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Quellenangaben.
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Beschreibung
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Die vorliegende Erfindungsmeldung handelt von einem vereinfachten Messverfahren, welches die Elektromagnetische Schirmdämpfung eines Gehäuses oder einer Kammer (Faraday-Käfig) ohne Einsatz eines Messempfängers oder Spektrumanalysators zu messen gestattet.
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Die Problematik dieser Art von Messungen besteht in den hohen Dämpfungswerten, welche bei guten Schirmungen in der Größenordnung von 80 bis 120 dB liegen und dies im gesamten interessierenden Frequenzbereich, der je nach Anwendung z. B. für eine Abschirmkammer eines Magnet-Resonanz-Tomografen (MRT) im Bereich von 5 bis 500 MHz liegt.
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In einschlägigen Mess-Normen z. B. in IEEE 299, sind diesbezügliche Messverfahren beschrieben. Ausgehend von einer breitbandigen Sendeantenne (s. 1), welche die zu untersuchende Kammer aussen elektromagnetisch bestrahlt und welche von einem hochwertigen dekadisch einstellbaren Mess-Sender S mit einem Pegel von z. B. 100 mW gespeist wird, befindet sich im Innern der geschlossenen Abschirmkammer eine breitbandige (Aktive) Messantenne, welche einen hochempfindlichen dekadisch einstellbaren Messempfänger E oder Spektrumanalysator speist.
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Um eine ausreichend genauen Nachweis der vorliegenden Dämpfungswirkung zu erhalten, muss der Messempfänger bzw. Spektrumanalysator mit einer Messbandbreite von weniger oder gleich 500 Hz betrieben werden. Bei höheren Bandbreiten läuft man Gefahr, dass der zu messende Empfangspegel unter dem Eigen-Rauschpegel des Empfängers liegt, In dem eingangs erwähnten Buch „Elektromagn. Schirmung" ist im Kapitelabschnitt 6.4 auf Seite 466 f und entspr. Bild 6.4 ein vereinfachtes Kontrollverfahren zur Dauer-FunktionsÜberwachung der Schirmwirkung einer Kammer beschrieben. Dank einer Koaxial-Durchführung genügt ein Spektrumanalysator mit Nachlaufgenerator (engl. „Tracking generator) neben der Sendeantenne und einer Leckleitung (Empfangssensor) als Geräteausrüstung. Der in Bild 6.4 gezeigte PC dient für Steuerungs- und Aufzeichnungszwecke.
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Koaxialdurchführungen sind Stand der Technik. Im Prinzip beeinträchtigen diese das Schirmverhalten einer Kabine nicht, wenn diese und die innerhalb und ausserhalb der Kammer angeschlossenen Koaxialkabel und Koaxialsteckverbindungen sachgerecht ausgeführt sind.
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Die vorliegende Erfindung ersetzt gemäß der 1 den Spektrumanalysator durch einen neuartigen Empfangs-Frequenzumsetzer und integriert den erforderlichen Generator samt Verstärker in die Sendeantenne. Über die Koaxialdurchführung gelangt ein Teil der Generatorleistung als Referenz in diesen Empfangs-Frequenzumsetzer.
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Der neuartige Empfangs-Frequenzumsetzer nutzt das Homodyne-Prinzip. Ermöglicht ist dies durch die Tatsache, dass ein Teil des Generatorsignals über die Koaxialverbindung verfügbar Ist. Auf diese Weise werden zwei Signale mit gleicher Frequenz aber im allgemeinen unterschiedlicher Amplitude und Phase diesem Umsetzer zugeführt.
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Das Homodyne-Umsetzer-Prinzip ist bekannt (siehe Literatur 2)). Es ist allerdings wegen seiner Nachteile nicht häufig in Gebrauch.
