DE102012020620A1 - Hochleistungs-Gleichspannungs-Wandler - Google Patents

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DE102012020620A1
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Klaus-Dieter Kleibaumhüter
Victor Esser
Jürgen Kunz
Josef Reiter
Kai Albrecht
Jochen Bechtler
Joachim Ecker
Michael Krüger
Helmut Meyer
Johann Schunn
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Heidelberger Druckmaschinen AG
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Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Schaltungsanordnung umfassend einen Hochsetzstellerschaltkreis mit einer Induktivität und einem ersten Schalter (T1) zur Erzeugung einer höheren Ausgangsspannung (UA) im Vergleich zu einer Eingangsspannung (UE). Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass ein zweiter Schalter (T2) zur Führung des Induktivitätsstroms (iE, iL) im Hochsetzstellerschaltkreis vorgesehen ist, wenn der erste Schalter (T1) ausgeschaltet ist.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Schaltungsanordnung mit einem Hochsetzstellerschaltkreis mit einer Induktivität und einem ersten Schalter zur Erzeugung einer höheren Ausgangsspannung im Vergleich zu einer Eingangsspannung.
  • Derartige elektrische Schaltungsanordnungen werden dazu verwendet, eine niedrige Ausgangsspannung wie z. B. eine variable Batteriespannung von ca. 200 Volt auf eine geregelte Motorspannung von 500 V für einen Drehstromantriebsmotor in einem Elektroauto anzuheben. Eine derartige Hochsetzstellerschaltung zur Stromversorgung eines Elektrofahrzeugs geht aus der deutschen Übersetzung der Patentanmeldung DE 11 2005 003 041 T5 hervor. Hier wird ein Hochsetzsteller verwendet, welcher auch als Tiefsetzsteller arbeiten kann, um sowohl Strom von der Batterie zum Motor als auch umgekehrt transformieren zu können. Der Schaltkreis des kombinierten Hochsetz- und Tiefsetzstellers besteht im Wesentlichen aus einer Induktivität sowie zwei Transistoren mit parallelen Dioden. Ob der Schaltkreis als Hochsetzsteller oder Tiefsetzsteller arbeitet, hängt davon ab, wie die beiden Transistoren angesteuert werden. Bei diesem Schaltkreis geht es darum, eine elektrische Spannung sowohl hoch- als auch heruntertransformieren zu können, je nachdem, ob der Motor im motorischen Betrieb oder im generatorischen Betrieb z. B. beim Bremsen eines Elektroautos arbeitet. Problematisch bei Hochsetzstellerschaltkreisen ist grundsätzlich, dass beim Schalten des Transistors des Hochsetzstellerschaltkreises bei hohen abgegebenen Leistungen eine große Verlustleistung anfällt, welche eine entsprechend aufwendige Kühlung des elektrischen Schaltkreises notwendig macht.
  • Mit der Problematik verlustbehafteter Schaltvorgänge befasst sich die deutsche Patentanmeldung DE 10 2006 005 853 A1 . Darin wird ein Schaltnetzteil zum Wandeln einer elektrischen Eingangsspannung in eine elektrische Ausgangsspannung beschrieben, welches eine Induktivität und mehrere Schalter aufweist. Um Schaltverluste im Schaltnetzteil zu verringern, wird wenigstens einer der Schalter nur in einen Zustand geschaltet, wenn er spannungsfrei ist. Das Schaltnetzteil kann dabei wahlweise bei Aufwärtsspannungswandlung oder Abwärtsspannungswandlung benutzt werden. Der in der Anmeldung beschriebene Schaltkreis weist eine Vielzahl von Schaltern und Kompensatoren auf, was ihn entsprechend teuer macht.
  • Eine Schaltung zur Steuerung von elektrischen Antrieben beim Bremsen ist aus dem Patent US 8,026,681 B2 bekannt.
  • Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine elektrische Schaltungsanordnung mit einem Hochsetzstellerschaltkreis zu schaffen, welche mit möglichst wenig elektrischen Bauteilen auskommt und die Schaltverluste auch bei Auslegung der Schaltungsanordnung auf eine hohe Maximalleistungsabgabe auf ein Minimum begrenzt.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen und den Zeichnungen zu entnehmen. Die vorliegende Erfindung eignet sich insbesondere zum Einsatz bei Elektroautos, wo Schaltverluste zu minimieren sind, um die Stromquelle nicht unnötig zu belasten und so die Reichweite des Elektroautos zu verbessern. Des Weiteren ist in derartigen Fahrzeugen insbesondere aufgrund des großen Platzbedarfs der Stromquelle in Form einer Batterie oder einer Brennstoffzelle wenig Platz für die Leistungselektronik, so dass eine kompakte Bauweise der elektrischen Schaltungsanordnung benötigt wird, welche dennoch zuverlässig arbeitet und auch bei hohen Strömen nicht an ihre thermischen Grenzen gelangt. Die erfindungsgemäße elektrische Schaltungsanordnung geht von einem klassischen Hochsetzstellerschaltkreis mit einer Induktivität, einem ersten Schalter, sowie einer ersten Diode in Durchlassrichtung und einem Speicherkondensator aus. Der Nachteil eines derartigen Hochsetzstellers liegt darin, dass beim Schalten des ersten Schalters hohe Schaltverluste entstehen, welche den Wirkungsgrad der elektrischen Schaltungsanordnung deutlich verschlechtern. Hohe Schaltverluste sind insbesondere bei Hochspannungs- und Hochleistungsanwendungen, wie sie zum Betreiben eines Elektroautos mit einem 100 KW Elektromotor erforderlich sind, sehr ausgeprägt. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist daher vorgesehen, in dem Hochsetzstellerschaltkreis einen zweiten Schalter zur Führung des Induktivitätsstroms vorzusehen, wenn der erste Schalter ausgeschaltet ist. Auf diese Art und Weise können durch eine entsprechende Ansteuerung der beiden Schalter die Einschaltverluste des ersten Schalters minimiert werden. Vorteilhafterweise ist außerdem vorgesehen, dass dem ersten Schalter parallel eine erste Diode in Sperrrichtung und ein Kondensator und dem zweiten Schalter parallel eine zweite Diode in Durchflussrichtung zugeordnet ist. Mit einer derartigen elektrischen Schaltungsanordnung können sowohl die Einschaltverluste des ersten Schalters als auch die Abschaltverluste des ersten Schalters vermindert werden. Mit dem Kondensator parallel zum ersten Schalter werden die Abschaltverluste dieses Schalters verringert, indem die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit im ersten Schalter deutlich reduziert wird, während sich die Stromabfallgeschwindigkeit nicht ändert. Durch die Dimensionierung der Kapazität des parallel zum ersten Schalter angeordneten Kondensators lassen sich so die Abschaltverluste steuern und stark verringern. Um die Einschaltverluste des ersten Schalters effektiv zu minimieren, muss der Kondensator beim Einschalten des ersten Schalters möglichst vollständig entladen sein. Dies wird durch die spezielle Dimensionierung der Induktivität des Hochsetzstellers und mit Hilfe des gesteuerten Schaltvorgangs des zweiten Schalters bewerkstelligt. Durch die geschickte Dimensionierung der genannten elektrischen Bauelemente und die Ansteuerung der beiden Schalter können sowohl Abschalt- als auch Einschaltverluste des Hochsetzstellers deutlich abgesenkt werden, so dass die Erzeugung von Wärme auf ein Minimum reduziert wird und der Wirkungsgrad deutlich ansteigt.
