DE102012105797A1

DE102012105797A1 - Multiplex-Ansteuerschaltkreis für eine Wechselstrom-Zündanlage mit Strommodussteuerung und Fehlertoleranzerkennung

Info

Publication number: DE102012105797A1
Application number: DE102012105797A
Authority: DE
Inventors: David C. Petruska; Doyle Kent Stewart; Monte Lee Wegner; Gerald Michael Eberhardt
Original assignee: Woodward Inc
Current assignee: Woodward Inc
Priority date: 2011-07-01
Filing date: 2012-06-29
Publication date: 2013-01-03
Also published as: CN102852692A; CN106593742B; CN102852692B; CN106593742A

Abstract

Ein Multiplex-Ansteuerschaltkreis für eine Wechselstrom-Zündanlage, die einen gemeinsamen Zweig, der zwei Schalter enthält, die in Reihe geschaltet sind, und einen oder mehrere dedizierte Zweige, wobei jeder Zweig zwei Schalter enthält, die in Reihe geschaltet sind, aufweist. Der Multiplex-Ansteuerschaltkreis enthält des Weiteren einen Transformator für jeden der einen oder mehreren dedizierten Zweige, wobei jeder Transformator eine Primärwicklung aufweist, die zwischen einem der einen oder mehreren dedizierten Zweige und dem gemeinsamen Zweig gekoppelt ist, und wobei jeder Transformator eine Sekundärwicklung, die mit einer Zündkerze parallel geschaltet ist, und einen impulsbreitenmodulierten (PWM) Schaltregler aufweist, der dafür konfiguriert ist, den gemeinsamen Zweig und die dedizierten Zweigschalter zu veranlassen, Eigenschaften der Funkenentladung für die Zündkerze zu steuern; wobei der Schaltregler in der Lage ist, Echtzeit-Diagnoseüberprüfungen durch Überwachen des Zeitpunktes, an dem ein Funkenentladungsereignis stattfindet, auszuführen.

Description

QUERVERWEIS ZU VERWANDTEN PATENTANMELDUNGEN
Diese Patentanmeldung ist eine Teilweiterbehandlung der gleichzeitig anhängigen US-Patentanmeldung Nr. 12/542,794, eingereicht am 18. August 2009, deren gesamte Lehre und Offenbarung durch Bezugnahme in den vorliegenden Text aufgenommen werden.
GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft allgemein Zündanlagen für Verbrennungsmotoren, mit Zündkerzen arbeiten, und insbesondere Zündanlagen für Verbrennungsmotoren, die mit Zündkerzen und Steuerungssystemen zum Steuern des Zündkerzenbetriebes und zum Überprüfen auf Fehlerzustände in der Anlage arbeiten.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
In der Regel enthalten Verbrennungsmotoren Zündkerzen zusammen mit Funken-erzeugenden Zündschaltungen zum Zünden eines Kraftstoff-Luft-Gemisches im Zylinder des Motors. Einige Motoren arbeiten mit Dauermagneten, die an einem sich drehenden Schwungrad angebracht sind, um eine Spannung in einer Ladespule zu erzeugen. In einem typischen kapazitiven Entladungssystem wird elektrische Energie von einer Niederspannungsbatterie in eine Stromversorgung eingespeist, wo sie an einem Kondensator zu einer höheren Spannung aufwärts transformiert wird, der die nötige Spannung liefert, um einen elektrischen Funken entlang der Funkenstrecke einer Zündkerze zu erzeugen. Der Kondensator transferiert seine Energie in die Primärwicklung einer Zündspule und in den Magnetkern der Zündspule. Energie wird aus der Sekundärwicklung der Zündspule abgezogen, bis der Kondensator und der Magnetkern nicht mehr genügend Energie besitzen. In einem induktiven System wird in der Primärwicklung der Spule Energie aus einer Niederspannungsbatterie gezogen. Wenn der Strom in der Primärwicklung der Spule unterbrochen wird, so kommt es zu einem Rücklauf, der einen Überschlag in der Sekundärwicklung verursacht, und Energie wird über die Sekundärwicklung aus dem Zündspulenkern abgezogen. Sowohl in kapazitiven Entladungssystemen als auch in induktiven Zündanlagen wird Energie zu einem Zeitpunkt T₁ durch Stromfluss in der Primärwicklung der Zündspule zu dem Magnetkern der Zündspule übertragen. Zu einem späteren Zeitpunkt T₂ werden die Sekundärspannung und der Sekundärstrom der Zündspule aus der in dem Magnetkern gespeicherten Energie erzeugt. Die Fähigkeit des Veränderns der Sekundärspuleneigenschaften der Leerlaufspannung (LLS), der Stromamplitude (IA) und der Funkendauer (FD) hängen alle mit dem Verändern der in dem Magnetkern der Spule gespeicherten Energie zusammen. Sobald aber die Energie in den Magnetkern gewandert ist, sind die Sekundärspuleneigenschaften größtenteils durch das vorbestimmt, was die Sekundärlast zulässt, und können bis zum nächsten Zündvorgang nicht verändert werden.
Für ein gegebenes induktives oder kapazitives Entladungsspulendesign verhalten sich LLS, SA und FD direkt proportional zur gespeicherten Energie. Wenn die in dem Magnetkern gespeicherte Energie erhöht wird, so nehmen alle drei dieser Werte zu. Die größte Einschränkung in diesen Systemen ist die Leerlaufspannung. Dieser Parameter muss immer groß genug sein, um zuverlässig einen Funken auszulösen. Es gibt also eine Mindestenergie, die der Spule zufließen muss, damit eine zuverlässige Funkenbildung stattfinden kann. Für typische induktive und kapazitive Entladungszündanlagen liegt die LLS in der Größenordnung von 25–40 kV. Dies beschränkt den Grad der Justierbarkeit der IA und FD, der durch das Justieren der Energieeinspeisung möglich ist. Des Weiteren müssen sich IA und FD gemeinsam erhöhen oder verringern. In herkömmlichen induktiven oder kapazitiven Entladespulendesigns lassen sich diese Parameter nicht unabhängig voneinander verstellen. Um die Gesamtreaktion der Zündanlage zu modifizieren, ist es allgemein notwendig, das Spulendesign zu verändern. Und in der Regel kann für ein gegebenes Spulendesign die Beziehung zwischen LLS, IA und FD nicht für verschiedene Motorbetriebsbedingungen optimiert werden.
Als eine Alternative zu kapazitiven Entladungszündanlagen und induktiven Zündanlagen arbeiten einige Motorsysteme mit Wechselstromzündanlagen. In einer Wechselstrom-Zündanlage wird der Wechselstrom in der Regel durch einen Gleichstrom-Wechselstrom-Konverter gebildet. Es gibt verschiedene Arten von Konvertern, die in einem solchen System verwendet werden können. Zum Beispiel enthält eine beispielhafte Wechselstrom-Zündanlage einen Transformator mit einer mittig abgegriffenen Primärspule und eine mit einer Zündkerze verbundene Sekundärspule. An der Zündkerze kann durch Entladen eines Kondensators zu einer der Wicklungen der mittig abgegriffenen Primärspule ein Lichtbogen erzeugt werden. Beide Primärspulenanschlüsse sind mit einem Schalter oder Transistor verbunden. Die Schalter können zwischen Ein und Aus umgeschaltet werden, um die Richtung des Stromflusses in der Primärspule, und damit in der Sekundärspule, umzukehren. Die Steuerung dieser Schalter kann in einer Weise bewerkstelligt werden, die eine Justierung des IA- oder FD-Zeitraums erlaubt.
Jedoch brauchen Wechselstrom-Zündanlagen allgemein mehr Leistungshalbleiter, wie zum Beispiel Schalter und Dioden, als kapazitive Entladungssysteme und induktive Systeme. Oder die Wechselstromzündung erfordert alternativ Zündspulen mit mehr als zwei Wicklungen, wie zum Beispiel eine mittig abgegriffene Primärspulenanordnung. Allgemein nimmt mit abnehmender Spulenkomplexität die Nutzung von Leistungshalbleitern zu und umgekehrt. Dadurch sind Wechselstrom-Zündanlagen teurer zu bauen und möglicherweise weniger zuverlässig, da die zusätzlichen Komponenten und die höhere Komplexität mehr potenzielle Ausfallpunkte schaffen. Des Weiteren erlauben viele Wechselstrom-Zündanlagen keine präzise Echtzeitsteuerung des Sekundärspulenstroms, der die Eigenschaften der Funkenentladung bestimmt. Außerdem besitzen viele Wechselstrom-Zündanlagen nicht die Fähigkeit zur Selbstdiagnose von Stromkreisausfällen oder zur Vorhersage künftiger Stromkreisausfälle.
Es wäre daher wünschenswert, über eine Wechselstrom-Zündanlage zu verfügen, die kostengünstiger und unter Verwendung von weniger Komponenten als herkömmliche Wechselstrom-Zündanlagen gebaut werden können und in der Lage sind, eine einfache Zweiwicklungszündspule zu zünden. Es wäre ebenfalls wünschenswert, über eine Zündanlage zu verfügen, die einen höheren Grad an präziser Echtzeit-Steuerung der FD und IA ermöglicht, als man ihn in der Regel in herkömmlichen induktiven oder kapazitiven Entladungs- oder Wechselstrom-Zündanlagen findet. Außerdem wäre es nützlich, über eine Zündanlage zu verfügen, die in der Lage ist, Stromkreisausfälle zu erkennen oder die Wahrscheinlichkeit künftiger Ausfälle abzuschätzen.