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Zwei schwerwiegende Nachteile seien hier genannt. Diese sind in der Literatur 2) bereits beschrieben:
Sind die Amplituden dieser beiden Signale stark unterschiedlich, z. B. mehr als 40 dB, weil das Nutzsignal ja wegen der Schirmwirkung stark abgedämpft ist, versagt der einstufige Homodyne-Umsetzer. Dies kann anschaulich erklärt werden, wenn man den bekannten Ringmodulator (engl. Double Balanced Mixer), den wegen seiner guten Entkopplungseigenschaften meist verbreiteten Mischer in breitbandigen Anwendungsfällen als Umsetzungselement wählt. Das am Ausgang des Ringmodulators verfügbare Signal ist bei schwachem Nutzsignal im Wesentlichen Gleichstrom (Frequenz null), verursacht durch restliche Unsymmetrie der Schaltungsanordnung. Diese Unsymmetrie ist begründet durch Bauelemente-Toleranzen. Damit der Ringmodulatur gut funktioniert, muss das Referenzsignal die Schaltdioden gut aussteuern. Diese starke Aussteuerung der Dioden bewirkt über die Unsymmetrie dann den störenden Gleichanteil im Ausgangssignal. Und dieser Gleichanteil ist viel höher als der, welcher vom schwachen Nutzsignal stammt.
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Der zweite Nachteil besteht in der Abhängigkeit des Ausgangssignals eines Homodyne-Umsetzers von der Signalphase zwischen Referenz- und Nutzsignal.
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Das erfindungsgemässe Messverfahren umgeht den zuerst genannten Nachteil durch die Anordnung zweier Mischstufen in Serie, wie weiter unten genauer erklärt wird. Dadurch ist es möglich, ein Zwischenfrequenzsignal z. B. von nur 20 kHz zu erhalten, welches auf einfache Weise auszuwerten ist. Auf diese Weise ist auch das bei reinem Homodyne-Umsetzer störende Seitenbandrauschen des Sendeoszillators weitgehend unwirksam.
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Der zweite Nachteil, die Phasenabhängigkeit des Ausgangssignals kann z. B. durch einen iterativen Prozess, der die Phase zwischen den Eingangssignalen optimiert, abgestellt werden.
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Bevor eine genauere Beschreibung des erfindungsgemäßen Messverfahrens erfolgt, sollen die Vorteile dieser Lösung genannt werden.
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Da auf der Empfangsseite ein Teil des Sendesignals als Referenz vorliegt, ist es nicht notwendig, die Sendefrequenz an ein Frequenznormal anzubinden. Es genügt ein freischwingender Oszillator, dessen Frequenz über Zeit und Temperatur auf etwa 1% stabil ist.
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Da das Ausgangssignal des Empfangsumsetzers in einem Gegenmischverfahren, was der homodyne-Umsetzer im Grund ja ist, gewonnen wird, wird ein Großteil des Frequenzstörhubes des Sendesignals kompensiert. Daher kann der freischwingende Sende-Oszillator sehr einfach aufgebaut sein.
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Obwohl der Homodyne-Umsetzer im Empfangsumsetzer E keine Selektionsmittel gegen Störsignale enthält, ist die Unterdrückung von unerwünschten Mischprodukten erstaunlich gut. Sie ist so gut, dass die in 1 gezeigte Anordnung, bei welcher der Sendeteil ausserhalb und Empfangsteil innerhalb der Abschirmkammer auch umgedreht werden kann. Dann ist der Sender S mit Nachverstärker und Sendeantenne sowie dem Empfangsumsetzer E innerhalb, die Mess-(Empfangs-)Antenne ausserhalb der Kammer angeordnet.
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In 2 ist dagegen eine Messanordnung dargestellt, bei der Empfangsumsetzer samt Messantenne, A/D-Wandler und Computer innerhalb der Kammer sich befinden. Diese Anordnung kann genauso gespiegelt werden wie jene nach 1. Welche Anordnung vorteilhaft ist, hängt vom Anwendungsfall ab.
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Kommt es dennoch vor, dass ein Störer auf der Sendefrequenz liegt, verrät sich dieser wegen des vom Original-(Nutz-)Sender stammenden inkohärenten PhasenRauschens, welches im Mischer MII (siehe 3) bewirkt, dass das resultierende Ausgangssignal selbst bei einem Pegel weit über dem Eigenrauschen des E sowohl in der Amplitude als auch in der Phase stark stochastisch schwankt. Das aus dem durch Schirmwirkung stark abgeschwächten Originalsendesignal im Empfangsumsetzer E ermischte Ausgangssignal ist dagegen im vergleichbaren Pegelbereich wenig verrauscht und gleicht einem 20 kHz – Sinussignal konstanter Amplitude und stabiler Phase.
