DE102011054078B4

DE102011054078B4 - Digitale Korrektur von analogen Mehrphasenfiltern

Info

Publication number: DE102011054078B4
Application number: DE102011054078.4A
Authority: DE
Inventors: Charles John Razzell
Original assignee: Maxim Integrated Products Inc
Current assignee: Maxim Integrated Products Inc
Priority date: 2010-10-07
Filing date: 2011-09-30
Publication date: 2024-05-16
Anticipated expiration: 2031-10-01
Also published as: DE102011054078A1

Abstract

Mehrzweigiger Empfänger zur frequenzselektiven Fehlanpassungskorrektur, der Folgendes umfasst:einen analogen Basisbandsignalabschnitt, der gekoppelt ist, um ein HF-Signal zu empfangen, wobei der analoge Basisbandsignalabschnitt das HF-Signal abwärts mischt und mehrere analoge Mehrphasenkomponenten des abwärtsgemischten Signals filtert;mehrere Analog-Digital-Wandler (1025), die gekoppelt sind, um die mehreren analogen Mehrphasenkomponenten zu empfangen und die mehreren Mehrphasenkomponenten in mehrere digitale Mehrphasenkomponenten umzuwandeln;einen Fourier-Transformator (1030), der gekoppelt ist, um die mehreren digitalen Mehrphasenkomponenten in mehrere Mehrphasenkomponenten-Frequenzkoeffizienten zu transformieren;eine Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (1037), die gekoppelt ist, um die mehreren Mehrphasenkomponenten-Frequenzkoeffizienten zu empfangen, wobei die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (1037) eine digitale Filterkoeffizientenmenge zum Filtern eines kontinuierlichen Stroms von Eingangsabtastwerten von den mehreren Analog-Digital-Wandlern (1025) ableitet, wobei die digitale Filterkoeffizientenmenge zumindest teilweise von Verhältnissen zwischen den Spiegelbildpaaren innerhalb der mehreren Mehrphasenkomponenten-Frequenzkoeffizienten abgeleitet wird;einen digitalen Filter (1020), der gekoppelt ist, um den kontinuierlichen Strom von Eingangsabtastwerten zu empfangen, wobei der digitale Filter (1020) die digitale Filterkoeffizientenmenge auf die Eingangsabtastwerte anwendet;einen Testsignalgenerator (1050) der mindestens einen Anregungsfrequenzton erzeugt; undein Steuergerät (1070), das an den Testsignalgenerator (1050) gekoppelt ist, wobei das Steuergerät (1070) unter Verwendung des Testsignalgenerators (1050) mehrere Anregungsfrequenzen durchsequenziert.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE PATENTANMELDUNGEN
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der vorläufigen US-Anmeldung mit dem Aktenzeichen 61/391,034 und dem Titel „Digital Correction of Analog Polyphase Filters“, die am 7. Oktober 2010 eigereicht wurde, wobei die Anmeldung durch Bezugnahme vollständig hierin aufgenommen ist.
STAND DER TECHNIK
A. Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein den Ausgleich von Amplituden- und Quadraturphasenfehlern (einschließlich solcher, die durch Mehrphasenfilter erzeugt werden), die innerhalb des analogen Eingangsteils eines HF-Empfängers erzeugt werden, und insbesondere die Korrektur dieser Fehler in den digitalen und Frequenzbereichen innerhalb des Empfängers. Relevante Offenbarungen sind in den Dokumenten DE 695 30 774 T2 , US 2007/0058755 A1 und CN 101115037 A zu finden. Die DE 695 30 774 T2 offenbart eine Sender/Empfänger-Vorrichtung für drahtlose Kommunikationsnetze. Diese Vorrichtung zeichnet sich durch einen Empfängerteil aus, der einen Breitband-Kanalisierer verwendet. Der Kanalisierer basiert auf schneller Fourier-Transformation (FFT) zur Extraktion mehrerer Kanäle aus einem digitalisierten Zwischenfrequenz-Signal. Außerdem enthält die Vorrichtung digitale Abtastfrequenz-Wandler für eine optimale Abtastzeitpunkt-Einstellung jedes Kanals und einen Senderabschnitt mit einem Breitband-Kombinierer. Dieser Kombinierer setzt inverse FFT ein, um mehrere digitalisierte Basisbandkanäle in ein IF-Signal zu kombinieren. Aus der US 2007/0058755 A1 ist ein System und Verfahren zur passiven Kalibrierung von I/Q-Unstimmigkeiten in einem Quadraturempfänger bekannt. Dieses erfolgt ohne Änderung des analogen Receiver-Teils, indem keine Kalibrierungssignale oder Korrekturschaltungen hinzugefügt werden. Die Kalibrierung nutzt normal empfangene Übertragungsdaten, um statistische Informationen für die Basis der I/Q-Kompensationsfaktoren zu sammeln. Diese Faktoren passen die Größe und Phase im Zeit- oder Frequenzbereich an, entweder im analogen oder digitalen Teil des Empfängers. Das System kann abhängig von der Ausführung verschiedene Arten von Unstimmigkeiten kalibrieren, inklusive frequenzabhängiger und -unabhängiger Gain- oder Größenungleichgewichte sowie Phasenungleichgewichte. Aus der CN 101115037 A ist ein Verfahren zur anfänglichen Fehlerkalibrierung der Frequenz eines lokalen Oszillators in einem digitalen Empfänger bekannt. Dieses Verfahren umfasst die Erzeugung eines Referenz-Eintonsignals mittels eines Signalgenerators, das Mischen des lokalen Oszillatorsignals mit dem Referenz-Eintonsignal, die Durchführung einer Tiefpassfilterung und Sampling des gemischten Signals sowie die Fourier-Transformation zur Ermittlung der Frequenz des digitalen Basisbandsignals. Weiterhin beinhaltet das Verfahren das Berechnen der lokalen Oszillatorfrequenz basierend auf der Frequenz des digitalen Basisbandsignals und der Frequenz des Referenz-Eintonsignals, gefolgt von einer anfänglichen Fehlerkalibrierung der Oszillationsfrequenz entsprechend der Frequenz des lokalen Oszillatorsignals und dessen nomineller Frequenz.
B. Allgemeiner Stand der Technik
Beim Konstruieren von hochintegrierten monolithischen Empfängern stellt das Bereitstellen von Kanaltrennschärfe eine beträchtliche Herausforderung dar. Für Direktumwandlungs- oder Null-ZF-Empfänger wird die Kanaltrennschärfe durch symmetrisches Tiefpassfiltern nach den Quadraturabwärtsmischern bereitgestellt. Dieses Filtern kann eine Kombination von analogen und digitalen Filtern umfassen, derart, dass die Gesamtübertragungsfunktion die gewünschten Trennschärfeanforderungen erfüllt. Es ist wichtig, dass starke Störsignale durch die analoge Trennschärfe ausreichend gedämpft werden, derart, dass sie nicht den linearen Bereich derAnalog-Digital-Wandler oder irgendeiner der analogen Stufen im Basisband-Signalweg überschreiten.
