DE102014107619B4

DE102014107619B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Verarbeitung eines Signals basierend auf einem ersten und einem zweiten Kovarianzmaß

Info

Publication number: DE102014107619B4
Application number: DE102014107619.2A
Authority: DE
Inventors: Rajarajan Balraj; Edgar Bolinth
Original assignee: Apple Inc
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2013-06-26
Filing date: 2014-05-30
Publication date: 2021-06-17
Anticipated expiration: 2034-05-31
Also published as: US20150003260A1; CN104253776A; JP5873136B2; JP2015012613A; US9461757B2; CN104253776B; DE102014107619A1

Abstract

Verfahren (100), umfassend:Empfangen (101) eines Signals, das ein zweidimensionales Zeit-Frequenz-Signalmuster darstellt;Bestimmen (103) eines ersten Kovarianzmaßes basierend auf einem vorbestimmten ersten Signalteil des Signalmusters;Bestimmen (105) eines zweiten Kovarianzmaßes basierend auf einem vorbestimmten zweiten Signalteil des Signalmusters, wobei der zweite Signalteil des Signalmusters ein Datensignal umfasst; undVerarbeiten (107) des Signals basierend auf dem ersten Kovarianzmaß und dem zweiten Kovarianzmaß.

Description

Die Offenbarung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Verarbeitung eines Signals basierend auf einem ersten und einem zweiten Kovarianzmaß. Die Offenbarung betrifft ferner eine Vorrichtung zum Bestimmen einer Leistung eines demodulierten Pilotsignals.
Drahtlose Kommunikationsnetze können mehrere Basisstationen und mehrere Benutzereinrichtungen (UEs) umfassen. Signale, die zwischen Komponenten eines drahtlosen Kommunikationsnetzes übertragen werden, können Störung umfassen. US 2010/284499 A1 beschreibt, dass ein Signal-zu-Interferenz-Verhältnis eines Funkkanals in einem Empfänger eines drahtlosen Kommunikationssystems geschätzt wird, wobei Piloten mit Referenzinformation auf einigen Unterträgern in einigen Symbolen moduliert werden. Mindestens ein Parameter für von dem ersten Sender empfangene Signale wird erfasst, und eine Anzahl von Piloten in ersten Gruppen, die in einer zweiten Gruppe kohärent kombiniert werden können, wird bestimmt, und aus diesen werden eine Kanalschätzung für jede erste Gruppe und eine erste Kovarianzschätzung für jede zweite Gruppe bestimmt. Eine Anzahl von ersten Kovarianzschätzungen, die gemittelt werden können, wird in Abhängigkeit vom Vorhandensein von Signalen von möglichen störenden Sendern definiert, und eine zweite Kovarianzschätzung wird als Durchschnitt der Anzahl der ersten Kovarianzschätzungen bestimmt. Aus den Kanalschätzungen und der zweiten Kovarianzschätzung wird ein Signal-zu-Interferenz-Verhältnis für jede zweite Gruppe geschätzt.
Weitere Systeme und Verfahren sind in S.-Y. Choi et al: „A Maximum Likelihood Doppler Frequency Estimator for OFDM Systems", in IEEE International Conference on Communications, June 11-15, 2006, pp. 4572-4576 und in Z. Bai et al: On the Equivalence of MMSE and IRC Receiver in MU-MIMO Systems, in IEEE Communications Letters, vol. 15, no. 12,12 2011, pp. 1288-1290 beschrieben.
Verfahren und Systeme, die in drahtlosen Kommunikationsnetzen eingesetzt werden, müssen ständig verbessert werden. Insbesondere kann es wünschenswert sein, Störung zu mindern, die in drahtlosen Kommunikationsnetzen auftritt.
Die Erfindung wird durch die unabhängigen Ansprüche definiert. Bevorzugte Ausführungen werden durch die abhängigen Ansprüche beschrieben. Die beiliegenden Zeichnungen sollen ein besseres Verständnis von Aspekten vermitteln und sind in diese Beschreibung einbezogen und bilden einen Teil derselben. Die Zeichnungen veranschaulichen Aspekte und dienen zusammen mit der Beschreibung zur Erläuterung der Prinzipien von Aspekten. Andere Aspekte und viele der beabsichtigten Vorteile von Aspekten sind leicht zu erkennen, da sie durch Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung besser zu verstehen sind. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile.

1 ist eine schematische Darstellung eines Verfahrens 100 gemäß der Offenbarung zur Verarbeitung eines Signals basierend auf einem ersten und einem zweiten Kovarianzmaß.
2 ist eine schematische Darstellung einer Vorrichtung 200 gemäß der Offenbarung zum Verarbeiten eines Signals basierend auf einem ersten und einem zweiten Kovarianzmaß.
3 ist eine schematische Darstellung einer Vorrichtung 300 gemäß der Offenbarung zum Bestimmen einer Leistung eines demodulierten Pilotsignals.
4 ist eine schematische Darstellung eines Empfangssignals, welches Referenzsignale umfasst, in einer zweidimensionalen Zeit-Frequenz-Darstellung 400.
5 ist eine schematische Darstellung eines heterogenen Netzes 500, das eine Makrozelle und Pikozellen umfasst.
6 ist eine schematische Darstellung eines heterogenen Netzes 600, das die Zellbereichserweiterung von Pikozellen veranschaulicht.
7 ist eine schematische Darstellung eines SINR-Skalierungsempfängers 700 gemäß der Offenbarung.
8a ist ein Arbeitsleistungsdiagramm, das die Transinformation (oder gegenseitige Information, engl. mutual information) in Prozenten vor dem Eingang eines Kanaldecoders des Empfängers 700 für zwei verschiedene Störszenarien veranschaulicht.
8b ist ein Arbeitsleistungsdiagramm, das den Datendurchsatz eines SINR-Skalierungsempfängers 700 für ein MCS-6 (QPSK 1/3)-Modulations- und Codierungsschema und zwei verschiedene Kanalszenarien veranschaulicht.
8c ist ein Arbeitsleistungsdiagramm, das den Datendurchsatz eines SINR-Skalierungsempfängers 700 für ein MCS-15 (16-QAM 0,6)-Modulations- und Codierungsschema und zwei verschiedene Kanalszenarien veranschaulicht.
8d ist ein Arbeitsleistungsdiagramm, das den Datendurchsatz eines SINR-Skalierungsempfängers 700 für ein MCS-24 (64-QAM 3/4)-Modulations- und Codierungsschema und zwei verschiedene Kanalszenarien veranschaulicht.

In der folgenden ausführlichen Beschreibung wird auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen, welche einen Teil davon bilden und in welchen zu Veranschaulichungszwecken spezifische Aspekte dargestellt werden, in welchen die Offenbarung in die Praxis umgesetzt werden kann. Es versteht sich von selbst, dass andere Aspekte verwendet und strukturelle oder logische Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Konzept der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Die folgende ausführliche Beschreibung ist daher nicht in einem einschränkenden Sinne aufzufassen, und das Konzept der vorliegenden Offenbarung wird durch die angehängten Ansprüche definiert.
Heterogene Netze können eine Mischung von verschiedenen Basisstationen verwenden, die eingesetzt werden, um den spektralen Wirkungsgrad pro Flächeneinheit zu verbessern. Die Bereitstellung solch eines geschichteten Netzes kann aus der regelmäßigen Anordnung von Makro-Basisstationen bestehen, die typischerweise bei hohem Leistungspegel (~5 - 40 W) übertragen und von mehreren Pikozellen, Femtozellen und Relais (engl. relay) überlagert sind, die typischerweise bei niedrigeren Leistungspegeln (~100 mW - 2W) übertragen. Die Zellen mit niedrigerer Leistung können eingesetzt werden, um Versorgungslücken in den Makrozellen zu schließen und Leistungsfähigkeit in Hotspots bereitzustellen.
In heterogenen Netzen kann es einen Unterschied zwischen Basisstationen mit niedriger und hoher Leistung geben, der zu einer ungerechten Verteilung von Datenraten und einem uneinheitlichen Benutzererlebnis unter den Benutzerendgeräten im Netz führen kann. Makrozellen-Übertragung kann hinsichtlich der Verwendung der gleichen Zeit-Frequenz-Betriebsmittel (oder Ressourcen) wie der Knoten mit niedriger Leistung durch Betriebsmittelaufteilung (verbesserte Störungskoordination zwischen Zellen, enhanced Inter Cell Interference Coordination, eICIC) beschränkt werden. Betriebsmittelaufteilung (oder Ressourcenaufteilung) kann entweder im Frequenzbereich durch Verwenden von Träger-Aggregation oder im Zeitbereich durch Verwenden von beinahe leeren Unterrahmen (Almost Blank Sub-frames, ABS) sein.

Die folgenden Begriffe, Abkürzungen und Schreibweisen werden hierin verwendet:

eICIC:	enhanced Inter-Cell Interference Coordination (verbesserte Störungskoordination zwischen Zellen),
ABS:	Almost Blank Sub-frames (beinahe leere Unterrahmen),
CRS:	Cell specific Reference Signal (zellspezifisches Referenzsignal),
RE:	Resource Element (Betriebsmittelelement),
IRC:	Interference Rejection Combining (Störungsabweisungskombination),
IM:	Interference Mitigation (Störungsminderung),
IC:	Interference Canceling (Störungsauslöschung),
MMSE:	Minimum Mean Square Error (kleinster mittlerer quadratischer Fehler),
AP:	Antenna Port (Antennenanschluss),
SINR:	Signal to Interference and Noise Ratio (Signal-Störungs- und Rauchverhältnis),
LTE:	Long Term Evolution,
LTE-A:	LTE Advanced, Version 10 und höher von LTE,
RF:	Radio Frequency (Hochfrequenz, HF),
UE:	User Equipment (Benutzereinrichtung),
PDSCH:	Physical Downlink Shared Channel (gemeinsamer physikalischer Downlink-Kanal),
PDCCH:	Physical Downlink Control Channel (physikalischer Downlink-Steuerkanal),
MBSFN:	Multicast/Broadcast over Single Frequency Network (Multicast/Broadcast über Einzelfrequenznetz),
INR:	Interference to Noise Ratio (Störungs-RauschVerhältnis),
MCS:	Modulation Coding Scheme (Modulations- und Codierungsschema),
EVA:	Extended Vehicular A channel (erweiterter Fahrzeug-A- Kanal),
QPSK:	Quadrature Phase Shift Keying (Quadratur-Phasenumtastung),
QAM:	Quadrature Amplitude Modulation (Quadratur-Amplitudenmodulation),
RBSF:	Resource Block Subframe (Betriebsmittelblock-Unterrahmen), d.h. ein Betriebsmittelblock in Frequenzrichtung mal Unterrahmen in Zeitrichtung,
BER:	Bit Error Rate (Bitfehlerrate),
BLER:	Block Error Rate (Blockfehlerrate),
EVA5:	„Extended Vehicular A model“ (erweitertes Fahrzeug-A-Modell) Mehrwegeschwund-Ausbreitungsbedingungen gemäß der technischen 3 GPP-Spezifikation 36.101 V11.3.0 unter Verwendung einer Doppler-Frequenz von 5 Hz,
ETU5:	„Extended Typical Urban model“ (erweitertes typisches Stadtmodell) Mehrwegeschwund-Ausbreitungsbedingungen gemäß der technischen 3 GPP-Spezifikation 36.101 V11.3.0 unter Verwendung einer Doppler-Frequenz von 5 Hz.

