WO2012122978A2 - Umrichter für eine elektrische maschine und verfahren zur ansteuerung eines leistungsschalters - Google Patents

Umrichter für eine elektrische maschine und verfahren zur ansteuerung eines leistungsschalters Download PDF

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WO2012122978A2
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    • H03K2017/0806—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage against excessive temperature

Definitions

  • Inverter for an electrical machine and method for controlling a circuit breaker
  • the present invention relates to a converter for an electric machine and a method for driving a circuit breaker.
  • Three-phase machines in particular synchronous and asynchronous machines, require an AC voltage for their controlled operation, which is preferably variable in amplitude and frequency.
  • a power electric ⁇ technology is provided which is fed by a DC voltage.
  • the conversion of the DC voltage into the amplitude and frequency variable AC voltage takes place in ⁇ example via a pulse width modulation means of a Um ⁇ judge.
  • the terms inverter and power electronics are used here synonymous.
  • the power electronics provide a setpoint voltage specified by the control at the terminals of the electrical machine.
  • a plurality of electrical phases are penetratege ⁇ up by the power electronics accordingly.
  • the control determines the setpoint based on the measured variables of the electrical machine such as voltage and current.
  • the power electronics include, for example, three half bridges, each of which comprises circuit breakers.
  • the power semiconductors are switched on and off.
  • power electronics losses which include forward losses and switching losses.
  • On-off losses are caused by the fact that the circuit-breaker does not behave ideally low-impedance when switched on, that is to say it has a non-zero through-resistance.
  • the circuit breaker has a non-linearly dependent on the current flow transient resistance.
  • Object of the present invention is to provide an inverter for an electric machine, which allows been an improvement ⁇ tion efficiency especially in the partial load range of the electrical machine. It is another object of the invention to provide a method for driving a circuit breaker, wherein the efficiency is improved.
  • an inverter for an electrical machine is specified.
  • This includes at least one circuit breaker.
  • the circuit breaker comprises at least two semiconductor components interconnected to form the same.
  • At least one control circuit is the Minim ⁇ least assigned a power switch and compared with a respective control input of the at least two semiconductor components prevented. This makes it possible to selectively switch on or off the semiconductor components by means of respective switching signals and independently. The switching signals are generated depending on switching losses and on passage losses of the circuit breaker.
  • the active chip area of the circuit breaker changes its on-state losses and its switching losses.
  • the total losses, which include switching losses and turbo ⁇ losses can be minimized by enabling the most appropriate number of semiconductor devices and other semiconductor devices of the circuit breaker are per ⁇ wells disabled. Only the respective active semiconductor components carry current on the load side and switch them.
  • respective characteristic curves of the switching losses and the forward losses of the circuit breaker are present in the entire operating range of the electrical machine and stored in a memory means.
  • the storage means is encompassed by the control circuit.
  • the switching signals are generated depending on an evaluation of these characteristic curves, in each case the sum of the elekt ⁇ step losses, which include the on-state losses and the losses Leis ⁇ processing, is minimized for the respective operating state of the engine.
  • a conduction losses representing characteristic is inversely proportional to the total active ⁇ per chip area of the semiconductor components of the at least one power switch.
  • Switching losses representing characteristic is approximately proportional to the sum of the active chip areas of the semiconductor devices of the at least one circuit breaker.
  • the switching signals are generated in such a way that the total losses of the circuit breaker, which include the forward losses and the switching losses, are minimal. This means that the active transistor area of the circuit breakers is varied according to the power requirements of the electrical machine.
  • Characteristic curves can be stored, for example, in a map or calculated by means of a computer and a predetermined calculation rule during operation.
  • Each circuit breaker may be associated with a diode. This diode is also called freewheeling diode. The diode is preferably connected in parallel with the power switch.
  • the respective diode can likewise be divided into parallel-connected partial diodes.
  • the control circuit preferably comprises a plurality of control switches, wherein each semiconductor component is assigned a control switch.
  • the respective assigned control switch is used for individual switching on and off of the associated semiconductor device by means of respective switching signals.
  • the tax Switched are connected on the load side between a driver and a control input of the respective associated semiconductor device and the control side verbun ⁇ ⁇ with a drive unit.
  • the driver can provide, for example, pulse width modulated signals with which a variable AC voltage can be generated.
  • each semiconductor device can be assigned to its dently ⁇ tion a driver that erschalt Vietnamese turn of the tax is about control switch turned on and off ⁇ switchable.
  • the semiconductor components of the circuit breaker are ⁇ example IGBTs, insulated gate bipolar transistor.
  • other power semiconductors such as MOSFET or JFET can be used.
  • the inverter can include a total of six circuit breakers, each are arranged in three half-bridges and each comprise a series ⁇ circuit of two circuit breakers.
  • a smoothing capacitor is arranged on the input side of this power electronics. This can be preceded by a rectifier, so that the capacity serves as an intermediate circuit capacitor.
  • a method according to the proposed principle comprises, in one embodiment, a control of a power switch which comprises a plurality of semiconductor components connected in parallel.
  • the forward losses of the circuit breaker and the switching losses of the circuit breaker are determined in a certain Radio-Fi ⁇ or are previously determined and stored in a family of characteristics or memory.
  • the forward losses are compared with the switching losses.
  • individual semiconductor components of the circuit breaker are activated or deactivated. This makes it possible to keep the total electrical losses in the circuit breaker over the entire operating range as low as possible.
  • the active chip area of the circuit breaker can be increased if the forward losses are greater than the switching losses, or reduced if the forward losses are less than or equal to the switching losses.
  • the active chip area of the power switch is determined by the sum of the active chip areas of the semiconductor devices, which are covered by the power switch and which are activated in a respective operating state.
  • the per ⁇ wells disabled semiconductor components contribute virtually nothing in the current conduction and switching losses.
  • the invention in severalariessbei ⁇ is playing with reference to figures illustrated in more detail. 1 shows the basic structure of an electric drive system according to the proposed principle
  • FIG. 2 shows an exemplary construction of the power electronics according to the proposed principle
  • Figure 3 shows an embodiment of an inverter according to the proposed principle, as it can be used in Figure 1 and 2
  • Figure 4 shows an embodiment of a flowchart for
  • Figure 1 shows a general structure of an electric drive with an electric machine 1 and a converter 2.
  • the inverter 2 can also be referred to as power electronics.
  • a control 3 is vorgese ⁇ hen.
  • the electric machine 1 is a three-phase machine, which is fed by three electric phases U, V, W.
  • On the output side at the electrical Machine is formed a rotating axis.
  • the electric machine 1 can work as a generator or motor.
  • the inverter operates as a rectifier or as an inverter.
  • the three electrical phases U, V, W are provided in motor operation from a DC voltage UQQ means of the inverter 2.
