 zeigt, der die Übertragungsfunktion zwischen Regel- und Ausgangsspannung aus Gleichung (7) im Vorwärtspfad darstellt. Der Feedbackpfad ist durch K_vo in Block 178 nachgebildet, der die Verstärkung oder Abschwächung von der gemessenen Ausgangsspannung v_o zum Regler und den Tiefpassfilter 286 darstellt.
In einer Ausführungsform kann der Spannungsregler 172 unter Verwendung eines PI-Reglers (Proportional-Integral), eines PID-Reglers (Proportional-Integral-Derivative) oder jeder anderen geeigneten Regelung mit Rückkopplung implementiert werden, die für den Ausgangsspannungsregler G_cv(s) verwendet werden kann. Die Funktion des Spannungsreglers besteht darin, die Ausgangsspannung vo auf den gewünschten Referenzausgangsspannungswert v_o* zu regeln. Die Ausgabe des Spannungsreglers vcontrol ist proportional zur Ausgangsleistung P_av.
In einer Ausführungsform wird die Konstante K1 für den Multipliziererblock 160 bestimmt, der den Referenzspulenstrom für den Stromreglerkreis erzeugt. Die Konstante K₁ ermöglicht eine Anpassung der Proportionalität zwischen i_L* und i_L, so dass die Ausgangsleistung P_av direkt über die Ausgabe des Spannungsreglers vcontrol geregelt wird, wie in der Gleichung (7) oben gezeigt. Bei einem Mittelwertstromregler mit Feedforward-Regelung der Eingangsspannung wird K₁ so abgeleitet:
Da i_L* durch v_control amplitudenmoduliert wird, kann die Konstante K₁ bei Volllast evaluiert und eine Eingangsspannung des Effektivwerts V_g,rms mit den entsprechenden Spitzenwerten für v_g(t) und i_g(t) berechnet werden. Außerdem kann v_FF berechnet oder der Simulation für die Eingangsspannung des Effektivwerts V_g,rms entnommen werden. Nach Gleichung (7) ist die Ausgabe des Spannungsreglers vcontrol proportional zur Ausgangsleistung P_av. Dadurch lässt sich die Leistung bei Volllast durch einen gewählten V_control-Wert darstellen. Mit den anderen Stromkreis-Parametern R_sense, K_iL und K_vg kann K₁ berechnet werden.
Der Ausdruck 1 / vFF² im Multiplizierer wird bei manchen Ausführungsformen mit einer Lookup-Tabelle zur schnellen Berechnung implementiert.
Auf Basis der Wandlerkenndaten im CCM-Modus wird, wie in Gleichung (1) gezeigt, der Spulenstrom i_L durch den Ausschalttastgrad d' und durch die von der Eingangsspannung vg in jedem Schaltzyklus verursachte Störung beeinflusst. Auf Basis der Wandlerkenndaten im DCM-Modus wird, wie in Gleichung (2) gezeigt, der Spulenstrom i_L durch den Ausschalttastgrad d' und durch die von der Eingangsspannung v_g und der Ausgangsspannung v_o in jedem Schaltzyklus verursachten Störungen beeinflusst. Mit den Feedforward-Reglern G_ff,vg(s) und G_ff,vo(s) werden die von v_g und v_o verursachten Störungen des Spulenstroms i_L kompensiert. Die Übertragungsfunktionen der Feedforward-Regler lassen sich durch Berechnung der Verstärkungen entlang des Stromregelkreises erreichen:
Eine asymmetrische Pulsbreitenmodulation mit periodischer Sägezahnrampe oder eine symmetrische Pulsbreitenmodulation mit periodischer Dreieckswellenform mit einem Spitzenwert von Vm bieten die Möglichkeit zum Generieren des Ausschalttastgrads durch Vergleich mit dem Regelsignal, das durch die Summe der Ausgaben des Feedback-Stromreglers und der Feedforward-Stromregler erzeugt wird.
Für den Stromregler G_ci(s) kann ein PI-, PID- oder anderer geeigneter Regler mit Rückkopplung verwendet werden. Die Rolle des Stromreglers besteht darin, sicherzustellen, dass der mittlere Spulenstrom i_L dem Referenzspulenstrom i_L* folgt.