Die hierin beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können auf zweidimensionalen Signalmustern, Referenz-Betriebsmittelelementen und Kovarianzmaßen basieren. Es versteht sich von selbst, dass Kommentare, die in Verbindung mit einem beschriebenen Verfahren abgegeben werden, auch für eine entsprechende Vorrichtung, die zur Durchführung des Verfahrens konfiguriert ist, gelten können und umgekehrt. Wenn zum Beispiel ein spezifischer Verfahrensschritt beschrieben wird, kann eine entsprechende Vorrichtung eine Einheit zum Ausführen des beschriebenen Verfahrensschritts umfassen, selbst wenn solch eine Einheit nicht ausdrücklich beschrieben oder in den Figuren veranschaulicht wird. Es versteht sich ferner von selbst, dass die Merkmale der verschiedenen beispielhaften Aspekte, die hierin beschrieben werden, miteinander kombiniert werden können, sofern nicht eigens anders angeben.
Die hierin beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können in drahtlosen Kommunikationsnetzen, insbesondere Kommunikationsnetzen, die auf einem LTE- und/oder OFDM-Standard basieren, implementiert werden. Die nachstehend beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können ferner in einer Basisstation (NobeB, eNodeB) oder einer Mobilvorrichtung (oder Mobilstation oder Benutzereinrichtung (UE)) implementiert werden. Die beschriebenen Vorrichtungen können integrierte Schaltungen und/oder passive Bauelemente umfassen, und sie können gemäß verschiedenen Technologien hergestellt sein. Zum Beispiel können die Schaltungen als integrierte Logikschaltungen, integrierte Analogschaltungen, integrierte Schaltungen für Mischsignale, optische Schaltungen, Speicherschaltungen und/oder integrierte passive Bauelemente ausgelegt sein.
Die hierin beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können zum Senden und/oder Empfangen von Funksignalen konfiguriert sein. Funksignale können Hochfrequenzsignale sein oder umfassen, die von einer Funksendevorrichtung (oder einem Funksender oder Sender) mit einer in einem Bereich von etwa 3 Hz bis etwa 300 GHz liegenden Hochfrequenz ausgestrahlt werden. Der Frequenzbereich kann Frequenzen von elektrischen Wechselstromsignalen entsprechen, die zum Erzeugen und Erfassen von Funkwellen verwendet werden.
Die hierin beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können zum Implementieren von Mobilstandards, wie beispielsweise dem Long Term Evolution (LTE)-Standard, ausgelegt sein. LTE, vermarktet als 4G LTE, ist ein Standard für drahtlose Kommunikation von Hochgeschwindigkeitsdaten für Mobiltelefone und Datenendgeräte. Er basiert auf den GSM/EDGE- und UMTS/HSPA-Netztechnologien, welche die Kapazität und Geschwindigkeit unter Verwendung einer anderen Funkschnittstelle zusammen mit Kernnetzverbesserungen erhöhen.
Im Folgenden werden OFDM (orthogonales Frequenzmultiplex)-Systeme beschrieben. OFDM ist ein Schema zum Codieren von digitalen Daten auf mehreren Trägerfrequenzen. OFDM hat sich zu einem weitverbreiteten Schema für digitale Breitbandkommunikation, ob drahtlos oder über Kupferdrähte, entwickelt, das in Anwendungen, wie beispielsweise digitalem Fernsehen und Audio-Broadcast, DSL-Breitband-Internetzugang, drahtlosen Netzen und 4G-Mobilkommunikationen, verwendet wird. OFDM ist ein Frequenzmultiplex (FDM)-Schema, das als digitales Mehrträgermodulationsverfahren verwendet wird. Zum Übertragen von Daten kann eine große Anzahl eng aneinander liegender orthogonaler Unterträgersignale verwendet werden. Die Orthogonalität kann Übersprechen zwischen Unterträgern verhindern. Die Daten können in mehrere parallele Datenströme oder -kanäle, einen für jeden Unterträger, geteilt werden. Jeder Unterträger kann mit einem herkömmlichen Modulationsschema (wie beispielsweise Quadratur-Amplitudenmodulation oder -Phasenumtastung) bei einer niedrigen Symbolrate moduliert werden, wobei Gesamtdatenraten ähnlich herkömmlichen Einzelträger-Modulationsschemata in der gleichen Bandbreite gehalten werden. OFDM kann im Wesentlichen mit codiertem OFDM (COFDM) und diskreter Mehrtonmodulation (DMT) identisch sein.
Im Folgenden werden Kovarianzmaße, Konvarianzmatrizen, Signalkovarianzmaße, Rauschkovarianzmaße und Störungskovarianzmaße beschrieben. Das Kovarianzmaß kann das Konzept von Varianz zu mehreren Dimensionen verallgemeinern. Als ein Beispiel muss die Variation in einer Sammlung von Zufallspunkten im zweidimensionalen Raum weder unbedingt vollständig durch eine einzige Zahl beschrieben werden, noch würden die Varianzen in den x- und y-Richtungen alle der notwendigen Informationen enthalten; es kann ein Maß N_Rx × N_Rx, wobei N_Rx die Anzahl von Empfangsantennen bezeichnet, genannt Kovarianzmaß, notwendig sein, um die zweidimensionale Variation vollständig zu beschreiben. Das Kovarianzmaß kann mathematisch zum Beispiel als eine Kovarianzmatrix implementiert werden.
In der Wahrscheinlichkeitstheorie und der Statistik kann eine Kovarianzmatrix (auch als Dispersionsmatrix oder Varianz-Kovarianz-Matrix bekannt) eine Matrix sein, deren Element i, j die Kovarianz zwischen den i-ten und j-ten Elementen eines Zufallsvektors (das heißt eines Vektors von Zufallsvariablen) ist. Jedes Element des Vektors kann eine skalare Zufallsvariable entweder mit einer endlichen Anzahl von beobachteten empirischen Werten oder mit einer endlichen oder unendlichen Anzahl von potenziellen Werten sein, die durch eine gemeinsame theoretische Wahrscheinlichkeitsverteilung aller Zufallsvariablen spezifiziert ist. Wenn die Einträge in einem Spaltenvektor X= (X₁,..., X_n) ^T Zufallsvariablen, jeweils mit endlicher Varianz, sind, dann kann die Kovarianzmatrix S die Matrix sein, deren Eintrag (i, j) die Kovarianz cov (X_i, X_j) = E [ (X_i-µ_i) (X_j-µ_j) ] ist, wobei µ_i = E (X_i) der erwartete Wert des i-ten Eintrags im Vektor X ist.
Im Folgenden werden mehrschichtige heterogene Netze, Makrozellen, Pikozellen, Femtozellen, Zielzellen und Störzellen beschrieben. Mehrschichtige heterogene Netze (HetNet) können in LTE und LTE-Advanced-Standards verwendet werden, um das Netz nicht nur aus einem einzigen Typ von eNodeB (homogenes Netz) zu bilden, sondern eNodeBs mit verschiedenen Fähigkeiten, vor allem verschiedenen Tx-Leistungsklassen, einzusetzen. Diese eNodeBs können im Allgemeinen als Makro-eNodeBs (MeNB) oder Makrozellen, Piko-eNodeBs (PeNB) oder Pikozellen und Femto/Heim-eNodeBs (HeNB) oder Femtozellen bezeichnet werden und sind für Außenraum-Grund-, Außenraum-Hotzone- bzw. Innenraum-/Unternehmensversorgung bestimmt.
Makrozellen können ein großes Zellgebiet (wobei der typische Zellradius in der Größenordnung von 500 Metern bis zu einem Kilometer liegt) mit Sendeantennen über dem Störecho und einer Sendeleistung in der Größenordnung von 46 dBm (20 Watt) versorgen. Sie können alle Benutzer mit Diensten versorgen. Femtozellen, auch Heim-eNodeBs (HeNBs) genannt, können Zellen mit niedrigerer Leistung sein, die von einem Endverbraucher (typischerweise in Innenräumen) installiert werden. Pikozellen können vom Betreiber bereitgestellte Zellen mit niedrigeren Sendeleistungen - typischerweise eine Größenordnung kleiner - in Bezug auf Makrozellen-eNodeBs sein. Sie können typischerweise in drahtlosen Hotspot-Gebieten installiert sein und Zugang für alle Benutzer bereitstellen. In einem Szenario, in dem sich eine UE an Pikozellen anschließt, kann die Pikozelle die Zielzelle darstellen, während die Makrozelle die Störzelle darstellen kann, die starke Störung bereitstellt.
Im Folgenden werden eICIC und ABS (beinahe leere Unterrahmen) beschrieben. eICIC kann starke Störung zwischen Zellen sowohl auf Daten- als auch Steuerkanälen des Downlinks vermeiden. eICIC kann auf Trägeraggregation mit trägerübergreifender Planung (engl. scheduling) oder auf Zeitmultiplex (TDM) unter Verwendung sogenannter ABSs basieren.
ICIC-basierte Trägeraggregation kann eine LTE-A-UE zum gleichzeitigen Anschluss an mehrere Träger befähigen. Sie kann nicht nur Betriebsmittelzuweisung über Träger ermöglichen, sondern sie kann auch Scheduler-basierte Schnellvermittlung zwischen Trägern ohne zeitraubendes Handover ermöglichen. Ein einfaches Prinzip in einem HetNet-Szenario kann ein Aufteilen des verfügbaren Spektrums z.B. in zwei getrennte Komponententräger und Zuordnen der primären Komponententräger (PCC für engl. primary component carrier) zu verschiedenen Netzschichten sein. Der primäre Komponententräger kann die Zelle sein, welche die Steuerinformationen für die UEs bereitstellt. Jede Netzschicht kann UEs zusätzlich auf anderen CCs, genannt sekundäre Komponententräger (SCC), disponieren.
ICIC-basiertes Zeitmultiplex kann Übertragungen von eNodeBs, die anderen starke Störung für ganze Unterrahmen aufbürden, stummschalten, so dass die Opfer-eNodeBs eine Möglichkeit haben, ihre UEs zu versorgen, die an starker Störung seitens der Aggressor-eNodeBs in diesen Unterrahmen leiden. Dieses Stummschalten muss nicht unbedingt vollständig sein, da gewisse Signale, wie beispielsweise gemeinsame Referenzsymbole (sofern nicht als MBSFN-Unterrahmen konfiguriert), primäre und sekundäre Synchronisationssignale (PSS und SSS), physikalischer Broadcast-Kanal (PBCH), SIB-1 und Funkruf mit ihrem zugehörigen PDCCH, sogar in sonst stummgeschalteten Unterrahmen z.B. zum Vermeiden von Funkstreckenausfall oder aus Gründen von Rückwärtskompatibilität gesendet werden können müssen. Kollisionen von Unterrahmenstummschaltung mit PSS, SSS, SIB-1 und Funkruf sollten minimiert werden. Infolgedessen sollte Stummschaltung in den Unterrahmen Nr. 0, Nr. 1, Nr. 5 und Nr. 9 soweit als möglich vermieden werden. Die auf diese Weise stummgeschalteten Unterrahmen können als ABS bezeichnet werden.