  • the conversion of the DC voltage into a variable AC voltage, which can be variably set in terms of amplitude and frequency in the three phases U, V, W, takes place by means of a pulse width modulation.
  • the control 3 detected measured properties of the electrical machine 1, such as current and voltage in al ⁇ len three phases U, V, W and calculates set values for the voltage and frequency of the three phases U, V, W.
  • Figure 2 shows the inverter 2 of Figure 1 at an example. On the input side, a smoothing capacitor is shown. This is used, for example, for smoothing harmonics, which can be caused by the clocked operation of the circuit breaker Tl to T6 in the inverter.
  • the inverter comprises three half-bridges 4, 5, 6.
  • Each Halbbrü ⁇ blocks 4, 5, 6 comprises a series circuit of two power ⁇ switches Tl, T2; T3, T4; T5, T6, each comprising at least one transistor.
  • Each circuit breaker Tl, T2, T3, T4, T5, T6, a diode is connected in anti-parallel.
  • the series circuits of the power switches, which each form a half-bridge, are connected in series with respect to their controlled paths and between a supply potential connection 7 and a reference potential connection 8. Between these potentials, the DC voltage UQQ drops.
  • the DC voltage UQQ is converted into a three-phase AC voltage clamping ⁇ U, V, W.
  • a Puls shimmerenmodula ⁇ tion is used.
  • the power switches T1 to T6 shown each comprise at least one power semiconductor designed as an IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor, which is referred to herein as a semiconductor component.
  • Circuit breaker Tl to T 6 are referred to in the power electronics as valves.
  • Each valve is supplied via an egg ⁇ gene driver electronics with electrical energy, as explained in more detail later.
  • FIG. 2 shows, in the case of a three-phase power electronics six driver modules are required, to which the six valves are assigned.
  • the valves behave due to their construction as semi ⁇ conductor in the on state not ideal low impedance. They have a non-zero on-resistance.
  • the circuit breakers have a non-linearly dependent on the current flow, transient resistance. This property also applies to the diodes. Due to the clocked operation of the power electronics also occur switching losses, which are caused by transhipment processes located in the power semiconductor carriers. The switching losses are mainly dependent on the height of the current to be switched, the DC voltage of the DC link, the switching frequency and the temperature of the semiconductor chip.
  • the DC voltage at the terminals 7, 8 understood, since this is usually generated from an AC voltage of an AC voltage network.
  • another inverter between the electrical supply network and the terminals 7, 8 are switched. Conduction losses and switching losses lead to Ermér ⁇ tion of the circuit breaker. The resulting heat must be dissipated via a thermal coupling to a cooling system, so that a permissible maximum temperature in the power ⁇ semiconductors is not exceeded and destruction of the same can thus be avoided.
  • FIG. 3 shows the embodiment of a valve according to Figure 2.
  • the first valve is shown comprising the power ⁇ switches Tl and the diode Dl are connected in parallel.
  • the remaining power switches T2 to T6 can also be constructed as shown in FIG.
  • the circuit breaker in Figure 3 comprises in this example four parallel semiconductor devices 9, 10, 11, 12. These are each designed as IGBTs, ie as bipolar transistors with insulated control electrode (gate), wherein all emitter terminals and collector terminals ⁇ connected each Weil are.
  • the gate connections of the Semiconductor devices 9 to 12 are by means of respective ones
  • the diode Dl comprises four parallel-connected diodes.
  • the gate ⁇ connections of the semiconductor components 9 to 12 are erschalter about tax Cl, C2, C3, C4 connected to an output of a driver. 13
  • Control terminals of the control switches C1, C2, C3, C4 are individually connected to a drive unit 14.
  • the drive unit 14 can be controlled, for example, by the controller 3 as a function of actual variables of the electrical machine. This control will be explained later in more detail.
  • the free-wheeling path can also be realized by a single discrete diode of four times the chip area.
  • the circuit breaker With the proposed division of the circuit breaker on a plurality of semiconductor devices, it is possible to vary the number of transistors to be switched and their chip size. It is therefore possible to use transistors 9 to 12 of the same chip area. Alternatively, the transistors 9 to 12 may have different chip areas, for example binary graduated. Further alternatively, it is possible to adjust the active chip surfaces 9 of the semiconductor components to 12 to the probability of different, limited hours ⁇ cash operating points. With regard to the above-mentioned forward losses of the circuit breaker has already been found that they have a non-linearly dependent on the current flow transient resistance. The transmission characteristics of the circuit breakers can be approximated by tangents and thus calculated analytically.
  • a characteristic field can be made available, with which the switching losses can be determined.
  • the influence of the switching frequency and the intermediate circuit voltage can be simulated linearly.
  • the switching losses representing characteristic is proportional to the sum of the active chip areas of semiconductor devices 9 to 12 of the circuit breaker Tl in the first sewing ⁇ tion.
  • the efficiency decreases in the part-load range with decreasing performance drastically.
  • the forward losses decrease disproportionately, but the switching losses do not fall to the same extent as the drive power. This is a major cause of the Ver ⁇ deterioration in the efficiency of power electronics in the partial load range. In the present case, this problem is eliminated.
  • the number of parallel-connected semiconductor components per valve is not constant over the entire operating range of the electric machine, but is varied, for example, load-dependent during Be ⁇ operation.
  • the Heidelbergver ⁇ losses are proportional to the transhipped charge carriers in the semiconductor component. These are proportional to the chip area of the semiconductor device. A lower active chip area thus also means lower switching losses. Where this on ⁇ go as though conduction losses for the same phase current is due to the reduction of the active chip area slightly higher, but the increase is significantly lower in the partial load range than the reduction in switching losses.
  • the described An Tavernver ⁇ drive means no change in the power path of the power electronics and the driver modules.
  • a control for the additional switch Cl to C4 is necessary, which is provided with reference numeral 14 and, for example, has an algorithm for optimizing the total loss of power ⁇ electronics depending on the operating condition.
  • characteristic curves can be stored there. Accordingly, the basic design of an electrical machine with control according to FIG. 1 and the power electronics according to FIG. 2 can be kept unchanged with the proposed principle, which promises a cost-effective implementation.
  • the proposed solution does not require additional passivating ⁇ ven Components and no other power semiconductors.
  • the described principle can be operated optionally in current regulation or speed control. Since most drives are not permanently operated at the point of maximum power or rated power, an improved efficiency in the partial load range is particularly advantageous. As a result, the efficiency of the machine can be significantly improved overall.
  • an adaptation to the transistor configuration can take place in order to achieve the optimum efficiency of the power electronics.
  • the thermal behavior of the transistors can optionally also be included.
  • the same transistors can always be connected when the load is increased.
  • the resulting uneven heat generation on a power electronics module which may include the power electronics according to FIG. 3, would counteract uneven cooling.