Solche Direktumwandlungsempfänger stellen zusätzliche Herausforderungen in der Form von Folgendem dar:

(1) Gleichstromversätze, die sich per Definition in der Mitte des gewünschten Durchlassbands befinden;
(2) 1/f-Rauschen, das in der Mitte des Durchlassbands eine hohe Spektraldichte aufweisen kann; und
(3) Intermodulation zweiter Ordnung in den Abwärtsmischern, die bewirken kann, dass Störer sich mit sich selbst mischen, um am Basisband zeitabhängige Signale zu erzeugen, die derAM-Modulationshüllkurve der betreffenden Störer entsprechen.

Die Verringerung dieser typischen Direktumwandlungsprobleme bildet einen Großteil des Aufwands bei der Konstruktion, wenn Direktumwandlungsarchitekturen verwendet werden; aber im Fall von Schmalband-Signalisierungsformaten ist es keineswegs sicher, dass diese parasitären Innenbandsignale auf zweckmäßige Weise unterdrückt werden können. In solchen Fällen ist es gebräuchlich, Empfänger mit niedriger ZF (hiernach „LIF“ - „low IF)) oder mit nahezu Null ZF (hiernach „NZIF“ - „near zero IF) ins Auge zu fassen.
Ein Empfänger mit niedriger ZF ist oft derart gestaltet, dass der Spiegelbildkanal auch der linke oder rechte Nachbarkanal des gewünschten Signals ist (d.h. die Mittenfrequenz des Basisbandsignals ist gleich der Hälfte des Kanalabstands). In einem solchen Fall liegt der Gleichstromversatz nur kaum außerhalb des Bandes, wie in 1 veranschaulicht.
Ein großer Vorteil des NZIF-Ansatzes ist, dass die vorhergehend beschriebenen unerwünschten Probleme, einschließlich des zentrierten Gleichstromversatzes, außerhalb des Bandes liegen. Eine Herausforderung des NZIF-Ansatzes ist jedoch das Erhalten einer ausreichenden Spiegelselektionstrennschärfe. Die Verwendung eines Tiefpassfilters, der um den Gleichstromversatz zentriert ist, wird eine gleiche Auswirkung auf sowohl den gewünschten als auch auf den unerwünschten Spiegelfrequenzgang haben. Wenn die Analog-Digital-Wandler keinen ausreichenden dynamischen Bereich aufweisen, um gleichzeitig das größtmögliche unerwünschte Signal bei der Spiegelfrequenz und ein Schwellenempfindlichkeitssignal beim gewünschten Signal handzuhaben, kann eine asymmetrische analoge Filterung erforderlich sein. Eine solche asymmetrische Filterung kann mit einer Klasse von Filtern ausgeführt werden, die als Mehrphasenfilter (Poly-Phase Filter - PPF) bekannt sind. Der Zusammenhang und die Systemarchitektur 210 zur Verwendung von Mehrphasenfiltern 220 in einem Empfänger, wie vorhergehend beschrieben, sind in 2 veranschaulicht.
Mit dem Begriff Mehrphasenfilter ist ein Filter gemeint, der durch Verschiebungstransformation von seinem Tiefpassprototypen (d.h. s → (s - jω₀)) erzeugt wird, derart, dass die Frequenz nicht mehr um den Gleichstromversatz zentriert ist, sondern derart angeordnet werden kann, dass das Durchlassband bei irgendeiner positiven Frequenz um das gewünschte Signal zentriert ist, während ein Spiegelfrequenzgang bei einer entsprechenden negativen Frequenz zurückgewiesen wird. In einer typischen analogen Ausführung kann die Frequenzverschiebungstransformation nicht mit reellen Komponenten ausgeführt werden. In einer Quadraturabwärtsmischungsempfängerarchitektur mit Differentialsignalen für I und Q sind alle vier Quadraturphasen des empfangenen Signals verfügbar, wodurch es möglich wird, Mehrphasenfilter-Topologien auszuführen.
Zum Berechnen eines Frequenzgangs wird eine Phasenbeziehung zwischen den 2 Eingangskanälen 310, 320 (oder 4 Eingangsanschlüssen) des Netzes definiert, wie in 3 gezeigt. Nur zu veranschaulichenden Zwecken wird angenommen, dass für eine positive Frequenz die entsprechenden Phasen von Eingängen in R1 330 , R2 331 , R3 332 und R4 333 0, 90, 180 beziehungsweise 270 Grad sind. 4 veranschaulicht einen berechneten Frequenzgang 410 des Netzes in 3 unter der Annahme, dass alle Widerstände 50 Ohm und alle der Kondensatoren 5 Picofarad sind.
Der Fachmann wird erkennen, dass ein großes Problem bei dieser Art von Mehrphasenfilter der Verlass auf die Auslöschung zum Erhalten einer gewünschten Sperrbandselektion ist. Der Grad der Auslöschung ist tatsächlich abhängig von der Anpassung statistischer Komponenten, was ein Problem ist, das mit analogen Filterelementen nicht vollständig beseitigt werden kann.
Die Probleme, die durch Fehlanpassung verursacht werden, sind ersichtlicher, wenn ein Bandpassfilter höherer Ordnung betrachtet wird. Es wird als Beispiel ein 4-poliger aktiver Butterworth-Mehrphasenfilter betrachtet, der auf zwei kaskadierten Tow-Thomas-Biquad-Abschnitten gründet. 5 veranschaulicht einen beispielhaften Einzelabschnitt 510 des Filters (d.h. der Biquad-Filter würde einen anderen Abschnitt aufweisen, der mit demjenigen in Reihe angeordnet wäre, der in 5 veranschaulicht ist). Zum Zweck der Veranschaulichung werden voll differentielle Operationsverstärker durch ideale spannungsgesteuerte Spannungsquellen 520, jede mit einer Spannungsverstärkung von -10⁵, dargestellt.
Zu Vergleichszwecken veranschaulicht 6 einen Gang 610, in dem eine Nennkomponentenabweichung verwendet wird. Zur Untersuchung der Auswirkung der Komponententoleranzen wird jedem R und jedem C eine Standardabweichung von 2% zugeordnet. 7 veranschaulicht eine Monte-Carlo-Simulation des Filterfrequenzgangs 710, in dem 1100 Tests mit der Standardabweichung von 2% durchgeführt wurden, die zufällig durch die Komponenten innerhalb des Filters erzeugt wurde. 8 veranschaulicht eine weitere Monte-Carlo-Simulation des Filters 810, in dem 100 Tests mit derselben Standardabweichung von 2% vorgenommen wurden, die zufällig durch die Komponenten erzeugt wurde. Der Fachmann wird die unerwünschten Spiegelfrequenzgänge 720, 820 auf der linken Seite des Durchlassbands erkennen.