DCM-Stromregelung lässt sich erreichen, indem der CCM-Feedback-Regler beibehalten wird und die Ausgaben der Feedforward-Regler G_ff,vg(s) und G_ff,vo(s) mit den Faktoren (d + Δ1) bzw. 1 – (d + Δ1) kompensiert werden, wobei (d + Δ1) im DCM-Modus < 1 ist. Um im DCM-Modus einen genauen mittleren Spulenstrom zu erhalten, kann der durch Abtasten in der Mitte der Einschaltzeit gemessene Spulenstrom auch mit dem Faktor (d + Δ1) kompensiert werden. Der Faktor (d + Δ1) kann mit der Gleichung (5) oben berechnet und so dargestellt werden:
Die Division 1/(v_o – v_g) kann mit einer Lookup-Tabelle zur schnelleren Berechnung implementiert werden. Alternativ kann auch der Faktor (d + Δ1) berechnet werden.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können außerdem Schaltkreise, das System und das Verfahren umfassen, die in dem Dokument von Shu Fan Lim und Ashwin M Khambadkone mit dem Titel „A Simple Digital DCM Control Scheme for Boost PFC Operating in Both CCM and DCM", IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 47, Nr. 4, SS. 1802–1812, Jul/Aug 2011 (nachfolgend „Lim”) beschrieben sind, das in seiner Gesamtheit durch Nennung als hierin aufgenommen zu betrachten ist. Lim beschreibt ein Reglersystem auf Basis eines Mittelwertstromreglers, der mit dem Einschalttastgrad anstatt mit dem Ausschalttastgrad arbeitet, wie in einer Ausführungsform dieses Patents beschrieben.
Zur Verdeutlichung der Unterschiede der Ausführungsformen dieser Erfindung und des Reglersystems von Lim wird das Reglersystem von Lim hier zusammenfassend beschrieben. In 4 ist die mittlere Spulenspannung des PFC-Aufwärtswandlers im CCM-Modus während einer Schaltperiode Tsw:
In 5 ist die mittlere Spulenspannung des PFC-Aufwärtswandlers im DCM-Modus während einer Schaltperiode Tsw:
Beim Vergleich der Gleichungen (12) und (13) ist festzustellen, dass die Störungen des i_L durch v_g und v_o im DCM-Modus durch den Faktor (d + Δ1) beeinflusst werden, während die Übertragungsfunktion zwischen dem Einschalttastgrad d und dem mittleren Spulenstrom i_L erhalten bleibt. Somit wird bei Lim die DCM-Stromregelung erreicht, indem der CCM-Feedback-Regler erhalten bleibt und die Ausgaben der Feedforward-Regler, die die von v_g und v_o verursachten Störungen des i_L unterdrücken, mit dem Faktor (d + Δ1) kompensiert werden. Die Übertragungsfunktion zwischen Einschalttastgrad und mittlerem Spulenstrom, die für das Stromreglerdesign verwendet wird, ist:
Die 10 und 11 zeigen Blockschaltbilder des inneren Stromregelkreises im CCM- sowie im DCM-Modus mit dem Reglersystem von Lim. Ein Vergleich der Kleinsignalmodelle, die in Ausführungsformen dieses Patents mit den Gleichungen (1) und (2) verwendet werden, und der Kleinsignalmodelle, die bei Lim mit den Gleichungen (12) und (13) verwendet werden, ergibt, dass die von v_g und v_o verursachten Störungen des iL im CCM- und DCM-Modus unterschiedlichen Verstärkungen unterliegen. Dies liegt daran, dass die in diesem Patent beschriebenen Ausführungsformen von dem Mittelwert-Kleinsignalmodell des Aufwärtswandlers mit Ausschalttastgrad-Regelung abgeleitet sind, während das Reglersystem von Lim von dem Mittelwert-Kleinsignalmodell des Aufwärtswandlers mit Einschalttastgrad-Regelung abgeleitet ist. Dadurch hat das Reglersystem von Lim im CCM-Modus einen Feedforwar-Regler mehr als die in diesem Patent beschriebenen Ausführungsformen. Außerdem sind die Stromregler nach Ausführungsformen dieser Erfindung auf Basis der Übertragungsfunktion in Gleichung (3) konzipiert, während die in Lim beschriebenen Stromregler auf der Übertragungsfunktion in Gleichung (14) konzipiert sind.
