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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betätigen eines Magneteinspritzventils mit einer zwischen den Polen einer ersten Versorgungsspannungsquelle verschalteten Serienschaltung aus einem ersten steuerbaren Schaltmittel, der Spule des Einspritzventils, einem zweiten steuerbaren Schaltmittel und einem ersten Widerstand, mit einer ersten Diode, die zwischen dem Verbindungspunkt der Spule und dem zweiten steuerbaren Schaltmittel und dem positiven Potential der ersten Versorgungsspannungsquelle in Durchlassrichtung verschaltet ist und mit einer zweiten Diode, die zwischen dem Verbindungspunkt des ersten steuerbaren Schaltmittels und der Spule und dem positiven Potential einer zweiten Versorgungsspannungsquelle in Sperrrichtung verschaltet ist, wobei die negativen Potentiale der ersten und der zweiten Versorgungsspannungsquelle miteinander verbunden sind.
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Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der
EP 1 582 725 A1 bekannt. Dort werden die gepulsten Steuersignale für die Schaltmittel von einem Mikrocomputer zur Verfügung gestellt, der diese aus der Information über den Strom durch die Spule des Magneteinspritzventils in aufwendiger Rechnung ermitteln muss. Auch sind die zur Ansteuerung der Schaltmittel nötigen Treiberschaltungen im dortigen Mikrocomputer integriert, was ein spezielles Mikrocomputerdesign in einer anwenderspezifischen Ausbildung erforderlich macht.
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Die
DE 27 43 233 A1 betrifft eine Einrichtung zur Temperaturmessung mit einer digitalen Temperaturanzeigeeinrichtung, bei der ein Widerstandsnetzwerk an den Ausgängen eines Mikroprozessorsystems mit dem nicht-invertierenden Eingang eines Komparators verbunden ist, dessen Ausgang wiederum zum Mikroprozessorsystem zurückgeführt ist.
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Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betätigen eines Magneteinspritzventils anzugeben, die einfach aufgebaut und damit für kostengünstige Fahrzeuge geeignet ist.
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Die Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung weist in erfindungsgemäßer Weise eine erste Treiberschaltung auf, deren Ausgang mit dem Steuereingang des zweiten Schaltmittels verbunden ist und deren Eingang über einen Spannungsteiler mit einem ersten Anschluss einer Steuereinheit zur Bereitstellung eines Signals für einen hohen Sollwert für den Strom durch die Spule und mit einem zweiten Anschluss der Steuereinheit zur Bereitstellung eines Signals für einen niederen Stromsollwert verbunden ist und eine zweite Treiberschaltung, deren Ausgang mit dem Steuereingang des ersten Schaltmittels und deren Eingang mit dem ersten Anschluss der Steuereinheit verbunden ist.
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Gattungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Betätigen eines Magneteinspritzventils werden üblicherweise während einer Einschaltphase mit einer höheren Spannung beaufschlagt, so dass sich ein während dieser Einschaltphase vorgegebener höherer Sollwert für den Strom durch die Spule schneller einstellen kann. Dies dient dazu, das Magneteinspritzventil gegen die Schließkraft einer Feder möglichst schnell zu öffnen. Um das Einspritzventil in der geöffneten Stellung zu halten, ist nur noch ein geringerer Strom erforderlich, der über einen zweiten vorzugebenden Sollwert eingestellt wird. Meistens wird auch nur eine geringere Spannung an die Spule des Einspritzventils angelegt, um die Versorgungsspannungsquelle für die hohe Spannung zu entlasten. Hierfür sind üblicherweise aufwendige Rechenvorgänge erforderlich, die einen entsprechend leistungsfähigen Mikroprozessor erfordern.
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In erfindungsgemäßer Weise wird lediglich über zwei Schaltpegel einer Steuereinheit und einem mit den entsprechenden Anschlüssen der Steuereinheit verbundenen Spannungsteiler der höhere oder der niedere Stromsollwert einer Treiberschaltung für das zweite Schaltmittel zugeführt. Da das erste Schaltmittel nur bei Vorgabe des höheren Stromsollwerts eingeschaltet wird, ist in erfindungsgemäßer Weise die Treiberschaltung für das erste Schaltmittel direkt mit dem Anschluss der Steuereinheit verbunden, der auch den höheren Stromsollwert bewirkt. Damit ist eine sehr einfache Schaltungsanordnung möglich, die mit nur zwei Signalpegeln einer Steuereinheit funktionsfähig ist.