Im Folgenden werden demodulierte Pilotsignale, Weißungsfilter, IRC-Empfänger und MIMO-Detektoren beschrieben. Demodulierte Pilotsignale oder -folgen sind rauschbehaftete momentane Kanalkoeffizienten, welche basierend auf einer empfangenen Datenfolge und bekannten Pilotsignalen oder -folgen, z.B. durch Multiplizieren der empfangenen Datenfolge y_P(i) mit den konjugiert-komplexen Werten einer bekannten Pilotfolge x_p(i), geschätzt werden können. Optional kann das Ergebnis durch eine Energie der bekannten Pilotfolge x_p(i) normalisiert werden. Rauschen (und andere additive Verzerrungen) können üblicherweise ein nichtflaches Amplitudenspektrum aufweisen. Ein Rausch-Weißungsfilter kann das Spektrum des Signals entzerren und es einem Spektrum weißen Rauschens ähnlich machen. Rausch-Weißungsfilter können Niederpegel-Spektralkomponenten verstärken und solche mit hohem Pegel abschwächen.
Störungsabweisungskombination (IRC) ist eine Technik, die in einem Antennendiversity-System zum Unterdrücken von Gleichkanalstörung durch Verwenden der Kreuzkovarianz zwischen dem Rauschen in Diversity-Kanälen verwendet werden kann. Störungsabweisungskombination (IRC) kann als eine wirksame Alternative zur Erhöhung von Downlink-Bitraten in Gebieten, in welchen Zellen einander überlappen, verwendet werden. Ein IRC-Empfänger kann beim Verbessern des Zellrand-Benutzerdurchsatzes wirksam sein, da er Störung zwischen Zellen unterdrücken kann. Der IRC-Empfänger kann typischerweise auf einem Kriterium des kleinsten mittleren quadratische Fehlers (MMSE) basieren, das Kanalschätzung und Kovarianzmatrixschätzung, welche die Störung zwischen Zellen umfassen, mit hoher Genauigkeit erfordern kann.
Drahtlose Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs (MIMO)-Kommunikationssysteme können mehrere Antennen am Sender und am Empfänger einsetzen, um die Systemkapazität zu erhöhen und eine bessere Dienstqualität zu erreichen. Im Raummultiplexmodus können MIMO-Systeme höhere Spitzendatenraten ohne Vergrößern der Bandbreite des Systems durch paralleles Senden von mehreren Datenströmen im gleichen Frequenzband erreichen. Ein MIMO-Detektor kann zum Erkennen des MIMO-Kanals verwendet werden, der durch die Kanalmatrizen zwischen jeweiligen Antennen des Senders und jeweiligen Antennen des Empfängers beschrieben werden kann.
1 ist eine schematische Darstellung eines Verfahrens 100 gemäß der Offenbarung zur Verarbeitung eines Signals basierend auf einem ersten und einem zweiten Kovarianzmaß. Das Verfahren 100 kann einen Block 101 zum Empfangen eines Signals umfassen, das ein zweidimensionales Zeit-Frequenz-Signalmuster darstellt. Das Verfahren 100 kann einen Block 103 zum Bestimmen eines ersten Kovarianzmaßes basierend auf einem vorbestimmten ersten Signalteil des Signalmusters umfassen. Das Verfahren 100 kann einen Block 105 des Bestimmen eines zweiten Kovarianzmaßes basierend auf einem vorbestimmten zweiten Signalteil des Signalmusters umfassen. Das Verfahren 100 kann einen Block 107 zum Verarbeiten des Signals basierend auf dem ersten Kovarianzmaß und dem zweiten Kovarianzmaß umfassen.
In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann der zweite Signalteil des Signalmusters ein Datensignal, z.B. ein Datensignal „D“, umfassen, wie im Folgenden in Bezug auf 4 beschrieben. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann der zweite Signalteil des Signalmusters durch ein Störsignal mindestens einer Aggressorzelle gestört werden. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Störsignal der Aggressorzelle, das den zweiten Signalteil des Signalmusters stört, ein zellspezifisches Referenzsignal, z.B. ein CRS-Signal „R1“, „R2“, „R4“ und/oder „R5“, umfassen, wie im Folgenden in Bezug auf 4 beschrieben. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Störsignal der Aggressorzelle, das den zweiten Signalteil des Signalmusters stört, ein demoduliertes Referenzsignal umfassen. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann der erste Signalteil des Signalmusters ein Referenzsignal, z.B. ein Referenzsignal „R0“ und/oder „R3“, umfassen, wie im Folgenden in Bezug auf 4 beschrieben. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann der erste Signalteil des Signalmusters ein zellspezifisches Referenzsignal umfassen. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann der erste Signalteil des Signalmusters ein demoduliertes Referenzsignal umfassen.
In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Verarbeiten des Signals ein Durchführen von Rausch-Weißung (engl. noise whitening) des Signals basierend auf dem ersten Kovarianzmaß und dem zweiten Kovarianzmaß umfassen. In einem Beispiel kann das Verfahren 100 Durchführen von Rausch-Weißung mindestens eines von einem störungsfreien Signalteil des Signalmusters und Kanalschätzungen, die dem störungsfreien Signalteil entsprechen, durch Verwenden des ersten Kovarianzmaßes umfassen. In einem Beispiel kann das Verfahren 100 ein Durchführen von Rausch-Weißung mindestens eines von einem Signalteil des Signalmusters, der durch ein Störsignal mindestens einer Aggressorzelle gestört wird, und Kanalschätzungen, die dem störungsfreien Signalteil entsprechen, durch Verwenden des zweiten Kovarianzmaßes umfassen. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Signal gemäß einer orthogonalen Frequenzmultiplextechnik codiert werden.
In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Bestimmen des zweiten Kovarianzmaßes auf einer Leistungsschätzung in Bezug auf ein Pilotsignal mindestens einer Aggressorzelle basieren. In einem Beispiel kann das Verfahren 100 kann die Leistungsschätzung ein Bestimmen einer Differenz des demodulierten Pilotsignals und des demodulierten Pilotsignals umfassen, das einer zeitlichen Verschiebung unterworfen ist. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Bestimmen des zweiten Kovarianzmaßes auf einer Schätzung eines Moments erster Ordnung und eines Moments zweiter Ordnung in Bezug auf ein Pilotsignal mindestens einer Aggressorzelle basieren. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann die Schätzung des Moments erster Ordnung und des Moments zweiter Ordnung ein Bestimmen eines Produkts des demodulierten Pilotsignals und einer komplexen Konjugation des demodulierten Pilotsignals umfassen, das einer zeitlichen Verschiebung unterworfen ist. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Bestimmen des Moments erster Ordnung auf einem reellen Operator des Produkts basieren, und das Bestimmen des Moments zweiter Ordnung kann auf einem imaginären Operator des Produkts basieren.
In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Bestimmen der Leistung des demodulierten Pilotsignals auf einem Kovarianzmaß einer Differenz des demodulierten Pilotsignals und des demodulierten Pilotsignals basieren, das einer zeitlichen Verschiebung unterworfen ist. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Bestimmen der Leistung des demodulierten Pilotsignals auf einem Produkt des demodulierten Pilotsignals und einer komplexen Konjugation des demodulierten Pilotsignals basieren, das einer zeitlichen Verschiebung unterworfen ist. In einem Beispiel des Verfahrens 100 kann das Bestimmen der Leistung des demodulierten Pilotsignals auf einer Differenz zwischen einer Erwartung eines reellen Operators des Produkts und einer Erwartung eines imaginären Operator des Produkts basieren.
In einem Beispiel kann die Aggressorzelle eine Makro-Basisstation umfassen. In einem Beispiel kann die Aggressorzelle eine Pikozelle umfassen. In einem Beispiel kann die Aggressorzelle eine Femtozelle umfassen. In einem Beispiel kann die Aggressorzelle ein Relais (engl. relay) umfassen.
In einem Beispiel kann das Verfahren 100 auf einem Chip, z.B. einem Chip einer Mobilvorrichtung, implementiert sein. In einem Beispiel kann das Verfahren 100 in einer Vorrichtung 200, wie im Folgenden in Bezug auf 2 beschrieben, implementiert sein.
In einem Beispiel kann das Signal, das ein zweidimensionales Zeit-Frequenz-Signalmuster darstellt, ein Signalmuster 400, wie im Folgenden in Bezug auf 4 beschrieben, d.h. ein Signalmuster umfassen, das Datensignale „D“, Steuersignale „C“ und Referenzsignale „R0“, „R1“, „R2“, „R3“, „R4“ und „R5“ umfasst. Das zweidimensionale Signalmuster kann auch als „Betriebsmittelblock“ oder, genauer gesagt, als „Betriebsmittelblock-Unterrahmen“ (RBSF, für engl. resource block subframe) bezeichnet werden. Das Signalmuster kann gemäß der technischen 3GPP-Spezifikation 36.211, z.B. Version V8.4.0 oder höher, spezifiziert sein. Die Übertragung des CRSs von Aggressorzellen kann unerwünschte Störung auf PHICH, PCFICH, PDCCH und PDSCH der Zielzelle verursachen.
4 veranschaulicht die REs von verschiedenen physikalischen Kanälen, die durch CRS-Störung von nichtkollidierenden Aggressoren beeinflusst werden können. Die Symbole „R0“ bezeichnen den CRS-Antennenanschluss 0 der Zielzelle mit einer CRS-Verschiebung 0. Die Symbole „R3“ bezeichnen den CRS-Antennenanschluss 1 der Zielzelle mit einer CRS-Verschiebung 0. Die Symbole „D“ bezeichnen Daten-REs ohne CRS-Störung von Aggressoren. Die Symbole „C“ bezeichnen PDCCH-REs ohne CRS-Störung von Aggressoren. Die Symbole „R1“ bezeichnen Daten-/PDCCH-REs mit CRS-Störung vom Aggressor am Antennenanschluss 0 und einer CRS-Verschiebung 1. Die Symbole „R4“ bezeichnen Daten-/PDCCH-REs mit CRS-Störung vom Aggressor am Antennenanschluss 1 und einer CRS-Verschiebung 1. Die Symbole „R2“ bezeichnen Daten-/PDCCH-REs mit CRS-Störung vom Aggressor am Antennenanschluss 0 und einer CRS-Verschiebung 2. Die Symbole „R5“ bezeichnen Daten-/PDCCH-REs mit CRS-Störung vom Aggressor am Antennenanschluss 1 und einer CRS-Verschiebung 2.
In 4 ist zu sehen, dass die REs der Zielzelle gemäß der Störstruktur und den Störpegeln, die sie erfahren, folgendermaßen eingeteilt werden können:

1) CRS-, PDCCH- und PDSCH-REs mit vernachlässigbarer Störung. Die Rauschkovarianz der entsprechenden REs kann als $R_{n}^{NoInterf} = σ_{n}^{2} I$
modelliert werden, wobei $σ_{n}^{2}$
die Varianz von additivem weißem Gaußschem Rauschen (AWGN für engl. Additive White Gaussian Noise) ist.
2) PDCCH- und PDSCH-REs, die hohe CRS-Störung von den Aggressoren erfahren. Die Störung-plus-Rausch-Kovarianzmatrix an den Daten-REs, die von CRS von Aggressoren betroffen sind (Antennenanschluss i und CRS-Verschiebung v, wie im Folgenden in Bezug auf 4 beschrieben) kann als $R_{n}^{v,AP - i} = \sum_{j = 1}^{Nv} h_{j,AP - i} h_{j,AP - i}^{H} + σ_{n}^{2} I$
ausgedrückt werden, wobei N_v die Anzahl von dominierenden Aggressoren mit CRS-Verschiebung v ist, und h_j,_AP-i der Kanal des j-ten Aggressors von Antennenanschluss AP-i ist.

Motiviert durch die Tatsache, dass zuverlässige weiche Bits der Schlüsselfaktor für reduzierten Ausfall für mittlere und niedriger Coderaten sein können, wird im Folgenden ein CRS-Störungsminderungsschema geringer Komplexität als eine beispielhafte Implementierung des Verfahrens 100 dargelegt, das optimale SINR-Skalierung der weichen Bits durchführen und infolgedessen den Kanaldecoder korrekt verwenden kann.
Unter Berücksichtigung des zuvor beschriebenen Störungsmodells werden im Folgenden zwei Algorithmen für Aggressor-CRS-Störleistungsschätzung und ein lineares CRS-Störungsminderungsschema durch Einsetzen eines der CRS-Leistungsschätzalgorithmen zum Erreichen von optimaler SINR-Skalierung beschrieben. Diese Algorithmen und Schemata sind beispielhafte Implementierungen des zuvor beschriebenen Verfahrens 100.
Der erste Aggressor-CRS-Störleistungsschätzalgorithmus kann als „pilotdifferenzbasierte Leistungsschätzung“ bezeichnet werden, während der zweite Aggressor-CRS-Störleistungsschätzalgorithmus als „M1M2-Leistungsschätzung“ bezeichnet werden kann, wobei M1 ein erstes Moment bezeichnet, und M2 ein zweites Moment bezeichnet, wie im Folgenden definiert. Das lineare CRS-Störungsminderungsschema kann auch als CRS-Störungsminderung (IM für engl. interference mitigation) durch optimale SINR-Skalierung bezeichnet werden. Der „pilotdifferenzbasierte Leistungsschätzungs“-Algorithmus und der „M1M2-Leistungsschätzungs“-Algorithmus können zwei Blindleistungsschätzalgorithmen sein, welche zur CRS-Störungsminderung verwendet werden können.
Der „pilotdifferenzbasierte Leistungsschätzungs“-Algorithmus kann durch die folgenden Blöcke oder Elemente beschrieben werden: Block 1: Berechnen der Differenz e_i(n,n-1) zwischen zwei benachbarten demodulierten Piloten (AP-i) des Aggressors, wobei AP-i den Antennenanschluss Nr. i, z.B. 1 bis 4, bezeichnet, wie im Folgenden und Bezugnahme auf 4 beschrieben. $\begin{array}{l} e_{i} (n, n - 1) = {\tilde{h}}_{i} (n) - {\tilde{h}}_{i} (n - 1) = e_{i} (n) - e_{i} (n - 1) \\ {\tilde{h}}_{i} (n) = h_{i} (n) + e_{i} (n) \\ {\tilde{h}}_{i} (n - 1) = h_{i} (n - 1) + e (n - 1) \end{array}$
wobei h̃_i(n) den demodulierten Piloten bei Unterträger n bezeichnet, und h̃_i(n-1) den demodulierten Piloten bei Unterträger n - 1 bezeichnet.
Block 2: Schätzen der Stör- und Rauschleistung ${\hat{σ}}_{e, i}^{2},$
die durch die Piloten (AP-i) des Aggressors erfahren werden. $\begin{matrix} {\hat{σ}}_{e,i}^{2} = \frac{1}{2} E (e_{i} {(n,n - 1)}^{H} e_{i} (n,n - 1)) \\ = \frac{1}{2} (E (e_{i}^{H} (n) e_{i} (n)) + E (e_{i} (n - 1) e_{i}^{H} (n - 1)) + n_{estbias}) \\ = \frac{1}{2} (2 σ_{e,i}^{2} + n_{estbias}) \approx 2 σ_{e,i}^{2}, \end{matrix}$
wobei $\begin{matrix} n_{estbias} = E (\sqrt{σ_{e,i}^{2} (n) σ_{e,i}^{2} (n - 1)} corr (e_{i} (n) {,e}_{i} (n - 1))) \\ = E (σ_{e,i}^{2} corr (e_{i} (n) {,e}_{i} (n - 1))) \end{matrix}$
und ${\hat{σ}}_{e, i}^{2}$
die Rauschleistungsschätzung bezeichnet.
Block 3: Schätzen der CRS-Störleistungsschätzung $({\hat{σ}}_{h, i}^{2})$
von AP-i . $\begin{array}{l} M_{2} = E ({\tilde{h}}_{i}^{H} {\tilde{h}}_{i}) = E (h_{i}^{H} h_{i}) + σ_{e, i}^{2}, \\ {\hat{σ}}_{h, i}^{2} = M_{2} - σ_{e, i}^{2} \end{array}$
wobei M₂ die Signal-plus-Rauschleistung bezeichnet, und ${\hat{σ}}_{h, i}^{2}$
die Störleistung vom Antennenanschluss AP-i bezeichnet.
Es ist zu erwähnen, dass einer oder mehrere der Blöcke 1 bis 3 hintereinander implementiert sein können. Alternativ können einer oder mehrere der Blöcke 1 bis 3 parallel oder in jeder anderen geeigneten Reihenfolge implementiert werden.
Der „M1M2-Leistungsschätzungs“-Algorithmus kann durch die folgenden Blöcke oder Elemente beschrieben werden:

Block 1: Schätzung des Moments zweiter Ordnung M₂ auf den demodulierten Piloten (AP-i) des Aggressors, wobei AP-i den Antennenanschluss Nr. i, z.B. 1 bis 4 bezeichnet, wie im Folgenden in Bezug auf 4 beschrieben. $M_{2} = E (| R ({\tilde{h}}_{i} (n) \times {\tilde{h}}_{i} * (n - 1)) |) = E ({‖ {\tilde{h}}_{i} ‖}^{2}) + E (\sqrt{{‖ {\tilde{h}}_{i} ‖}^{2} + σ_{e, i}^{2}}) + E (\frac{σ_{e, i}^{2}}{2})$
wobei $R (•)$
den reellen Operator bezeichnet.
Block 2: Schätzung des Moments erster Ordnung M₁ auf den demodulierten Piloten (AP-i) des Aggressors. $M_{1} = E (| I ({\tilde{h}}_{i} (n) \times {\tilde{h}}_{i} * (n - 1)) |) = E (\sqrt{{‖ {\tilde{h}}_{i} ‖}^{2} + σ_{e, i}^{2}}) + E (\frac{σ_{e, i}^{2}}{2})$
wobei $I (•)$
den imaginären Operator bezeichnet.
Block 3: Schätzen der CRS-Störleistungsschätzung $({\hat{σ}}_{h, i}^{2})$
von Antennenanschluss AP-i. ${\hat{σ}}_{h, i}^{2} = M_{2} - M_{1}$

Es ist zu erwähnen, dass einer oder mehrere der Blöcke 1 bis 3 hintereinander implementiert sein können. Alternativ können einer oder mehrere der Blöcke 1 bis 3 parallel oder in jeder anderen geeigneten Reihenfolge implementiert werden.
Block 1, 2 und 3 des „pilotdifferenzbasierten Leistungsschät-zungs“-Algorithmus und Block 1, 2 und 3 des „M1M2-Leistungs-schätzungs“-Algorithmus können durch Block 105 des Verfahrens 100 implementiert werden, d.h. durch Bestimmen des zweiten Kovarianzmaßes basierend auf dem zweiten Signalteil des Signalmusters, welcher der Signalteil sein kann, der durch die mindestens eine Aggressorzelle gestört wird. Das zweite Kovarianzmaß kann demnach durch Verwenden der Störleistung der mindestens einen Aggressorzelle bestimmt werden, die durch eines der Verfahren „pilotbasierte Leistungsschätzung“ und „M1M2-basierte Leistungsschätzung“ bestimmt wird, wie zuvor beschrieben.
In einem Beispiel können die Algorithmen für CRS-IM durch optimale SINR-Skalierung durch die folgenden Blöcke implementiert sein:
Block 1: Schätzen der Rauschkovarianz basierend auf CRS oder DMRS der Zielzelle. ${\hat{R}}_{n}^{N o I n t e r f} = E [(y_{p} - \hat{h} x_{p}) {(y_{p} - \hat{h} x_{p})}^{H}] \approx σ_{n}^{2} I$
wobei

yp: das empfangene Pilotsignal ist,
ĥp: der geschätzte Kanal der Zielzelle ist,
xp: das bekannte Pilotsignal ist.

Block 2: Durchführen von Rausch-Weißung von störungsfreien REs (und der entsprechenden Zielzellen-Kanalschätzungen) für die REs unter Verwendung der geschätzten Kovarianzmatrix ${\hat{R}}_{n}^{N o I n t e r f} .$
Die Rausch-Weißung wird so wie in den folgenden n Gleichungen durchgeführt: $\begin{array}{l} {\tilde{y}}_{n o I n t e r f} = R_{N W}^{N o I n t e r f} y_{n o I n t e r f} \\ {\tilde{H}}_{n o I n t e r f} = R_{N W}^{N o I n t e r f} {\tilde{H}}_{n o I n t e r f}, \end{array}$
wobei $R_{N W}^{N o I n t e r f} = {(c h o l ({\hat{R}}_{n}^{N o I n t e r f}))}^{- 1}$
die inverse Cholesky-Faktorisierung bezeichnet, y_noInterf die Daten-REs der Zielzelle ohne CRS-Störung bezeichnet, und H̃_noInterf die Kanalschätzungen für die Daten-REs der Zielzelle ohne CRS-Störung bezeichnet.
Block 3: Durchführen von Aggressor-CRS-Störleistungsschätzung von jedem Antennenanschluss i und jeder CRS-Verschiebung v (CRS-Störleistungsschätzung von Nv Aggressoren pro CRS-Verschiebung). Die CRS-Störleistung kann durch Verwenden eines der beiden zuvor erwähnten Algorithmen, d.h. des pilotdifferenzbasierten oder des M1M2-basierten Algorithmus, geschätzt werden.
Block 4: Berechnen der Rauschkovarianzmatrix für Daten-REs, die von Aggressor-CRS von AP i und CRS-Verschiebung v betroffen sind. $R_{n}^{v, A P - i} = \sum_{j = 1}^{N v} {\hat{σ}}_{h, j, A P - i}^{2} I + {\hat{R}}_{n}^{N o I n t e r f} \approx \sum_{j = 1}^{N v} {\hat{σ}}_{h, j, A P - i}^{2} I + σ_{n}^{2} I$