  • Vorteilhafterweise ist außerdem vorgesehen, dass die Schaltungsanordnung derart angesteuert wird, dass zu einem ersten Zeitpunkt der erste Schalter abgeschaltet wird, dass zu einem zweiten Zeitpunkt die parallel zum zweiten Schalter angeordnete Diode leitet, dass zu einem dritten Zeitpunkt der zweite Schalter eingeschaltet ist, dass zu einem vierten Zeitpunkt der zweite Schalter abgeschaltet wird und dass zu einem fünften Zeitpunkt der erste Schalter eingeschaltet ist, wobei sich dieser gesamte Schaltzyklus periodisch wiederholt. Mit diesem erfindungsgemäßen Schaltzyklus wird die Verlustleistung auf ein Minimum reduziert, da der erste Schalter immer dann geschaltet werden kann, wenn er nur einen geringen Strom führen muss. Zu Beginn des Schaltzyklus ist der erste Schalter eingeschaltet und die Speicherung der Energie erfolgt in der Induktivität des Hochsetzstellerschaltkreises. Daraus ergibt sich ein linearer Anstieg des Stroms in der Induktivität. Zum ersten Zeitpunkt wird der erste Schalter abgeschaltet, wobei sich aufgrund der parallel angeordneten Kapazität minimale Abschaltverluste ergeben. Die Kapazität verhindert, dass beim Abschalten des ersten Schalters eine hohe Spannung geschaltet werden muss, da diese von der parallel angeordneten Kapazität geführt werden kann. Zum zweiten Zeitpunkt leitet die Diode in Durchlassrichtung des zweiten Schalters und die Energie in der Induktivität wird an den Ausgang der Schaltung abgegeben. Dadurch sinkt der Strom in der Induktivität und erreicht zum dritten Zeitpunkt bevorzugt den Wert 0. Zwischen dem zweiten und dritten Zeitpunkt wird der parallel zur zweiten Diode angeordnete zweite Schalter verlustlos eingeschaltet und übernimmt ab dem dritten Zeitpunkt den Strom der Induktivität, der ab dem dritten Zeitpunkt in die umgekehrte Richtung fließt. Zum vierten Zeitpunkt wird der zweite Schalter mit minimalen Abschaltverlusten ausgeschaltet und der nun negative Strom der Induktivität entlädt den parallel zum ersten Schalter angeordneten Kondensator und wechselt dann auf die zum ersten Schalter zusätzlich parallel angeordnete erste Diode. Zum fünften Zeitpunkt erreicht der Strom der Induktivität wieder den Wert 0, und zum fünften Zeitpunkt wird der zwischen dem vierten und dem fünften Zeitpunkt verlustlos eingeschaltete erste Schalter dazu genutzt, den ab dem fünften Zeitpunkt ansteigenden Induktivitätsstrom zu führen, womit der Schaltungszyklus von vorne beginnt. Auf diese Art und Weise ist es möglich, die Schaltverluste auf ein Minimum zu begrenzen.
  • In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, eine Leistungselektronik mit mehreren elektrischen Schaltungsanordnungen parallel aufzubauen. Eine derartige parallele Schaltungsanordnung mehrerer erfindungsgemäßer elektrischer Schaltungsanordnungen führt zu einer Erhöhung des Wirkungsgrades, wenn die abgegebene Leistung über einen großen Bereich schwankt. Insbesondere bei Elektroautos ist bei niedrigen Geschwindigkeiten eine deutlich geringere Leistung erforderlich als bei höheren Geschwindigkeiten. Bei einem derart weiten Bereich der Leistungsabgabe kann der Wirkungsgrad dadurch erhöht werden, dass mehrere elektrische Schaltungsanordnungen parallel geschaltet sind und dass bei niedriger Leistung nur ein oder wenige elektrische Schaltungsanordnungen genutzt werden, während bei hohen Leistungen bevorzugt sämtliche parallel geschalteten elektrischen Schaltungsanordnungen genutzt werden. Die Anzahl der aktiv geschalteten elektrischen Schaltungsanordnungen hängt somit von der benötigten elektrischen Leistung des Verbrauchers ab. Die Ein- und Ausschaltstrategie der elektrischen Schaltungsanordnungen ist dabei in einer Logikschaltung hinterlegt, welche das Ein- und Ausschalten der jeweils benötigten elektrischen Schaltungsanordnung steuert.