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Die Auswertung des Ausgangssignals des Empfangsumsetzers E erfolgt selektiv mit einer – 3 dB – Bandbreite von wenigen hundert Hertz. Die Frequenz des Ausgangssignals ist unabhängig von der des Sendesignals. Die Signalfrequenz der Ausgangs-ZF ist nur abhängig von der Frequenz eines in der ersten Mischstufe MI des Empfangsumsetzers zugemischten Hilfssignals, z. B. 20 kHz, wie weiter unten noch genauer erklärt ist.
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Da die Auswertebandbreite nur wenige 100 Hz ausmacht, gelingt es, wegen des niedrigen Eigenrauschens des Messverfahrens, Messsignale von weniger als 50 Nanovolt an 50 Ohm sicher zu bestimmen. Dies wiederum gibt die Gewähr, dass die für ausreichende Messgenauigkeit erforderliche Sendeleistung an der Sendeantenne in für die Praxis gut vertretbaren Grenzen, nämlich bei 20 dBm (100 mW) bleibt. Daraus ergibt sich, für den Fachmann plausibel, eine Streckendämpfung vom Senderausgang bis Empfangsumsetzer-Eingang von mehr als 150 dB.
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Die Schirmdämpfung der Kammer ergibt sich, wenn die Koppeldämpfung der Antennen (ohne Kammer) von der Streckendämpfung subtrahiert wird (Siehe Literatur 1) bzw. IEEE 299). Die Koppeldämpfung der Sende-Antenne zur Empfangsantenne wird dabei ohne Kammer-Einwirkung bestimmt. Man spricht von einer Referenzmethode.
Oder einfacher:
Man bestimmt den Signalpegel am Ausgang des Empfangsumsetzers zunächst ohne Kammereinwirkung. Um Übersteuerung zu vermeiden, verwendet man Festdämpfungsglieder im Messantennenzweig. Dann misst man den Signalpegel mit Kammerwirkung bei gleichem Antennenabstand ohne Festdämpfung. Die Kammerschirmdämpfung ist die Summe aus der Pegeldifferenz und dem Dämpfungs-Wert der Festdämpfungsglieder. Dies ist eine wesentliche Vereinfachung der Vorgehensweise, da die Sendeleistung sowohl als auch die Eigenschaften der Sende-, der EmpfangsAntenne, des Empfangumsetzers und der Kabel herausfallen. Diese müssen also auch nicht genau bestimmt werden, da diese bei beiden Messungen als unverändert gleich vorausgesetzt sind.
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Um die Grenze von 120 dB für die Schirmdämpfung messen zu können ist daher eine Antennenkoppeldämpfung von weniger als 30 dB erforderlich. Erreichbar ist dies, wenn z. B. eine Sendeantenne mit Gewinn und eine Aktive Antenne (evtl. mit Nachverstärker) verwendet werden und der Abstand der Antennen nur wenige Meter ausmacht.
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Im Folgenden soll der Aufbau und die Wirkungsweise des eigentlichen Empfangsumsetzers beschrieben sein, also des Teils, welches den nach dem Stand der Technik üblichen Spaktrumsanalysator ersetzt.
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Die 3 zeigt den prinzipiellen Aufbau des Umsetzerkonzepts des Empfangsfrequenzumsetzers.
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Wie schon oben erwähnt, besteht er aus zwei Mischstufen MI und MII. Die erste Mischstufe MI „moduliert” das Empfangssignal von der Aktiven Empfangs-Antenne mit einem Hilfsoszillatorsignal HO, z. B. 20 kHz. Moduliert ist besser formuliert als „mischt”, weil es einer Umpolung des hochfrequenten Empfangssignals (z. B. 5 bis 500 MHz) im Takt von 20 kHz gleichkommt. Die zweite Mischstufe MII mischt das vom Sendesignal abgezweigte Referenz-Signal S dazu. Am Ausgang entsteht u. A. ein 20 kHz Signal, dessen Amplitude proportional der Amplitude des Empfangssignals am Eingang des Mischers MI ist.