  • an equally distributed or random connection would be possible.
  • the drivers losses still occur in converters in addition to conduction and switching losses are neglected for the present Be ⁇ trachtungtica.
  • switching frequencies of the circuit breakers occur, for example, in a range up to 20 kHz.
  • control unit 14 may comprise a hardware and / or softwareba ⁇ catalyzed implementation for determining the most loss-optimized investigation of the active chip area. This can be realized by one or more maps and / or an algorithm.
  • Figure 4 shows this with an example ⁇ execution.
  • the state variables of the power electronics serve as input variables in the first step 41.
  • current variables ie actual values
  • desired values that is to say the desired state of a transient transition can be used.
  • the optimum active chip area is determined directly in step 42 using the input variables via the maps.
  • the output of the control which is realized in step 43, determines the optimal size of the active chip surface ⁇ and determines the selection of which the semiconductor assembly ⁇ elements 9 to 12 is activated and which are deactivated. Accordingly, the other valves are actuated, the ei ⁇ NEN corresponding structure according to Figure 3 have.
  • the switching and conduction losses are the basis of the input variables, which are determined in step 51, ermit ⁇ telt, 52. switching and conduction losses are calculated separately. This determination can be based on maps or calculations.
  • step 53 is decided depending on the results of step 52 whether and with what sign the active chip area is changed, that is, whether this reduced, enlarged or will hold beibe ⁇ . If the switching losses are greater than the leakage losses, the chip area is reduced. If, however, the switching losses are smaller than the forward losses, the chip area is increased. The change of the active chip surface ⁇ at step 54.
  • step 61 determines the input variables.
  • step 62 the total losses for different ak ⁇ tive chip areas are calculated, in particular, the total losses of the current chip area A, an enlarged chip area ⁇ + ⁇ and a reduced chip area ⁇ - ⁇ be ⁇ be counted. If the total losses with the increased chip area are smaller than those with the current chip area, the active chip area is increased. If, on the other hand, the total losses with a smaller chip area are smaller than the current chip area, the current chip area is reduced, step 63, 64.
  • step 62 the total losses for the changed active chip area are again determined in step 62.
  • an iterative process is provided in which if there is enough repetition, the optimum active chip area is set.
  • the requirement is that the input variables is slow compared to the iteration rate variie ⁇ reindeer, is given here.
  • FIG. 6 is a rounding to perform the possible grading of the active chip area because of the discrete number of Halbleiterbauele ⁇ elements, the rounding is carried out so that a safe operation is guaranteed.
  • an ISIN field-based method according to Figure 4 such a rounding or the corresponding quantization ⁇ tion may already be incorporated into the maps.

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Abstract

Vorliegend ist ein Umrichter für eine elektrische Maschine angegeben. Ein Leistungsschalter (T1) umfasst mindestens zwei zur Bildung desselben miteinander verschaltete Halbleiterbauelemente (9, 10). Mindestens ein Steuerschaltkreis (C1, C2, 14) ist dem mindestens einen Leistungsschalter (T1) zugeordnet und mit je einem Steuereingang der mindestens zwei Halbleiterbauelemente (9, 10) zum wahlweisen Ein- und Ausschalten derselben mittels jeweiliger Schaltsignale (S1, S2) verbunden. Die Schaltsignale (S1, S2) werden abhängig von Schaltverlusten und abhängig von Durchlassverlusten des Leistungsschalters (T1) erzeugt.

Description

Beschreibung
Umrichter für eine elektrische Maschine und Verfahren zur An- steuerung eines Leistungsschalters
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Umrichter für eine elektrische Maschine und ein Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungsschalters . Drehstrommaschinen, insbesondere Synchron- und Asynchronmaschinen, benötigen zu ihrem geregelten Betrieb eine Wechselspannung, welche vorzugsweise in Amplitude und Frequenz variabel einzustellen ist. Hierzu ist eine Leistungselektro¬ nik vorgesehen, welche von einer Gleichspannung gespeist wird. Die Umwandlung der Gleichspannung in die bezüglich Amplitude und Frequenz variable Wechselspannung erfolgt bei¬ spielsweise über eine Pulsweitenmodulation mittels eines Um¬ richters. Die Begriffe Umrichter und Leistungselektronik werden dabei vorliegend synonym verwendet. Die Leistungselektro- nik stellt eine von der Regelung vorgegebene Sollspannung an den Klemmen der elektrischen Maschine bereit. Bei einer mehrphasigen elektrischen Maschine werden von der Leistungselektronik entsprechend mehrere elektrische Phasen bereitge¬ stellt. Die Regelung bestimmt den Sollwert anhand der gemes- senen Größen der elektrischen Maschine wie beispielsweise Spannung und Strom.
Ist die elektrische Maschine dreiphasig ausgeführt, so um- fasst die Leistungselektronik beispielsweise drei Halbbrü- cken, die jeweils Leistungsschalter umfassen. Um die Gleichspannung in eine Wechselspannung zu konvertieren, werden die Leistungshalbleiter getaktet ein- und ausgeschaltet. Im Be¬ trieb entstehen in der Leistungselektronik elektrische Ver- luste, welche Durchlassverluste und Schaltverluste umfassen. Durchlassverluste werden dadurch hervorgerufen, dass sich der Leistungsschalter im eingeschalteten Zustand nicht ideal nie- derohmig verhält, das heißt einen von 0 verschiedenen Durch- lasswiderstand hat. Beispielsweise hat der Leistungsschalter einen vom Stromfluss nichtlinear abhängigen transienten Widerstand .
Ursache für Schaltverluste hingegen sind im Leistungsschalter befindliche Ladungsträger, die während des Schaltvorgangs um¬ geladen werden müssen. Schaltverluste sind insbesondere von dem zu schaltenden Strom, von der Gleichspannung, von der Schaltfrequenz und von der Temperatur des Leistungsschalters abhängig .
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Umrichter für eine elektrische Maschine anzugeben, der eine Verbesse¬ rung des Wirkungsgrads insbesondere im Teillastbereich der elektrischen Maschine ermöglicht. Weiterhin ist es Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungsschalters anzugeben, bei dem der Wirkungsgrad verbessert ist.
Die Aufgabe wird mit den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind in den abhängigen Patentansprüchen angegeben.
In einer Ausführungsform ist ein Umrichter für eine elektrische Maschine angegeben. Dieser umfasst mindestens einen Leistungsschalter. Der Leistungsschalter umfasst mindestens zwei zu dessen Bildung miteinander verschaltete Halbleiterbauelemente. Mindestens ein Steuerschaltkreis ist dem mindes¬ tens einen Leistungsschalter zugeordnet und mit je einem Steuereingang der mindestens zwei Halbleiterbauelemente ver- bunden. Hierdurch ist es möglich, die Halbleiterbauelemente mittels jeweiliger Schaltsignale wahlweise und unabhängig voneinander ein- beziehungsweise auszuschalten. Die Schaltsignale werden abhängig von Schaltverlusten und von Durch- lassverlusten des Leistungsschalters erzeugt.