Wie aus den unerwünschten Spiegelfrequenzgängen 720, 820 beobachtet werden kann, kann die Qualität der Spiegelselektion des Mehrphasenfilters beträchtlich vermindert werden, wenn die statistische Variation der Komponententoleranzen betrachtet wird, derart, dass der Betrag der Spiegelselektion, der verlässlich ist, in beträchtlichem Maße verringert ist.
Es sei erwähnt, dass, schlimmer noch, die vorhergehende Analyse nur jeweils eine Frequenz während des Frequenzhubs misst. Unter Komponentenfehlanpassungsbedingungen ist nicht nur der Betrag der Dämpfung bei den negativen Frequenzen vermindert, sondern es besteht auch ein Hang zur gleichzeitigen Erzeugung einer positiven Frequenzkomponente aufgrund der Tatsache, dass die Filterfrequenzgänge an den Ausgangskanälen 1 und 2 nicht mehr identisch sind. Dies ist so, weil für einen gegebenen Monte-Carlo-Test die Filterfrequenzgänge (insbesondere im Sperrbereich) sehr unterschiedlich sein können und besser grafisch veranschaulicht werden können, indem die entsprechenden grafischen Darstellungen für einen einzigen Test betrachtet werden, die in 9A und 9B gezeigt sind.
Bei einigen Frequenzen besteht eine sehr beträchtliche Fehlanpassung und bei anderen Frequenzen besteht eine nähere Anpassung. Die Anpassung im Durchlassband tendiert dazu, viel besser zu sein als die Anpassung im beabsichtigten Sperrband, wo der Amplitudengang in hohem Maße vom Grad der Auslöschung abhängt, die zwischen nominal identischen Komponenten erreicht wird.
Im Wesentlichen ist das Problem, das entsteht, eines der frequenzabhängigen I/Q-Fehlanpassung, sowohl Amplitudenfehlanpassung als auch Quadraturphasenfehler. Insbesondere im Sperrband sind die Amplituden der Komponenten I und Q nach dem Filtern nicht mehr identisch und die relative Phasenverschiebung zwischen ihnen beträgt nicht mehr 90 Grad. Dies verhindert tatsächlich, dass eine weitere Filterung die Sperrbandselektion verbessert, es sei denn, es werden einige Korrekturmaßnahmen in Betracht gezogen.
Der Gedanke der Verwendung von FFT-Techniken zum Messen und Ausgleichen von frequenzabhängigen Fehlanpassungen ist im Fach bekannt, insbesondere im Zusammenhang mit OFDM-Kommunikationssystemen, wo die Frequenzbereichsverarbeitung unter Verwendung der bestehenden IFFT- und FFT-Prozessoren, die im Signalweg grundsätzlich erforderlich sind, besonders geeignet ist. Was nun benötigt wird, ist ein System und ein Verfahren zum Bewerten und Anwenden einer komplexen frequenzabhängigen Korrektur auf ein willkürliches Zeitbereichssignal und vorzugsweise das Anwenden der Laufzeitkorrektur vollständig im Zeitbereich, insbesondere für Signale, die nicht grundsätzlich eine Frequenzbereichsverarbeitung erfordern. Diese Technik wird insbesondere für das Überwinden der Fehlanpassungsfehler wertvoll sein, die durch analoge Mehrphasenfilter eingeführt werden, kann aber auch allgemein auf frequenzabhängige Quadratur- und Amplitudenfehler von einer Vielzahl von Quellen angewandt werden.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen Systeme, Vorrichtungen und Verfahren zum Modellieren und Korrigieren von Amplituden- und Quadraturphasenfehlern bereit, die innerhalb von analogen Bauelementen eines Empfängers erzeugt werden. Es wird ein frequenzabhängiges Korrekturverfahren eingesetzt, das die frequenzabhängige Beschaffenheit der Fehlanpassung zwischen den Mehrphasenfilterfrequenzgängen I und Q bewertet. Insbesondere wird eine digitale Korrektur auf einem Signal auf der Grundlage einer modellierten Fehlerfunktion durchgeführt, die während einer Kalibrierung des Empfängers erzeugt wird. Tatsächlich wird ein Fehler, der innerhalb von analogen Bauelementen des Basisband-Signalwegs, einschließlich Mehrphasenfiltern, erzeugt wird, korrigiert, nachdem das Signal in ein digitales Signal umgewandelt wurde aber bevor das Signal durch einen digitalen Demodulator verarbeitet wird, um den Informationsinhalt wiederherzustellen. Unerwünschte Frequenzkomponenten, wie beispielsweise Spiegelbildton-Koeffizienten, werden unter Verwendung von digitalen Frequenzbereichs- oder Zeitbereichsfiltertechniken und gemäß dem modellierten Fehler innerhalb des Empfängers gefiltert. In einer Ausführungsform findet die Ermittlung der frequenzabhängigen komplexen Frequenzgangfehler im Frequenzbereich unter Verwendung von diskreten Fourier-Transformations-Techniken zum Erzeugen und Messen orthogonaler Töne statt, wobei die Laufzeitkorrektur entweder im Frequenzbereich (z. B. unter Verwendung einer Overlap-Save-Verarbeitung) oder im Zeitbereich unter Verwendung eines gleichwertigen FIR-Filters lineare Faltung verwendet. In bestimmten Ausführungsformen wird der komplexe Frequenzbereichsfehler beim Start gemessen. In bestimmten Beispielen kann dieser Fehler während der Laufzeit des Empfängers aktualisiert werden, um die Drift im Fehler weiter auszugleichen.
Einige Merkmale und Vorteile der Erfindung wurden in diesem Kurzdarstellungsabschnitt allgemein beschrieben; es werden jedoch hier zusätzliche Merkmale, Vorteile und Ausführungsformen dargestellt, die für den Durchschnittsfachmann angesichts ihrer Zeichnungen, Beschreibung und Ansprüche ersichtlich werden. Dementsprechend versteht es sich, dass der Schutzbereich der Erfindung nicht durch die bestimmten Ausführungsformen beschränkt werden soll, die in diesem Kurzdarstellungsabschnitt offenbart werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Es wird auf Ausführungsformen der Erfindung verwiesen, von der Beispiele in den begleitenden Figuren veranschaulicht sein können. Es wird beabsichtigt, dass diese Figuren veranschaulichend und nicht einschränkend sein sollen. Obgleich die Erfindung allgemein im Zusammenhang dieser Ausführungsformen beschrieben wird, versteht es sich, dass nicht beabsichtigt wird, den Schutzumfang der Erfindung auf diese bestimmten Ausführungsformen einzuschränken.