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Damit die Signale der Mischer von einander genügend entkoppelt sind, genügt die Eigenentkopplung der Mischstufen allein noch nicht. Diese muss noch durch den Verstärker V und das Dämpfungsglied D ergänzt werden. So erreicht man eine innere Pegel-Entkopplung von mehr als 110 dB zwischen dem am zweiten Mischer MII anstehenden Sendesignalanteil zum Eingang des ersten Mischers MI. Die Verluste der Mischer (Konversionsdämpfung) und des Dämpfungsglieds D und des Hochpasses HP sind durch den Breitband-Verstärker V mehr als auszugleichen, auf dass der Pegel des durch Überlagerung (Mischung) erzeugten 20 kHz-Signals am Ausgang höher als der Empfangspegel am Eingang ist. Dies geschieht im Interesse einer möglichst guten „Empfindlichkeit” des Systems.
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Das in 3 gezeigte Umsetzungskonzept zeigt ausser einem einfachen Hochpass HP, welcher zur Unterdrückung des dem ersten Mischer zugesetzten 20 kHz (Schalt-)Signals und dessen Oberwellen dient, keine weiteren Frequenz-Selektiven Mittel, weder eine Vorselektion vor dem ersten Mischer MI noch eine übliche „ZF-Selektion” danach. Dies ist ein weiterer (Preis-)Vorteil gegenüber bekannten Messverfahren, welche z. B. mit Spektrumanalysatoren als Empfänger bestückt sind. Die eigentliche Selektion erfolgt am Ausgang des Mischers MII auf der Frequenz der zugemischten Hilsfrequenz, hier also 20 kHz. Die erforderlichen technischen Daten dieser Selektionsanordnung sind mit einem einfachen LC-Schwingkreis, der in Serie mit einem preiswerten Operationsverstärker geschaltet ist, welcher als Aktiver RC-Bandpass funktioniert, erfüllbar.
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Alle in 3 gezeigten Funktionsglieder (MI, MII, V, D und auch HP) müssen breitbandig sein, soweit es der Frequenzmessbereich für die Kammerdämpfung erfordert. Dies ist heute Stand preiswerter Technik bis hin zu 3 GHz.
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Die Amplitudenauswertung übernimmt ein Computer, der über einen A/D-Wandler an den Ausgang des Aktiven Bandpasses im Empfangsumsetzer gemäß 1 angeschlossen ist.
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Der Computer übernimmt auch in automatisierten Messsystemen die Steuerung der Einheit zur Optimierung der Signalphase im Mischer MII.
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Es sind mindestens drei Methoden dafür anwendbar.
| Methode 1: | Die iterative Einstellung der optimalen Leitungslänge in einem der die Signalphase beeinflussenden Signalzweige. Kriterium ist die maximale Ausgangsspannung am Empfangsumsetzer. |
| Methode 2: | Die iterative Einstellung der Frequenz des Senders. Auch hierfür ist die maximale Ausgangsspannung am Empfangsumsetzer das Einstellkriterium. Diese Methode ist allerdings nur sinnvoll, wenn in einem der die Phase beeinflussenden Signalzweige die Leitungslänge stark überwiegt. |
| Methode 3: | Verwendung eines 90 Grad Hybrids, z. B. im Signalweg zum Senderverstärker. Der Computer veranlasst bei jeder verwendeten Sendefrequenz zeitsequentiell zwei Messungen, eine bei der der 0 Grad – Ausgang des Hybrids den Senderverstärker speist und eine mit Speisung aus dem 90 Grad Ausgang. Beide Messwerte werden quadriert; die Quadratwurzel der Summe aus beiden Quadraten ist maßgebend für die Bestimmung der Kammerdämpfung. |
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Bei einem einfachen MessSystem mit nur einer Sendefrequenz genügt die Optimierung der Signalphase durch Leitungslängen-Abgleich per Hand. Auch hier dient die Maximierung des Messpegels am Ausgang des E als Mass.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- IEEE 299 [0004]
- „Elektromagn. Schirmung” ist im Kapitelabschnitt 6.4 auf Seite 466 f und entspr. Bild 6.4 [0005]
- IEEE 299 [0022]