Die Unterschiede in den Übertragungsfunktionen führen zu unterschiedlichen Koeffizienten bei den Stromreglern gemäß Lim und den Ausführungsformen dieser Erfindung. Zum Beispiel können in manchen Ausführungsformen, da der Feedforward-Stromregler, der mit der Ausgangsspannung v_o arbeitet, einen Koeffizienten von Null hat, Berechnungen für diesen Block im CCM-Modus deaktiviert werden. Durch Deaktivieren dieser Berechnungen kann die maximale Betriebsfrequenz im CCM-Modus erhöht werden, weil dann weniger Operationen zu berechnen sind.
In Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann ein Netzteilregler in einem Universalprozessor oder einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) implementiert sein. Die Berechnung kann über Firmware, Software oder Hardware erfolgen. 12 zeigt eine Ausführungsform eines Leistungswandlers 320 mit einem DSP-Regler 376. In einer Ausführungsform ist der PFC-Wandler 322 über einen externen Gate-Treiber 370, der ein Gate-Treiber-Signal für einen Schalttransistor 120 bereitstellt, und über eine Differentialverstärkerschaltung, die einen Verstärker 368 und Widerstände 360, 362, 364 und 366 zum Messen des Spulenstroms über einen Strommesswiderstand 118 umfasst, mit dem Regler gekoppelt. Die Eingangsspannung vg wird über einen Widerstandsteiler gemessen, der die externen Widerstände 372 und 374 und einen zusätzlichen Widerstand im Regler 376 umfasst. Die Ausgangsspannung v_o wird mit einem Tiefpassnetzwerk gemessen, das die externen Widerstände 350, 352, 352 und 356 und einen externen Kondensator 358 umfasst.
In einer Ausführungsform führt ein digitaler Signalprozessor (DSP) 390 in diesem Patent beschriebene Ausführungsformen von Netzteilregler-Algorithmen aus, die auf der gemessenen Eingangswert-Umsetzung durch den A/D-Umsetzer 388 basieren. Der A/D-Umsetzer 388 sorgt für eine multiplexierte Umsetzung der Eingangsspannung vg, die Ausgabe des externen Verstärkers 368, die ein Strommesssignal bereitstellt, und für die geteilte gemessene Ausgangspannung v_o. Der Pulsbreitenmodulator (PWM) 394 führt die Pulsbreitenmodulationsfunktion aus, um Pulsbreitensignale mit dem erforderlichen Einschalttastgrad d zu generiereren, wobei d = 1 – d'. In manchen Ausführungsformen können Signalverarbeitungsblöcke 391, 393 und 395 vor dem A/D-Umsetzer 388 eine Signalkonditionierung ausführen.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Ausführungsform in 12 nur eine von vielen exemplarischen Implementierungen von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ist. In alternativen Ausführungsformen können andere Reglerarchitekturen verwendet werden, und die Aufteilung zwischen externen Bauelementen und in den Regler 376 integrierten Bauelementen kann unterschiedlich sein. Zum Beispiel kann der Gate-Treiber 370 in manchen Ausführungsformen im Regler 376 implementiert sein, so auch ein Teil der Messschaltung für Eingangsspannung vg, Ausgangsspannung v_o und Spulenstrom i_L.
13 zeigt ein Gehäuse 400 für eine Ausführungsform einer integrierten Universal-Reglerschaltung (IC), die zur Implementierung der PFC-Algorithmen der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Das Gehäuse 400 hat Anschlüsse 402. Bei den Anschlüssen 402 handelt es sich um Masse (GND), die Stromversorgung (VCC) der integrierten Schaltung, den Spannungseingang (VIN), die Stromabtastung (CS), den Multifunktions-Eingang/Ausgang (MFIO), den Universal-Eingang/Ausgang (GPIO), den Gate-Treiber (GD0) und die Nulldurchgangserkennung (ZCD). Es versteht sich, dass das Gehäuse 400 nur ein Beispiel für viele Gehäusetypen ist, die für Ausführungsformen der Regler-ICs verwendet werden können.
14 zeigt einen Ablaufplan für ein Verfahren 485 zur Regelung eines PFC-Wandlers mit einem Ausschalttastgrad als Regelgröße. In Schritt 482 erzeugt der PFC-Wandler eine Ausgabe. Der PFC-Wandler gibt eine Ausgangsspannung aus, die von der Eingangsspannung abhängt. In Schritt 486 steuert ein Regler den PFC-Wandler in einer Feedbackschleife. Dies geschieht im CCM-Modus mit einem Feedforward-Regler und im DCM-Modus mit zwei Feedforward-Reglern. Der Ausschalttastgrad dient als Regelgröße.