Ausführungsformen der Erfindung stellen eine solche Wechselstrom-Zündanlage bereit. Diese und weitere Vorteile der Erfindung sowie zusätzliche erfinderische Merkmale werden aus der folgenden Beschreibung der Erfindung ersichtlich.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einem Aspekt stellt eine Ausführungsform der Erfindung einen Multiplex-Ansteuerschaltkreis für eine Wechselstrom-Zündanlage bereit, die einen gemeinsamen Zweig, der zwei Schalter umfasst, die in Reihe geschaltet sind, und einen oder mehrere dedizierte Zweige aufweist, wobei jeder dedizierte Zweig zwei Schalter umfasst, die in Reihe geschaltet sind. Die Wechselstrom-Zündanlage enthält des Weiteren einen Transformator (mit einer Zweiwicklungszündspule) für jeden der einen oder mehreren dedizierten Zweige, wobei jeder Transformator eine Primärwicklung aufweist, die zwischen einem der einen oder mehreren dedizierten Zweige und dem gemeinsamen Zweig gekoppelt ist. Des Weiteren weist jeder Transformator eine Sekundärwicklung auf, die mit einer Zündkerze parallel geschaltet ist. Die Wechselstrom-Zündanlage enthält des Weiteren einen pulsweitenmodulierten (PWM) Schaltregler, der dafür konfiguriert ist, den gemeinsamen Zweig und die dedizierten Zweigschalter zu veranlassen, Eigenschaften der Funkenentladung für die Zündkerze zu steuern.
Gemäß einem weiteren Aspekt stellt eine Ausführungsform der Erfindung eine programmierbare Wechselstrom-Zündanlage bereit, die eine elektrische Gleichstromsammelleitung und mehrere Zündkerzen enthält, die jeweils mit einer Sekundärwicklung eines jeweiligen Transformators gekoppelt sind. Jeder Transformator enthält eine Primärwicklung, die einen ersten Anschluss aufweist, der zwischen einem jeweiligen Paar dedizierter Schalter, die in Reihe geschaltet sind, gekoppelt ist. Die programmierbare Wechselstrom-Zündanlage weist außerdem ein Paar gemeinsam genutzter Schalter auf, die in Reihe geschaltet sind, wobei ein zweiter Anschluss jeder Primärwicklung zwischen den gemeinsam genutzten Schaltern gekoppelt ist, und wobei die gemeinsam genutzten Schalter und jeder der dedizierten Schalter mit der Gleichstromsammelleiter gekoppelt sind. Die Wechselstrom-Zündanlage weist einen programmierbaren Regler auf, der dafür konfiguriert ist, die gemeinsam genutzten Schalter und dedizierten Schalter mittels Pulsweitenmodulation zu betätigen, wobei das Steuern der gemeinsam genutzten und dedizierten Schalter das Steuern von Funkenentladungseigenschaften für die mehreren Zündkerzen umfasst. Des Weiteren ist der programmierbare Regler in der Lage, Systemausfälle zu erkennen. Außerdem ist der programmierbare Regler in der Lage, Zündkerzenausfälle oder Fehlzündungszustände anhand der Zeitdauer, die bis zum Eintreten eines Funkenereignisses vergeht, nachdem die Zündanlage mit Strom beaufschlagt wurde, vorherzusagen.
Weitere Aspekte, Aufgaben und Vorteile der Erfindung gehen aus der folgenden detaillierten Beschreibung deutlicher hervor, wenn sie in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen gelesen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die beiliegenden Zeichnungen, die in die Spezifikation eingebunden sind und einen Teil von ihr bilden, veranschaulichen verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung und dienen zusammen mit der Beschreibung der Erläuterung der Prinzipien der Erfindung. In den Zeichnungen ist Folgendes dargestellt:
1 ist ein Schaltbild eines Wechselstrom-Zündanlagenmoduls mit einem Multiplex-Ansteuerschaltkreis gemäß einer Ausführungsform der Erfindung; und
2A und 2B sind Zeitsteuerungsdiagramme, die die Spannungs- und Strom-Grundwellenformen während eines beispielhaften Betriebes der Zündanlage von 1 zeigen;
3 ist ein Blockdiagramm einer 16-kanaligen Wechselstrom-Zündanlage mit Multiplex-Ansteuerschaltkreisen gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
4 ist ein Schaltbild für ein programmierbares Steuerungssystem.
5 enthält Zeitsteuerungsdiagramme, die die Spannungs- und Strom-Grundwellenformen während eines beispielhaften Betriebes der Zündanlage von 4 zeigen.
6 zeigt eine beispielhafte Funktionsweise eines konkreten Aspekts des Schaltkreises in 4.
7 enthält Zeitsteuerungsdiagramme, die die Spannungs- und Strom-Grundwellenformen während eines beispielhaften Betriebes des Schaltkreises in 4 zeigen, wenn er in der in 6 gezeigten Weise betrieben wird.
8 zeigt eine Funktionsweise eines konkreten Aspekts des Schaltkreises in 4, wenn ein Stromkreisfehler vorliegt.
9 enthält Zeitsteuerungsdiagramme, die die Spannungs- und Strom-Grundwellenformen während des Betriebes des Schaltkreises in 4 zeigen, wenn er in der in 8 gezeigten Weise betrieben wird.
10 zeigt ein Diagramm des Stroms durch eine Primärspule einer Wechselstrom-Zündanlage für verschiedene Zündspannungen.
Obgleich die Erfindung in Verbindung mit bestimmten bevorzugten Ausführungsformen beschrieben wird, besteht keine Absicht, sie auf diese Ausführungsformen zu beschränken. Vielmehr ist beabsichtigt, alle Alternativen, Modifikationen und Äquivalente in den Geist und Schutzumfang der Erfindung, wie sie durch die beiliegenden Ansprüche definiert werden, aufzunehmen.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG der ERFINDUNG
1 veranschaulicht ein beispielhaftes Wechselstrom-Zündanlagenmodul 100 mit einem Multiplex-Ansteuerschaltkreis 101 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Das Zündanlagenmodul 100 kann als ein 3-kanaliges Modul (das heißt, mit drei Zündkerzen gekoppelt) oder als ein zwei-kanaliges Modul (das heißt, mit zwei Zündkerzen gekoppelt) konfiguriert werden und enthält einen gemeinsam genutzten, oder gemeinsamen, Zweig 102 mit zwei Schaltern S2, 104 und S3, 106, die in Reihe geschaltet sind. Ein erster dedizierter Zweig 108 hat zwei Schalter S4, 110 und S5, 112, die in Reihe geschaltet sind. Ein Anschluss 103 einer Primärwicklung 114 einer ersten Zündspule oder eines ersten Transformators 116 ist zwischen den Schaltern S2, 104 und S3, 106 gekoppelt, während der andere Anschluss 105 der Primärwicklung 114 zwischen den Schaltern S4, 110 und S5, 112 gekoppelt ist. Eine Sekundärwicklung 118 des ersten Transformators 116 ist mit einer ersten Zündkerze 120 parallel geschaltet. Weil die Zündspulen in der vorliegenden Erfindung nicht so viel Energie speichern müssen wie Zündspulen in Zündanlagen des Standes der Technik, kann die Zündanlage der vorliegenden Erfindung dafür konfiguriert sein, Zündspulen zu verwenden, die im Wesentlichen dafür ausgelegt sind, als Hochspannungstransformatoren statt als Energiespeichervorrichtungen zu fungieren.
Ein zweiter dedizierter Zweig 122 enthält zwei Schalter, S6, 124 und S7, 126, die in Reihe geschaltet sind. Der zweite dedizierte Zweig 122 ist mit dem ersten dedizierten Zweig 108 und dem gemeinsamen Zweig 102 parallel geschaltet. Ein erster Anschluss 121 einer Primärwicklung 128 einer zweiten Zündspule oder eines zweiten Transformators 130 ist zwischen den Schaltern S2, 104 und S3, 106 gekoppelt, während ein zweiter Anschluss 123 der Primärwicklung 128 zwischen den Schaltern S6, 124 und S7, 126 gekoppelt ist. Eine Sekundärwicklung 132 des zweiten Transformators 130 ist mit einer zweiten Zündkerze 134 parallel geschaltet.
In einer alternativen 3-kanaligen Ausführungsform der Erfindung enthält ein dritter dedizierter Zweig 136 (in Strichlinie gezeigt) zwei Schalter, S8, 138 und S9, 140, die in Reihe geschaltet sind. Ein Anschluss 131 einer Primärwicklung 142 eines dritten Transformators 144 (in Strichlinie gezeigt) ist zwischen den Schaltern S2, 104 und S3, 106 gekoppelt, während der andere Anschluss 133 der Primärwicklung 142 zwischen den Schaltern S8, 138 und S9, 140 gekoppelt ist. Eine Sekundärwicklung 146 des dritten Transformators 144 ist mit einer dritten Zündkerze 148 parallel geschaltet.
Wie aus der folgenden Beschreibung ersichtlich ist, wird der gemeinsame Zweig 102 als der gemeinsam genutzte, oder gemeinsame, Zweig bezeichnet, weil er mit mehr als einer Primärwicklung der Transformatoren für die Zündkerzen in der Zündanlage verbunden werden kann. Der gemeinsame Zweig 102 und die drei dedizierten Zweige 108, 122, 136 sind jeweils parallel geschaltet. Im Gegensatz dazu ist jeder dedizierte Zweig 108, 122, 136 mit einer anderen Primärwicklung eines Transformators gekoppelt. Jede Primärwicklung ist mit einer anderen Zündkerze gekoppelt.
In einer Ausführungsform sind die Schalter N-Kanal-Feldeffekttransistoren (FETs). In einer alternativen Ausführungsform sind die Schalter Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), und in einer weiteren Ausführungsform sind die Schalter Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (IGBTs). Es wird jedoch in Betracht gezogen, dass weitere Arten von Schaltern als Schalter gemäß Ausführungsformen der Erfindung verwendet werden können. In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung hat jeder der einen oder mehrere Schalter eine Diode, die anti-parallel geschaltet ist.