1 veranschaulicht ein Beispiel einer gewünschten Nicht-Null-ZF und von Spiegelbildkanälen, die um einen Gleichstromversatz zentriert sind.
2 ist eine allgemeine Veranschaulichung einer Empfängerarchitektur des Standes der Technik, die Mehrphasenfilter verwendet.
3 ist ein einfacher passiver RC-Mehrphasenfilter, der im Stand der Technik bekannt ist.
4 veranschaulicht einen berechneten Frequenzgang des RC-Mehrphasenfilters von 3.
5 ist ein Schaltplan eines dem Fachmann bekannten Tow-Thomas-BiQuad-Abschnitts.
6 ist ein charakteristischer Mehrphasenfilter-Frequenzgang, in dem Komponentennennwerte in dem Modell verwendet werden.
7 ist ein erster charakteristischer Mehrphasenfilter-Frequenzgang, in dem mehrere Tests unter Verwendung von zufällig erzeugten Komponentenwerten innerhalb einer Standardabweichung von zwei Prozent grafisch dargestellt sind.
8 ist ein zweiter charakteristischer Mehrphasenfilter-Frequenzgang, in dem mehrere Tests unter Verwendung von zufällig erzeugten Komponentenwerten innerhalb einer Standardabweichung von zwei Prozent grafisch dargestellt sind.
9A und 9B veranschaulichen die Differenz zwischen den Spiegelselektionsfrequenzgängen zwischen Kanal 1 und Kanal 2, die in 8 grafisch dargestellt sind.
10 ist eine Empfängerarchitektur, die eine digitale Korrektur für Fehler bereitstellt, die in analogen Bauelementen, einschließlich Mehrphasenfiltern, erzeugt werden, innerhalb des Empfängers gemäß mehreren Ausführungsformen der Erfindung.
11 ist eine grafische Darstellung, die die Auswirkung von Quadraturzeitversatzfunktionen auf das Signal innerhalb der komplexen Ebene veranschaulicht.
12A und 12B veranschaulichen die Frequenzkomponente und die Erzeugung eines fehlerhaften Spiegelbildtons, die durch Verstärkungs- und Phasenfehlanpassung verursacht wird.
13A und 13B veranschaulichen grafische Darstellungen vor und nach der Frequenzbereichsquadraturkorrektur gemäß mehreren Ausführungsformen der Erfindung.
14 ist eine FIR-Darstellung eines Z-Bereichs eines analogen Mehrphasenfilters.
15A und 15B sind grafische Darstellungen, die den digitalen Filterfrequenzgang von verschiedenen Kanälen auf dem Mehrphasenfilter veranschaulichen.
16A und 16B sind grafische Darstellungen, die ein beispielhaftes Mehrton-Testsignal innerhalb des Frequenzbereichs und das Ergebnis des Durchlaufens des Testsignals durch einen Mehrphasenfilter veranschaulichen (auf der grafischen Darstellung mehrfach durchgeführt).
17 veranschaulicht ein gefiltertes Testsignal nach der Korrektur innerhalb des digitalen Bereichs gemäß mehreren Ausführungsformen der Erfindung.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
In der folgenden Beschreibung werden zum Zweck der Erklärung spezifische Einzelheiten dargelegt, um ein Verständnis der Erfindung zu ermöglichen. Es ist jedoch für den Fachmann offensichtlich, dass die Erfindung ohne diese Einzelheiten praktisch ausgeführt werden kann. Der Fachmann wird erkennen, dass Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, von denen einige weiter unten beschrieben werden, in eine Anzahl von unterschiedlichen elektrischen Bauelementen, Schaltungen, Vorrichtungen und Systemen aufgenommen werden können. Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können in mehreren unterschiedlichen Typen von Umgebungen einschließlich HF-Empfängern funktionieren, in denen der Fehlerausgleich relevant ist. Die unten in der Form eines Blockdiagramms gezeigten Strukturen und Vorrichtungen veranschaulichen beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung und beabsichtigen die Vermeidung der Unverständlichkeit der Erfindung. Des Weiteren wird nicht beabsichtigt, die Verbindungen zwischen den Komponenten innerhalb der Figuren auf direkte Verbindungen zu beschränken. Stattdessen können die Verbindungen zwischen diesen Komponenten abgewandelt, neu formatiert oder auf eine andere Weise durch Zwischenkomponenten geändert werden.
Die Bezugnahme auf „eine Ausführungsform“ in der Beschreibung bedeutet, dass ein/e bestimmte/s Merkmal, Struktur, Eigenschaft oder Funktion, die in Verbindung mit der Ausführungsform beschrieben wird, in mindestens einer Ausführungsform der Erfindung enthalten ist. Wenn der Ausdruck „in einer Ausführungsform“ an mehreren Stellen in der Beschreibung erscheint, bezieht sich dies nicht notwendigerweise immer auf dieselbe Ausführungsform.
10 veranschaulicht ein beispielhaftes System zum Korrigieren von sowohl Quadratur- als auch Verstärkungsfehlern innerhalb eines Empfängers, der Mehrphasenfilter gemäß mehreren Ausführungsformen der Erfindung einsetzt. Wie gezeigt, umfasst der Empfänger einen rauscharmen Verstärker 1010, Mischer 1015 und den Mehrphasenfilter 1020 in einem analogen Basisbandsignalweg des Empfängers. Wie vorhergehend beschrieben, erzeugen diese Bauelemente, insbesondere der Mehrphasenfilter, sowohl Amplituden- als auch Quadraturphasenfehler.
Analog-Digital-Wandler 1025 wandeln die analogen Signale, einschließlich der darin erzeugten Fehler, in entsprechende digitale Signale um. Zum Zweck der Bewertung der komplexen Fehlerreaktion des Systems, werden diese digitalen Signale in den Frequenzbereich geändert, derart, dass durch die Anwendung einer Fourier-Transformation 1033 auf die digitalen Signale mehrere Frequenzkoeffizienten erzeugt werden. In bestimmten Ausführungsformen können die Abstände oder die Anzahl der Frequenzbänder (N), die innerhalb der Transformation verwendet werden, angepasst werden, um ein Gleichgewicht zwischen den Verarbeitungskosten des Durchführens der Transformation und der Genauigkeit der Transformation selbst zu linden. In einigen Ausführungsformen ist es nicht zweckmäßig, den Hauptmodulationsinhalt des Signals im Frequenzbereich zu verarbeiten (wobei OFDM eine wichtige Ausnahme darstellt). In diesen Fällen wird für die Korrektur ein reiner Zeitbereichssignalweg bereitgestellt, wie in 10 veranschaulicht. In diesem Fall wird die FFT-Verarbeitung rein für die Bewertung der erforderlichen frequenzabhängigen Korrektur am Start und bei anderen Gelegenheiten beibehalten, bei denen der Hauptsignalweg nicht verwendet wird. In anderen Ausführungsformen kann die FFT-Verarbeitung auch als Mittel zum Durchführen von „schneller Faltung“ unter Verwendung von dem Fachmann bekannten Overlap-Save oder Overlap-Add-Verfahren verwendet werden; wobei diese einem FIR-Filter mathematisch gleichwertig sind, der im Zeitbereich angewandt wird. Die Flexibilität zur Anwendung von Laufzeitkorrektur im Bereich, der für die Ausführung am zweckmäßigsten ist, bildet einen Teil des Vorteils, der durch die vorliegende Erfindung erzielt wird.