  • In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass bei sehr geringer Leistungsabgabe, welche selbst eine einzige elektrische Schaltungsanordnung nicht auslastet, die Schaltfrequenz in dem ersten und zweiten Schalter in der einen elektrischen Schaltungsanordnung erhöht wird. Diese erfindungsgemäße Ausgestaltung ist dann sinnvoll, wenn die Leistungsabgabe so gering wird, dass selbst eine einzige elektrische Schaltungsanordnung nicht mehr ausgelastet ist. Um die dabei auftretenden Verluste zu minimieren, kann in diesem Zustand die Schaltfrequenz in Abhängigkeit des Belastungszustands der Schalter in der einzig verbliebenen elektrischen Schaltungsanordnung verändert werden. Je niedriger die Leistung wird, umso höher wird die Schaltfrequenz. Auf diese Art und Weise kann der von der Induktivität getriebene interne Kreisstrom im Hochsetzstellerschaltkreis verringert werden und so die Verlustleistung bei geringer Belastung vermindert werden.
  • Vorteilhafterweise ist außerdem vorgesehen, dass die elektrischen Schaltungsanordnungen jeweils um 360° geteilt durch die Anzahl der elektrischen Schaltungsanordnungen phasenverschoben betrieben werden. Eine derartige symmetrische Phasenverschiebung der parallel geschalteten elektrischen Schaltungsanordnungen sorgt für einen besonders hohen Wirkungsgrad. Dabei ist weiterhin vorgesehen, dass beim Abschalten einer elektrischen Schaltungsanordnung die Phasenverschiebung verändert wird und auf 360° geteilt durch die Anzahl der verbliebenen elektrischen Schaltungsanordnungen eingestellt wird. Auf diese Art und Weise wird sichergestellt, dass auch beim Abschalten ein oder mehrerer Schaltungsanordnungen die verbliebenen elektrischen Schaltungsanordnungen weiterhin symmetrisch phasenverschoben betrieben werden. Die benötigten Phasenverschiebungen können dabei in einer Tabelle in Abhängigkeit der benötigten elektrischen Schaltungsanordnung abgespeichert sein und in Abhängigkeit der aktiven elektrischen Schaltungsanordnungen abgerufen werden. Es ist auch möglich, dass die benötigten aktuellen Phasenverschiebungen in Abhängigkeit der gerade benötigten aktiven elektrischen Schaltungsanordnungen von einem Rechner aktuell berechnet werden. Durch diese Maßnahme können Stromschwankungen in den Eingangs- und Ausgangskondensatoren der erfindungsgemäßen Leistungselektronik und somit ebenfalls Verluste vermindert werden.
  • Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand mehrerer Figuren näher beschrieben und erläutert. Es zeigen:
  • 1 einen Hochsetzstellerschaltkreis aus dem Stand der Technik,
  • 2 eine Leistungselektronik mit mehreren parallel angeordneten Hochsetzstellern aus dem Stand der Technik,
  • 3 den Verlauf der Induktivitätsströme der Leistungselektronik in 2,
  • 4 eine erfindungsgemäße elektrische Schaltungsanordnung mit reduzierten Schaltverlusten,
  • 5 den Ausschaltvorgang des ersten Schalters in 4,
  • 6 Strom- und Spannungsverläufe bei einer hohen Ausgangsleistung in der elektrischen Schaltungsanordnung gemäß 4,
  • 7 Strom- und Spannungsverläufe bei einer niedrigen Ausgangsleistung der elektrischen Schaltungsanordnung gemäß 4,
  • 8 eine erfindungsgemäße Leistungselektronik mit mehreren parallel angeordneten erfindungsgemäßen elektrischen Schaltungsanordnungen mit reduzierten Schaltverlusten sowie einem ausgangsseitig angeschlossenen Inverter zur Ansteuerung eines elektrischen Antriebsmotors und
  • 9 den Einfluss Änderung der Schaltfrequenz auf den Induktivitätsstrom.