Ein Pulsweitenmodulations(PWM)-Schaltregler 150 ist mit einem stromerkennenden Widerstand 152 und einer Neutralleitung 154 gekoppelt, die mit einem gemeinsamen Anschluss des gemeinsamen Zweiges 102 und der dedizierten Zweige 108, 122, 136 verbunden ist. In einer Ausführungsform der Erfindung ist der IBM-Schaltregler 150 als ein feldprogrammierbares Gate-Array (FPGA) implementiert. Wenn die Schalter MOSFETs oder IGBTs sind, so ist der PWM-Schaltregler 150 mit Gattern der Transistoren gekoppelt, um den Schaltbetrieb zu steuern. Des Weiteren kann der PWM-Schaltregler 150 für einen Hochfrequenzbetrieb, beispielsweise 5–55 Kilohertz, konfiguriert sein. Der Hochfrequenzbetrieb des Schaltreglers 150 ermöglicht eine präzise Steuerung des Strompegels der Primärwicklung. Ein hoher Kopplungsfaktor zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung bedeutet, dass eine präzise Steuerung des Primärwicklungsstromes zu einer präzisen Echtzeitsteuerung des Sekundärwicklungsstromes führt. Eine solche Steuerung des Sekundärstromes ermöglicht die Steuerung von Funkenentladungseigenschaften, wie zum Beispiel IA und FD. Dementsprechend ist der PWM-Schaltregler 150 dafür konfiguriert, diese Parameter für eine bestimmte Funkenentladung zu ändern, während die Entladung stattfindet.
In einer Ausführungsform der Erfindung wird elektrische Energie für die Funkenbildung aus der Gleichstromsammelleitung 160 des Gleichstrom-Gleichstrom-Verstärkungskonverters 162 gezogen. Der Verstärkungskonverter 162 enthält einen Regler 164, der einen Schalter S1 166 betätigt. Durch seine Steuerung des Schalters S1 166 regelt der Regler 164 die Ausgangsspannung, das heißt, die Gleichstromsammelleitung 160-Spannung des Verstärkungskonverters 162. Eine Batterie 168 liefert elektrischen Strom zu einer Induktionsspule 170. Der Induktionsspulenanschluss 171 gegenüber der Batterie 168 ist mit einer Diode 172 und dem Schalter S1 166 gekoppelt. Der Schalter S1 166 ist seinerseits mit einem stromerkennenden Widerstand 173 und dem Regler 164 gekoppelt. Der Diodenanschluss 175 gegenüber der Induktionsspule 170 ist mit einem Kondensator 174, der Gleichstromsammelleitung 160 und einer Spannungsrückkopplungsleitung 177, die mit dem Regler 164 gekoppelt ist, gekoppelt.
In einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung liefert die Batterie 168 24 Volt Gleichstrom, die an der Gleichstromsammelleitung 160 auf ungefähr 185 Volt verstärkt werden. Der Schalter S1 166 wird mittels Pulsweitenmodulation moduliert, um einen vorgegebenen durchschnittlichen Strom I_L zu erzeugen. Der Strom I_L hat eine Wechselstromwelligkeitskomponente (zum Beispiel ungefähr ±6 Ampere), das ist weniger als die Gleichstromkomponente (beispielsweise ungefähr 34 Ampere). Der Strom I_L ist ein konstanter Dauerstrom, wenn der Verstärkungskonverter 162 „ein” ist. Der Strom I_L liefert Strompakete durch die Diode 172 zu dem Kondensator 174, wenn der Schalter S1 166 während der S1-Modulation „aus” ist, wenn der Verstärkungskonverter 162 „ein” ist. Diese Strompakete fließen in den Kondensator 174, der die Spannung am Kondensator 174 erhöht. Die Spannungsrückkopplungsleitung 177 wird durch den Regler 164 verwendet, um den Verstärkungskonverter 162 bei einem vorgegebenen Spannungspegel (d. h. 185 Volt) auszuschalten. An diesem Punkt endet die S1-Modulation, und der Schalter S1 166 bleibt in einem offenen Zustand. Der Strom I_L beginnt dann, sich auf null zu verringern. Wenn sich die Spannung V_boost auf einen zweiten vorgegebenen Pegel verringert, so schaltet sich der Verstärkungskonverter 162 wieder ein, und die S1-Hochfrequenzmodulation wird re-initiiert, um den entsprechenden Gleichstrom I_L durch die Induktionsspule 170 zu entwickeln, um stabile 185 Volt an der Gleichstromsammelleitung aufrecht zu erhalten.
Zur Steuerung der Funkeneigenschaften in der Zündkerze 120 arbeiten die Schalter S2 104 und S5 112 als ein Paar zusammen. Sie sind entweder beide ein oder beide aus. Die Schalter S3 106 und S4 110 arbeiten ebenfalls als ein Paar zusammen und werden im entgegengesetzten Zustand der Schalter S2 104 und S5 112 betrieben. Die anfängliche Ionisierung der Zündkerzen-Funkenstrecke in der ersten Zündkerze 120 wird durch Einschalten von S3 106 und S4 110 erzeugt. In einer beispielhaften Ausführungsform haben die Transformatoren 116, 130, 144 ein Windungsverhältnis von Primärwicklung zu Sekundärwicklung von ungefähr 1:180. Wenn sich S3 106 und S4 110 einschalten, so werden die 185 Volt an der Gleichstromsammelleitung 160 an die Primärwicklung 114 angelegt. Dadurch entsteht eine Hochspannung an der Sekundärwicklung 118. Wenn die Spannung an der Zündkerzen-Funkenstrecke (V_SP) hinreichend hoch ist (beispielsweise von 5 auf 40 Kilovolt), so wird der Zündkerzen-Funkenstrecke ionisiert. An diesem Punkt erscheint die Zündkerzen-Funkenstrecke nicht länger wie ein offener Stromkreis, sondern vielmehr wie eine Zener-Diode. Solange die Sekundärwicklung 118 des Transformators 116 in der Lage ist, die Zener-Spannung oder Erhaltungsspannung der Zündkerzen-Funkenstrecke zu übersteigen, bleibt die Funkenstrecke ionisiert, und die Funkenentladung wird fortgesetzt. Die Erhaltungsspannung an der Zündkerzen-Funkenstrecke während der Funkenentladung sinkt, wodurch sich V_SP auf eine Spannung zwischen 300 Volt und 3000 Volt verringert. Die Polarität von V_SP wird durch die Richtung des Stromflusses bestimmt.
In der gleichen Weise, wie oben beschrieben, arbeiten die Schalter S2 104 und S7 126 als ein Paar zusammen und sind entweder beide ein oder beide aus. Die Schalter S3 106 und S6 124 arbeiten ebenfalls als ein Paar zusammen und werden im entgegengesetzten Zustand der Schalter S2 104 und S7 126 betrieben. Zusammen werden die Schalter S2 104, S7 126, S3 106, und S6 124 betrieben, um die Funkenentladungseigenschaften für die zweite Zündkerze 134 zu steuern. Gleichermaßen arbeiten die Schalter S2 104 und S9 140 (in Strichlinie gezeigt) als ein Paar zusammen und sind entweder beide ein oder beide aus. Die Schalter S3 106 und S8 138 (in Strichlinie gezeigt) arbeiten ebenfalls als ein Paar zusammen und werden im entgegengesetzten Zustand der Schalter S2 104 und S9 140 betrieben. Zusammen werden die Schalter S2 104, S9 140, S3 106 und S8 138 betrieben, um die Funkenentladungseigenschaften für die dritte Zündkerze 148 zu steuern.
Während des Betriebes der Wechselstrom-Zündanlage fließt ein Strom I_P durch die Primärspule 114, wenn die Schalter S2 104 und S5 112 ein (d. h. geschlossen) sind. Wenn I_p einen vorgegebenen Pegel erreicht (beispielsweise 30 bis 150 Ampere), so schaltet der Schaltregler 150 S2 104 und S5 112 aus, während er die Schalter S3 106 und S4 110 einschaltet. Wenn die Schalter S3 106 und S4 110 ein sind, so ändert der Strom I_p durch die Primärwicklung 114 seine Richtung, wodurch der Wechselstrombetrieb der Zündanlage definiert wird. Die Schalter S3 106 und S4 110 werden in einem Ein-Zustand gehalten, bis der Strom I_P einen vorgegebenen Wert von gleicher Größenordnung, aber entgegengesetzter Polarität des Spitzenstroms der Schalter S2 104 und S5 112 erreicht. Somit nimmt der Strom I_P eine dreieckige Hochfrequenzform an. Der Strom I_S, der in der Sekundärwicklung fließt, ist von gleicher Form und Phase wie der Primärwicklungsstrom I_P, aber entsprechend dem Windungsverhältnis von Primärwicklung zu Sekundärwicklung skaliert.
Die Transformatoren 116, 130, 144 haben Primär- und Sekundärwicklungen von geringer Induktivität im Vergleich zu den Wicklungen, die man ein typischen Zündspulen findet. Die geringe Induktivität der Primär- und Sekundärwicklungen der drei Transformatoren, wie in 1 gezeigt, ermöglicht eine enge Kopplung des Primärwicklungsstroms und des Sekundärwicklungsstroms. Die geringen Induktivitäten erlauben ebenfalls eine präzise Steuerung des Primärwicklungs- und Sekundärwicklungsstroms. Durch präzises Steuern des Primärwicklungsstroms wird auch der Sekundärwicklungsstrom präzise gesteuert.
In einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung haben die Transformatoren eine Primärinduktivität von ungefähr 109 Mikrohenry, eine Sekundärinduktivität von ungefähr 3,7 Henry, eine Primär-Streuinduktivität von ungefähr 28 Mikrohenry und einen Sekundär-Streuinduktivität von ungefähr 0,95 Henry. Außerdem haben die Transformatoren einen Primär-Kopplungsfaktor von ungefähr 0,8630, ein Sekundär-Kopplungsverhältnis von ungefähr 0,8630 und ein Windungsverhältnis von ungefähr 184:1. Die zeitliche Veränderungsrate des Stroms durch die Primär- und Sekundärwicklungen des Transformators wird durch die Streuinduktivitäten oder Kopplungsfaktoren diktiert. Der Kopplungsfaktor kann gemäß der folgenden Gleichung bestimmt werden: 1 – k² = L_ps/L_p = L_sp/L_s, (1) wobei k der Kopplungsfaktor ist, L_p die Primärinduktivität bei offener Sekundärwicklung ist, L_s die Sekundärinduktivität bei offener Primärwicklung ist, L_ps die Primärinduktivität bei kurzgeschlossener Sekundärwicklung (Streuverlust an der Primärwicklung) ist und L_sp die Sekundärinduktivität bei kurzgeschlossener Primärwicklung (Streuverlust an der Sekundärwicklung) ist. Dadurch wird die Schwingungsfrequenz für eine gegebene Stromkonfiguration eingestellt. Mit steigendem Stromwert nimmt die Frequenz ab. Bei Kopplung an eine Sammelleitung mit nominal 185 Volt schwingt dieser Transformator mit ungefähr 12 kHz bis 55 kHz, wenn sich der Ausgangsstrompegel von 300 mA (effektiv) auf 65 mA (effektiv) verringert. Mit Bezug auf die hier besprochenen Induktivitäten und Kopplungsfaktoren meint „ungefähr” = plus oder minus 25%, da eine Reihe von Faktoren diese Werte beeinflussen kann, einschließlich der Kapazität zwischen den Wicklungen, Stromverdrängungseffekte, Näheeffekte, Messverfahren und Produktstreuung.
In einer anderen beispielhaften Ausführungsform der Erfindung haben die Transformatoren einen Primärinduktivität von ungefähr 246 Mikrohenry, eine Sekundärinduktivität von ungefähr 8,11 Henry, eine Primär-Streuinduktivität von ungefähr 61 Mikrohenry und einen Sekundär-Streuinduktivität von ungefähr 2,04 Henry. Außerdem haben die Transformatoren einen Primär-Kopplungsfaktor von ungefähr 0,8672, ein Sekundär-Kopplungsverhältnis von ungefähr 0,8651 und ein Windungsverhältnis von ungefähr 182:1. Bei Kopplung an eine Sammelleitung mit nominal 185 Volt schwingt dieser Transformator mit ungefähr 5 kHz bis 29 kHz, wenn sich der Ausgangsstrompegel von 300 mA (effektiv) auf 65 mA (effektiv) verringert.
2A und 2B sind Zeitsteuerungsdiagramme, die die Spannungs- und Strom-Grundwellenformen während des beabsichtigten Betriebes des Zündanlagenmoduls 100 von 1 veranschaulichen. Die I_L-Wellenform 202 zeigt den Eingangsstrom zum Verstärkungskonverter. Die kleine Welligkeit ist in diesem Simulationsausgangssignal nicht sichtbar. Es ist zu beachten, dass I_L bei Zeit gleich null aus ist. Wenn die Spannung V_boost unter 180 Volt sinkt, so beginnt I_L zu leiten, und I_L leitet sogar noch weiter, nachdem der Funke am 1 ms-Punkt abgeschaltet ist. Der Strom I_L fließt, bis V_boost zurück auf 185 Volt ist.
Die V_boost-Wellenform 204 zeigt die 185 Volt Ausgangs-Gleichspannung des Verstärkungskonverters. Es gibt eine gewisse Spannungsabsenkung während der starken Belastung durch das Zünd-Ereignis. Jedoch besteht das Grundkonzept dieses Ansatzes darin, dass die Spannung V_boost zu einem konstanten Wert wird. Die in der Simulation gezeigte Spannungsabsenkung ist ein Ergebnis nichtidealer oder pragmatischer Stromversorgungsdesign-Entscheidungen.
Die Cur_Cmd-Wellenform 206 zeigt die für den Primärstrom I_p angewiesene Wechselstrom-Größenordnung. Es ist zu beachten, dass die Spitzen des Stroms I_p der Cur_Cmd-Spur entsprechen. Es ist des Weiteren zu beachten, dass Cur_Cmd nahezu augenblicklich geändert werden kann, wie in 2A und 2B gezeigt, mit einer entsprechenden, und nahezu augenblicklichen, Reaktion von I_P.
Eine S2, S5 Command-Wellenform 208 zeigt den Zustand der Schalter S2 104 und S5 112. Wenn das Signal +1 (hoch) ist, so sind die Schalter 104, 112 geschlossen. Wenn das Signal –1 (niedrig) ist, so sind die Schalter 104, 112 offen. Eine S3, S4 Command-Wellenform 210 zeigt den Zustand der Schalter S3 106 und 110 S4. Wenn das Signal +1 (hoch) ist, so sind die Schalter 106, 110 ein. Wenn das Signal –1 (niedrig) ist, so sind die Schalter 106, 110 aus. Es ist zu beachten, dass die S2, S5 Command-Wellenform 208 phasenungleich mit der S3, S4 Command-Wellenform 210 ist.
Die I_P-Wellenform 212 zeigt den Zündspulen-Primärstrom. Es ist zu beachten, dass dieser Strom eine dreieckige Wechselstromform hat. Die Größenordnung des Wechselstroms wird durch das Cur_Cmd-Signal bestimmt. Die Frequenz des Wechselstroms ist das Ergebnis von V_boost, LP und Cur_Cmd. Mit zunehmender Größenordnung von Cur_Cmd verringert sich die Frequenz. Während des Überschlags ist Cur_Cmd ungefähr 100 Ampere. Nach dem Überschlag ändert sich Cur_Cmd zu ungefähr 50 Ampere. Bei 600 μs und 800 μs ändert sich Cur_Cmd, und I_p reagiert entsprechend.
Die V_SP-Wellenform 214 zeigt die Spannung an den Zündkerzenelektroden. Es ist zu beachten, dass der Überschlag in dieser Simulation bei ungefähr 35 Kilovolt stattfindet. Danach verringert sich V_SP zur Erhaltungsspannung, die in dieser Simulation eine Größenordnung von ungefähr 1000 Volt hat. Es ist des Weiteren zu beachten, dass die Polarität von V_SP durch die Richtung des Stroms I_S bestimmt wird.
Die Wellenform 216 des Stroms I_S ist eine skalierte Reflexion von I_P (d. h. eine Dreieckswelle) gemäß dem Windungsverhältnis in der Zündspule. Der Strom I_S und die Fähigkeit, seine Größenordnung augenblicklich zu ändern, ist ein Merkmal der in 1 gezeigten Ausführungsform. Es ist zu beachten, dass die erste negative Spitze recht hoch ist und der Cur_Cmd-Wellenform 206 folgt. Nach dem Überschlag wird Cur_Cmd reduziert, und die Amplitude von I_S reduziert sich entsprechend. Bei ungefähr 600 μs geht Cur_Cmd einen Schritt nach oben, und das Gleiche tut die Amplitude des Stroms I_S. Bei ungefähr 800 μs ändert sich Cur_Cmd erneut, und das Gleiche tut der Strom I_S. Bei ungefähr 1000 μs geht Cur_Cmd auf null, und I_S hört auf zu fließen. Dies bewirkt die Beendigung des Funkens.
Die Programmierbarkeit von Funkenentladungseigenschaften in der vorliegenden Erfindung ermöglicht die Auswahl eines weiten Bereichs von IAs und FDs. Zum Beispiel ermöglicht eine Ausführungsform der Erfindung die Programmierung der Funkenentladungszeiten über einen Bereich von 0,1 bis 4,0 Millisekunden und der IA über einen Bereich von 50 bis 1000 Milliampere. Dies wiederum ermöglicht die Verwendung eines einzigen Zündanlagendesigns in einer Reihe verschiedener Motordesigns und -konfigurationen. Anstatt eine komplette Familie von Zündanlagen für verschiedene Motoren zu konstruieren und herzustellen, ziehen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ein einziges Zündanlagendesign in Betracht, das so programmiert werden kann, dass es mit vielen verschiedenen Motormodellen arbeiten kann. Eine solche Programmierbarkeit kann teilweise oder vollständig in einem programmierbaren Gerät oder in einer Reglersoftware realisiert werden.
Die Programmierbarkeit der hier beschriebenen Zündanlage ermöglicht ebenfalls eine längere Grenznutzungsdauer für die in dem System verwendeten Zündkerzen. Über die Lebensdauer eines Motors gesehen, kann das Auswechseln von Zündkerzen zu einem kostspieligen und zeitaufwändigen Aspekt der Gesamtwartung des Motors werden. In einer typischen Zündkerze verlängert sich die Funkenstrecke durch den Abbrand der Elektroden. Mit der Zeit kann das zu einem Anstieg der Überschlagspannung und der Erhaltungsspannung führen. Weitere Faktoren, wie zum Beispiel der mittlere Druck im Zylinder während des Verbrennungszyklus, der mit der Belastung des Motors zunehmen kann, können ebenfalls die im Zylinder herrschenden Bedingungen beeinflussen, einschließlich der Funkenentladungseigenschaften während des Motorbetriebes. Es ist ebenfalls möglich, dass der Nutzer absichtlich bestimmte Motorparameter, die die Funkenentladungseigenschaften beeinflussen können, variiert. Änderungen wie diese können durch den Schaltregler 150 erkannt werden, der dann dem Funken während der Funkenentladung erforderlichenfalls zusätzliche Energie zuführen kann, um die Funkeneigenschaften innerhalb akzeptabler Betriebsgrenzwerte zu halten. Dies bewerkstelligt man durch enges Koppeln des Primär- und Sekundärstroms. In Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann der Sekundärstrom in Echtzeit über die Steuerung des Primärstroms gesteuert werden.