wobei
N_v die Anzahl von dominierenden Aggressoren mit CRS-Verschiebung v ist,
${\hat{σ}}_{h, j, A P - i}^{2}$
die geschätzte CRS-Störleistung des j-ten Aggressors von Antennenanschluss AP-i ist.
Block 5: Durchführen von Rausch-Weißung der REs (und der entsprechenden Zielzellen-Kanalschätzungen), die von Aggressoren von Antennenanschluss AP-i und CRS-Verschiebung v betroffen sind, unter Verwendung der geschätzten Kovarianzmatrix $R_{n}^{v, A P - i} .$
Die Rausch-Weißung wird so wie in den folgenden Gleichungen durchgeführt: $\begin{array}{l} {\tilde{y}}^{v, A P - i} = R_{N W}^{v, A P - i} y^{v, A P - i} \\ {\tilde{H}}^{v, A P - i} = R_{N W}^{v, A P - i} H^{v, A P - i}, \end{array}$
wobei $R_{N W}^{v, A P - i} = {(c h o l (R_{n}^{v, A P - i}))}^{- 1}$
die inverse Cholesky-Faktorisierung bezeichnet, y_noInterf die Daten-REs der Zielzelle ohne CRS-Störung (Verschiebung v, AP-i) bezeichnet, und H^v,AP-i die Kanalschätzungen für die Daten-REs der Zielzelle mit CRS-Störung (Verschiebung v, AP-i) bezeichnet.
In der vorstehenden Gleichung ist die inverse Cholesky-Faktorisierung für jede Verschiebung und jeden Antennenanschluss (maximal 8 pro PRB) durchzuführen. Die Komplexität kann durch die folgenden Gleichungen reduziert werden: $\begin{array}{l} {\tilde{y}}^{v, A P - i} = α^{v, A P - i} R_{N W}^{N o I n t e r f} y^{v, A P - i} \\ {\tilde{H}}^{v, A P - i} = α^{v, A P - i} R_{N W}^{N o I n t e r f} H^{v, A P - i}, \end{array}$
wobei $α^{v, A P - i} = \sqrt{\frac{t r a c e (R_{N W}^{N o I n t e r f})}{t r a c e (R_{n}^{v, A P - i})}}$
ein Skalierungsfaktor ist, y_noInterf die Daten-REs der Zielzelle mit CRS-Störung (Verschiebung v, APi) bezeichnet, und H^v,AP-i die Kanalschätzungen für die Daten-REs der Zielzelle mit CRS-Störung (Verschiebung v, AP-i) bezeichnet.
Block 6: Durchführen von Block 4 und 5 für jeden Antennenanschluss und jede CRS-Verschiebung. Block 4 und 5 erfolgen nicht an den REs mit CRS-Verschiebung der Zielzelle (Position von REs, an welcher CRS von Zielzelle übertragen wird).
Block 7: Durchführen von Entzerrung/Detektion und Kanaldecodierung (falls zutreffend).
Es ist zu erwähnen, dass einer oder mehrere der Blöcke 1 bis 7 hintereinander implementiert sein können. Alternativ können einer oder mehrere der Blöcke 1 bis 7 parallel oder in jeder anderen geeigneten Reihenfolge implementiert werden.
Block 1 und 2 können durch Block 103 des Verfahrens 100 implementiert werden, d.h. durch Bestimmen des ersten Kovarianzmaßes basierend auf dem ersten Signalteil des Signalmusters, welcher der Signalteil sein kann, der nicht durch die mindestens eine Aggressorzelle gestört wird.
Block 3, 4, 5 und 6 können durch Block 105 des Verfahrens 100 implementiert werden, d.h. durch Bestimmen des zweiten Kovarianzmaßes basierend auf dem zweiten Signalteil des Signalmusters, welcher der Signalteil sein kann, der durch die mindestens eine Aggressorzelle gestört wird. Block 7 kann durch Block 107 des Verfahrens 100 implementiert werden, d.h. durch Verarbeiten des Signals basierend auf den ersten und zweiten Kovarianzmaßen.
In Block 101 des Verfahrens 100 kann ein Signal, das ein 2D (zweidimensionales)-Zeit-Frequenz-Signalmuster darstellt, empfangen werden. Dieses Empfangssignal kann das empfangene Pilotsignal y_P sein, das in Block 1 des zuvor beschriebenen CRS-IM-SINR-Skalierungsalgorithmus verwendet wird.
In einem Beispiel führt das Verfahren 100 möglicherweise keine Störungsunterdrückung wie die herkömmlichen CRS-Störungsabweisungs- oder -auslöschungsempfänger durch, sondern es kann eine optimale SINR-Skalierung durchführen, welche zuverlässige weiche Bits für den Kanaldecoder erzeugen kann, und es kann im Gegensatz zu einem herkömmlichen CRS-Punktierungsempfänger optimale Weichbit-Kombination für HARQ durchführen.
Das Verfahren 100 kann außerdem zusammen mit dem CRS-Störungsauslöschungsempfänger oder einem CRS-Störungsabweisungsempfänger oder einem Parameterstörungsminderungsempfänger verwendet werden, wie im Folgenden in Bezug auf 7 beschrieben. Die Anzahl von Aggressorkanalschätzungen kann auf einige wenige dominierende Aggressoren beschränkt werden, und die CRS-Störung der restlichen Aggressoren kann durch das Verfahren 100 so behandelt werden, wie hierin beschrieben.
2 ist eine schematische Darstellung einer Vorrichtung 200 gemäß der Offenbarung zum Verarbeiten eines Signals basierend auf einem ersten und einem zweiten Kovarianzmaß.
Die Vorrichtung 200, z.B. ein SINR-Skalierungsempfänger, kann eine erste Einheit 201, z.B. einen Empfänger, umfassen, die so konfiguriert ist, dass sie ein Signal empfängt, das ein zweidimensionales Zeit-Frequenz-Signalmuster 210 darstellt, wie z.B. in der nachstehend beschriebenen 4 veranschaulicht. Die Vorrichtung 200 kann eine zweite Einheit 203 umfassen, die zum Bestimmen eines ersten Kovarianzmaßes 216 basierend auf einem vorbestimmten ersten Signalteil 212 des Signalmusters 210 konfiguriert ist. Die Vorrichtung 200 kann eine dritte Einheit 205 umfassen, die zum Bestimmen eines zweiten Kovarianzmaßes 218 basierend auf einem vorbestimmten zweiten Signalteil 214 des Signalmusters 210 konfiguriert ist. Die Vorrichtung 200 kann eine vierte Einheit 207 umfassen, die zum Verarbeiten des Signals 210 basierend auf dem ersten Kovarianzmaß 216 und dem zweiten Kovarianzmaß 218 konfiguriert ist.
In einem Beispiel kann die dritte Einheit 205 zum Bestimmen des zweiten Kovarianzmaßes 218 basierend auf einer Leistungsschätzung in Bezug auf ein Pilotsignal mindestens einer Aggressorzelle konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die dritte Einheit 205 zum Durchführen der Leistungsschätzung konfiguriert sein, das ein Bestimmen einer Differenz des demodulierten Pilotsignals und des demodulierten Pilotsignals umfasst, das einer zeitlichen Verschiebung unterworfen ist. In einem Beispiel kann die dritte Einheit 205 zum Bestimmen des zweiten Kovarianzmaßes 218 basierend auf einer Schätzung eines Moments erster Ordnung und eines Moments zweiter Ordnung in Bezug auf ein Pilotsignal mindestens einer Aggressorzelle konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die dritte Einheit 205 zum Schätzen des Moments erster Ordnung und des Moments zweiter Ordnung konfiguriert sein, das ein Bestimmen eines Produkts des demodulierten Pilotsignals und eines komplexen Konjugats des Pilotsignals umfasst, das einer zeitlichen Verschiebung unterworfen ist. In einem Beispiel kann die dritte Einheit 205 zum Bestimmen des Moments erster Ordnung basierend auf einem reellen Operator des Produkts und zum Bestimmen des Moments zweiter Ordnung basierend auf einem imaginären Operator des Produkts konfiguriert sein.
In einem Beispiel kann die erste Einheit 201 zum Durchführen von Block 101 des Verfahrens 100, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die zweite Einheit 203 zum Durchführen von Block 103 des Verfahrens 100, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die dritte Einheit 205 zum Durchführen von Block 105 des Verfahrens 100, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die vierte Einheit 207 zum Durchführen von Block 107 des Verfahrens 100, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, konfiguriert sein.
In einem Beispiel kann die Vorrichtung 200 einen Chip umfassen, und die Vorrichtung 200 kann Teil einer Mobilvorrichtung sein.
In einem Beispiel kann die zweite Einheit 203 zum Implementieren von Block 1 und 2 des CRS-IM-SINR-Skalierungsalgorithmus, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die dritte Einheit 205 zum Implementieren von Block 3, 4, 5 und 6 des CRS-IM-SINR-Skalierungsalgorithmus konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die vierte Einheit 207 zum Implementieren von Block 7 des CRS-IM-SINR-Skalierungsalgorithmus konfiguriert sein.
3 ist eine schematische Darstellung einer Vorrichtung 300, z.B. eines Leistungsschätzers, gemäß der Offenbarung zum Bestimmen einer Leistung eines demodulierten Pilotsignals. Die Vorrichtung 300 kann eine erste Einheit 301 umfassen, die zum Empfangen eines demodulierten Pilotsignals 310 konfiguriert ist. Die Vorrichtung 300 kann eine zweite Einheit 303 umfassen, die zum Bestimmen einer Leistung 316 des demodulierten Pilotsignals 310 basierend auf dem demodulierten Pilotsignals 310 und dem demodulierten Pilotsignal, das einer zeitlichen Verschiebung 314 unterworfen ist, konfiguriert sein.
In einem Beispiel kann die zweite Einheit 303 zum Bestimmen der Leistung 316 des demodulierten Pilotsignals 310 basierend auf einem Kovarianzmaß einer Differenz des demodulierten Pilotsignals 310 und des demodulierten Pilotsignals, das einer zeitlichen Verschiebung unterworfen ist 314, konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die zweite Einheit 303 zum Bestimmen der Leistung 316 des demodulierten Pilotsignals 310 basierend auf einem Produkt des demodulierten Pilotsignals 310 und eines komplexen Konjugats des demodulierten Pilotsignals, das einer zeitlichen Verschiebung 314 unterworfen ist, konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die zweite Einheit 303 zum Bestimmen der Leistung 316 des demodulierten Pilotsignals 310 basierend auf einer Differenz zwischen einer Erwartung eines reellen Operators des Produkts und einer Erwartung eines imaginären Operator des Produkts konfiguriert sein.
In einem Beispiel kann die Vorrichtung 300 zum Bestimmen von Leistungen von Aggressorzellen verwendet werden, die in dem zuvor in Bezug auf 1 beschriebenen Verfahren 100 verwendet werden.
In einem Beispiel kann die Vorrichtung 300 Teil der dritten Einheit 205 sein, die zuvor in Bezug auf 2 beschrieben wurde, und zum Bestimmen der Störleistungsschätzung von Aggressorzellen verwendet werden.
In einem Beispiel kann die erste Einheit 301 der Vorrichtung 300 zum Empfangen des demodulierten Pilotsignals und Bereitstellen des demodulierten Pilotsignals und des zeitlich verschobenen demodulierten Pilotsignals konfiguriert sein. In einem Beispiel kann die zweite Einheit 303 der Vorrichtung 300 zum Implementieren von Block 1, 2 und 3 des „pilotdifferenzbasierten Leistungsschätzungs“-Algorithmus und/oder des „M1M2-Leistungsschätzungs“-Algorithmus, d.h. zum Bereitstellen der Störleistung basierend auf dem demodulierten Pilotsignal und dem zeitlich verschobenen demodulierten Pilotsignal, konfiguriert sein. Eine zeitliche Verschiebung kann eine Zeitverschiebung des demodulierten Piloten sein, die zu einer Zeitverzögerung von einer oder mehreren Zeiteinheiten führt.
4 ist eine schematische Darstellung eines Empfangssignals, das Referenzsignale umfasst, in einer zweidimensionalen Zeit-Frequenz-Darstellung 400. Die horizontale Achse zeigt die Zeitabtastwerten, und die vertikale Achse zeigt die Frequenz. Das Signalmuster umfasst Datensignale „D“, Steuersignale „C“ und Referenzsignale „RO“ , „R1“, „R2“, „R3“, „R4“ und „R5“. In einem Beispiel sind die Daten- und Steuersignale möglicherweise nicht durch Aggressorzellen verzerrt.
Das zweidimensionale Signalmuster kann auch als „Betriebsmittelblock“ oder, genauer gesagt, als „Betriebsmittelblock-Unterrahmen“ (RBSF für engl. resource block subframe) bezeichnet werden. Ein RBSF kann als ein Block mit einer Länge eines Betriebsmittelblocks (z.B. 180 kHz) in der Frequenzrichtung und einer Länge eines Unterrahmens (z.B. 1 ms) in der Zeitrichtung definiert sein.
Die zweidimensionale Zeit-Frequenz-Darstellung 400 kann gemäß der technischen 3GPP-Spezifikation 36.211, z.B. Version V8.4.0 oder höher, spezifiziert sein. In einem ABS-Szenario können nur zellspezifische LTE Rel-8 Referenzsignale (CRS), Synchronisationssignale und Broadcast-Nachrichten übertragen werden, um vollständige Rückwärtskompatibilität zu ermöglichen. Die Übertragung von CRS kann jedoch unerwünschte Störung auf PHICH, PCFICH, PDCCH und PDSCH in der Mitte dieses „störungsfreien Tunnels“ verursachen. 4 veranschaulicht die REs von verschiedenen physikalischen Kanälen, die durch CRS-Störung von nichtkollidierenden Aggressoren beeinflusst werden können.