  • In 1 ist ein Hochsetzstellerschaltkreis abgebildet, welcher aus einer relativ geringen Eingangsspannung UE eine höhere Ausgangsspannung UA erzeugt. Der Hochsetzstellerschaltkreis besteht im Wesentlichen aus einer Induktivität in Form einer Spule, einer Diode und einem Speicherkondensator. Mittels eines Schalters in Form eines Bipolartransistors, eines MosFets oder eines IGBTs kann die Induktivität temporär gegen Masse geschaltet werden. Wenn der Schalter geöffnet wird, versucht die Induktivität den Stromfluss aufrechtzuerhalten. Dadurch steigt die Spannung an, bis sie die am Kondensator liegende Ausgangsspannung UA übersteigt und die Diode leitend macht. Im ersten Moment fließt dann der Strom unverändert weiter und lädt den Kondensator auf. Dabei wird das Magnetfeld in der Induktivität abgebaut, gibt seine Energie an den Kondensator und eine eventuell nachgeschaltete Last ab. Problematisch an dieser Schaltung ist, dass der Transistor unter Last schalten muss, was zu entsprechenden Schaltverlusten führt.
  • 2 zeigt eine Leistungselektronik mit drei parallel geschalteten Hochsetzstellern aus 1, welche eine größere Leistung mit weniger Verlusten wandeln kann, als die Schaltung in 1. Der Vorteil der Leistungselektronik in 2 liegt darin, dass der Eingangsstrom iE deutlich geglättet werden kann und so Verluste im Ein- und Ausgangskondensator minimiert werden können. In 3 ist dazu der Verlauf der Eingangsstrom abgebildet, wobei der Eingangsstrom iE der resultierende Strom ist, welcher eine geringe Welligkeit aufweist, während die im unteren Bereich abgebildeten Induktivitätsströme die Ströme in den einzelnen Induktivitäten sind. Dies zeigt deutlich die Glättung durch die phasenverschobene Parallelschaltung von drei Hochsetzstellern in 2 in Bezug auf den Induktivitätsstrom iE.
  • In 4 ist der erfindungsgemäß modifizierte Hochsetzsteller mit reduzierten Schaltverlusten abgebildet. Neben einem Eingangskondensator und einem Ausgangskondensator besteht der erfindungsgemäße Hochsetzsteller im Wesentlichen aus einer Induktivität und einem ersten Schalter T1 in Form eines IGBT oder MosFet-Transistors und einem zweiten Schalter T2 ebenfalls in Form eines IGBT oder MosFet-Transistors. Der erste Schalter T1 hat im Wesentlichen die gleiche Aufgabe wie der Schalter in 1. Der zweite Schalter T2 dient dazu, die Schaltverluste zu minimieren.
  • Weiterhin weist der zweite Schalter T2 eine parallel in Durchflussrichtung geschaltete Zusatzdiode D2 auf. Dem ersten Schalter T1 ist eine Hochsetzstellerdiode D1 in Sperrrichtung parallel geschaltet sowie zusätzlich ein Kondensator C1. Optional kann dieser Einzelkondensator jedoch aus zwei Teilkondensatoren gebildet werden, indem der erste Teilkondensator parallel zur Diode D1, und der zweite Teilkondensator parallel zur Diode D2 angeordnet wird, siehe 8. Der Kondensator C1 verringert die Abschaltverluste des ersten Schalters T1, indem die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit am ersten Schalter T1 deutlich reduziert wird, während sich die Stromabfallgeschwindigkeit nicht ändert. Die Verläufe der Spannung am Hochsetzstellertransistor UT und des Stroms im Hochsetzstellerkondensator iT während des Ausschaltvorgangs sind in 5 abgebildet. Der Pfeil in Richtung der Kapazität C soll andeuten, wie der Spannungsanstieg durch den Kapazitätswert des Kondensators beeinflusst werden kann. Diese Abflachung des Spannungsanstiegs sorgt dafür, dass die Verlustleistung resultierend aus dem Strom iT und der Spannung UT am Hochsetzstellertransistor T1 verringert wird. Durch eine entsprechende Anpassung des Wertes des Kondensators C1 lässt sich so der Ausschaltverlust am ersten Schalter T1 wesentlich verringern.