Mit dem vorgeschlagenen Prinzip ist es möglich, faktisch die aktive Chipfläche des Leistungsschalters zu verändern. Die aktive Chipfläche des Leistungsschalters verändert dessen Durchlassverluste und dessen Schaltverluste.
Die Gesamtverluste, welche Schaltverluste und Durchlassver¬ luste umfassen, können minimiert werden, indem die jeweils günstigste Anzahl von Halbleiterbauelementen aktiviert und die übrigen Halbleiterbauelemente des Leistungsschalters je¬ weils deaktiviert werden. Nur die jeweils aktiven Halbleiterbauelemente führen lastseitig Strom und schalten diesen.
Hierdurch ist es möglich, insbesondere im Teillastbetrieb der elektrischen Maschine die elektrischen Verluste der Leistungselektronik signifikant zu reduzieren. Dies wiederum verbessert den Wirkungsgrad.
In einer Ausführung des vorgeschlagenen Prinzips sind jewei- lige Kennlinien der Schaltverluste und der Durchlassverluste des Leistungsschalters im gesamten Betriebsbereich der elektrischen Maschine vorhanden und in einem Speichermittel hinterlegt. Das Speichermittel ist vom Steuerschaltkreis um- fasst. Die Schaltsignale werden abhängig von einer Auswertung dieser Kennlinien erzeugt, wobei jeweils die Summe der elekt¬ rischen Verluste, welche die Durchlassverluste und die Leis¬ tungsverluste umfassen, für den jeweiligen Betriebszustand der Maschine minimiert wird. In einer Ausführungsform ist in erster Näherung eine die Durchlassverluste repräsentierende Kennlinie umgekehrt pro¬ portional zur gesamten aktiven Chipfläche der Halbleiterbau- elemente des mindestens einen Leistungsschalters. Die die
Schaltverluste repräsentierende Kennlinie ist näherungsweise proportional zur Summe der aktiven Chipflächen der Halbleiterbauelemente des mindestens einen Leistungsschalters. Die Schaltsignale werden derart erzeugt, dass die Gesamtverluste des Leistungsschalters, welche die Durchlassverluste und die Schaltverluste umfassen, jeweils minimal sind. Das bedeutet, dass die aktive Transistorfläche der Leistungsschalter je nach Leistungsbedarf der elektrischen Maschine variiert wird. Die Durchlassverluste und Schaltverluste repräsentierenden
Kennlinien können beispielsweise in einem Kennfeld hinterlegt oder mittels einer Recheneinheit und einer vorbestimmten Rechenvorschrift im Betrieb berechnet werden. Jedem Leistungsschalter kann eine Diode zugeordnet sein. Diese Diode wird auch als Freilaufdiode bezeichnet. Die Diode ist bevorzugt parallel zum Leistungsschalter geschaltet.
Ebenso wie die Leistungsschalter in mehrere bevorzugt einan- der parallel geschaltete Halbleiterbauelemente unterteilt ist, kann auch die jeweilige Diode entsprechend in parallel geschaltete Teildioden unterteilt sein.
Der Steuerschaltkreis umfasst bevorzugt mehrere Steuerschal- ter, wobei jedem Halbleiterbauelement je ein Steuerschalter zugeordnet ist. Der jeweils zugeordnete Steuerschalter dient zum individuellen Ein- und Ausschalten des zugeordneten Halbleiterbauelements mittels jeweiliger Schaltsignale. Die Steu- erschalter sind lastseitig zwischen einem Treiber und einem Steuereingang des jeweils zugeordneten Halbleiterbauelements geschaltet und steuerseitig mit einer Ansteuereinheit verbun¬ den. Der Treiber kann beispielsweise pulsweitenmodulierte Signale bereitstellen, mit denen eine variable Wechselspannung erzeugt werden kann.
Alternativ kann jedem Halbleiterbauelement zu dessen Ansteue¬ rung ein Treiber zugeordnet sein, der wiederum von dem Steu- erschaltkreis über Steuerschalter individuell ein- und aus¬ schaltbar ist.
Die Halbleiterbauelemente des Leistungsschalters sind bei¬ spielsweise IGBTs, Insulated Gate Bipolar Transistor. Alter- nativ können andere Leistungshalbleiter wie beispielsweise MOSFET oder JFET zum Einsatz kommen.
Die mehreren, vom Leistungsschalter umfassten Halbleiterbauelemente, welche bevorzugt zueinander parallel geschaltet sind, können beispielsweise alle gleich groß sein oder bei¬ spielsweise binär gestuft und werden mit einem entsprechenden Code angesteuert.
Es sind auch Kombinationen möglich, beispielsweise eine
Grobeinstellung mit binär gestuften Halbleiterbauelementen und eine Feineinstellung mit gleich großen Halbleiterbauele¬ menten. Die Größe beziehungsweise Abstufung bezieht sich da¬ bei jeweils auf die aktive Chipfläche der Halbleiterbauele¬ mente, welche letztlich die Durchlass- und Schaltverluste be- stimmt.
Zur Ansteuerung einer dreiphasigen Maschine kann der Umrichter insgesamt sechs Leistungsschalter umfassen, die jeweils in drei Halbbrücken angeordnet sind und jeweils eine Serien¬ schaltung von zwei Leistungsschaltern umfassen. Eingangssei- tig an dieser Leistungselektronik ist beispielsweise ein Glättungskondensator angeordnet. Diesem vorgeschaltet kann ein Gleichrichter sein, sodass die Kapazität als Zwischen- kreiskondensator dient.
Ein Verfahren nach dem vorgeschlagenen Prinzip umfasst in einer Ausführungsform eine Ansteuerung eines Leistungsschal- ters, welcher mehrere parallel geschaltete Halbleiterbauele¬ mente umfasst. Dabei werden in einem bestimmten Betriebszu¬ stand die Durchlassverluste des Leistungsschalters und die Schaltverluste des Leistungsschalters ermittelt oder sind vorab ermittelt und in einem Kennlinienfeld oder Speicher ab- gelegt. Für den jeweiligen Betriebszustand werden die Durchlassverluste mit den Schaltverlusten verglichen. Abhängig von dem Vergleichsergebnis werden einzelne Halbleiterbauelemente des Leistungsschalters aktiviert oder deaktiviert. Hierdurch ist es möglich, die gesamten elektrischen Verluste im Leistungsschalter über den gesamten Betriebsbereich jeweils möglichst gering zu halten.