In einer anderen Ausführungsform ist die programmierbare Steuerung ein FPGA, das dafür konfiguriert ist, den Strom in der Primärspule zu steuern und Stromkreisausfälle zu erkennen. 4 veranschaulicht einen FPGA-Steuerschaltkreis 400 zusammen mit nur einer einzigen Stufe eines Multiplex-Ansteuerschaltkreises für eine Wechselstrom-Zündanlage. Auch wenn nur eine einzige Stufe gezeigt ist, könnte der in Betracht gezogene Steuerschaltkreis auch weitere Stufen steuern. Die Ausgangssignale des FPGA 407 IREF_HI_1 und IREF_HI_2 werden in die Tiefpassfilter 401 bzw. 402 eingespeist. Die Ausgangssignale des Tiefpassfilters 401 und des Tiefpassfilters 402 werden zusammen mit IREF_HI_SELECT in die Eingänge des Schalters 403 eingespeist. Das Ausgangssignal des Schalters 403, das als CurrCmdPeak bezeichnet wird, wird in den positiven Eingang des Komparators 404 eingespeist. Der Eingang in den negativen Anschluss des Komparators 404 ist V_IFB. Der Ausgang des Komparators 404 ist _IFB_PK, der an den FPGA 407 als Eingang gekoppelt wird.
IREF_HI_1 und IREF_HI_2 sind pulsweitenmodulierte (PWM) Steuerungssignale, die einen Schwellenwert für den Strom in der Primär-Zündspule setzen. Der FPGA-Steuerschaltkreis 400 steuert den Strom in der Primär-Zündspule durch Einstellen zweckmäßiger Arbeitszyklen für IREF_HI_SELECT, IREF_HI_1 und IREF_HI_2 vor einem Zünd-Ereignis. Die Tiefpassfilter 401 und 402 wandeln die PWM-Signale IREF_HI_1 und IREF_HI_2 in Gleichspannungsbefehlswerte um, während IREF_HI_SELECT den Schalter 403 steuert. IREF_HI_SELECT erlaubt dem FPGA-Steuerschaltkreis 400 das augenblickliche Umschalten zwischen den zwei Gleichspannungsbefehlswerten IREF_HI_1 und IREF_HI_2. Der ausgewählte Gleichspannungsbefehlswert wird dann durch den Komparator 404 mit V_IFB verglichen. V_IFB repräsentiert die am Widerstand 416 gemessene Spannung und verhält sich proportional zum Stromfluss durch die Primär-Zündspule 415. Wann immer also V_IFB den spezifizierten Gleichspannungsbefehlswert (entweder gefiltertes IREF_HI_1 oder IREF_HI_2) erreicht, weist das Ausgangssignal des Komparators 404 _IFB_PK das FPGA 407 an, das Koppelnetz in dem Multiplex-Ansteuerschaltkreis umzuschalten, wie zuvor besprochen wurde.
Des Weiteren kann IREF_HI_SELECT augenblicklich zwischen IREF_HI_1 und IREF_HI_2 wählen. Während eines anfänglichen Zündzyklus kann das FPGA 407 die PWM-Signale IREF_HI_1 und IREF_HI_2 ändern, um eine Anpassung an sich verändernde Bedingungen in der Gesamt-Zündanlage vorzunehmen. Zum Beispiel kann IREF_HI_SELECT den Zündzyklus unter Verwendung von IREF_HI_1 beginnen und während des Zündzyklus zu IREF_HI_2 umschalten. Während es momentan unter IREF_HI_2 arbeitet, kann das FPGA 407 dann den Arbeitszyklus des PWM-Signal von IREF_HI_1 ändern, um einen weiteren Steuerungspunkt für das Koppelnetz in dem Multiplex-Ansteuerschaltkreis zu schaffen.
5 enthält Zeitsteuerungsdiagramme, die ein Beispiel der Spannungs- und Strom-Grundwellenformen während des beabsichtigten Betriebes des FPGA-Steuerschaltkreises 400 von 4 veranschaulichen. Die I_p-Wellenform 502 zeigt den Strom in der Primärspule 415. Es ist zu beachten, wie die Spitzen der Wellenform exakt den Spitzen der V_IFB-Wellenform 508 entsprechen.
Die V_IFB-Wellenform 508 veranschaulicht die Beziehung zwischen I_p 502 und der Spannung am Widerstand 416. Über die V_IFB-Wellenform 508 ist das durch IREF_HI_SELECT aus dem FPGA 407 eingestellte CurrCmdPeak superpositioniert.
Die S2, S5 Command-Wellenform 504 zeigt das durch das FPGA 407 erzeugte Ansteuersignal für S2 411 und S5 412. Die S3, S4 Command-Wellenform 506 zeigt das durch das FPGA 407 erzeugte Ansteuersignal für S3 413 und S4 414. Es ist zu beachten, wie die beiden Wellenformen eine exakt entgegengesetzte Phase haben, und die Übergänge von hoch zu niedrig oder niedrig zu hoch finden statt, wenn V_IFB einen der verschiedenen CurrCmdPeak-Pegel erreicht.
Die _IFB_PK-Wellenform 510 zeigt das Ausgangssignal des Komparators 404 von 4. Wenn die V_IFB-Wellenform CurrCmdPeak übersteigt, so fällt die _IFB_PK-Wellenform, was dem FPGA 407 anzeigt, dass die gewünschte Spitzenstromschwelle erreicht wurde. An diesem Punkt schaltet das FPGA 407 die S2, S5 Command 504- und S3, S4 Command 506-Wellenformen um, wodurch der Betriebszustand des Koppelnetzes geändert wird.
Die IREF_HI_SELECT-Wellenform 512 zeigt das FPGA 407-Command-Signal, das den Schalter 403 anweist, zwischen IREF_HI_1 und IREF_HI_2 umzuschalten, was wiederum einen neuen Pegel von CurrCmdPeak einstellt. Es ist zu beachten, wie diese Beziehung in der überlagerten CurrCmdPeak-Linie in der V_IFB-Wellenform 508 gezeigt ist.
Außerdem besitzt der FPGA-Steuerschaltkreis 400 Diagnosefähigkeiten. Der FPGA-Steuerschaltkreis 400 kann verschiedene Stromkreisfehler erkennen, einschließlich eines Kurzschlusszustandes an der Primärspule 415; eines Leerlaufzustandes an der Primärspule 415; und eines Kurzschlusszustandes zwischen entweder der positiven oder negativen (PRI+ und PRI–) Seite der Primär-Zündspule 415 und Masse.
In 4 enthält der FPGA-Steuerschaltkreis 400 Komparatoren 405, 406, und 408. CurrentCmdMid ist ein FPGA-PWM-Ausgangssignal, welches das Tiefpassfilter 422 durchläuft und dabei eine Bezugs-Gleichspannung erzeugt, die in den positiven Eingang des Komparators 405 für einen Vergleich mit V_IFB eingespeist wird, das in den negativen Eingang des Komparators 405 eingespeist wird. CurrentCmdLo ist ein weiteres FPGA-PWM-Ausgangssignal, welches das Tiefpassfilter 424 durchläuft und dabei eine Bezugs-Gleichspannung erzeugt, die dann in den positiven Eingang des Komparators 406 für einen Vergleich mit V_IFB eingespeist wird, das in den negativen Eingang des Komparators 406 eingespeist wird. CurrSDLevel ist ein weiteres FPGA-PWM-Ausgangssignal, welches das Tiefpassfilter 420 durchläuft und dabei eine Bezugs-Gleichspannung erzeugt, die in den positiven Eingang des Komparators 408 für einen Vergleich mit V_HS eingespeist wird, das in den negativen Eingang des Komparators 406 eingespeist wird. Die Ausgangssignale der Komparatoren 405, 406 und 408 sind _IFB_MID, _IFB_LO bzw. _ISD.
Im Wesentlichen erzeugen CurrSDLevel, CurrCmdMid und CurrCmdLo Spannungsbezugsparameter, die mit Systemparametern verglichen werden. Genauer gesagt, sind die Systemparameter, die verglichen werden, die Spannung am Widerstand 416 (V_IFB), die dem Strom in der Primärspule 415 entspricht, und die Spannung am Widerstand 410 (V_HS), die dem Strom durch die Primärspule des Stromtransformators 409 entspricht. In 4 ist dargestellt, wie sie aus dem FPGA 407 gewonnen werden, aber die Spannungsbezugspunkte können auch aus separaten Gleichstrom-Bezugsschaltkreisen gewonnen werden. _ISD, _IFB_MID und _IFB_LO, bei denen es sich um Ausgangssignale des Komparators 408, des Komparators 405 bzw. des Komparators 406 handelt, sind Signale, die dem FPGA 407 sagen, dass der Strom in der Primärspule 415 einen bestimmten Pegel erreicht hat.
Genauer gesagt, ist _IFB_LO ein Auslösersignal für das FPGA 407, das anzeigt, dass der Strom in der Primärspule 415 einen vorgegebenen niedrigen Pegel erreicht hat. Diese Funktionalität ist in der _IFB_LO-Wellenform 516 von 5 angezeigt. Es ist zu beachten, wie _IFB_LO von hoch zu niedrig übergeht, wenn die V_IFB-Wellenform 508 die überlagerte, CurrCmdLo-generierte Spannungsbezugslinie kreuzt. Gleichermaßen ist _IFB_MID ein Auslösersignal für das FPGA 407, das anzeigt, dass der Strom in der Primärspule 415 einen vorgegebenen mittleren Pegel erreicht hat. Diese Funktionalität ist in der _IFB_MID-Wellenform 514 von 5 angezeigt. Es ist zu beachten, wie _IFB_MID von hoch zu niedrig übergeht, wenn die V_IFB-Wellenform 508 die superpositionierte, CurrCmdMid-generierte Spannungsbezugslinie kreuzt.
_ISD ist ein Auslösersignal, das dem FPGA 407 sagt, wenn übermäßig viel Strom aus der Quelle V_boost gezogen wird. Um dieses Signal zu erzeugen, wird das anhand von CurrSDLevel erzeugte Gleichstrom-Bezugssignal im Komparator 408 mit V_HS verglichen. V_HS ist die Spannung am Widerstand 410, die eine Reflexion des Stroms ist, der die Primärspule des Stromtransformators 409 durchquert, wie in 4 gezeigt.