Die Symbole „R0“ bezeichnen den CRS-Antennenanschluss 0 der Zielzelle mit einer CRS-Verschiebung 0. Die Symbole „R3“ bezeichnen den CRS-Antennenanschluss 1 der Zielzelle mit einer CRS-Verschiebung 0. Die Symbole „D“ bezeichnen Daten-REs ohne CRS-Störung von Aggressoren. Die Symbole „C“ bezeichnen PDCCH-REs ohne CRS-Störung von Aggressoren. Die Symbole „R1“ bezeichnen Daten-/PDCCH-REs mit CRS-Störung vom Aggressor am Antennenanschluss 0 und einer CRS-Verschiebung 1. Die Symbole „R4“ bezeichnen Daten-/PDCCH-REs mit CRS-Störung vom Aggressor am Antennenanschluss 1 und einer CRS-Verschiebung 1. Die Symbole „R2“ bezeichnen Daten-/PDCCH-REs mit CRS-Störung vom Aggressor am Antennenanschluss 0 und einer CRS-Verschiebung 2. Die Symbole „R5“ bezeichnen Daten-/PDCCH-REs mit CRS-Störung vom Aggressor am Antennenanschluss 1 und einer CRS-Verschiebung 2.
In einem Beispiel kann das zweidimensionale Signalmuster 400 einen Betriebsmittelblock eines orthogonalen Frequenzmultiplexsystems umfassen. In einem Beispiel kann das Empfangssignal ein Funksignal umfassen, das eine Mehrzahl von Funkrahmen umfasst, wobei jeder Funkrahmen eine Mehrzahl von Unterrahmen umfasst, und jeder Unterrahmen eine Mehrzahl von Unterträgern umfasst. In einem Beispiel können die Zielzelle und die Störzelle gemäß einer LTE-Standardisierung, insbesondere Version 10 oder höher davon, die eICIC umfasst, dimensioniert sein. In einem Beispiel kann die Zielzelle eine Pikozelle sein, und die Störzelle kann eine Makrozelle eines heterogenen LTE-Netzes sein, wie im Folgenden in Bezug auf 5 und 6 beschrieben.
In einem Zeitbereichs-eICIC-Szenario mit nichtkollidierenden gemeinsamen Referenzsignalen (CRS) kann eine UE an einer Zellgrenze einer Opferzelle während ABS-Unterrahmen der Aggressorzellen disponiert werden. Während eines ABS-Unterrahmens kann die Störung für PDSCH-Übertragung erheblich verringert werden - die Aggressorzellen können jedoch weiterhin CRS-Signale senden (es besteht eine zweite Möglichkeit des Disponierens von MBSFN-ABS-Unterrahmen; diese Unterrahmen senden keine CRS-Signale - viele Netzbetreiber ziehen es jedoch vor, keine MBSFN-ABS-Unterrahmen zu disponieren). Die CRS-Signale kollidieren nicht unbedingt mit den CRS-Signalen der Opferzelle und können eine signifikante Störgröße für die PDSCH- und PDCCH-Übertragung darstellen. In 4 ist ein beispielhafter RBSF veranschaulicht, der an einer UE empfangen wird. In einem Zeitbereichs-eICIC-Szenario mit kollidierenden gemeinsamen Referenzsignalen (CRS), nicht dargestellt in 4, können zwei Referenzsignale von verschiedenen Störzellen kollidieren, und das Signalmuster umfasst Referenzsignale dieser beiden Störzellen in Zeit-Frequenz-Positionen.
5 ist eine schematische Darstellung eines heterogenen Netzes 500, das eine Makrozelle 501 und Pikozellen 503, 505 umfasst. Die Piko-Basisstationen 503, 505 können durch eine wesentlich niedrigere Sendeleistung im Vergleich zu der Makro-Basisstation 501 gekennzeichnet sein. Infolge des großen Missverhältnisses zwischen den Sendeleistungspegeln zwischen zwei Typen von Basisstationen kann das Versorgungsgebiet 512, 514 der Piko-Basisstation 503, 505 gegenüber dem Versorgungsgebiet 510 der Makro-Basisstation 501 erheblich eingeschränkt sein, wie in 5 dargestellt. Das größere Versorgungsgebiet 510 der Makrozellen 501 kann mehr Benutzer 507, 509 zum Makro-eNodeB mit hoher Leistung anziehen, obwohl möglicherweise nicht genug Betriebsmittel vorhanden sind, um alle Benutzerendgeräte wirksam zu versorgen. Gleichzeitig können die Betriebsmittel einer Basisstation mit kleinerer Leistung unausgenutzt bleiben.
Das Verfahren 100, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, kann im heterogenen Netz 500 angewendet werden. Die Benutzereinrichtungen 507, 509 können die Verfahren 100, 300 entweder zum flexiblen Anschluss an eine Makrozelle 501 oder eine Pikozelle 503, 505 implementieren. Außerdem kann die Vorrichtung 200, die zuvor in Bezug auf 2 beschrieben wurde, in den Benutzereinrichtungen 507, 509 implementiert werden.
6 ist eine schematische Darstellung eines heterogenen Netzes 600, das die Erweiterung des Zellbereichs von Pikozellen veranschaulicht. Um Piko-UEs zum Betrieb in drastischen Störungsszenarien zu befähigen, kann das Konzept der Zellbereichserweiterung eingeführt werden. Der Zellbereich 512, 514 der Pikozelle 503, 505 kann auf einen erweiterten Bereich 612, 614 erweitert werden, damit sich mehr Endgeräten an den Piko-eNodeB 503, 505 anschließen können, wie in 6 dargestellt. Mit der Zellbereichserweiterung kann Verkehr von der Makrozelle abgegeben werden, und es kann eine ausgeglichenere Lastverteilung über die verschiedenen Knoten erreicht werden.
Das Verfahren 100, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, kann im heterogenen Netz 600 angewendet werden. Die Benutzereinrichtungen 507, 509 können die Verfahren 100, 300 entweder zum flexiblen Anschluss an die Makrozelle 501 oder die Pikozelle 503, 505 implementieren. Die zuvor in Bezug auf 2 beschriebene Vorrichtung 200 kann in den Benutzereinrichtungen 507, 509 implementiert werden.
7 ist eine schematische Darstellung eines SINR-Skalierungsempfängers 700. Der SINR-Skalierungsempfänger 700 kann eine Aggressorstörleistungs-Schätzeinheit 701, eine Rauschkovarianz-Schätzeinheit 703, eine Störungsminderungseinheit 705a und eine Entzerrungs-/Detektions- und Kanaldecodierungseinheit 707 umfassen. Die Aggressorstörleistungs-Schätzeinheit 701 kann zum Bestimmen von Störleistungen von Aggressorzellen gemäß dem zuvor in Bezug auf 1 beschriebenen Verfahren 100 konfiguriert sein. Die Aggressorstörleistungs-Schätzeinheit 701 kann dem Leistungsschätzer 300 entsprechen, der zuvor in Bezug auf 3 beschrieben wurde. Die Rauschkovarianz-Schätzeinheit 703 kann zum Schätzen von Rauschkovarianzmaßen, z.B. Rauschkovarianzmatrizen, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, konfiguriert sein. Die Rauschkovarianz-Schätzeinheit 703 kann die geschätzten Störleistungen von Aggressorzellen empfangen, die von der Aggressorstörleistungs-Schätzeinheit 701 berechnet werden, und zum Bestimmen eines SINR-skalierten Kovarianzmaßes gemäß dem zuvor in Bezug auf 1 beschriebenen Verfahren 100 konfiguriert sein. Das SINR-skalierte Kovarianzmaß kann ein optimales SINR-skaliertes Kovarianzmaß sein, das gemäß bestimmten Optimierungskriterien bestimmt wird. Die Störungsminderungseinheit 705a kann Störungsminderung auf der Basis des geschätzten SINR-skalierten Kovarianzmaßes durchführen.
In einem Beispiel kann der SINR-Skalierungsempfänger 700 eine Störungsabweisungskombinationseinheit 705b zum Durchführen von Störungsabweisungskombination basierend auf dem (optimalen) SINR-skalierten Rauschkovarianzmaß umfassen.
In einem Beispiel kann der SINR-Skalierungsempfänger 700 eine Einheit 705c zum Schätzen des kleinesten mittleren quadratischen Fehlers (MMSE) zum Durchführen von MMSE-Schätzung basierend auf dem (optimalen) SINR-skalierten Rauschkovarianzmaß umfassen.
In einem Beispiel kann der SINR-Skalierungsempfänger 700 eine CRS-Auslöschungsempfänger zum Aufheben von Stör-CRS basierend auf dem (optimalen) SINR-skalierten Rauschkovarianzmaß umfassen. Der CRS-Auslöschungsempfänger kann jegliche Art von Empfänger sein, der CRS-REs, die von einer oder mehreren dominierenden Störzellen empfangen werden, aus dem gewünschten Signal der versorgenden Zelle löschen kann. Die Kenntnis der CRS-REs der Störzelle(n) kann vorausgesetzt werden. Das Löschen von CRS-REs aus dem gewünschten Signal kann Kanalschätzung des Kanals von der UE zur Störzelle umfassen. Das gewünschte Signal kann jegliche Art von Kanal sein, der durch die versorgende Zelle gesendet wird, einschließlich PDSCH, PDCCH, Versorgungszell-CRS usw. Ein CRS-Auslöschungsempfänger kann in erster Linie z.B. auf PDSCH und PDCCH angewendet werden. Der Empfänger kann die Störung basierend auf den geschätzten Kovarianzmaßen auslöschen, die gemäß dem zuvor in Bezug auf 1 beschriebenen Verfahren 100 geschätzt werden.
In einem Beispiel kann der SINR-Skalierungsempfänger 700 als ein Parameterstörungsminderungsempfänger konfiguriert sein, der Parameterstörungsminderung gemäß einem Verfahren zur Parameterstörungsminderung, z.B. einem Verfahren zur CRS-Parameterstörungsminderung, wie im Folgenden beschrieben, durchführt.
Element 1: Schätzen der Rauschkovarianz basierend auf CRS oder DMRS der Zielzelle gemäß ${\hat{R}}_{n}^{NoInterf} = E [(y_{p} - {\hat{h}}_{p} x_{p}) {(y_{p} - {\hat{h}}_{p} x_{p})}^{H}] \approx σ_{n}^{2} I$
wobei y_pdas empfangene Pilotsignal ist, ĥ_p der geschätzte Kanal der Zielzelle ist, und x_p das bekannte Pilotsignal ist.
Element 2: Durchführen von Rausch-Weißung von störungsfreien REs (und der entsprechenden Zielzellen-Kanalschätzungen) für die REs unter Verwendung der geschätzten Kovarianzmatrix ${\hat{R}}_{n}^{NoInterf} .$
Element 3: Durchführen von Aggressorkanalschätzung von jedem Antennenanschluss i und jeder CRS-Verschiebung v (Störleistungsschätzung von Nv Aggressoren pro CRS-Verschiebung).
Element 4: Berechnen der Rauschkovarianzmatrix für Daten-REs, die von Aggressor-CRS von AP i und CRS-Verschiebung v betroffen sind, gemäß $R_{n}^{v,AP - i} = \sum_{j = 1}^{Nv} {\hat{h}}_{j,AP - i} {\hat{h}}_{j,AP - i}^{H} + {\hat{R}}_{n}^{NoInterf} \approx \sum_{j = 1}^{Nv} h_{j,AP - i} h_{j,AP - i}^{H} + σ_{n}^{2} I$
wobei N_v die Anzahl von dominierenden Aggressoren mit CRS-Verschiebung v ist, und ${\hat{h}}_{j,AP - i}^{H}$
der Kanal des j-ten Aggressors von Antennenanschluss AP-i ist.
Element 5: Durchführen von Rausch-Weißung der REs (und der entsprechenden Zielzellen-Kanalschätzung), die von Aggressoren von Antennenanschluss AP-i und CRS-Verschiebung v betroffen sind, unter Verwendung der geschätzten Kovarianzmatrix $R_{n}^{v,AP - i} .$
Element 6: Ausführen von Element 4 und 5 für jeden Antennenanschluss und jede CRS-Verschiebung. Schritt 4 und 5 werden nicht unbedingt an den REs mit CRS-Verschiebung der Zielzelle (Position von REs, an welcher CRS von Zielzelle übertragen wird) ausgeführt.
Element 7: Durchführen von Entzerrung/Detektion.
Element 8: Kanalcodierung (falls zutreffend).
Element 1 und 2 des Verfahrens zur Parameterstörungsminderung können Block 1 und 2 des CRS-IM-SINR-Skalierungsverfahrens, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, entsprechen.
Element 3 des Verfahrens zur Parameterstörungsminderung, d.h. Aggressorkanalschätzung, kann durch Verwenden der Aggressorleistung angewendet werden, die gemäß Block 3 des zuvor in Bezug auf 1 beschriebenen CRS-IM-SINR-Skalierungsverfahren geschätzt wird. Die CRS-Störleistung kann durch Verwenden eines der beiden zuvor in Bezug auf 1 beschriebenen Störleistungsschätzalgorithmen, d.h. des pilotdifferenzbasierten oder des M1M2-basierten Algorithmus, geschätzt werden.
Element 4 des Verfahrens zur Parameterstörungsminderung, d.h. Rauschkovarianzschätzung für Daten-REs, die von Aggressor-CRS von AP i und CRS-Verschiebung v betroffen sind, kann durch Verwenden von Block 4 des zuvor in Bezug auf 1 beschriebenen CRS-IM-SINR-Verfahrens, d.h. durch Verwenden der geschätzten CRS-Störleistung des j-ten Aggressors vom Antennenanschluss AP-i anstelle des Verwendens des geschätzten Kanals des j-ten Aggressors, angewendet werden. Auf diese Weise kann die rechnerisch komplexe Kanalschätzung vermieden oder zumindest ihre Komplexität verringert werden.
Element 5 und 6 des Verfahrens zur Parameterstörungsminderung können Block 5 und 6 des CRS-IM-SINR-Skalierungsverfahrens, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, entsprechen. Element 7 und 8 des Verfahrens zur Parameterstörungsminderung können Block 7 des CRS-IM-SINR-Skalierungsverfahrens, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, entsprechen.
Wenn der SINR-Skalierungsempfänger 700 als Parameterstörungsminderungsempfänger konfiguriert wird, kann die Anzahl von Aggressorkanalschätzungen auf ein paar dominierende Aggressoren beschränkt werden, und die CRS-Störung der restlichen Aggressoren kann durch Verfahren 100, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, behandelt werden.
Störungsminderung unter Verwendung des Verfahrens zur CRS-Parameterstörungsminderung während ABS kann optimale Kombination durchführen und infolgedessen zu Störungsunterdrückung, d.h. einem erhöhten Nachentzerrungs-SINR bei reduzierter Roh-BER und optimaler SINR-Skalierung, d.h. zuverlässigen weichen Bits für den Kanaldecoder, führen. Reduzierte Roh-BER und zuverlässige weiche Bits können die BLER ungeachtet der Modulations- und Coderate reduzieren.
Ein beispielhafter SINR-Skalierungsempfänger 700 kann die folgenden Verarbeitungsblöcke bereitstellen:

1) Schätzung von CRS-Störleistung der Aggressoren;
2) Schätzung der Störungs-plus-Rausch-Kovarianzmatrix für REs, die schwer von Aggressor-CRS betroffen sind, durch Verwenden der geschätzten CRS-Störleistung des Aggressors und von Rauschkovarianzschätzungen, die an den Zielzellpiloten (CRS oder DMRS) gemessen werden;
3) Rausch-Weißung unter Verwendung der geschätzten Kovarianzmatrizen zum Unterdrücken von Störung und außerdem Erreichen von optimaler SINR-Skalierung infolge reduzierten Ausfalls.

Das Einsetzen des zuvor in Bezug auf 1 beschriebenen Verfahrens 100 zusammen mit einem CRS-Auslöschungs- oder CRS-Störungsabweisungsempfänger, z.B. einem Empfänger, der eine MMSE-Einheit 705c oder eine Störungsabweisungskombinationseinheit 705b umfasst, wie in 7 dargestellt, kann UE-Komplexität begrenzen und eine verbesserte Behandlung von CRS-Störung (Anzahl von Aggressoren) erreichen.
Ein SINR-Skalierungsempfänger 700 und ein Verfahren, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, können demnach die folgenden Wirkungen erzielen: Robuste Arbeitsleistung über eine große Auswahl von Geometrien, ähnliche Arbeitsleistung wie ein CRS-Auslöschungsempfänger bei geringen Geometrien und sehr geringer Komplexität, da keine Aggressorkanalschätzung erforderlich sein muss.
8a stellt ein Arbeitsleistungsdiagramm dar, das die Transinformation (oder gegenseitige Information) in Prozenten vor dem Eingang eines Kanaldecoders des Empfängers 700 für zwei verschiedene Störszenarien veranschaulicht. Zwei Aggressoren bei 12 dB stören in einem ABS-Szenario. Der Graph 800a auf der linken Seite zeigt PDSCH-Verarbeitung mit nCFI = 3 und veranschaulicht das Störszenario von 20% von Betriebsmittelelementen, die von CRS betroffen sind. Der Graph 800b auf der rechten Seite zeigt PDCCH-Verarbeitung mit nCFI = 2 und veranschaulicht das Störszenario von 50% von Betriebsmittelelementen, die von CRS betroffen sind. Im Graphen 800a auf der linken Seite ist das Szenario „keine Störung“ durch eine erste Kurve 801 dargestellt, das Szenario „Vorweißung (ohne CRS-IM)“ ist durch eine zweite Kurve 802 dargestellt, das Szenario „CRS-Punktierung“ ist durch eine dritte Kurve 803 dargestellt, das Szenario „CRS-Störungsabweisung“ ist durch eine vierte Kurve 804 dargestellt, und das Szenario „optimale SINR-Skalierung“ ist durch eine fünfte Kurve 805 dargestellt. Im Graphen 800b auf der rechten Seite ist das Szenario „keine Störung“ durch eine erste Kurve 811 dargestellt, das Szenario „Vorweißung (ohne CRS-IM)“ ist durch eine zweite Kurve 812 dargestellt, das Szenario „CRS-Punktierung“ ist durch eine dritte Kurve 813 dargestellt, das Szenario „CRS-Störungsabweisung“ ist durch eine vierte Kurve 814 dargestellt, und das Szenario „optimale SINR-Skalierung“ ist durch eine fünfte Kurve 815 dargestellt.
Die Transinformation wurde nach der Entzerrung gemessen, welche die Qualität der weichen Bits, die in den Kanaldecoder eingegeben werden, und das Maximum der erreichbaren Kapazität anzeigt. In 8a sind verschiedene Szenarios dargestellt, die für PDSCH und PDCCH relevant sind, und es ist Folgendes zu beobachten.
Die Arbeitsleistung der CRS-Störungsabweisung 804 und der optimalen SINR-Skalierung 805 können für PDSCH ähnlich sein, da der Prozentsatz von REs, die von CRS-Störung betroffen sind, verhältnismäßig niedrig ist (20%), und der Großteil der Gewinne, die im Vergleich zu keiner CRS-Störungsbehandlung erreicht werden, auf die optimale SINR-Skalierung zurückzuführen ist.
Die Arbeitsleistung des Empfängers für optimale SINR-Skalierung 805 für PDSCH schlägt sich nicht unbedingt in einer höheren Transinformation wie bei einem CRS-Punktierungsempfänger 803 nieder. Dies bedeutet, dass der Empfänger für optimale SINR-Skalierung 805 auch für höhere Coderaten eingesetzt werden kann.
Die Arbeitsleistung des Empfängers für optimale SINR-Skalierung 805 für PDCCH kann geringer als die des CRS-Störungsabweisungsempfängers 804 sein, da der Prozentsatz an REs, die von CRS-Störung betroffen sind, hoch ist (50%) und die Gewinne eben durch die optimale SINR-Skalierung beschränkt wird. Es ist zu erwähnen, dass der Arbeitsleistungsgewinn des Empfängers für optimale SINR-Skalierung 805 gegenüber einem Empfänger ohne CRS-Störungsbehandlung dennoch signifikant sein kann.
Im Gegensatz zu einem CRS-Punktierungsempfänger 803 kann der Empfänger für optimale SINR-Skalierung 805 auch für PDCCH-CRS-Störungsminderung verwendet werden.
8b, 8c und 8d stellen Arbeitsleistungsdiagramme dar, die den Datendurchsatz eines SINR-Skalierungsempfängers 700 für ein MCS-6 (QPSK 1/3)-Modulations- und Codierungsschema ( 8b), für ein MCS-15 (16-QAM 0,6)-Modulations- und Codierungsschema (8c), für ein MCS-24 (64-QAM 3/4)-Modulations- und Codierungsschema (8d) und zwei verschiedene Kanalszenarios mit EVA-5- und ETU-5-Kanalmodellen gemäß 3GPP veranschaulichen.
Der Graph 800c auf der linken Seite stellt ein EVA-5-Kanalmodell dar. Der Graph 800d auf der rechten Seite stellt ein ETU-5-Kanalmodell dar. Im Graphen 800c auf der linken Seite ist das Szenario „Vorweißung“ durch eine erste Kurve 821 dargestellt, das Szenario „Punktierung“ ist durch eine zweite Kurve 822 dargestellt, das Szenario „CRS-IC“ ist durch eine dritte Kurve 823 dargestellt, und das Szenario „Vorweißung mit optimaler SINR-Skalierung“ ist durch eine vierte Kurve 804 dargestellt. Im Graphen 800d auf der rechten Seite ist das Szenario „Vorweißung“ durch eine erste Kurve 831 dargestellt, das Szenario „Punktierung“ ist durch eine zweite Kurve 832 dargestellt, das Szenario „CRS-IC“ ist durch eine dritte Kurve 833 dargestellt, und das Szenario „Vorweißung mit optimaler SINR-Skalierung“ ist durch eine vierte Kurve 834 dargestellt.
Der Graph 800e auf der linken Seite stellt ein EVA-5-Kanalmodell dar. Der Graph 800f auf der rechten Seite stellt ein ETU-5-Kanalmodell dar. Im Graphen 800e auf der linken Seite ist das Szenario „Vorweißung“ durch eine erste Kurve 841 dargestellt, das Szenario „Punktierung“ ist durch eine zweite Kurve 842 dargestellt, das Szenario „CRS-IC“ ist durch eine dritte Kurve 843 dargestellt, und das Szenario „Vorweißung mit optimaler SINR-Skalierung“ ist durch eine vierte Kurve 844 dargestellt. Im Graphen 800f auf der rechten Seite ist das Szenario „Vorweißung“ durch eine erste Kurve 851 dargestellt, das Szenario „Punktierung“ ist durch eine zweite Kurve 852 dargestellt, das Szenario „CRS-IC“ ist durch eine dritte Kurve 853 dargestellt, und das Szenario „Vorweißung mit optimaler SINR-Skalierung“ ist durch eine vierte Kurve 854 dargestellt.
Der Graph 800g auf der linken Seite stellt ein EVA-5-Kanalmodell dar. Der Graph 800h auf der rechten Seite stellt ein ETU-5-Kanalmodell dar. Im Graphen 800g auf der linken Seite ist das Szenario „Vorweißung“ durch eine erste Kurve 861 dargestellt, das Szenario „Punktierung“ ist durch eine zweite Kurve 862 dargestellt, das Szenario „CRS-IC“ ist durch eine dritte Kurve 863 dargestellt, und das Szenario „Vorweißung mit optimaler SINR-Skalierung“ ist durch eine vierte Kurve 864 dargestellt. Im Graphen 800h auf der rechten Seite ist das Szenario „Vorweißung“ durch eine erste Kurve 871 dargestellt, das Szenario „Punktierung“ ist durch eine zweite Kurve 872 dargestellt, das Szenario „CRS-IC“ ist durch eine dritte Kurve 873 dargestellt, und das Szenario „Vorweißung mit optimaler SINR-Skalierung“ ist durch eine vierte Kurve 874 dargestellt.