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In vorteilhafter Weiterbildung ist die zweite Treiberschaltung mit einer Bootstrapschaltung und einer diese ansteuernden Open-Collector-Transistorschaltung gebildet. Hierdurch kann in einfacher Weise das erste als High-Side-Schalter ausgebildete Schaltmittel durchgeschaltet werden, wobei die Open-Collector-Transistorschaltung die Pegelwandlung von dem Logikpegel am ersten Anschluss der Steuereinheit zum erforderlichen Pegel zur Ansteuerung der Bootstrapschaltung bewerkstelligt.
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In einer vorteilhaften Ausbildung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist die erste Treiberschaltung mit einem Komparator gebildet, dessen Ausgang mit dem Steuereingang des zweiten Schaltmittels verbunden ist, dessen invertierender Eingang mit einer dem Strom durch die Spule repräsentierenden Spannung beaufschlagt ist und dessen nicht-invertierender Eingang mit einem Knotenpunkt verbunden ist, der über einen zweiten Widerstand mit dem negativen Pol der ersten Versorgungsspannung verbunden ist und der über einen dritten Widerstand mit dem ersten Anschluss der Steuereinheit und über einen vierten Widerstand mit dem zweiten Anschluss der Steuereinheit verbunden ist, wobei der Wert des dritten Widerstands größer als der Wert des vierten Widerstands ist und wobei der Ausgang des Komparators über einen fünften Widerstand mit dem Steuereingang des als Feldeffekttransistor ausgebildeten zweiten Schaltmittels verbunden ist, wobei der Wert des fünften Widerstands so gewählt ist, dass sich mit dem Wert der Eingangskapazität des zweiten Schaltmittels eine Schalthysterese ergibt. Auf diese Weise ist in schaltungstechnisch sehr einfacher Weise eine Zwei-Punkt-Regelung um den über den Spannungsverteiler vorgegebenen Stromsollwert möglich.
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In einer vorteilhaften Weiterbildung ist der invertierende Eingang des Komparators über einen Tiefpass mit dem dem negativen Pol der ersten Versorgungsspannungsquelle abgewandten Anschluss des ersten Widerstands verbunden. Hierdurch ist eine vorteilhafte Beeinflussung der Schalthysterese der Treiberschaltung für das zweite Schaltmittel mit einfachen schaltungstechnischen Mitteln möglich.
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Die Erfindung soll nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels mit Hilfe einer Figur näher beschrieben werden. Dabei zeigt die
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Figur einen detaillierten Schaltplan einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
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Gemäß der Figur ist einer ersten Versorgungsspannungsquelle V1 die Serienschaltung aus einem ersten n-Kanal-Feldeffekttransistor T1, der Spule L1 eines Magneteinspritzventils, einem zweiten Feldeffekttransistor T2 und einem ersten Widerstand R1 parallel geschaltet. Der erste Widerstand R1 dient als Strommesswiderstand und hat nur einen sehr geringen Widerstandswert. Der Verbindungspunkt zwischen der Spule L1 und dem zweiten Schaltmittel T2 ist über eine erste in Flussrichtung gepolte Freilaufdiode D1 mit dem positiven Pol der ersten Versorgungsspannungsquelle V1 verbunden. Der andere Anschluss der Spule L1 ist über eine in Sperrrichtung gepolte zweite Freilaufdiode D2 mit dem positiven Pol einer zweiten Versorgungsspannungsquelle V2 verbunden, deren negativer Pol mit dem negativen Pol der ersten Versorgungsspannungsquelle V1 verbunden ist.
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Durch Einschalten beider Schaltmittel T1, T2 fließt ein durch die erste Versorgungsspannungsquelle V1 bewirkter Strom durch die Spule L1. Aufgrund der hohen Spannung der ersten Versorgungsspannungsquelle V1 erreicht dieser Strom schnell einen hohen Stromsollwert, und kann durch nachfolgendes Aus- und wieder Einschalten des zweiten Schaltmittels T2 eine gewünschte Zeit auf diesem hohen Stromsollwert gehalten werden. Wenn das zweite Schaltmittel T2 ausgeschaltet ist kann sich das in der Spule L1 gespeicherte Magnetfeld über einen Stromfluss durch die erste Freilaufdiode D1 abbauen, wobei die Energie zurück in die erste Versorgungsspannungsquelle V1 gespeichert wird. Nach dieser Einschaltphase, die zum schnellen Öffnen des Magneteinspritzventils dient, folgt eine Haltephase, für die nur ein geringerer Strom erforderlich ist, der von der zweiten Versorgungsspannungsquelle V2 zur Verfügung gestellt wird, wodurch das erste Schaltmittel T1 geöffnet werden kann. Außerdem wird ein zweiter Stromsollwert für die Ein- und Ausschaltbedingung für das zweite Schaltmittel T2 zur Verfügung gestellt.