Beispielsweise kann die aktive Chipfläche des Leistungsschal- ters vergrößert werden, falls die Durchlassverluste größer als die Schaltverluste sind, oder verkleinert, falls die Durchlassverluste kleiner oder gleich den Schaltverlusten sind. Die aktive Chipfläche des Leistungsschalters wird von der Summe der aktiven Chipflächen der Halbleiterbauelemente bestimmt, die von dem Leistungsschalter umfasst sind und die in einem jeweiligen Betriebszustand aktiviert sind. Die je¬ weils deaktivierten Halbleiterbauelemente tragen praktisch nichts zu den aktuellen Durchlass- und Schaltverlusten bei. Nachfolgend wird die Erfindung an mehreren Ausführungsbei¬ spielen anhand von Figuren näher erläutert. Dabei zeigen: Figur 1 den prinzipiellen Aufbau eines elektrischen Antriebssystems nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
Figur 2 einen beispielhaften Aufbau der Leistungselektronik nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
Figur 3 ein Ausführungsbeispiel eines Umrichters nach dem vorgeschlagenen Prinzip, wie er in Figur 1 und 2 einsetzbar ist, Figur 4 ein Ausführungsbeispiel eines Ablaufdiagramms zur
Ansteuerung eines Leistungsschalters nach dem vor¬ geschlagenen Prinzip, ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Ablaufdia gramms zur Ansteuerung eines Leistungsschalters nach dem vorgeschlagenen Prinzip und ein zusätzliches Beispiel eines Ablaufdiagramms zur Ansteuerung eines Leistungsschalters nach dem vor¬ geschlagenen Prinzip.
Figur 1 zeigt einen allgemeinen Aufbau eines elektrischen Antriebs mit einer elektrischen Maschine 1 und einem Umrichter 2. Der Umrichter 2 kann auch als Leistungselektronik bezeichnet werden. Darüber hinaus ist eine Regelung 3 vorgese¬ hen. Die elektrische Maschine 1 ist im vorliegenden Beispiel eine dreiphasige Maschine, welche von drei elektrischen Pha¬ sen U, V, W gespeist wird. Ausgangsseitig an der elektrischen Maschine ist eine rotierende Achse gebildet. Die elektrische Maschine 1 kann generatorisch oder motorisch arbeiten. Entsprechend arbeitet der Umrichter als Gleichrichter oder als Wechselrichter. Die drei elektrischen Phasen U, V, W werden im motorischen Betrieb aus einer Gleichspannung UQQ mittels des Umrichters 2 bereitgestellt. Die Umwandlung der Gleich¬ spannung in eine variable Wechselspannung, welche in den drei Phasen U, V, W bezüglich Amplitude und Frequenz variabel eingestellt werden kann, erfolgt mittels einer Pulsweitenmodula- tion. Die Regelung 3 erfasst gemessene Größen der elektrischen Maschine 1 wie beispielsweise Strom und Spannung in al¬ len drei Phasen U, V, W und ermittelt daraus Sollwerte für Spannung und Frequenz der drei Phasen U, V, W. Figur 2 zeigt den Umrichter 2 von Figur 1 an einem Beispiel. Eingangsseitig ist ein Glättungskondensator gezeigt. Dieser dient beispielsweise zur Glättung von Oberwellen, die durch den getakteten Betrieb der Leistungsschalter Tl bis T6 im Umrichter entstehen können.
Der Umrichter umfasst drei Halbbrücken 4, 5, 6. Jede Halbbrü¬ cke 4, 5, 6 umfasst eine Serienschaltung zweier Leistungs¬ schalter Tl, T2; T3, T4; T5, T6, welche jeweils mindestens einen Transistor umfassen. Jedem Leistungsschalter Tl, T2, T3, T4, T5, T6 ist eine Diode antiparallel geschaltet. Die Serienschaltungen der Leistungsschalter, die jeweils eine Halbbrücke bilden, sind bezüglich ihrer gesteuerten Strecken in Serie und zwischen einem Versorgungspotentialanschluss 7 und einem Bezugspotentialanschluss 8 geschaltet. Zwischen diesen Potentialen fällt die Gleichspannung UQQ ab. Am jewei¬ ligen zentralen Abgriffsknoten zwischen den in Serie geschalteten Leistungsschaltern der Halbbrücken 4, 5, 6 werden die drei Ausgangsanschlüsse des Umrichters gebildet, an denen die drei bezüglich der Höhe der Spannung und der Frequenz einstellbaren elektrischen Phasen U, V, W abgegriffen werden können . Antiparallelschaltung der Dioden bedeutet vorliegend, dass die Dioden in ihrer Polarität entgegengesetzt zur Polarität der Gleichspannung UQQ geschaltet sind.
Durch geeignetes Schalten der Leistungsschalter Tl bis T 6 wird die Gleichspannung UQQ in eine dreiphasige Wechselspan¬ nung U, V, W gewandelt. Hierbei kommt eine Pulsweitenmodula¬ tion zum Einsatz. Die gezeigten Leistungsschalter Tl bis T 6 umfassen jeweils mindestens einen als IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor, ausgeführten Leistungshalbleiter, der vorliegend als Halbleiterbauelement bezeichnet wird. Die
Leistungsschalter Tl bis T 6 werden in der Leistungselektronik auch als Ventile bezeichnet. Jedes Ventil wird über eine ei¬ gene Treiberelektronik mit elektrischer Energie versorgt, wie später noch näher erläutert. Dabei wird die zwischen Gate- und Emitterkontakt des IGBT vorhandene Kapazität zum Ein¬ schalten des Leistungshalbleiters auf beispielsweise 1 5 V aufgeladen und zum Ausschalten beispielsweise mit - 1 5 V ent¬ laden oder auf Masse gelegt. Wie Figur 2 zeigt, werden bei einer dreiphasigen Leistungselektronik sechs Treiberbausteine benötigt, denen die sechs Ventile zugeordnet sind.
Die Ventile verhalten sich aufgrund ihres Aufbaus als Halb¬ leiter im eingeschalteten Zustand nicht ideal niederohmig. Sie haben einen von Null verschiedenen Durchlasswiderstand. Die Leistungsschalter weisen einen vom Stromfluss nichtlinear abhängigen, transienten Widerstand auf. Diese Eigenschaft trifft auch auf die Dioden zu. Durch das getaktete Betreiben der Leistungselektronik treten zudem Schaltverluste auf, die durch Umladevorgänge der im Leistungshalbleiter befindlichen Ladungsträger hervorgerufen werden. Die Schaltverluste sind hauptsächlich von der Höhe des zu schaltenden Stroms, von der Gleichspannung des Zwischenkreises, der Schaltfrequenz und der Temperatur des Halbleiterchips abhängig.