Link-Level-Tests, wie in 8a bis 8d dargestellt, zeigen die Arbeitsleistung des SINR-Skalierungsverfahrens 100, wie zuvor in Bezug auf 1 beschrieben, gegenüber CRS-Störungsminderungsschemata. Die in nachstehender Tabelle 1 aufgeführten Konfigurationen werden zum Testen der Arbeitsleistung verwendet. Tabelle 1: Konfigurationen zum Testen der Arbeitsleistung

Bandbreite	10 MHz
Übertragungsmodus	TM4, Rank1 (Strahlformung im geschlossenen Kreis)
Antennenkonfiguration	2 x 2 niedrige Korrelation
Kanal	EVA-5Hz u. ETU-5Hz
Modulations- und Codierungsschema	MCS-6 (QPSK 1/3), MCS-15 (16-QAM 0,6) u. MCS-24 (64-QAM 3/4)
Maximale Anzahl von HARQ-Wiederholungssendungen	4
Kanalschätzung	2D-MMSE über 1 PRB, geschätztes SINR, ideale Doppler- und Laufzeitverbreiterung
Aggressor-CRS-Verschiebung	Nichtkollidierend
Aggressor-SNR	16 dB
Herkömmliche Empfänger zum Vergleich	Empfänger ohne CRS-Störungsbehandlung, CRS-Punktierungs- und - Auslöschungsempfänger

Die Zielzellen-SNR [dB] zeigt nur das Verhältnis zwischen Signalleistung (Zielzelle) und AWGN. Die Geometrie (SINR) kann abgleitet werden, wie folgt:
Rauschleistung im Linearmaßstab: $N = 10^{\land} (- Z i e l z e l l e n - S N R [d B] / 10)$
Störleistung im Linearmaßstab: $I = N * 10^{\land} (A g g r e s s o r - S N R [d B] / 10)$
Geometrie [dB]: $10 * l o g 10 (1 / (I + N))$
Aus den 8b, 8c und 8d ist Folgendes zu ersehen: Der CRS-IM-Empfänger 824 kann herkömmliche Empfänger ohne CRS-Störungsunterdrückungsfähigkeiten um etwa 6 dB bei 70% Durchsatz übertreffen. Der CRS-IM-Empfänger 824 kann eine ähnliche Arbeitsleistung wie die herkömmlichen CRS-IM-Empfänger 823 bei niedrigen SNRs und Coderaten aufweisen (8b). Im Gegensatz zu einem CRS-Punktierungsempfänger 822 kann der CRS-IM-Empfänger 824 sogar für höhere Modulations- und Codierungsraten eingesetzt werden. Der CRS-IM-Empfänger 844 kann einen CRS-Auslöschungsempfänger 843 um etwa 1,5 bis 4 dB bei 70% Durchsatz für mittlere und hohe SNRs übertreffen (8c und 8d). Im Gegensatz zu CRS-Auslöschungsempfängern kann der CRS-IM-Empfänger über einen großen Bereich von SNRs robust sein.
Obwohl außerdem ein bestimmtes Merkmal oder ein bestimmter Aspekt der Offenbarung möglicherweise nur in Bezug auf eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde, kann solch ein Merkmal oder Aspekt mit einem oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Implementierungen kombiniert werden, wenn es für eine beliebige oder bestimmte Anwendung erwünscht und vorteilhaft ist. Ferner sollen, insofern als die Begriffe „aufweisen“, „haben“, „mit“ oder andere Varianten davon in der ausführlichen Beschreibung oder den Ansprüchen verwendet werden, diese Begriffe in einer ähnlichen Weise einschließend sein wie der Begriff „umfassend“. Außerdem versteht es sich von selbst, dass Aspekte der Offenbarung in diskreten Schaltungen, teilweise integrierten Schaltungen oder voll integrierten Schaltungen oder Programmierungsmitteln implementiert werden können. Außerdem beziehen sich die Begriff „beispielhaft“, „zum Beispiel“ und „z. B.“ lediglich auf ein Beispiel statt auf das Beste oder Optimale.
Obwohl hierin spezifische Ausführungsformen veranschaulicht und beschrieben wurden, ist für Fachleute zu erkennen, dass die dargestellten und beschriebenen spezifischen Aspekte durch eine Vielfalt von alternativen und/oder gleichwertigen Implementierungen ersetzt werden können, ohne vom Konzept der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Diese Anmeldung beabsichtigt, jegliche Anpassungen oder Änderungen der hierin erörterten spezifischen Aspekte zu erfassen.
Obwohl die Elemente in den folgenden Ansprüchen in einer bestimmten Reihenfolge mit der entsprechenden Bezeichnung angeführt werden, ist nicht beabsichtigt, dass die Implementierung dieser Elemente unbedingt auf diese bestimmte Reihenfolge beschränkt ist, sofern die Anspruchsdarstellungen nicht eine bestimmte Reihenfolge zur Implementierung einiger oder aller dieser Elemente implizieren.

Claims

Verfahren (100), umfassend: Empfangen (101) eines Signals, das ein zweidimensionales Zeit-Frequenz-Signalmuster darstellt; Bestimmen (103) eines ersten Kovarianzmaßes basierend auf einem vorbestimmten ersten Signalteil des Signalmusters; Bestimmen (105) eines zweiten Kovarianzmaßes basierend auf einem vorbestimmten zweiten Signalteil des Signalmusters, wobei der zweite Signalteil des Signalmusters ein Datensignal umfasst; und Verarbeiten (107) des Signals basierend auf dem ersten Kovarianzmaß und dem zweiten Kovarianzmaß.
Verfahren (100) nach Anspruch 1, wobei der zweite Signalteil des Signalmusters durch ein Störsignal mindestens einer Aggressorzelle gestört wird.
Verfahren (100) nach Anspruch 2, wobei das Störsignal eines von einem zellspezifischen Referenzsignal und einem demodulierten Referenzsignal umfasst.
Verfahren (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Signalteil des Signalmusters ein Referenzsignal umfasst.
Verfahren (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Signalteil des Signalmusters eines von einem zellspezifischen Referenzsignal und einem demodulierten Referenzsignalumfasst.
Verfahren (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Verarbeiten (107) des Signals umfasst: Durchführen von Rausch-Weißung des Signals basierend auf dem ersten Kovarianzmaß und dem zweiten Kovarianzmaß.
Verfahren (100) nach Anspruch 6, ferner umfassend: Durchführen von Rausch-Weißung mindestens eines von einem störungsfreien Signalteil des Signalmusters und Kanalschätzungen, die dem störungsfreien Signalteil entsprechen, durch Verwenden des ersten Kovarianzmaßes.
Verfahren (100) nach Anspruch 6 oder 7, ferner umfassend: Durchführen von Rausch-Weißung mindestens eines von einem Signalteil des Signalmusters, der durch ein Störsignal mindestens einer Aggressorzelle gestört wird, und Kanalschätzungen, die dem gestörten Signalteil entsprechen, durch Verwenden des zweiten Kovarianzmaßes.
Verfahren (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Signal gemäß einer orthogonalen Frequenzmultiplextechnik codiert wird.
Vorrichtung (200), umfassend: eine erste Einheit (201), die zum Empfangen eines Signals (210) ausgelegt ist, das ein zweidimensionales Zeit-Frequenz-Signalmuster darstellt; eine zweite Einheit (203), die zum Bestimmen eines ersten Kovarianzmaßes (216) basierend auf einem vorbestimmten ersten Signalteil (212) des Signalmusters ausgelegt ist; eine dritte Einheit (205), die zum Bestimmen eines zweiten Kovarianzmaßes (218) basierend auf einem vorbestimmten zweiten Signalteil (214) des Signalmusters ausgelegt ist, wobei die dritte Einheit (205) zum Bestimmen des zweiten Kovarianzmaßes (218) basierend auf einer Leistungsschätzung in Bezug auf ein Pilotsignal mindestens einer Aggressorzelle ausgelegt ist; und eine vierte Einheit (207), die zum Verarbeiten des Signals basierend auf dem ersten Kovarianzmaß (216) und dem zweiten Kovarianzmaß (218) ausgelegt ist.
Vorrichtung (200) nach Anspruch 10, wobei die dritte Einheit (205) so ausgelegt ist, dass sie die Leistungsschätzung durchführt, umfassend: Bestimmen einer Differenz eines demodulierten Pilotsignals und des demodulierten Pilotsignals, das einer zeitlichen Verschiebung unterworfen ist.
Vorrichtung (200) nach Anspruch 10 oder 11, wobei die dritte Einheit (205) zum Bestimmen des zweiten Kovarianzmaßes (218) basierend auf einer Schätzung eines Moments erster Ordnung und eines Moments zweiter Ordnung in Bezug auf ein Pilotsignal mindestens einer Aggressorzelle ausgelegt ist.
Vorrichtung (200) nach Anspruch 12, wobei die dritte Einheit (205) so ausgelegt ist, dass sie das Moment erster Ordnung und das Moment zweiter Ordnung schätzt, umfassend: Bestimmen eines Produkts des demodulierten Pilotsignals und einer komplexen Konjugation des demodulierten Pilotsignals, das einer zeitlichen Verschiebung unterworfen ist.
Vorrichtung (200) nach Anspruch 13, wobei die dritte Einheit (205) zum Bestimmen des Moments erster Ordnung basierend auf einem reellen Operator des Produkts und zum Bestimmen des Moments zweiter Ordnung basierend auf einem imaginären Operator des Produkts ausgelegt ist.