Die Frequenzbereichsabtastwerte werden einem FIR-Koeffizienten-Berechnungsmodul 1037 bereitgestellt, das zuerst die komplexen Frequenzbereichskoeffizenten β(n) schätzt, die hiernach beschrieben werden, und sie dann unter Verwendung irgendeiner zweckmäßigen Filterkonstruktionstechnik in FIR-Koeffizienten umwandelt, was die direkte Berechnung der Koeffizienten unter Verwendung einer inversen diskreten Fourier-Transformation einschließt. Tatsächlich wird ein Korrekturverfahren eingesetzt, das ein vorhergehend kalibriertes Modell der Verstärkungs- und Quadraturphasenfehler verwendet und diese Fehler mathematisch korrigiert. Eine Aufgabe des Fehlerausgleichsmoduls ist die Beseitigung von Spiegelbildtönen, die innerhalb der Mehrphasenfilter erzeugt werden.
Zur richtigen Schätzung der innerhalb der analogen Bauelemente erzeugten Fehler wird ein Kalibrierungsverfahren durchgeführt. In mehreren Ausführungsformen der Erfindung erzeugt ein Testsignalgenerator 1050 ein Testsignal, das verwendet wird, um den Fehler zu messen. In bestimmten Beispielen wird ein erstes orthogonales Mehrton-Testsignal, das nur positive Töne aufweist, verwendet, um entsprechende fehlerhafte negative Töne zu bestimmen, die erzeugt werden, und ein zweites Testsignal, das nur negative Töne aufweist, wird verwendet, um entsprechende fehlerhafte positive Töne zu bestimmen. Infolgedessen können unter Verwendung der Kombination der zwei Testsignale sowohl positive als auch negative Töne gemessen und kalibriert werden. In anderen Ausführungsformen kann ein einziger Ton unter einem Steuermechanismus verwendet werden, um die gewünschte Folge von Tonpositionen unter Verwendung eines Fractionally-Spaced-Synthesizers oder einer anderen Vorrichtung durchzusequenzieren, um die Tonfrequenz genau zu steuern. Es ist wichtig, dass das Verfahren, das zum Aufwärtswandeln der Testtöne auf das Empfängerfrequenzband verwendet wird, weitgehend frei von Quadraturfehlern ist, weshalb die Tendenz besteht, die Verwendung von einzweigigen Senderstrukturen gegenüber der Quadraturaufwärtswandlung zu bevorzugen. Ein einziger Tongenerator hat den Vorteil, dass er sich nicht auf die Quadraturaufwärtswandlung stützen muss und daher nicht unter Fehlanpassungsfehlern leidet, aber den Nachteil, dass er jede Frequenz von Interesse seriell aufsuchen muss. Der Fachmann wird erkennen, dass mehrere Permutationen von Mehrton-Basisbandgenerator und Frequenzverschiebung unter Verwendung eines Synthesizers verwendet werden können, um Testsignale wirksam zu erzeugen, und dass die Testsignale angepasst werden können, um sich auf bestimmte kritische Teilbänder von Interesse zu konzentrieren, die die wichtigsten Fehler innerhalb des Basisband-Datenwegs enthalten.
In bestimmten Ausführungsformen wird das Testsignal als mehrere Frequenzkoeffizienten erzeugt und wird anschließend unter Verwendung einer inversen Fourier-Transformation 1055 in den Zeitbereich umgewandelt. Das daraus resultierende digitale Signal wird unter Verwendung eines Digital-Analog-Wandlers 1060 in ein analoges Signal umgewandelt und innerhalb des Basisband-Datenwegs des Empfängers eingefügt. Ein solches Testsignal ist abhängig von der Quadraturgenauigkeit und der Amplitudenanpassung des Aufwärtswandlungssignalwegs, was zusätzliche Kalibrierungsverfahren erfordern kann, um ein übermäßiges Verzerren der Empfängerkalibrierungsmessungen zu vermeiden. In dem Fall, in dem eine solche zusätzliche Kalibrierung nicht gewünscht oder machbar ist, können unter Verwendung einer unabhängigen Frequenzsyntheseschaltung reelle Signale erzeugt und in die negativen und positiven Frequenzhälften des Empfängerdurchlassbands verschoben werden. In mehreren Ausführungsformen wird ein analoges Testsignal direkt bei Hochfrequenzen erzeugt und vor den Empfänger-Abwärtsmischern eingefügt, derart, dass Fehler, die in den Mischern, Verstärkern, Mehrphasenfiltern und Datenwandlern erzeugt werden, ermittelt und quantifiziert werden können.
Das Testsignal verbreitet sich dann durch die analogen Bauelemente, woraus ein darin erzeugter Fehler resultiert. Dieses Testsignal, das Fehler aufweist, wird dann in ein digitales Signal umgewandelt und es wird eine Fourier-Transformation darauf angewandt. Das Fehlerausgleichsmodul empfängt die entsprechenden Frequenzkoeffizienten, einschließlich derjenigen Spiegelfrequenzkoeffizienten, die durch Quadraturfehler oder Fehlanpassungen erzeugt werden. In einer Ausführungsform der Erfindung weist das Fehlerausgleichsmodul Logik auf, die diese Frequenzkoeffizienten derart in das Testsignal verarbeitet, dass Fehlermerkmale bestimmt werden. In anderen Ausführungsformen empfängt ein Steuergerät 1070 oder eine andere Verarbeitungslogik sowohl das Testsignal als auch die Frequenzkoeffizienten (die den erzeugten Fehler aufweisen), derart, dass der Fehler auf dem Testsignal bei jeder einzelnen Frequenz von Interesse berechnet werden kann.
Nachdem der Fehler modelliert wurde, kann das Fehlerausgleichsmodul den Fehler durch die Anwendung von (einer) mathematischen Operation/en korrigieren, die den Fehler innerhalb des digitalen und Frequenzbereichs wirksam von dem Signal beseitigt/beseitigen.