Während des normalen Betriebes der Wechselstrom-Zündanlage 400 wird Strom aus der Quelle gezogen, um den Rest des Systems zu versorgen. Strom, der durch die Primärseite des Stromtransformators 409 fließt, induziert einen Strom in der Sekundärspule des Stromtransformators 409, wodurch wiederum eine Spannung am Widerstand 410 entsteht. Dadurch wird V_HS zur Verwendung mit dem Komparator 408 gebildet.
Durch Überwachen von _IFB_MID, _IFB_LO und _ISD kann das FPGA 407 die zuvor angesprochenen Ausfälle erkennen. Genauer gesagt, wird ein Kurzschlusszustand an der Primärspule 114 erkannt, indem sowohl _IFB_LO als auch _IFB_MID früher als erwartet ausgelöst werden. Ein Leerlaufzustand an der Primärspule 114 wird erkannt, indem _IFB_LO und _IFB_MID niemals ausgelöst werden. Ein Kurzschlusszustand zwischen der negativen Seite der Primär-Zündspule (als PRI– in 4 gezeigt) und Masse wird erkannt, indem _ISD hoch wird. Das liegt daran, dass der Kurzschlusszustand zwischen PRI– und Masse übermäßig viel Strom aus der Quelle zieht, wodurch _ISD ausgelöst wird.
Ein weiterer potenzieller Stromkreisfehler ist ein Kurzschlusszustand zwischen PRI+ (von 4) und Masse. In der hier beschriebenen konkreten Implementierung wird ein Fehlerzustand, bei dem ein Kurzschluss zwischen PRI– und Masse existiert, durch den Komparator 408 (von 4 erkannt. Aber ein ähnlicher Fehlerzustand, bei dem PRI+ ein Kurzschluss mit Masse ist, wird nicht erkannt, weil die Schalter S3 und S4 413, 414 immer zuerst angewählt werden. Aufgrund dieser Wahl fließt Strom zunächst immer durch den Stromtransformator in den Schalter S4 414, dann durch die Primärspule 415, dann durch den Schalter S3 413 zum Widerstand 416 und schließlich zu Masse. Wenn das FPGA 407 die Schalter S2 und S5 411, 412 anwählt und die Schalter S3 und S4 413, 414 abwählt, so wird der Strom des Stromtransformators 409 aufgrund des Stromes, der bereits in der Zündspulen-Primärwicklung 415 fließt, die eine viel größere Induktivität als der Stromtransformator 409 darstellt, zu einer augenblicklichen Sprungänderung gedrängt. Diese Sprungänderung des Stromes im Stromtransformator 409 hat einen sehr hohen Frequenzgehalt, der eine Resonanz im Schaltkreis 409 und 410 hervorruft. Dies führt zu einem heftigen Überschwingen zurück in den Stromtransformator 409, wodurch eine falsche Spannungsmessung V_HS entsteht. Diese soeben beschriebene Schaltkreisdynamik macht _ISD in diesem konkreten Fall nutzlos.
Der Schaltkreis könnte so betrieben werden, dass immer zuerst die Schalter S2 und S5 angewählt werden. Dies würde es ermöglichen, den Fehlerzustand eines Kurzschlusses von PRI+ zu Masse durch _ISD zu erkennen, und der Fehlerzustand eines Kurzschlusses von PRI– zu Masse wäre nur schwer zu erkennen.
Um einen Fehler zu erkennen, wenn die Schalter S3 und S4 413, 414 zuerst angewählt werden, wird die Wechselstrom-Zündanlage geringfügig anders betrieben, wie in 6 gezeigt. Es ist zu beachten, dass die Schalter S2 411, S3 413, S4 414 und S5 412 MOSFET-Schalter sind, wie im Zustand 0 602 gezeigt. Obgleich hier MOSFET-Schalter gezeigt sind, wird in Betracht gezogen, dass jeder Schalter verwendet werden könnte, der unidirektional mit Bezug auf die Spannung und bidirektional mit Bezug auf den Strom ist. Genauer gesagt, könnte ein IGBT in Verbindung mit einer parallel geschalteten Diode verwendet werden, um den Body-Diodeneffekt des MOSFET zu imitieren, wie in der Praxis bekannt ist.
Während eines beispielhaften Betriebes ohne Stromkreisfehler funktioniert die Wechselstrom-Zündanlage folgendermaßen. Ähnlich wie zuvor beginnt der ersten Wechselstromzündungszyklus damit, dass sich S3 413 und S4 414 einschalten, wie im Zustand 1 604 gezeigt. Nachdem der Spitzenstrom erreicht ist, werden S3 413 und S4 414 ausgeschaltet, und der zweite Schalterzyklus wird begonnen. Anstatt aber die Schalter S2 411 und S5 412 einzuschalten, werden alle Schalter S2 411, S3 413, S4 414 und S5 412 in der Aus-Stellung gehalten. An diesem Punkt fließt negativer Strom durch die Primärspule 415. Wenn alle vier MOSFET-Schalter ausgeschaltet sind und kein abnormaler Kurzschluss vorliegt, so kommutieren die Body-Dioden der MOSFET-Schalter S2 411 und S5 412 ein und lassen den Strom der Primärspule 415 durch die Strukturen S2 411 und S5 412 fließen, ähnlich einem Ein-Zustand für die Schalter S2 411 und S5 412, wie im Zustand 2 606 gezeigt. Wenn die Body-Dioden S2 411 und S5 412 auf „Ein” kommutiert sind, so ist die an der Primärspule 415 anliegende Spannung gleich V_boost, das seinerseits den normalen Strom durch die Primärspule 415 ansteuert, der zu beobachten gewesen wäre, wenn sowohl S2 411 als auch S5 412 eingeschaltet worden wären. Der Umkehrstromfluss ist nur sehr kurz. Sobald also der _IFB_LO-Komparator dem FPGA 407 (von 4) signalisiert, dass der Strom durch die Primärspule 415 wie erwartet agiert, so werden praktisch die Schalter S2 411 und S5 412 durch die FPGA-Steuerschaltungen 400 angewählt, wie im Zustand 3 608 gezeigt.
Der Normalbetrieb dieses zusätzlichen Schrittes ist in 7 gezeigt. Es ist zu beachten, wie, nachdem die S3, S4-Command-Wellenform 706 abgewählt wurde, die S2, S5-Command-Wellenform 704 im gleichen Zustand ist wie die S3, S4-Command-Wellenform 706, bis die fallende Flanke der _IFB_LO-Wellenform 714 anzeigt, dass der Strom durch die Primärspule 412 wie erwartet agiert. An diesem Punkt nehmen die S2, S5-Command-Wellenform 704 und die S3, S4-Command-Wellenform 706 ihren typischen Betrieb wieder auf.
Wenn praktisch ein Kurzschlusszustand zwischen dem Anschluss PRI+ (von 4) und Masse vorliegt, so führt der zusätzliche Betriebszustand, der dem zweiter Schaltintervall hinzugefügt wird, zu einer anderen Stromsignatur. 8 zeigt den Betrieb der Wechselstrom-Zündanlage, wenn dieser konkrete Ausfall vorliegt. Der Zustand 0 802 zeigt den Kurzschlusszustand 801. Nach dem ersten Schaltintervall, das durch den Zustand 1 804 gezeigt ist, befindet sich negativer Strom in der Primärspule 415. Wenn die Steuerungssignale für S2 411 und S5 412 und S3 413 und S4 414 beide ausgeschaltet werden, so erlaubt es der Kurzschlusszustand 801 der Body-Diode S2 411 nicht, sich selbst in den Ein-Zustand zu kommutieren, was zur Folge hat, dass Strom aus der Body-Diode S5 412 durch den Kurzschluss zu Masse fließt, wie durch den Zustand 2 806 gezeigt. Die Wechselstrompfad infolge des Kurzschlusszustandes führt zu einer viel geringeren Stromänderung im Verhältnis zur Zeit (di/dt) durch die Primärspule 415, was durch das Fehlen oder die sehr späte abfallende Flanke der Steuersignale _IFB_LO und _IFB_MID erkannt wird.
9 zeigt Zeitsteuerungsdiagramme, die den Schaltkreisbetrieb darstellen, während ein Kurzschlusszustand 801 von PRI+ zu Masse existiert. Es ist zu beachten, wie zu Beginn, wenn die S3, S4-Command-Wellenform 906 angewählt wird, Strom in der Primärspule 415 wie erwartet agiert, wie durch I_p 902 gezeigt ist. Aber während des Zustands 2 806, wenn alle Schalter in der Aus-Stellung gehalten werden, verhält sich der Strom in der Primärspule 415 nicht so, wie er es unter normalen Bedingungen tun würde. Aufgrund des Kurzschlusszustands 801 reduziert I_p seine Veränderung mit Bezug auf die Zeit signifikant; darum ist V_IFB nicht in der Lage (oder zumindest sehr langsam), den Pegel zu erreichen, wobei entweder Komparator 405 oder Komparator 406 ein Abfallen von _IFB_MID oder _IFB_LO bewirkt, wie in der V_IFB-Wellenform 908 gezeigt. Darum wird der Kurzschlusszustand 801 PRI+ zu Masse erkannt, wenn es zu lange dauert, bis _IFB_MID oder _IFB_LO im FPGA 407 ausgelöst werden.
Dieser Prozess zum Erkennen eines Fehlerzustandes, wo PRI+ zu Masse kurzgeschlossen ist, braucht nicht in jedem Zündzyklus stattzufinden. Der FPGA-Steuerschaltkreis 400 kann diesen Prozess auch in einem intermittierenden Zyklus implementieren.