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Parallel zur Schaltstrecke des ersten als Feldeffekttransistor ausgebildeten Schaltmittels T1 ist die Serienschaltung aus einer zweiten in Durchlassrichtung gepolten Diode D2 und einem zweiten Kondensator C2 geschaltet. Parallel zum zweiten Kondensator C2 ist die Serienschaltung aus einem dritten npn-Transistor T3 und einem vierten pnp-Transistor T4 geschaltet. Der Verbindungspunkt der beiden Emitter des dritten und des vierten Transistors T3, T4 ist über einen siebten Widerstand R7 mit dem Gate-Anschluss des ersten Schaltmittels T1 verbunden. Die beiden Basisanschlüsse des dritten und des vierten Transistors T3, T4 sind miteinander und über einen sechsten Widerstand R6 mit dem Kollektor des dritten Transistors T3 verbunden.
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Wenn das zweite Schaltmittel T2 geschlossen ist, lädt sich der zweite Kondensator C2 über die zweite Diode D2 auf etwa die Spannung der ersten Versorgungsspannungsquelle V1 auf. Wenn der dritte Transistor T3 durch ein entsprechendes Potential an seinem Basisanschluss leitend geschaltet wird, liegt die Spannung am zweiten Kondensator C2 über die Laststrecke des dritten Transistors T3 und den siebten Widerstand R7 zwischen dem Gate- und dem Source-Anschluss des ersten Schaltmittels T1 an, wodurch dieses sicher durchschalten kann. Die zweite Diode D2, der zweite Kondensator C2, der dritte Transistor T3, der vierte Transistor T4, der sechste Widerstand R6 und der siebte Widerstand R7 bilden eine Bootstrapschaltung BT.
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Die Basisanschlüsse des dritten und des vierten Transistors T3, T4 sind über einen achten Widerstand R8 mit dem Kollektor eines fünften npn-Transistors T5 verbunden, dessen Emitter-Anschluss mit dem einen Massenanschluss bildenden negativen Polen der ersten und zweiten Versorgungsspannungsquellen V1, V2 verbunden. Der Basisanschluss des fünften Transistors T5 ist über einen neunten Widerstand R9 mit dem positiven Pol einer dritten Versorgungsspannungsquelle V3 verbunden, deren negativer Pol ebenfalls mit dem Masseanschluss verbunden ist. Die dritte Versorgungsspannungsquelle V3 stellt einen für logische Schaltungen üblichen Regel von etwa 5 Volt zur Verfügung. Die Laststrecke eines sechsten npn-Transistors T6 verbindet den Basis- und den Emitteranschluss des fünften Transistors T5, wobei der Basisanschluss des sechsten Transistors T6 über einen zehnten Widerstand R10 mit dem ersten Anschluss A1 der Steuereinheit μC verbunden ist.
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Der fünfte und der sechste Transistor T5, T6 sowie der achte bis zehnte Widerstand R8, R9, R10 bilden eine Open-Collector-Transistor-Schaltung OC. Diese bildet zusammen mit der Bootstrapschaltung BT die zweite Treiberschaltung TR2.
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Wenn der erste Anschluss A1 der Steuereinheit μC einen Low-Pegel oder einen hochohmigen Zustand aufweist, ist der sechste Transistor T6 ausgeschaltet, wodurch der fünfte Transistor T5 über den neunten Widerstand R9 eingeschaltet wird und die Basisanschlüsse des dritten und vierten Transistors T3, T4 der Bootstrapschaltung BP auf ein Potential zieht, bei dem der dritte Transistor T3 ausgeschaltet und der vierte Transistor T4 eingeschaltet ist und das Gate des als Feldeffekttransistor ausgebildeten ersten Schaltmittels T1 entlädt und somit sicher ausschaltet.