Der Fachmann wird erkennen, dass dieses Kalibrierungsverfahren während des Starts des Empfängers durchgeführt werden kann. In bestimmten Ausführungsformen kann das Fehlerausgleichsmodul 1035 abgestimmt werden, um die Fehlerdrift auszugleichen, indem das Kalibrierungsverfahren während Betriebsstillstandzeiten ausgeführt wird.
Eine ausführlichere Erklärung und eine grafische Veranschaulichung der Fehlerkorrektur wird weiter unten bereitgestellt.
Bei der Analyse der nicht frequenzselektiven relativen Verstärkungs- und -phasenfehler wird zur Veranschaulichung ein zeitdiskretes Signal mit komplexem Basisband betrachtet, wo die kte Abtastung durch C(k) = exp(iωkΔt) gegeben ist. Es wird beabsichtigt, dass das Signal einen komplexen Ton oder ein ungedämpftes Wellensignal darstellt, wie dies im Basisband eines Quadratur-ZIF- oder NZIF-Empfängers beobachtet werden kann. Der Zeitversatz aufgrund von Verstärkungsungleichgewichten und Quadraturfehlern kann durch einen einzigen komplexen Koeffizienten β dargestellt werden und die folgende Darstellung gibt an, wie der Verstärkungs- und Quadraturfehler mathematisch für den kten Abtastwert modelliert werden kann: $D (k) = C (k) + ß C * (k)$
Dies gilt für irgendein willkürliches komplexes zeitdiskretes Signal C(k) und wo C*(k) die komplexe Konjugierte der entsprechenden Abtastung darstellt.
Zum Zweck der Veranschaulichung und mit Bezug auf 11 sei $ωΔ t = \frac{π}{4}$

und sei k = 0, 1, 2...1023. Daher weist der Vektor C 1110 die Länge 1024 auf und enthält 128 Zyklen der komplexen Welle. Für dieses veranschaulichende Beispiel sei β = -0.05 + 0.07i und 11 zeigt die Auswirkung der Quadraturzeitversatzfunktion auf das Signal in der komplexen Ebene. Eine erste Linie zeigt den Vektor C 1110 ohne angewandten Zeitversatz, während eine zweite Linie den Vektor D 1120 zeigt, der berechnet wurde, wie vorhergehend beschrieben.
Es ist aufschlussreich, die FFT dieser zwei Signale zu nehmen und die Auswirkung im Frequenzbereich zu betrachten. 12A veranschaulicht eine grafische Darstellung 1210 des Frequenzbereichs von Vektor C und 12B veranschaulicht eine grafische Darstellung 1220 des Frequenzbereichs von Vektor D. Der Fachmann wird den Fehler innerhalb des Vektors D erkennen, der den fehlerhaften Spiegelbildton 1230 einschließt, der sich ungefähr bei 900 auf dem Frequenzspektrum befindet. Es sei auch erwähnt, dass der Spiegelbildton, der in 12B erscheint, vollständig auf der durch den komplexen Koeffizienten β modellierten Verstärkungs- und Phasenfehlanpassung beruht. Eine wichtige Folge davon ist, dass der komplexe Wert des Spiegelbildtons direkt zum Schätzen des Werts des komplexen Quadraturzeitversatzkoeffizienten verwendet werden kann. $FD \equiv FFT (D)$
Wenn die gewünschte Komponente im Frequenzbereich FD(n) ist, wird die unerwünschte Spiegelbildkomponente mit FD(N - n) gefunden, wo N die Länge der gewählten FFT ist und der komplexe Wert dieses Spiegelbildtons wie folgt gefunden wird: FD(N - n) = β.FD*(n), wo FD*(n) die komplexe Konjugierte des gewünschten Tonwerts im n^ten Frequenzbin ist.
Daher kann eine Schätzung des komplexen Quadraturzeitversatzkoeffizienten rein von einer Beobachtung der FFT des verzerrten Testtons, d. h. von FD , bestimmt werden. $Insbesondere:ß = \frac{F D (N - n)}{F D * (n)}$
Daher kann der potentiell unbekannte komplexe Quadraturzeitversatzkoeffizient mittels einer einfachen Frequenzbereichsberechnung wiederhergestellt werden.
Jetzt betrachten wir frequenzunabhängige Quadraturverstärkung und Phasenfehler aber später werden wir eine ähnliche Technik für frequenzabhängige Fehler verwenden. Daher kann eine Verallgemeinerung der Schätzgleichung wie folgt aussehen: $ß (n) = \frac{F D (N - n)}{F D * (n)}$
Dies ermöglicht das Speichern der Korrekturinformationen als einen Vektor von komplexen Koeffizienten β der Länge N und das Durchführen der entsprechenden Korrekturverfahren auf dem Signal.
Zum Zweck der Korrektur innerhalb des Zeitbereichs ist es, wenn das vorgeschlagene Modell des nichtfrequenzselektiven Quadraturzeitversatzes als D(k) = C(k) + βC*(k) gegeben ist, eine Sache der Algebra, das gewünschte C(k) zu isolieren, wenn β und D(k) bekannt sind. $C (k) = \frac{D (k) - ß D * (k)}{1 - ßß *}$
Es sei erwähnt, dass der Ausdruck im Nenner ein reeller Skalenfaktor ist und nicht erforderlich ist, um die ideale Quadratur des Signals wiederherzustellen. In Abhängigkeit von den Umständen muss das Wiederherstellen der Amplitude auf diese Weise kein notwendiger Schritt sein. Wenn bekannt ist, dass der Zeitversatz aufgrund des Verstärkungsungleichgewichts und des Quadraturfehlers weitgehend frequenzunabhängig ist, dann kann die vorhergehende Gleichung als der zweckmäßige Korrekturmechanismus dienen. In diesem Fall sind die FFT, wenn sie verwendet wird, und die vorhergehende Gleichung nur zur Parameterschätzung erforderlich.