Als Zwischenkreisspannung wird die Gleichspannung an den Klemmen 7, 8 verstanden, da diese üblicherweise aus einer Wechselspannung eines Wechselspannungsnetzes erzeugt wird. Hierfür kann ein weiterer Umrichter zwischen das elektrische Versorgungsnetz und die Klemmen 7, 8 geschaltet werden. Durchlassverluste und Schaltverluste führen zu einer Erwär¬ mung der Leistungsschalter. Die entstehende Wärme muss über eine thermische Ankopplung an ein Kühlsystem abgeführt werden, damit eine zulässige Maximaltemperatur in den Leistungs¬ halbleitern nicht überschritten wird und eine Zerstörung der- selben somit vermieden werden kann.
Figur 3 zeigt die Ausführung eines Ventils gemäß Figur 2. Beispielhaft ist das erste Ventil umfassend den Leistungs¬ schalter Tl und die parallel geschaltete Diode Dl gezeigt. Die übrigen Leistungsschalter T2 bis T6 können ebenfalls wie in Figur 3 gezeigt aufgebaut sein.
Der Leistungsschalter in Figur 3 umfasst in diesem Beispiel vier zueinander parallel geschaltete Halbleiterbauelemente 9, 10, 11, 12. Diese sind jeweils als IGBTs ausgeführt, also als Bipolartransistoren mit isolierter Steuerelektrode (Gate) , wobei alle Emitteranschlüsse und alle Kollektoranschlüsse je¬ weils miteinander verbunden sind. Die Gateanschlüsse der Halbleiterbauelemente 9 bis 12 sind mittels jeweiliger
Schaltsignale Sl, S2, S3, S4 einzeln ansteuerbar. Die Diode Dl umfasst vier parallel geschaltete Dioden. Die Gate¬ anschlüsse der Halbleiterbauelemente 9 bis 12 sind über Steu- erschalter Cl, C2, C3, C4 mit einem Ausgang eines Treibers 13 verbunden. Steueranschlüsse der Steuerschalter Cl, C2, C3, C4sind einzeln mit einer Ansteuereinheit 14 verbunden. Die Ansteuereinheit 14 kann beispielsweise von der Regelung 3 in Abhängigkeit von Istgrößen der elektrischen Maschine ange- steuert werden. Diese Ansteuerung wird später noch näher erläutert .
In alternativen Ausführungsformen und da Dioden nicht einzeln angesteuert werden können und damit eine Variation der akti- ven Chipfläche nicht möglich ist, kann der Freilaufpfad auch durch eine einzige diskrete Diode der vierfachen Chipfläche realisiert werden.
Mit der vorgeschlagenen Aufteilung des Leistungsschalters auf mehrere Halbleiterbauelemente ist es möglich, die Anzahl der zu schaltenden Transistoren und deren Chipgröße zu variieren. Es können daher Transistoren 9 bis 12 jeweils gleicher Chipfläche zum Einsatz kommen. Alternativ können die Transistoren 9 bis 12 unterschiedliche Chipflächen haben, beispielsweise binär abgestuft. Weiter alternativ ist es möglich, die aktiven Chipflächen der Halbleiterbauelemente 9 bis 12 an die Aufenthaltswahrscheinlichkeit von unterschiedlichen, bestimm¬ baren Betriebspunkten anzupassen. Bezüglich der oben erläuterten Durchlassverluste der Leistungsschalter wurde bereits festgestellt, dass diese einen vom Stromfluss nichtlinear abhängigen transienten Widerstand aufweisen. Die Durchlasskennlinien der Leistungsschalter kön- nen über Tangenten angenähert und somit analytisch berechnet werden. Dabei wird angenommen, dass bei sinusförmiger Spannungseinprägung die elektrische Maschine mit einem sinusförmigen Strom reagiert, was bei sinusförmig gespeisten Maschi- nen zulässig ist. Somit kann eine die Durchlassverluste rep¬ räsentierende Kennlinie festgelegt werden, die in guter Nähe¬ rung umgekehrt proportional zur Summe der aktiven Chipflächen der Halbleiterbauelemente 9 bis 12 des Leistungsschalters Tl ist .
Entsprechend kann bezüglich der Schaltverluste jeweils strom- und temperaturabhängig ein Kennlinienfeld zur Verfügung gestellt werden, mit dem die Schaltverluste bestimmt werden können. Der Einfluss der Schaltfrequenz und der Zwischen- kreisspannung kann dabei linear nachgebildet werden. Die die Schaltverluste repräsentierende Kennlinie ist in erster Näh¬ rung proportional zur Summe der aktiven Chipflächen der Halbleiterbauelemente 9 bis 12 des Leistungsschalters Tl. Bei einer herkömmlichen Leistungselektronik nimmt der Wirkungsgrad im Teillastbereich mit geringer werdender Leistung drastisch ab. Mit geringerer elektrischer Leistung der Maschine nehmen zwar die Durchlassverluste überproportional ab, jedoch fallen die Schaltverluste nicht im gleichen Maß wie die Antriebsleistung. Dies ist eine Hauptursache für die Ver¬ schlechterung des Wirkungsgrads der Leistungselektronik im Teillastbereich. Vorliegend ist diese Problematik beseitigt. Die Anzahl der parallel geschalteten Halbleiterbauelemente je Ventil ist nicht über den kompletten Betriebsbereich der elektrischen Maschine konstant, sondern wird während des Be¬ triebs beispielsweise lastabhängig variiert. Die Schaltver¬ luste sind proportional zu den umzuladenden Ladungsträgern im Halbleiterbauelement. Diese sind proportional zur Chipfläche des Halbleiterbauelements. Eine geringere aktive Chipfläche bedeutet also auch geringere Schaltverluste. Bei dieser Vor¬ gehensweise werden zwar die Durchlassverluste bei gleichem Phasenstrom aufgrund der Verringerung der aktiven Chipfläche etwas höher, jedoch fällt der Anstieg im Teillastbereich deutlich geringer aus als die Reduzierung der Schaltverluste.