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Liegt am ersten Anschluss A1 der Steuereinheit μC jedoch ein High-Pegel, so schaltet der sechste Transistor T6 ein, wodurch der fünfte Transistor T5 nicht leitend geschaltet wird und sich an den Basisanschlüssen des dritten und des vierten Transistors T3 und T4 ein Potential einstellt, das den dritten Transistor T3 leitend und den vierten Transistor T4 nicht-leitend schaltet, wodurch über den aufgeladenen zweiten Kondensator, wie oben schon erläutert, das erste Schaltmittel T1 leitend geschaltet wird.
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Der erste Anschluss A1 der Steuereinheit μC ist außerdem über einen dritten Widerstand R3 und einen dazu in Serie geschalteten zweiten Widerstand R2 mit dem Massepotential verbunden. Ein zweiter Anschluss A2 der Steuereinheit μC ist über einen vierten Widerstand R4 mit dem Verbindungspunkt P des dritten und des zweiten Widerstands R3, R2 verbunden. Dieser Verbindungspunkt P ist mit dem nicht-invertierenden Eingang eines Komparators K verbunden, dessen invertierender Eingang mit dem Verbindungspunkt einer Serienschaltung aus einem elften Widerstand R11 und einem ersten Kondensator C1 verbunden ist. Diese Serienschaltung aus dem elften Widerstand R11 und dem ersten Kondensator C1 ist parallel zum ersten Widerstand R1 geschaltet. Der Ausgang des Komparators K ist über einen fünften Widerstand R5 mit dem Steueranschluss des als n-Kanal-Feldeffekttransistor ausgebildeten zweiten Schaltmittels T2 verbunden.
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Der Komparator K, der fünfte Widerstand R5, der elfte Widerstand R11 und der erste Kondensator C1 bilden eine erste Treiberschaltung TR1 für das zweite Schaltmittel T2. Diese erste Treiberschaltung TR1 ist über den Verbindungspunkt P mit dem durch den zweiten, den dritten und den vierten Widerstand R2, R3, R4 gebildeten Spannungsteiler verbunden. Der Wert des dritten Widerstands R3 ist kleiner als der des vierten Widerstands R4, so dass sich bei einem High-Pegel am ersten Anschluss A1 ein höherer Spannungspegel am Verbindungspunkt P einstellt, als bei einem High-Pegel am zweiten Anschluss A2 der Steuereinheit μC.
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Bei beiden Spannungspegeln ist über den Ausgang des Komparators K das zweite Schaltmittel T2 leitend geschaltet, wenn der Spannungspegel am ersten Kondensator C1 kleiner ist als der Spannungspegel am Verbindungspunkt P. Dadurch fließt ein Strom durch die Spule L1 und lädt über den elften Widerstand R11 den ersten Kondensator C1 auf, bis dessen Spannung den Spannungspegel am Verbindungspunkt P und am damit verbundenen nicht-invertierenden Eingang des Komparators K erreicht. Dadurch schaltet der Ausgang des Komparators K auf einen Low-Zustand, wodurch sich die Gate-Kapazität des als Feldeffekttransistor ausgebildeten zweiten Schaltmittels T2 über den fünften Widerstand R5 entlädt und nach einer Verzögerungszeit das zweite Schaltmittel T2 nicht-leitend schaltet. Danach entlädt sich der erste Kondensator C1 über den elften Widerstand R11 und den ersten Widerstand R1, wodurch die Spannung am ersten Kondensator C1 sinkt, und bei Unterschreiten des Spannungspegels am Verbindungspunkt P der Komparator an seinem Ausgang wieder einen High-Pegel einnimmt, wodurch sich die Gate-Kapazität des zweiten Schaltmittels T2 über den fünften Widerstand R5 wieder lädt und das zweite Schaltmittel T2 verzögert wieder einschaltet, wodurch wieder ein Strom durch die Spule L1 fließen kann und der Ladevorgang des ersten Kondensators C1 wieder von vorne beginnt.
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Hierdurch pendelt der Strom durch die Spule L1 um den am Verbindungspunkt P vorgegebenen Stromsollwert aufgrund der durch die erste Treiberschaltung TR1 realisierten Zwei-Punkt-Regelung.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht somit auf schaltungstechnisch sehr einfache Weise einen Betrieb des Magneteinspritzventils, ohne dass eine erhöhte Rechenleistung der Steuereinheiten μC erforderlich wäre.