Zum Zweck der Korrektur innerhalb des Frequenzbereichs kann eine ähnliche Technik angewandt werden. Es wird berücksichtigt, dass jeder gewünschte Ton bei FC(n) einen unerwünschten zusätzlichen Spiegelbildton FD(N - n) = FC(N - n) + βFC*(n) erzeugt. In dem Fall, in dem nur der verzerrte Frequenzbereichsvektor FD verfügbar ist, kann die inverse Operation im Frequenzbereich wie folgt angewandt werden: $F C (n) = \frac{F D (n) - ß F D * (N - n)}{1 - ßß *} n = 0,1 \dots N - 1$
Erneut ist es vorteilhaft, dies auf einen Vektor β zu verallgemeinern, und ein indiziertes β(n) zu verwenden, um den Fall der frequenzabhängigen Quadraturfehlanpassung zu berücksichtigen. Dazu wird eine ähnliche Abweichung zur Zeitbereichs-Quadraturfehlanpassungskorrektur durchgeführt und die verschiedenen Indizes der Elemente des Vektors β werden verfolgt: $F D (N - n) = F C (N - n) + ß (n) F C * (n)$
$F D (n) = F C (n) + ß (N - n) F C * (N - n)$
,was gehandhabt werden kann, um den richtigen Frequenzbereichsgang zu liefen: $F C (n) = \frac{F D (n) + ß (N - n) F D * (N - n)}{1 - ß (N - n) ß * (n)}$
Es ist wichtig, eine Division durch fast Null zu vermeiden, z.B. wenn $n = \frac{N}{2}$

und daher N - n = n. In einigen Fällen kann es besser sein, die Division durch den Term im Nenner insgesamt zu vermeiden, wobei in diesem Fall nach der Korrektur ein gewisser Betrag an Frequenzbereichsamplituden- und Phasenwelligkeit bleibt (es sei denn, dies wird durch einen linearen Entzerrer weiter korrigiert).
Die Struktur des Zählers für das korrigierte Frequenzbereichssignal verdient weitere Beachtung. FC(n) ≈ FD(n) - β(N - n)FD * (N - n)
Es kann abgeleitet werden, dass das korrigierte Frequenzbereichssignal durch das verfügbare gestörte Frequenzbereichssignal minus einer frequenzbereichsgefilterten Version der komplexen Konjugierten des gestörten Frequenzsignals gegeben ist. Wenn die Signale bereits im Frequenzbereich verfügbar sind, wie in einem OFDM-Sendesystem, hat dies eine zweckmäßige und ziemlich triviale Korrekturberechnung zur Folge, auf die die vorhergehende Gleichung schließen lässt. In dem Fall, in dem eine Zeitbereichskorrektur eines kontinuierlichen Stroms von Signalabtastwerten erforderlich ist, wird die direkte Anwendung der vorhergehenden Gleichung jedoch eine zyklische Faltung der Konjugierten des Eingangssignals mit dem Koeffizientenvektor β zur Folge haben, während eine lineare Faltung für ein genaues Filtern eines kontinuierlichen Stroms von Eingangsabtastwerten erforderlich ist. Daher ist eine nützliche und neuartige Verallgemeinerung der Korrekturtechnik die Verwendung des Frequenzbereichsfilters, der durch den Vektor β dargestellt wird, und seine Anwendung als ein linearer Filter auf einen kontinuierlichen Eingangsstrom von konjugierten Signalabtastwerten, unter Verwendung von entweder der Overlap-Add- oder der Overlap-Save-Technik zum Vermeiden einer unerwünschten Verunreinigung von Abtastwerten an den Rändern der Faltungsblöcke. Dies führt zu einer bevorzugten Ausführungsform, in der die gesamte Frequenzbereichsberechnung mit einem gleichwertigen komplexen FIR-Filter ersetzt wird, der im zeitdiskreten Bereich ausgeführt wird. Diese Ableitung hat ein/vereinfachte/s Laufzeitkorrekturverfahren und -schaltung zur Folge, wie in 10 gezeigt. Dennoch kann ein gleichwertiges Verfahren, dass eine „schnelle Faltung“ im Frequenzbereich verwendet, vorzuziehen sein, wenn die Anzahl der Koeffizienten sehr groß ist oder wenn die Frequenzbereichsverarbeitung aus anderen Gründen zweckmäßig ist.
13A und 13B veranschaulichen die Einführung eines nichtfrequenzselektiven Quadraturzeitversatzes und seine Beseitigung im Frequenzbereich gemäß mehreren Ausführungsformen der Erfindung. In diesem Beispiel wendet ein komplexes Testtonsignal einen komplexen Quadraturzeitversatz im Zeitbereich an, um ein quadraturzeitversetztes Testtonsignal zu erzeugen. Eine Frequenzbereichskorrektur wird unter Verwendung des von vornherein bekannten komplexen Quadraturzeitversatzkoeffizienten angewandt, was das Beseitigen des unerwünschten und fehlerhaften Spiegelbildtons zur Folge hat, wie in 13B gezeigt.
Zu veranschaulichenden Zwecken wird ein Testfall mit einer Mehrphasenfiltertopologie aus der Praxis erörtert. Wie vorhergehend erörtert, haben ein Verfahren zum Schätzen der frequenzabhängigen komplexen Korrekturkoeffizienten und die Fähigkeit zur Anwendung der vorgeschriebenen Korrektur im Frequenzbereich eine sinnvolle Beseitigung von Fehlern innerhalb des Signals zur Folge. Es ist interessant, die Gültigkeit der vorgeschlagenen Algorithmen mit den mit Monte-Carlo-berechneten S-Parametern der Tow-Thomas-Biquad-Ausführung des vorhergehend beschriebenen Butterworth-Filters zu bestätigen. Zu diesem Zweck werden unten 100 Mengen von 4-Kanal S-Parametern von derADS-Schaltungssimulation erörtert.
Als erster Schritt wurden die S-Parameter des komplexen Frequenzbereichs in digitale FIR-Filter mit reellwertigen Abgriffgewichten umgewandelt. Von den 16 möglichen S-Parametern wurden nur {S (3, 1), S(3,2), S(4,1), S(4,2)} verwendet. Die Transformation der Frequenzbereichs-S-Parameterhübe in einen Zeitbereichsimpulsgang wird unter Verwendung eines IFFT-Funktionsaufrufs bewerkstelligt, der sowohl den ursprünglichen Frequenzbereichsvektor als auch eine angehängte konjugiert komplexe Kopie in umgekehrter Reihenfolge verwendet, um sicherzustellen, dass die resultierenden FIR-Koeffizienten reell sind.
Die resultierenden digitalen FIR-Filter waren gekennzeichnet, um die Menge von komplexen Frequenzgängen zu zeigen, so wie sie von der ursprünglichen linearen ADS-S-Parameter-Simulation erwartet wurden.
Zu Testzwecken wird ein Mehrtonsignal erzeugt, das 2 unerwünschte Töne im Sperrband des Mehrphasenfilters enthält, die jeweils eine um 20 dB höhere Größe als ein gewünschter Nennton im Durchlassband des Mehrphasenfilters aufweisen. Es wurde auch ein DC-Term hinzugefügt. Diese Zeitbereichstöne werden summiert und durchlaufen jede Monte-Carlo-Variation des in 14 gezeigten digitalen Filters.