  • Um die Einschaltverluste des ersten Schalters T1 zu minimieren, muss der Kondensator am Hochsetzsteller C1 beim Einschalten des ersten Schalters T1 möglichst vollständig entladen sein. Diese Entladung wird durch eine angepasste Dimensionierung der Induktivität und mit Hilfe eines zweiten elektronischen Schalters T2 erreicht. Zur Minimierung der Schaltverluste wird die Schaltung in 4 wie folgt betrieben. Zunächst ist der erste Schalter T1 eingeschaltet, und die Energiespeicherung in der Induktivität bewirkt einen linearen Anstieg des Induktivitätsstroms iL. Zu einem ersten Zeitpunkt t1 wird der erste Schalter T1 abgeschaltet, wobei durch die parallel geschaltete Kapazität C1 die Abschaltverluste minimiert werden, siehe auch 5. Zu einem zweiten Zeitpunkt T2 leitet dann die Zusatzdiode D2 den Strom, und es erfolgt eine Energieabgabe der Induktivität an den Verbraucher, wodurch der Induktivitätsstrom iL sinkt und zu einem dritten Zeitpunkt t3 den Wert 0 erreicht. Zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem dritten Zeitpunkt t3 wird der zweite Schalter T2 verlustlos eingeschaltet. Damit übernimmt der zweite Schalter T2 den Induktivitätsstrom iL, welcher ab dem dritten Zeitpunkt t3 in umgekehrte Richtung fließt. Zu einem vierten Zeitpunkt t4 wird der zweite Schalter T2 mit minimalen Abschaltverlusten ausgeschaltet und der nun negative Induktivitätsstrom iL entlädt die parallel geschaltete Kapazität C1 am Hochsetzsteller und wechselt dann auf die Hochsetzstellerdiode D1. Zu einem fünften Zeitpunkt t5 erreicht dann der Induktivitätsstrom iL den Wert 0. Zum Zeitpunkt t5 übernimmt der zwischen dem vierten Zeitpunkt t4 und dem fünften Zeitpunkt t5 verlustlos eingeschaltete erste Schalter T1 den Induktivitätsstrom iL und der gesamte Schaltzyklus kann von Neuem beginnen.
  • In 6 sind dazu der Stromverlauf des Induktivitätsstroms iL sowie die Spannungsverläufe der Gateansteuerung am ersten Schalter UGS1, am zweiten Schalter UGS2 und an der Hochsetzstellerdiode UDS1 beim Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß 4 mit dem zuvor beschriebenen Schaltzyklus abgebildet. Bei einer hohen Belastung der Schaltung mit hoher Ausgangsleistung ergeben sich so relativ geringe Schaltverluste.
  • In 7 ist der Stromverlauf des Induktivitätsstroms iL sowie die Spannungsverläufe am ersten Schalter UGS1, am zweiten Schalter UGS2 und an der Hochsetzstellerdiode UDS1 beim Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß 4 mit deutlich reduzierter Ausgangsleistung abgebildet. Bei reduzierter Ausgangsleistung treten Kreisströme innerhalb des Schaltkreises auf, welche zu zusätzlichen Verlusten führen und so den Wirkungsgrad der elektrischen Schaltungsanordnung aus 4 reduzieren.