Neben dem Erkennen von Stromkreisausfällen ist der FPGA-Steuerschaltkreis 400 auch in der Lage, eine Verschlechterung der Funkenstrecke einer Zündkerze, die Teil der Wechselstrom-Zündanlage ist, zu erkennen. Mit der Zeit, wenn die Zündkerze wiederholt verwendet wird, kommt es zum allmählichen Abbrand der Funkenstrecke. Wenn die Funkenstrecke durch den Abbrand länger wird, so wird die Spannung größer, die für den Überschlag oder die Ionisierung des Gases zwischen den Elektroden der Zündkerze benötigt wird. Dieser erhöhte Spannungsbedarf korreliert mit einem Anstieg der Zeit, den der Strom in der Primärspule braucht, um seinen Spitzenwert zu erreichen, wie durch das Ausgangssignal _IFB_PK des Komparators 404 (von 4) gezeigt ist. Der FPGA-Steuerschaltkreis 400 kann die Zeit überwachen, die es dauert, bis _IFB_PK angewählt wird, und kann dies zu einer Nachschlagetabelle oder einer zuvor bekannten mathematischen Funktion korrelieren.
10 zeigt ein Beispiel der oben beschriebenen Beziehung. Genauer gesagt, zeigt 10 Wellenformen, die den Strom durch die Primärspule 415 (von 4) für verschiedene Zündspannungen darstellen (15 kV 1002, 20 kV 1004, 25 kV 1006, 30 kV 1008, 35 kV 1010, 38 kV 1012), die an die Funkenstrecke angelegt werden. Des Weiteren zeigt die Wellenform 1014 einen Fall, wo die Zündanlage nicht in der Lage ist, ein Überschlagen in der Zündkerzen-Funkenstrecke zu bewirken. 10 zeigt, dass sich die Spitze des Primärstroms (_IFB_PK) mit zunehmender Überschlagspannung zeitlich später erstreckt. Wenn es zu keinem Überschlagen kommt, wie in Wellenform 1014 gezeigt, so ist die Änderungsrate des Stroms durch die Primärspule 415 mit Bezug auf die Zeit signifikant geringer als bei den Situationen, wo ein Überschlagen stattfindet (wie in den Wellenformen 1002, 1004, 1006, 1008, 1010 und 1012 gezeigt).
Die Werte in 10 zeigen zwar einen Systembetrieb an, sind aber in keiner Weise für einen Systembetrieb einschränkend. Und obgleich der Strom durch die Primärspule 415, bei dem ein Überschlagen eintritt, mit –100 Ampere gezeigt ist, wird ein ganzer Bereich von Werten in Betracht gezogen.
Außerdem kann diese Technik nicht nur dafür verwendet werden, den Abbrand der Funkenstrecke zu bestimmen, sondern auch einen Fehlzündungszustand auf der Sekundärseite der Wechselstrom-Zündanlage 419 (von 4) zu erkennen. In diesem Fall ist der FPGA-Steuerschaltkreis 400 durch Überwachen von _IFB_PK in der Lage zu erkennen, wann es zu lange gedauert hat, den Spitzenstrom in der Primärspule zu erreichen, oder in der Lage, die Unfähigkeit zum Erreichen des Spitzenstroms zu erkennen. Der FPGA-Steuerschaltkreis 400 überwacht die Zeit, bevor _IFB_PK angewählt wird; und wenn die Zeit länger ist als ein entsprechender Zeitwert in einer Nachschlagetabelle, so erkennt der FPGA-Steuerschaltkreis eine Fehlzündung.
Es ist zu beachten, dass während der gesamten obigen Besprechung einer Ausführungsform des Steuerungssystems ein Präfix „_” für die Signale _ISD, _IFB_PK, _IFB_MID und _IFB_LO verwendet wird, um anzuzeigen, dass es aktive niedrige Signale sind. Das ist nicht im einschränkenden Sinn zu verstehen, da die oben angesprochenen Signale keine aktiven niedrigen Signale zu sein brauchen, damit die Wechselstrom-Zündanlage in der vorgesehenen Weise funktioniert. Darum gibt es eine zweite Ausführungsform, in der die Signale _ISD, _IFB_PK, _IFB_MID und _IFB_LO nicht aktiv niedrig sind.
Das oben beschriebene Steuerungssystem funktioniert mit verschiedenen Arten von Zündanlagen. Obgleich alle vorangegangenen Ausführungsformen ein Steuerungssystem für eine Wechselstrom-Zündanlage beschrieben haben, werden auch Gleichstrom-Zündanlagen in Betracht gezogen. Zum Beispiel findet das oben beschriebene Steuerungssystem auch auf PWM-Gleichstrom-Zündanlagen mit einem Gleichstromausgang und einem MOSFET- und Diodennetzwerk anstelle eines Halbbrücken-Koppelnetzes (wie in dem hier beschriebenen Wechselstromsystem) Anwendung.
Außerdem eignet sich das Steuerungssystem für mehrere Arten von Motoren. Zum Beispiel enthält in einem Motor mit 16 Zündkerzen eine 16-kanalige Multiplex-Wechselstrom-Zündanlage 16 dedizierte Zweige mit 32 Schaltern und in der Regel sechs gemeinsame Zweige mit 12 Schaltern. Wenn die Schalter als N-kanalige FETs implementiert sind, so werden Gatter-Ansteuerungen verwendet, um die Logik von dem Schaltregler auf einen Ansteuerungspegel zu bewegen, der ausreicht, um die Schalter zu betätigen. In einer Ausführungsform werden 22 Halbbrückenansteuerungen verwendet, um die 44 FETs in einer 16-kanaligen Zündanlage anzusteuern. Jeder gemeinsame Zweig ist mit einem jeweiligen Verstärkungskonverter gekoppelt, und alle 44 Schalter können durch einen einzigen PWM-Regler gesteuert werden, dessen Funktionsweise zuvor allgemein beschrieben wurde.
In einem Hubkolbenmotor werden die Zylinder in der Regel in einer vorgegebenen Reihenfolge gezündet. Dabei ist eine Überlappung zwischen benachbarten Zündungen möglich. Die Möglichkeit einer solchen Überlappung nimmt mit zunehmender Zylinderzahl zu, da die Funkendauer zunimmt, und ist in Motoren mit unsymmetrischen Zündfolgen wahrscheinlicher. Zum Beispiel erfolgt bei einem 16-Zylinder-Viertaktmotor mit einer symmetrischen Zündfolge eine Zündung alle 45 Grad, d. h. 720 Grad/16 = 45 Grad. Bei 1800 U/min ist ein Grad = 92,59 Mikrosekunden, so dass alle 4,167 Millisekunden eine Zündung erfolgt. Wenn zum Beispiel die maximale Funkendauer 2 Millisekunden beträgt, so gibt es keine Zündüberlappungen.
Jedoch kann es bei einem 16-Zylinder-Motor mit einer unsymmetrischen Zündfolge 15–75 solche Zündüberlappungen geben. Bei 1800 U/min gibt es 1,39 Millisekunden für jene Teile der Zündfolge mit 15 Grad zwischen den Zündungen. In diesem Fall ist eine gewisse Überlappung möglich, wenn die Funkendauer 2 Millisekunden beträgt. 3 veranschaulicht eine beispielhafte 16-kanalige Zündanlage 300 mit vier 3-kanaligen Zündanlagenmodulen 302 der in 1 gezeigten Art, wobei das Modul die in Strichlinie gezeigten Elemente enthält. Die Zündanlage 300 enthält des Weiteren zwei 2-kanalige Zündanlagenmodule 304 der in 1 gezeigten Art, wobei das Modul nicht die in Strichlinie gezeigten Elemente enthält. Die vier 3-kanaligen Zündanlagenmodule 302 und zwei 2-kanaligen Zündanlagenmodule sind mit 16 Zündkerzen in einem Motor 306 verbunden. Eine herkömmliche nichtmultiplexierende Wechselstrom-Zündanlage könnte 64 Schalter (vier pro Zündkerze) benötigen, um den 16-Zylinder-Motor 306 zu betreiben. Das Multiplex-Merkmal der Zündanlage 300 hingegen ermöglicht es, den gleichen 16-Zylinder-Motor 306 unter Verwendung von 44 Schaltern zu betreiben. Die dedizierten Zweige der Zündanlagenmodule 302, 304 verwenden 32 Schalter, während die gemeinsam genutzten Zweige in jenen Modulen 12 Schalter verwenden. Es kann ein üblicher Schaltregler 150 (in 1 gezeigt) zum Betreiben aller 44 Schalter verwendet werden.
Mit diesem Design, in dem der Schaltregler 150 präzise den Pegel des Stroms in der Primärwicklung jedes Transformators regelt, kann die IAunabhängig von der FD gesteuert werden, während die gleiche LLS beibehalten wird. Des Weiteren gelingt es Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die oben beschriebenen Zündanlagen-Merkmale ohne kostspielige Konstruktionen zu implementieren, d. h. ohne mittig abgegriffene Transformatoren, Hochspannung, Hochstrom-Halbleiter, Resonanzkreise oder Zündspulen mit hoher Energiespeicherkapazität.
Alle im vorliegenden Text genannten Verweisstellen, einschließlich Publikationen, Patentanmeldungen und Patente, werden hiermit durch Bezugnahme im gleichen Umfang in den vorliegenden Text aufgenommen, als wenn jeder Verweis einzeln und ausdrücklich durch Bezugnahme in den vorliegenden Text aufgenommen und in vollem Umfang darin dargelegt worden wäre.