15 zeigt einen Ablaufplan für ein Verfahren 490 zur Regelung des Spulenstroms in einem PFC-Wandler. Im ersten Schritt 492 empfängt der Regler ein Signal. Im nächsten Schritt 494 erfolgt eine Analog-Digital-Umsetzung der Eingangssignale, der Ausgangsspannung v_o, der Eingangsspannung v_g und des Spulenstroms i_L.
In Schritt 498 wird die Spannung basierend auf der Ausgangsspannung geregelt. Die Ausgangsspannung wird gefiltert, beispielsweise mit einem Tiefpassfilter erster Ordnung, einem Notch-Filter oder einem Totzonenregler. Es wird eine Multiplikationskonstante generiert. Es kann ein PI-, PID- oder anderer Regler mit Rückkopplung verwendet werden. In Schritt 500 wird eine Tiefpassfilterung der Eingangsspannung durchgeführt, zum Beispiel mit einem zweistufigen Tiefpassfilter mit zwei kaskadierten Polen, einem Tiefpassfilter erster Ordnung oder einem anderen Tiefpassfilter. Im nächsten Schritt 502 wird der Referenzstrom anhand der Eingangsspannung, der Ausgabe des Spannungsregelkreises und der Feedforward-Regelung der Eingangsspannung ermittelt. Eine Konstante wird als Proportionalitätskonstante verwendet. In Schritt 504 wird der Strom über einen inneren Stromregelkreis geregelt. Für den CCM- und DCM-Modus wird der gleiche Regelkreis verwendet. Die Wahl der Feedforward-Regelung im CCM- und DCM-Modus basiert auf einem Faktor (d + Δ1), der im CCM-Modus gleich eins und im DCM-Modus kleiner als eins ist. Im letzten Schritt 506 wird die Ausgabe von Schritt 504 einer Pulsbreitenmodulation unterzogen, und in Schritt 508 wird der Gate-Anschluss des Transistors auf dieser Basis angesteuert.
16 zeigt ein Diagramm der Simulationsergebnisse bei 230 VAC und 20% Last für einen 300 W PFC-Aufwärtswandler mit einem herkömmlichen CCM-Analogregler. Die Simulationsergebnisse zeigen die Signalformen für Strom und Spannung bei 230 VAC und 20% Last unter Verwendung eines CCM-Analogreglers. Der Wandler arbeitet vollständig im DCM-Modus (lückender Modus im Spulenstrom iL). Der Analogregler ist für CCM-Betrieb konzipiert. Wenn er im DCM-Modus verwendet wird, führt dies zu Stromverzerrungen. Entsprechend zeigt diese Figur ein Diagramm der Signalformen von Strom und Spannung für einen CCM-Analogregler, wenn der Wandler vollständig im DCM-Modus arbeitet. Kurve 452 zeigt v_o, Kurve 454 zeigt vin, Kurve 456 zeigt i_L, und Kurve 458 zeigt i_in. Der Leistungsfaktor (PF) ist 0,94. Der Klirrfaktor (THD) ist 21,08%.
17 zeigt ein Diagramm der Simulationsergebnisse bei 230 VAC und 20% Last für einen 300 W PFC-Aufwärtswandler unter Verwendung eines herkömmlichen CCM-Digitalreglers mit einer Auflösung von 8-Bit-ADC (Analog-Digital-Umsetzung) und 10-Bit-DPWM (Digital-Pulsbreitenmodulation). Da der Digitalregler für CCM-Betrieb konzipiert ist, kommt es, wenn er zur Regelung im DCM-Modus verwendet wird, zu Verzerrungen der Stromergebnisse. Diese Figur zeigt ein Diagramm der Signalformen von Strom und Spannung für einen CCM-Digitalregler, wenn der Wandler vollständig im DCM-Modus arbeitet. Bei 230 VAC und 20% Last arbeitet der Wandler vollständig im DCM-Modus. Kurve 462 zeigt v_o, Kurve 464 zeigt v_in, Kurve 466 zeigt i_L, und Kurve 468 zeigt i_in. Der Leistungsfaktor (PF) ist 0,780 und der Klirrfaktor (THD) 75,02%.