  • Aus diesem Grund wird die elektrische Schaltungsanordnung aus 4 dahingehend weiterentwickelt, dass sie wie in 8 abgebildet mehrmals parallel zu einer Leistungselektronik verschaltet wird. Die Leistungselektronik in 8 besteht somit aus drei parallel geschalteten elektrischen Schaltungsanordnungen aus 4, wobei an die Ausgangsspannung UA ein Inverter INV angeschlossen ist, welcher einen elektrischen Antriebsmotor M mit elektrischer Energie versorgt. Dieser elektrische Antriebsmotor M kann z. B. der Antriebsmotor in einem elektrisch betriebenen Fahrzeug sein. Die Anzahl der parallel geschalteten elektrischen Schaltungsanordnungen hängt von der maximal zu schaltenden elektrischen Leistung und dem Bereich der Leistungsabgabe ab. Je größer der Bereich der Leistungsabgabe ist, desto mehr parallel geschaltete elektrische Schaltungsanordnungen sind sinnvoll. Auf diese Art und Weise kann mit einem hohen Wirkungsgrad ein weiter Leistungsbereich abgedeckt werden.
  • Dabei werden in Abhängigkeit von der abzugebenden Leistung nur so viele elektrische Schaltungsanordnungen aktiv geschaltet, dass der Wirkungsgrad einen optimalen Wert erreicht und der Induktivitätsstrom iL der eingeschalteten elektrischen Schaltungsanordnung dem Verlauf in 6 entspricht. Die Schaltstrategie der elektrischen Schaltungsanordnung in Abhängigkeit der geforderten Ausgangsleistung ist in einer Logikschaltung hinterlegt, welche die entsprechenden Zweige ein- und ausschaltet.
  • Dennoch kann es vorkommen, dass die abgeforderte Leistung soweit sinkt, dass selbst eine einzige elektrische Schaltungsordnung nicht mehr sinnvoll ausgelastet ist. In diesem Fall kann die Schaltfrequenz der ersten Schalter T1 und zweiten Schalter T2 in der einzig verbliebenen elektrischen Schaltungsanordnung in Abhängigkeit vom Belastungszustand verändert werden, um so den internen Kreisstrom zu minimieren. Dabei führt eine weitere Absenkung der abgeforderten Leistung zu einem Anstieg der Schaltfrequenz. Der Einfluss der Änderung der Frequenz auf den Induktivitätsstrom iL ist in 9 abgebildet. Darüber sind die Spannungsverläufe am ersten Schalter UGS1, am zweiten Schalter UGS2 und an der Hochsetzstellerdiode UDS1 abgebildet.
  • Wenn sämtliche elektrische Schaltungsanordnungen genutzt werden, so sollte die Phasenverschiebung zwischen den einzelnen elektrischen Schaltungsanordnungen mit Φ = 360° dividiert durch die Anzahl der benötigten Schaltungsanordnungen festgelegt werden. Wenn aufgrund reduzierter Leistungsanforderungen elektrische Schaltungsanordnungen abgeschaltet werden, so berechnet der Logikschaltkreis synchron mit der Abschaltung die Phasenverschiebungen neu, so dass die Phasenverschiebungen nun Φ = 360° dividiert durch die Anzahl der verbliebenen eingeschalteten elektrischen Schaltungsanordnungen betragen. Durch die symmetrischen Phasenverschiebungen wird sichergestellt, dass die Stromwelligkeit in den Eingangs- und Ausgangskondensatoren minimiert wird. Auf diese Art und Weise können die Verluste effektiv begrenzt werden.