Die Verwendung der Begriffe „ein” und „der, die, das” und ähnlicher Bezüge im Kontext der Beschreibung der Erfindung (insbesondere im Kontext der folgenden Ansprüche) ist so zu verstehen, dass sowohl die Einzahl als auch die Mehrzahl darunter fällt, sofern im vorliegenden Text nichts anderes angegeben ist oder der Kontext nicht eindeutig eine andere Deutung verlangt. Die Begriffe „umfassen”, „haben”, „einschließlich” und „enthalten” sind als offene Begriffe zu verstehen (d. h. in der Bedeutung von „einschließlich, aber nicht beschränkt auf”), sofern nichts anderes angemerkt ist. Die Nennung von Wertebereichen im vorliegenden Text dient lediglich als abgekürztes Verfahren für die Anführung jedes einzelnen in den Bereich fallenden Wertes, sofern im vorliegenden Text nichts anderes angegeben ist; und jeder einzelne Wert ist so in die Spezifikation aufgenommen, als wenn er einzeln darin angeführt worden wäre. Alle hier beschriebenen Verfahren können in jeder geeigneten Reihenfolge ausgeführt werden, sofern im vorliegenden Text nichts anderes angegeben ist oder der Kontext nicht eindeutig eine andere Deutung verlangt. Die Verwendung von Beispielen oder beispielhaften Formulierungen (beispielsweise „wie zum Beispiel”) im vorliegenden Text dient lediglich der besseren Veranschaulichung der Erfindung und bedeutet keine Beschränkung des Geltungsbereichs der Erfindung, sofern in den Ansprüchen nichts anderes verlangt wird. Keine Formulierung in der Spezifikation darf so verstanden werden, als würde sie ein nicht-beanspruchtes Element als wesentlich für die Praktizierung der Erfindung bezeichnen.
Im vorliegenden Text werden bevorzugte Ausführungsformen dieser Erfindung beschrieben, einschließlich der den Erfindern bekannten besten Art der Ausführung der Erfindung. Dem Fachmann fallen beim Lesen der obigen Beschreibung Variationen dieser bevorzugten Ausführungsformen ein. Die Erfinder gehen davon aus, dass der Fachmann solche Variationen zweckmäßig verwendet, und die Erfinder ziehen in Betracht, dass die Erfindung auch auf andere Art und Weise praktiziert werden kann, als es hier beschrieben wurde. Dementsprechend enthält diese Erfindung im gesetzlich zulässigen Umfang alle Modifikationen und Äquivalente des Gegenstandes, der in den Ansprüchen, die dem vorliegenden Text beiliegen, beschrieben ist. Darüber hinaus fallen sämtliche Kombinationen der oben beschriebenen Elemente in allen möglichen Variationen unter die Erfindung, sofern im vorliegenden Text nichts anderes angegeben ist oder der Kontext nicht eindeutig eine andere Deutung verlangt.

Claims

Wechselstrom-Zündvorrichtung, die Folgendes umfasst: ein Koppelnetz, das in einer Halbbrückenkonfiguration konfiguriert ist; einen Zündtransformator mit einer Primärspule, die als die Last des Koppelnetzes angeschlossen ist; einen Regler, der dafür konfiguriert ist, das Koppelnetz zu steuern; ein Komparatornetzwerk, das dafür konfiguriert ist, Wechselstrom-Zündanlagenparameter mit Referenzparametern zu vergleichen; wobei das Ergebnis des Vergleichs dem Regler anzeigt, wie das Koppelnetz zu betreiben ist.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Systemparameter und die Referenzparameter, die in dem Komparatornetzwerk verglichen werden, Spannungen sind.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Referenzparameter durch den Regler generiert werden.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Regler dafür konfiguriert ist, einen angewiesenen Wert einzustellen, der den Spitzenstrom durch die Primärspule des Zündtransformators diktiert.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 4, wobei der Regler dafür konfiguriert ist, den angewiesenen Wert augenblicklich zu ändern.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 1, die des Weiteren eine Stromversorgung und einen Stromsensor umfasst, der zwischen der Stromversorgung und dem Koppelnetz konfiguriert ist, wobei der Stromsensor dafür konfiguriert ist, einen Systemparameter auszugeben, der mit Strom korreliert, der aus der Stromversorgung in das Koppelnetz gezogen wird.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 6, wobei Ausgangssignale des Komparatornetzwerkes Eingangssignale in den Regler sind.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 7, wobei der Regler einen Zeitpunkt überwacht, an dem das Komparatornetzwerk bestimmt, dass Strom durch eine Primärspule des Zündtransformators untere und mittlere Punkte erreicht hat, die durch die Referenzparameter diktiert werden.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 7, wobei der Regler einen Zustand überwacht, bei dem im Vergleich zu den Referenzparametern übermäßig viel Strom aus der Stromversorgung gezogen wird.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 1, wobei eine Sekundärspule des Zündtransformators mit einer Zündkerze verbunden ist, und wobei der Regler eine Zeitdauer überwacht, die es ab dem Moment, in dem die Wechselstrom-Zündvorrichtung aktiviert wurde, bis zu dem Moment dauert, wo Strom durch die Primärspule des Zündtransformators einen angewiesenen Strompegel erreicht hat, der dann dafür verwendet wird, mit dem Zeitpunkt der Zündkerzenentladung zu korrelieren.
Wechselstrom-Zündvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das in einer Halbbrückenkonfiguration konfigurierte Koppelnetz Schalter umfasst, die unidirektional mit Bezug auf die Spannung und bidirektional mit Bezug auf den Strom sind.
Verfahren zum Steuern einer Zündanlage, das die folgenden Schritte umfasst: Messen von Systemparametern eines anfänglichen Zündzyklus; Vergleichen der Systemparameter mit Referenzparametern der Zündanlage; Ändern des Betriebszustandes eines Koppelnetzes, wenn der Vergleich von Systemparametern mit Referenzparametern zeigt, dass ein Spitzenstrom in einer Last des Koppelnetzes erreicht wurde; und wobei der Schritt des Änderns des Betriebszustandes des Koppelnetzes einen anschließenden Stromzyklus in einer Last des Koppelnetzes auslöst.
Verfahren nach Anspruch 12, das des Weiteren den Schritt des Änderns des Referenzparameters umfasst, der einen angewiesenen Wert für den Spitzenstrom in der Last des Koppelnetzes einstellt.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Referenzparameter ideale Spannungen sind, die Werten für einen niedrigen Strom in der Last des Koppelnetzes, einen mittleren Strom zwischen dem idealen niedrigen Strom und dem idealen Spitzenstrom in der Last des Koppelnetzes, einen idealen Spitzenstrom in der Last des Koppelnetzes und einen idealen Maximalwert des in das Koppelnetz eingespeisten Stroms entsprechen; wobei die Systemparameter eine gemessene Spannung, die einem Strom in der Last des Koppelnetzes entspricht, und eine gemessene Spannung, die einem in das Koppelnetz eingespeisten Strom entspricht, sind.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Schritt des Vergleichens die Spannung, die dem idealen Spitzenstrom in der Zündanlage entspricht, mit der gemessenen Spannung, die dem Strom in der Last des Koppelnetzes entspricht, vergleicht.
Verfahren nach Anspruch 14, das des Weiteren den Schritt des Diagnostizierens von Fehlern in der Zündanlage umfasst.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei der Schritt des Diagnostizierens von Fehlern den Schritt des Anzeigens umfasst, dass während des Vergleichsschrittes die gemessene Spannung, die einem in das Koppelnetz eingespeisten Strom entspricht, höher ist als der ideale Maximalwert des in das Koppelnetz eingespeisten Stroms.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei der Schritt des Vergleichens des Weiteren das Messen einer Zeit umfasst, die es vom Beginn des Zündzyklus dauert, bis die gemessene Spannung, die dem Strom in der Last des Koppelnetzes entspricht, von der idealen Niederspannung zu der idealen mittleren Spannung für die Last des Koppelnetzes und/oder von der idealen Niederspannung zu der idealen Spitzenspannung für die Last des Koppelnetzes und/oder von der idealen mittleren Spannung zu der idealen Spitzenspannung für die Last des Koppelnetzes angestiegen ist, und wobei der Schritt des Diagnostizierens den Schritt des Anzeigens umfasst, dass eine gemessene Zeit ab dem Schritt des Messens schneller eintrat als erwartet, später eintrat als erwartet und/oder niemals eintrat.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Last des Koppelnetzes eine Primärspule eines Zündtransformators mit einer and der Zündkerze angebrachten Sekundärspule ist; wobei der Schritt des Vergleichens des Weiteren den Schritt des Messens der Zeit, die es ab dem Beginn des Zündzyklus dauert, bis die Spannung, die dem Strom in der Last des Koppelnetzes entspricht, den idealen Spitzenstrom in der Last des Koppelnetzes erreicht hat, sowie des Speicherns der gemessenen Zeit umfasst.
Verfahren nach Anspruch 19, das des Weiteren den Schritt des Bestimmens des Grades des Abbrandes einer Funkenstrecke der Zündkerze umfasst.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei der Schritt des Bestimmens des Abbrandgrades durch Korrelieren einer gemessenen Zeit ab dem anfänglichen Zünd-Ereignis bis zu einem Überschlag in der Funkenstrecke der Zündkerze mit Referenzwerten für eine Zeit, die es dauert, um einen Überschlag in einer repräsentativen Funkenstrecke einer repräsentativen Zündkerze bei verschiedenen Abbrandgraden für die repräsentative Funkenstrecke zu erreichen, ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei die Referenzwerte in einer Nachschlagetabelle enthalten sind.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die gemessene Zeit mit einem vorgegebenen Zeitraum verglichen wird; und wenn die gemessene Zeit den vorgegebenen Zeitraum übersteigt, so ist ein Fehlzündungszustand eingetreten.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Koppelnetz ein Halbbrücken-Koppelnetz ist.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Zündanlage eine Wechselstrom-Zündanlage ist.
Verfahren nach Anspruch 25, wobei das Koppelnetz der Wechselstrom-Zündanlage ein Halbbrücken-Koppelnetz ist.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Zündanlage eine Gleichstrom-Zündanlage ist.
Verfahren nach Anspruch 27, wobei der Ausgangsstrom der Gleichstrom-Zündanlage ein Gleichstromwert ist und das Koppelnetz ein MOSFET- und Diodennetzwerk ist.