18 zeigt ein Diagramm der Simulationsergebnisse bei 230 VAC und 20% Last für einen 300 W PFC-Aufwärtswandler unter Verwendung einer Ausführungsform der Ausschalttastgrad-Regelung mit einer Auflösung von 8-Bit-ADC und 10-Bit-DPWM. Da die Ausführungsform des Reglers für CCM- und DCM-Betrieb ausgelegt ist, arbeitet er im DCM-Modus problemlos und reduziert Stromverzerrungen. Diese Figur zeigt ein Diagramm der Signalformen von Strom und Spannung für einen Digitalregler auf Basis einer Ausschalttastgrad-Regelung, wenn der Wandler vollständig im DCM-Modus arbeitet. Bei 230 VAC und 20% Last arbeitet der Wandler vollständig im DCM-Modus. Kurve 472 zeigt v_o, Kurve 474 zeigt vin, Kurve 476 zeigt i_L, und Kurve 478 zeigt iin. Mit einer Ausführungsform wird im DCM-Modus eine gute Eingangsstromformung erreicht. Der Leistungsfaktor (PF) ist 0,974 und der Klirrfaktor (THD) 4,76%. Im Vergleich zum CCM-Analogregler und zum CCM-Digitalregler ist der Klirrfaktor beim Eingangsstrom deutlich reduziert und der Leistungsfaktor verbessert. Außerdem ist der Leistungsfaktor (PF) aufgrund des geringeren Klirrfaktors (THD) verbessert. Es versteht sich, dass die in 18 dargestellten Simulationsergebnisse das Verhalten einer bestimmten Ausführungsform unter bestimmten Bedingungen zeigen. Andere Ausführungsformen können sich je nach der Ausführungsform und deren Spezifikationen anders verhalten.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Netzteilregler einen Stromregler, der dazu eingerichtet ist, einen Eingangsstrom eines Netzteils zu regeln. Der Stromregler umfasst einen ersten Feedforward-Regler mit einem Eingang, der dazu eingerichtet ist, dass er mit einem ersten Stromversorgungssignal gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit einem Ausgang des Stromreglers gekoppelt ist. Eine Verstärkung des ersten Feedforward-Reglers ist proportional zu einem Kompensationsfaktor, wenn das Netzteil im diskontinuierlichen Modus (DCM) betrieben wird, und im Wesentlichen Null, wenn das Netzteil im kontinuierlichen Modus (CCM) betrieben wird. Wenn das Netzteil im CCM-Modus arbeitet, kann der erste Feedforward-Regler ausgeschaltet werden.
In einer Ausführungsform umfasst der Stromregler ferner einen zweiten Feedforward-Regler, der mit dem ersten Feedforward-Regler gekoppelt ist, und/oder kann eine digitale Schaltung umfassen. Der Netzteilregler kann auch einen Schaltertreiber umfassen, der mit dem Stromregler gekoppelt ist. In manchen Ausführungsformen ist der Kompensationsfaktor 1 – (d + Δ1), wobei d ein Zeitanteil einer Schaltperiode ist, in dem eine Spule des Netzteils Strom in eine erste Richtung leitet, und Δ1 ein Zeitanteil der Schaltperiode ist, in dem die Spule des Netzteils Strom in eine zweite Richtung leitet, die der ersten Richtung entgegengesetzt ist.
Gemäß verschiedenen Ausführungsformen umfasst der Netzteilregler auch einen Spannungsregler, der dazu eingerichtet ist, dass er eine Regelspannung entsprechend einer Ausgangsspannung erzeugt, und kann der Netzteilregler auch einen Multipliziererblock umfassen, der dazu eingerichtet ist, einen Referenzstrom entsprechend der Regelspannung und einer Eingangsspannung zu bestimmen, wobei der Stromregler dazu eingerichtet ist, den Eingangsstrom des Netzteils entsprechend dem Referenzstrom zu regeln. Der Netzteilregler kann auch einen Tiefpassfilter umfassen, der mit dem Multipliziererblock gekoppelt ist, so dass der Tiefpassfilter dazu eingerichtet ist, die Eingangsspannung zu filtern, um eine äquivalente Gleichspannung zu erzeugen. Der Multipliziererblock kann auch so konfiguriert sein, dass er den Referenzstrom entsprechend einer äquivalenten Gleichspannung bestimmt. In manchen Ausführungsformen ist der Multipliziererblock außerdem so konfiguriert, zu bestimmen, dass der Referenzstrom gleich einer ersten Konstante ist, multipliziert mit der Eingangsspannung, multipliziert mit der Regelspannung, dividiert durch das Quadrat der äquivalenten Gleichspannung.