Im praktischen Aufbau bedeutet das beschriebene Ansteuerver¬ fahren keine Änderung im Leistungspfad der Leistungselektro- nik und an den Treibermodulen. Es sind lediglich zusätzliche Schalter mit geringerer Leistungsfähigkeit, nämlich die Steu¬ erschalter Cl bis C4, vor den Halbleiterbauelementen des Leistungsschalters anzubringen. Außerdem ist eine Ansteuerung für die zusätzlichen Schalter Cl bis C4 notwendig, die mit Bezugszeichen 14 versehen ist und beispielsweise einen Algorithmus zur Optimierung der Gesamtverluste der Leistungs¬ elektronik abhängig von dem Betriebszustand aufweist. Alternativ können dort Kennlinienfelder hinterlegt sein. Mit dem vorgeschlagenen Prinzip kann demnach der grundsätzliche Auf- bau einer elektrischen Maschine mit Ansteuerung gemäß Figur 1 und der Leistungselektronik gemäß Figur 2 unverändert beibehalten werden, was eine kostengünstige Implementierung verspricht . Die vorgeschlagene Lösung benötigt keine zusätzlichen passi¬ ven Bauelemente und keine weiteren Leistungshalbleiter. Das beschriebene Prinzip ist bei der Konfiguration gemäß Figur 1 wahlweise in Stromregelung oder Drehzahlregelung betreibbar. Da die meisten Antriebe nicht dauerhaft im Punkt der maxima- len Leistung oder Nennleistung betrieben werden, ist ein verbesserter Wirkungsgrad im Teillastbereich von besonderem Vorteil. Dadurch kann der Wirkungsgrad der Maschine insgesamt deutlich verbessert werden. Bei der Anpassung eines Ansteueralgorithmus für die Steuerung der aktiven Chipfläche in der Ansteuereinheit 14 kann eine Anpassung an die Transistorkonfiguration erfolgen, um den op- timalen Wirkungsgrad der Leistungselektronik zu erreichen.
Hierbei kann optional zusätzlich das thermische Verhalten der Transistoren mit einbezogen werden. Beispielsweise können bei einer Erhöhung der Last immer die gleichen Transistoren zugeschaltet werden. Die dadurch auf einem Leistungselektronikmo- dul, das die Leistungselektronik gemäß Figur 3 umfassen kann, ungleichmäßige Wärmeentstehung würde einer ungleichmäßigen Kühlung entgegenkommen. Alternativ wäre ein gleich verteiltes oder zufälliges Zuschalten möglich. Die in Umrichtern neben Durchlass- und Schaltverlusten noch auftretenden Treiberverluste werden für die vorliegende Be¬ trachtungsweise vernachlässigt.
Es wird davon ausgegangen, dass Schaltfrequenzen der Leis- tungsschalter beispielsweise in einem Bereich bis 20 kHz vorkommen .
Die Funktionsweise des vorgeschlagenen Prinzips der Ansteue- rung 14 soll nachfolgend anhand von beispielhaften Ablaufdia- grammen näher erläutert werden. Wie bereits angedeutet, kann die Ansteuereinheit 14 eine hardware- und/oder softwareba¬ sierte Realisierung zur Ermittlung der jeweils verlustoptimierten Ermittlung der aktiven Chipfläche umfassen. Dies kann durch ein oder mehrere Kennfelder und/oder einen Algorithmus realisiert werden. Figur 4 zeigt dies an einem Ausführungs¬ beispiel. Als Eingangsgrößen im ersten Schritt 41 dienen die Zustandsgrößen der Leistungselektronik. Für einen stationären Betrieb sind aktuelle Größen, das heißt Istwerte, ausrei- chend. Optional können zusätzlich Soll-Werte, das heißt der angestrebte Zustand eines transienten Übergangs herangezogen werden. Im Falle einer Realisierung mit einem oder mehreren Kennfeldern wird die optimale aktive Chipfläche mit Hilfe der Eingangsgrößen über die Kennfelder direkt im Schritt 42 ermittelt. Der Ausgang der Ansteuerung, der im Schritt 43 realisiert wird, bestimmt die optimale Größe der aktiven Chip¬ fläche und legt die Auswahl fest, welche der Halbleiterbau¬ elemente 9 bis 12 aktiviert und welche deaktiviert werden. Entsprechend werden die übrigen Ventile angesteuert, die ei¬ nen entsprechenden Aufbau gemäß Figur 3 haben.
Wenn alternativ dazu die aktive Chipfläche mittels Algorith¬ mus ermittelt wird, sind zwei Möglichkeiten vorgesehen. Bei einer ersten Umsetzungsmöglichkeit, die in Figur 5 gezeigt ist, werden ausgehend von den Eingangsgrößen, die im Schritt 51 ermittelt werden, die Schalt- und Durchlassverluste ermit¬ telt, 52. Schalt- und Durchlassverluste werden dabei getrennt voneinander ermittelt. Diese Ermittlung kann auf Kennfeldern oder Berechnungen basieren. Im nächsten Schritt 53 wird abhängig von den Ergebnissen des Schritts 52 entschieden, ob und mit welchen Vorzeichen die aktive Chipfläche geändert wird, das heißt ob diese verkleinert, vergrößert oder beibe¬ halten wird. Sind die Schaltverluste größer als die Durch- lassverluste, wird die Chipfläche verringert. Sind hingegen die Schaltverluste kleiner als die Durchlassverluste, wird die Chipfläche vergrößert. Die Veränderung der aktiven Chip¬ fläche erfolgt im Schritt 54. Danach wird für die veränderte Chipfläche wiederum eine Ermittlung der Schaltverluste und unabhängig davon der Durchlassverluste vorgenommen, so dass sich ein iterativer Prozess ergibt. Nach mehreren Iterationen stellt sich die optimale aktive Chipfläche ein. Dies kann als sukzessive Approximation bezeichnet werden. Voraussetzung ist, dass sich die Eingangsgrößen gegenüber der Iterationsgeschwindigkeit nur langsam ändern.