  • Bezugszeichenliste
    • UE
      Eingangsspannung
      UA
      Ausgangsspannung
      iE
      Induktivitätsstrom
      iL
      Induktivitätsstrom
      T1
      Hochsetzstellertransistor
      T2
      Zusatztransistor
      D2
      Zusatzdiode
      D1
      Hochsetzstellerdiode
      C1
      Hochsetzstellerkondensator
      iT
      Strom im Hochsetzstellertransistor
      UT
      Spannung am Hochsetzstellertransistor
      UGS1
      Spannungsverlauf am Hochsetzstellertransistor
      UGS2
      Spannungsverlauf am Zusatztransistor
      UDS1
      Spannungsverlauf an der Hochsetzstellerdiode
      t1
      Abschaltzeitpunkt Transistor des Hochsetzstellers
      t2
      Zusatzdiode leitet
      t3
      Zusatztransistor führt Induktivitätsstrom
      t4
      Zusatztransistor wird abgeschaltet
      t5
      Hochsetzstellertransistor führt Induktivitätsstrom
      INV
      Inverter
      M
      Antriebsmotor
      t
      Zeit
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • DE 112005003041 T5 [0002]
    • DE 102006005853 A1 [0003]
    • US 8026681 B2 [0004]

Claims (10)

  1. Elektrische Schaltungsanordnung umfassend einen Hochsetzstellerschaltkreis mit einer Induktivität und einem ersten Schalter (T1) zur Erzeugung einer höheren Ausgangsspannung (UA) im Vergleich zu einer Eingangsspannung (UE), dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Schalter (T2) zur Führung des Induktivitätsstroms (iE, iL) im Hochsetzstellerschaltkreis vorgesehen ist, wenn der erste Schalter (T1) ausgeschaltet ist.
  2. Elektrische Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Schalter (T1) parallel eine erste Diode (D1) in Sperrrichtung und ein Kondensator (C1) und dem zweiten Schalter (T2) parallel eine zweite Diode (D2) in Durchflussrichtung zugeordnet ist.
  3. Elektrische Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung derart angesteuert wird, dass zu einem ersten Zeitpunkt (t1) der erste Schalter (T1) abgeschaltet wird, dass zu einem zweiten Zeitpunkt (t2) die parallel zum zweiten Schalter (T2) angeordnete Diode (D2) leitet, dass zum dritten Zeitpunkt (t3) der zweite Schalter (T2) eingeschaltet ist, dass zu einem vierten Zeitpunkt (t4) der zweite Schalter (T2) abgeschaltet wird und dass zu einem fünften Zeitpunkt (t5) der erste Schalter (T1) eingeschaltet ist, wobei sich dieser gesamte Schaltzyklus periodisch wiederholt.
  4. Leistungselektronik mit mehreren elektrischen Schaltungsanordnungen nach einem der Ansprüche 1 bis 3, welche parallel angeordnet sind.
  5. Leistungselektronik nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass in Abhängigkeit der von der Schaltungsanordnung abzugebenden Leistung nur die für die Leistungsabgabe benötigten elektrischen Schaltungsanordnungen eingeschaltet werden.
  6. Leistungselektronik nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass bei sehr geringer Leistungsabgabe, welche selbst eine einzige elektrische Schaltungsanordnung nicht auslastet, die Schaltfrequenzen der ersten (T1) und zweiten Schalter (T2) in der einen elektrischen Schaltungsanordnung erhöht werden.
  7. Leistungselektronik nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrischen Schaltungsanordnungen jeweils um 360° geteilt durch die Anzahl der elektrischen Schaltungsanordnungen phasenverschoben betrieben werden.
  8. Leistungselektronik nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass beim Abschalten einer elektrischen Schaltungsanordnung die Phasenverschiebung verändert wird und auf 360° geteilt durch die Anzahl der verbliebenen aktiven elektrischen Schaltungsanordnungen eingestellt wird.
  9. Leistungselektronik nach einem der vorgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltstrategie zur Ansteuerung der Schalter (T1, T2) und der Schaltzustände einzelner elektrischen Schaltungsanordnungen durch einen Mikroprozessor und/oder FPGA gesteuert wird.
  10. Leistungselektronik nach einem der vorgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass an den Ausgang der Leistungselektronik ein Konverter (INV) zur Ansteuerung eines elektrischen Antriebsmotors in einem Kraftfahrzeug mit elektrischem Antrieb (M) angeschlossen ist.
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