In einer Ausführungsform umfasst der Netzteilregler ferner einen Pulsbreitenmodulator, der mit dem Stromregler gekoppelt ist, und/oder eine Lookup-Tabelle, die dazu eingerichtet ist, mindestens einen Teil des Kompensationsfaktors zu bestimmen. Der Netzteilregler kann auch einen Multiplizierer umfassen, wobei der Multiplizierer dazu eingerichtet ist, eine Multiplikation durchzuführen, die bei der Bestimmung des Kompensationsfaktors verwendet wird, und wobei die Lookup-Tabelle dazu eingerichtet ist, eine Division durchzuführen, die bei der Bestimmung des Kompensationsfaktors verwendet wird.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst ein Schaltnetzteil eine Spule, die mit einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss gekoppelt ist, einen Schalter, der mit der Spule gekoppelt ist, einen Stromsensor, der dazu eingerichtet ist, dass er einen Strom des Schaltnetzteils erkennt, und einen mit dem Schalter und dem Stromsensor gekoppelten Netzteilregler. Der Netzteilregler umfasst einen ersten Feedforward-Regler mit einem Eingang, der dazu eingerichtet ist, dass er mit einem ersten Stromversorgungssignal gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit einem Ausgang des Netzteilreglers gekoppelt ist. Eine Verstärkung des ersten Feedforward-Reglers wird mit einem Kompensationsfaktor multipliziert, wenn das Netzteil im diskontinuierlichen Modus (DCM) betrieben wird, und ist praktisch Null, wenn das Netzteil im kontinuierlichen Modus (CCM) betrieben wird.
Der Netzteilregler kann auch einen zweiten Feedforward-Regler umfassen, der mit dem ersten Feedforward-Regler gekoppelt ist, und/oder einen Schaltertreiber, der zwischen Schalter und Netzteilregler angeschlossen ist, so dass der Schaltertreiber den Schalter ansteuert. In einer Ausführungsform ist der Kompensationsfaktor 1 – (d + Δ1), wobei d ein Zeitanteil einer Schaltperiode ist, in dem eine Spule des Netzteils Strom in eine erste Richtung leitet, und Δ1 ein Zeitanteil der Schaltperiode ist, in dem die Spule des Netzteils Strom in eine zweite Richtung leitet, die der ersten Richtung entgegengesetzt ist.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst ein Verfahren zur Regelung eines Leistungswandlers den Empfang eines gemessenen Stroms des Leistungswandlers, um einen empfangenen gemessenen Strom zu erzeugen, das Bestimmen eines Fehlerstroms entsprechend dem empfangenen gemessenen Strom und einem Referenzstrom, und das Bestimmen eines Netzteilregelsignals, wobei ein Stromregler verwendet wird, bei dem ein Hauptstromregler auf den Fehlerstrom reagiert und ein erster Feedforward-Regler auf ein Signal des Netzteils reagiert. Eine Verstärkung des ersten Feedforward-Reglers wird mit einem Kompensationsfaktor multipliziert, wenn das Netzteil im diskontinuierlichen Modus (DCM) betrieben wird, und ist praktisch Null, wenn das Netzteil im kontinuierlichen Modus (CCM) betrieben wird.
Das Verfahren kann außerdem die Regelung eines Stroms des Leistungswandlers entsprechend dem Netzteilregelsignal umfassen, wobei es sich um einen Ausschalttastgrad des Leistungswandlers handeln kann. Das Verfahren kann auch eine Filterung der Eingangsspannung zum Erzeugen einer äquivalenten Gleichspannung umfassen, so dass die Bestimmung des Referenzstroms außerdem entsprechend einer äquivalenten Gleichspannung erfolgt.