Eine Alternative zu diesem Vorgehen ist in Figur 6 gezeigt. Im ersten Schritt 61 werden, wie bereits zu Figur 4 anhand des Schritts 41 und zu Figur 5 anhand des Schritts 51 be¬ schrieben, die Eingangsgrößen ermittelt. Im darauffolgenden Schritt 62 werden die Gesamtverluste für unterschiedliche ak¬ tive Chipflächen berechnet, insbesondere werden die Gesamt- Verluste mit der aktuellen Chipfläche A, einer vergrößerten Chipfläche Α+ΔΑ und einer verkleinerten Chipfläche Α-ΔΑ be¬ rechnet. Sind die Gesamtverluste mit der erhöhten Chipfläche kleiner als die mit der aktuellen Chipfläche, wird die aktive Chipfläche vergrößert. Sind hingegen die Gesamtverluste mit kleinerer Chipfläche kleiner gegenüber der aktuellen Chipfläche, wird die aktuelle Chipfläche verkleinert, Schritt 63, 64. Anschließend erfolgt wieder die Ermittlung der Gesamtverluste für die veränderte aktive Chipfläche im Schritt 62. Auch hier ist ein iterativer Prozess vorgesehen, bei dem bei genügend häufiger Wiederholung die optimale aktive Chipfläche eingestellt wird. Die Voraussetzung, dass die Eingangsgrößen nur langsam gegenüber der Iterationsgeschwindigkeit variie¬ ren, ist auch hier gegeben. Sowohl bei der Ausführung von Figur 5 als auch bei der von
Figur 6 ist eine Rundung auf die mögliche Stufung der aktiven Chipfläche wegen der diskreten Anzahl der Halbleiterbauele¬ mente durchzuführen, wobei die Rundung so durchzuführen ist, dass ein sicherer Betrieb gewährleistet wird. Bei einem Kenn- feld-basierten Verfahren gemäß Figur 4 hingegen kann eine solche Rundung beziehungsweise die entsprechende Quantisie¬ rung schon in die Kennfelder eingearbeitet sein. Bezugs zeichenliste
1 elektrische Maschine
2 Umrichter
3 Regelung
4 Halbbrücke
5 Halbbrücke
6 Halbbrücke
7 Gleichspannungsklemme
8 Referenzspannungsklemme
9 Halbleiterbauelement
10 Halbleiterbauelement
11 Halbleiterbauelement
12 Halbleiterbauelement
13 Treiber
14 Ansteuereinheit
Cl Steuerschalter
C2 Steuerschalter
C3 Steuerschalter
C4 Steuerschalter
Sl Schaltsignal
S2 Schaltsignal
S3 Schaltsignal
S4 Schaltsignal
41 Ermittlung der Eingangsgrößen
42 Ermittlung der Verluste gemäß Kennfeld
43 Einstellen der günstigsten Chipfläche
51 Eingangsgrößenermittlung
52 Ermittlung der Schalt- und Durchlassverluste
53 Ermittlung der Veränderung der Chipfläche
54 Verändern der ( "hipfläche
61 Eingangsgrößenermittlung
62 Ermittlung der Gesamt erluste Ermittlung der Veränderung der Chipfläche Verändern der Chipfläche

Claims

Patentansprüche
1. Umrichter für eine elektrische Maschine, umfassend
- mindestens einen Leistungsschalter (Tl), der mindestens zwei zur Bildung des Leistungsschalters miteinander ver¬ schaltete Halbleiterbauelemente (9, 10) umfasst,
- mindestens einen Steuerschaltkreis (Cl, C2, 14), der dem mindestens einen Leistungsschalter (Tl) zugeordnet ist und der mit je einem Steuereingang der mindestens zwei Halb- leiterbauelemente (9, 10) zum wahlweisen Ein- und Aus¬ schalten der Halbleiterbauelemente mittels jeweiliger Schaltsignale (Sl, S2) verbunden ist,
- wobei die Schaltsignale (Sl, S2) abhängig von Schaltver¬ lusten und abhängig von Durchlassverlusten des Leistungs- Schalters (Tl) erzeugt werden.
2. Umrichter nach Anspruch 1,
bei der der mindestens eine Steuerschaltkreis (Cl, C2, 14) Speichermittel umfasst, in denen jeweilige Kennlinien der Schaltverluste und der Durchlassverluste des Leistungsschal¬ ters im Teillastbereich der elektrischen Maschine hinterlegt sind und die Schaltsignale (Sl, S2) abhängig von einer Aus¬ wertung dieser Kennlinien erzeugt werden.
3. Umrichter nach Anspruch 2,
bei der die die Durchlassverluste repräsentierende Kennlinie umgekehrt proportional zur Summe der aktiven Chipflächen der Halbleiterbauelemente (9, 10) des mindestens einen Leistungs¬ schalters (Tl) ist, und bei der die die Schaltverluste reprä- sentierende Kennlinie proportional zur Summe der aktiven
Chipflächen der Halbleiterbauelemente (9, 10) des mindestens einen Leistungsschalters (Tl) ist, und die Schaltsignale (Sl, S2) derart erzeugt werden, dass die Gesamtverluste des Leis¬ tungsschalters (Tl) minimal sind.
4. Umrichter nach Anspruch 2 oder 3,
bei dem die Kennlinien in mindestens einem Kennfeld hinterlegt sind.
5. Umrichter nach Anspruch 2 oder 3,
bei dem die Kennlinien im Betrieb in einer Recheneinheit mit- tels einer vorbestimmten Rechenvorschrift berechnet werden.
6. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
bei dem die mindestens zwei zur Bildung des Leistungsschal¬ ters (Tl) miteinander verschalteten Halbleiterbauelemente (9, 10) parallel zueinander verschaltet sind.
7. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
bei dem jedem Leistungsschalter (Tl) eine Diode (Dl) zugeordnet und parallel zu dem Leistungsschalter (Tl) geschaltet ist.
8. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 7,
bei dem der Steuerschaltkreis (Cl, C2, 14) mindestens zwei Steuerschalter (Cl, C2) umfasst, wobei je ein Steuerschalter (Cl, C2) je einem Halbleiterbauelement (9, 10) zugeordnet ist und zum wahlweisen Ein- und Ausschalten der Halbleiterbauelemente (9, 10) mittels der jeweiligen Schaltsignale (Sl, S2) dient, wobei die Steuerschalter (Cl, C2) lastseitig zwischen einen Treiber (13) und einen Steuereingang des jeweils zuge- ordneten Halbleiterbauelements (9, 10) geschaltet und steuer- seitig mit einer Ansteuereinheit (14) verbunden sind.
9. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem die Halbleiterbauelemente (9, 10) vom Typ Insulated- Gate Bipolar Transistor sind.
10. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
bei dem die mindestens zwei zur Bildung des Leistungsschal¬ ters (Tl) miteinander verschalteten Halbleiterbauelemente (9, 10) gleich groß sind.
11. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
bei dem die mindestens zwei zur Bildung des Leistungsschal¬ ters (Tl) miteinander verschalteten Halbleiterbauelemente (9, 10) zueinander eine binär gestufte Chipfläche aufweisen.
12. Umrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 11,
der drei Halbbrücken (4, 5, 6) umfasst, wobei jede Halbbrücke (4, 5, 6) einer elektrischen Phase (U, V, W) zugeordnet ist und je zwei Leistungsschalter (Tl, T2; T3, T4; T5, T6) aufweist.
13. Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungsschalters (Tl), der mehrere parallel geschaltete Halbleiterbauelemente (9, 10) umfasst, aufweisend:
- Ermitteln der Durchlassverluste des Leistungsschalters
(52) ,
- Ermitteln der Schaltverluste des Leistungsschalters (52),
- Vergleichen der Durchlassverluste mit den Schaltverlusten
(53) ,
- Aktivieren oder Deaktivieren einzelner Halbleiterbauelemente im Leistungsschalter abhängig von dem Vergleichsergeb- nis (54) .
14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem - die aktive Chipfläche des Leistungsschalters vergrößert wird, falls die Durchlassverluste größer als die Schalt¬ verluste sind,
- die aktive Chipfläche des Leistungsschalters verkleinert wird, falls die Durchlassverluste kleiner oder gleich den
Schaltverlusten sind.
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