Zu den Vorteilen von Ausführungsformen gehört ein PFC-Wandler, der im CCM- und DCM-Modus für eine gute Eingangsstromformung sorgt. Eine gute Eingangsstromformung führt zu einem geringeren Klirrfaktor, einem höheren Leistungsfaktor und einem besseren Wirkungsgrad. Je weniger Effektivstrom gezogen wird, desto geringer sind die Verluste. Dieses Reglersystem hat einen Feedforward-Regler weniger und damit eine Multiplikation weniger im CCM-Modus als ein Regler mit Einschalttastgrad-Regelung. Die dadurch im CCM-Modus eingesparte Rechenzeit kann helfen, eine höhere Schaltfrequenz zu erreichen. Manche Ausführungsformen können zum Beispiel eine Schaltfrequenz von 67 Hz oder höher haben. Ein weiterer Vorteil mancher Ausführungsformen ist die Möglichkeit zum automatischen Übergang zwischen CCM- und DCM-Modus.
Die Beschreibung der vorliegenden Erfindung wurde durch exemplarische Ausführungsformen veranschaulicht, die jedoch keine Einschränkung darstellen. Beim Lesen der Beschreibung sind verschiedene Abwandlungen und Kombinationen der exemplarischen Ausführungsformen sowie weitere Ausführungsformen der Erfindung für Fachkundige auf dem Gebiet offensichtlich. Derartige Abwandlungen und Ausführungsformen sollen daher Bestandteil der folgenden Ansprüche sein.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

Shu Fan Lim und Ashwin M Khambadkone mit dem Titel „A Simple Digital DCM Control Scheme for Boost PFC Operating in Both CCM and DCM”, IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 47, Nr. 4, SS. 1802–1812, Jul/Aug 2011 [0072]

Claims

Netzteilregler, aufweisend: einen Stromregler, der dazu eingerichtet ist, einen Eingangsstrom eines Netzteils zu regeln, wobei der Stromregler Folgendes aufweist: einen ersten Feedforward-Regler mit einem Eingang, der dazu eingerichtet ist, mit einem ersten Stromversorgungssignal gekoppelt zu sein, und einem Ausgang, der mit einem Ausgang des Stromreglers gekoppelt ist, wobei eine Verstärkung des ersten Feedforward-Reglers proportional zu einem Kompensationsfaktor ist, wenn das Netzteil in einem diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM) betrieben wird, und im Wesentlichen Null ist, wenn das Netzteil in einem kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM) betrieben wird.
Netzteilregler nach Anspruch 1, wobei der erste Feedforward-Regler abschaltet, wenn das Netzteil im CCM betrieben wird.
Netzteilregler nach Anspruch 1, wobei der Stromregler ferner einen zweiten Feedforward-Regler umfasst, der mit dem ersten Feedforward-Regler gekoppelt ist.
Netzteilregler nach Anspruch 1, wobei der Stromregler eine digitale Schaltung umfasst.
Netzteilregler nach Anspruch 1, der ferner einen Schaltertreiber umfasst, welcher mit dem Stromregler gekoppelt ist.
Netzteilregler nach Anspruch 1, wobei der Kompensationsfaktor 1 – (d + Δ1) ist, wobei d ein Zeitanteil einer Schaltperiode ist, in dem eine Spule des Netzteils Strom in eine erste Richtung leitet, und Δ1 ein Zeitanteil der Schaltperiode ist, in dem die Spule des Netzteils Strom in eine zweite Richtung leitet, die der ersten Richtung entgegengesetzt ist.
Netzteilregler nach Anspruch 1, der ferner einen Spannungsregler umfasst, der dazu eingerichtet ist, eine Regelspannung zu erzeugen, die einer Ausgangsspannung entspricht.
Netzteilregler nach Anspruch 7, der ferner einen Multipliziererblock umfasst, der dazu eingerichtet ist, einen Referenzstrom entsprechend der Regelspannung und einer Eingangsspannung zu bestimmen, wobei der Stromregler dazu eingerichtet ist, den Eingangsstrom des Netzteils entsprechend dem Referenzstrom zu regeln.
Netzteilregler nach Anspruch 8, der ferner einen mit dem Multipliziererblock gekoppelten Tiefpassfilter umfasst, wobei der Tiefpassfilter dazu eingerichtet ist, die Eingangsspannung zu filtern, um eine äquivalente Gleichspannung zu erzeugen, und wobei der Multipliziererblock außerdem dazu eingerichtet ist, den Referenzstrom entsprechend einer äquivalenten Gleichspannung zu bestimmen.
Netzteilregler nach Anspruch 9, wobei der Multipliziererblock ferner dazu eingerichtet ist, zu bestimmen, dass der Referenzstrom gleich einer ersten Konstante multipliziert mit der Eingangsspannung multipliziert mit der Regelspannung dividiert durch das Quadrat der äquivalenten Gleichspannung ist.
Netzteilregler nach Anspruch 1, der ferner einen Pulsbreitenmodulator umfasst, der mit dem Stromregler gekoppelt ist.
Netzteilregler nach Anspruch 1, der ferner eine Lookup-Tabelle umfasst, die dazu eingerichtet ist, mindestens einen Teil des Kompensationsfaktors zu bestimmen.
Netzteilregler nach Anspruch 12, der ferner einen Multiplizierer umfasst, wobei der Multiplikator dazu eingerichtet ist, eine Multiplikation durchzuführen, die bei der Bestimmung des Kompensationsfaktors verwendet wird, und wobei die Lookup-Tabelle dazu eingerichtet ist, eine Division durchzuführen, die bei der Bestimmung des Kompensationsfaktors verwendet wird.
Schaltnetzteil, das Folgendes aufweist: eine Spule, die mit einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss gekoppelt ist; einen Schalter, der mit der Spule gekoppelt ist; einen Stromsensor, der dazu eingerichtet ist, einen Strom im Schaltnetzteil zu detektieren; und einen mit dem Schalter und dem Stromsensor gekoppelten Netzteilregler, wobei der Netzteilregler einen ersten Feedforward-Regler mit einem Eingang, der dazu eingerichtet ist, mit einem ersten Stromversorgungssignal gekoppelt zu sein, und einem Ausgang, der mit einem Ausgang des Stromreglers gekoppelt ist, umfasst, wobei eine Verstärkung des ersten Feedforward-Reglers mit einem Kompensationsfaktor multipliziert ist, wenn das Netzteil in einem diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM) betrieben wird, und im Wesentlichen Null ist, wenn das Netzteil in einem kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM) betrieben wird.
Schaltnetzteil nach Anspruch 14, wobei der Netzteilregler ferner einen zweiten Feedforward-Regler umfasst, der mit dem ersten Feedforward-Regler gekoppelt ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 14, das ferner einen Schaltertreiber umfasst, der mit dem Schalter und dem Netzteilregler gekoppelt ist, wobei der Schaltertreiber dazu eingerichtet ist, den Schalter anzusteuern.
Schaltnetzteil nach Anspruch 14, wobei der Kompensationsfaktor 1 – (d + Δ1) ist, wobei d ein Zeitanteil einer Schaltperiode ist, in dem eine Spule des Netzteils Strom in eine erste Richtung leitet, und Δ1 ein Zeitanteil der Schaltperiode ist, in dem die Spule des Netzteils Strom in eine zweite Richtung leitet, die der ersten Richtung entgegengesetzt ist.
Verfahren zur Regelung eines Leistungswandlers, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Empfangen eines gemessenen Stroms vom Leistungswandler, um einen empfangenen gemessenen Strom zu erzeugen; Bestimmen eines Fehlerstroms entsprechend dem empfangenen gemessenen Strom und eines Referenzstroms; und Bestimmen eines Netzteilregelsignals, aufweisend die Verwendung eines Stromreglers mit einem Hauptstromregler, der auf den Fehlerstrom reagiert, und eines ersten Feedforward-Reglers, der auf ein Signal des Netzteils reagiert, wobei eine Verstärkung des ersten Feedforward-Reglers mit einem Kompensationsfaktor multipliziert wird, wenn das Netzteil in einem diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM) betrieben wird, und im Wesentlichen Null ist, wenn das Netzteil in einem kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM) betrieben wird.
Verfahren nach Anspruch 18, das außerdem die Regelung eines Stroms des Leistungswandlers entsprechend dem Netzteilregelsignal umfasst.
Verfahren nach Anspruch 18, wobei das Netzteilregelsignal ein Ausschalttastgrad des Leistungswandlers ist.
Verfahren nach Anspruch 18, das ferner eine Filterung der Eingangsspannung zum Erzeugen einer äquivalenten Gleichspannung umfasst, wobei die Bestimmung des Referenzstroms außerdem entsprechend einer äquivalenten Gleichspannung erfolgt.