Die resultierenden (unter Verwendung von FIR-Koeffizienten als Eingang) berechneten Frequenzgänge sind in 15A und 15B für die Kanäle 3 beziehungsweise 4 im in 14 gezeigten digitalen Filter grafisch dargestellt. Das Spektraltestsignal ist in 16A gezeigt. Nachdem das Zeitbereichstestsignal die digitale FIR-Version der Mehrphasenfilter durchlaufen hat, sind die Frequenzgänge im Frequenzbereich in 16B gezeigt. Es sei erwähnt, dass jeder Ton ein Spiegelbild von sich selbst erzeugt, dessen Größe in hohem Maße von den Komponentenvariationen in irgendeinem gegebenen Monte-Carlo-Test abhängig ist (in der Figur ist jedes Testergebnis durch ein „x“ Symbol dargestellt).
Zum Bewerten des Korrekturverfahrens werden die Frequenzbereichskorrekturkoeffizienten in jedem Fall berechnet und eine Korrektur im Frequenzbereich auf 1024-Punktsegmente des Testsignals angewandt. Das Testsignal des korrigierten Frequenzbereichs wird zurück in den Zeitbereich transformiert, um eine weitere Verarbeitung zu ermöglichen. Als abschließende Prüfung werden die Zeitbereichsabtastwerte des korrigierten Signals unter Verwendung einer FFT analysiert, um die tatsächliche Auslöschung der Spiegelbildkomponenten von jedem Eingangston in 17 zu veranschaulichen.
Der Fachmann wird erkennen, dass das volle Potential des ursprünglichen Mehrphasenfilters ausgeführt ist, nachdem der Korrekturalgorithmus angewandt wurde. Es wurde ein weiteres Filtern der Zeitbereichsabtastwerte durch komplexe digitale FIR- oder IIR-Filter ermöglicht.
Die vorhergehende Erörterung veranschaulicht, dass ein frequenzunabhängiger oder frequenzabhängiger Quadraturzeitversatz durch einen einzigen komplexen Koeffizienten oder eine Matrix von Frequenzbereichskoeffizienten dargestellt werden kann. Auch kann die Schätzung der komplexen Quadraturzeitversatzkoeffizienten durch die FFT-Operation erreicht werden, wenn Testtöne mit einem einzigen Seitenband gesendet werden. Diese können jeweils einer zu einem Zeitpunkt oder, für eine verbesserte Wirksamkeit, können mehrere orthogonale Töne unter Verwendung einer IFFT erzeugt werden, um die Hälfte der Koeffizienten des gesamten Spektrums in einem Test und die übrige Hälfte in einem nachfolgenden Test zu berechnen.
Zusätzlich kann die Gleichung, die die Anwendung von unerwünschtem Quadraturzeitversatz modelliert, sowohl in ihrer frequenzunabhängigen als auch in ihrer frequenzabhängigen Form umgekehrt werden. Der durch eine Fehlanpassung des analogen Bauelements in einem Mehrphasenfilter eingeführte frequenzabhängige Quadraturzeitversatz kann im Frequenzbereich unter Verwendung eines FFT/IFFT-Transformationspaars korrigiert werden und die korrigierten Ergebnisse können für eine weitere Verarbeitung verfügbar gemacht werden.
Wie vorhergehend erörtert, wird beim Start oder periodisch (wenn Temperaturdriften ausgeglichen werden müssen) ein Kalibrierungs-Loopback-Test ermöglicht. Es sollte darauf geachtet werden, dass der eigene Quadraturzeitversatz des Sendes zuerst herauskalibriert wird, um ihn als einen zuverlässigen Testgenerator für den Empfänger zu verwenden. Dem wird leichter Rechnung getragen, wenn die Senderkette von einer Direktaufwärtswandlungsarchitektur ist oder eine verfügbare Direktaufwärtswandlungsbetriebsart aufweist. Wie vorhergehend erörtert, bestehen andere einfachere Verfahren zur Erzeugung von Anregungen, wie beispielsweise die Verwendung eines synthetisierten Phasenregelkreises, der sequentiell auf die diskreten Frequenzen von Interesse abgestimmt wird, wodurch es möglich wird, jeweils einen Frequenzbereichskoeffizienten zu bewerten.
Für Empfänger und Tuner kann entweder Werkskalibrierung und ein im Speicher gespeicherter Korrekturvektor eingesetzt oder ein dedizierter Tongenerator mit einem einzigen Seitenband in die Konstruktion integriert werden.
Der Fachmann wird erkennen, dass diese Technik das Tor für eine weiter verbreitete Nutzung von Empfängerkonstruktionen mit niedriger IF oder NZIF öffnet, wo digitale Nachkorrektur in die Signalverarbeitung des digitalen Bereichs aufgenommen werden kann.
Die vorhergehende Beschreibung der Erfindung dient zum Zweck der Deutlichkeit und des Verständnisses. Mit ihr wird nicht beabsichtigt, die Erfindung auf die genaue offenbarte Form zu beschränken. Verschiedene Abwandlungen sind innerhalb des Schutzbereichs und der Äquivalenz der beigefügten Ansprüche möglich.

Claims

Mehrzweigiger Empfänger zur frequenzselektiven Fehlanpassungskorrektur, der Folgendes umfasst: einen analogen Basisbandsignalabschnitt, der gekoppelt ist, um ein HF-Signal zu empfangen, wobei der analoge Basisbandsignalabschnitt das HF-Signal abwärts mischt und mehrere analoge Mehrphasenkomponenten des abwärtsgemischten Signals filtert; mehrere Analog-Digital-Wandler (1025), die gekoppelt sind, um die mehreren analogen Mehrphasenkomponenten zu empfangen und die mehreren Mehrphasenkomponenten in mehrere digitale Mehrphasenkomponenten umzuwandeln; einen Fourier-Transformator (1030), der gekoppelt ist, um die mehreren digitalen Mehrphasenkomponenten in mehrere Mehrphasenkomponenten-Frequenzkoeffizienten zu transformieren; eine Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (1037), die gekoppelt ist, um die mehreren Mehrphasenkomponenten-Frequenzkoeffizienten zu empfangen, wobei die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (1037) eine digitale Filterkoeffizientenmenge zum Filtern eines kontinuierlichen Stroms von Eingangsabtastwerten von den mehreren Analog-Digital-Wandlern (1025) ableitet, wobei die digitale Filterkoeffizientenmenge zumindest teilweise von Verhältnissen zwischen den Spiegelbildpaaren innerhalb der mehreren Mehrphasenkomponenten-Frequenzkoeffizienten abgeleitet wird; einen digitalen Filter (1020), der gekoppelt ist, um den kontinuierlichen Strom von Eingangsabtastwerten zu empfangen, wobei der digitale Filter (1020) die digitale Filterkoeffizientenmenge auf die Eingangsabtastwerte anwendet; einen Testsignalgenerator (1050) der mindestens einen Anregungsfrequenzton erzeugt; und ein Steuergerät (1070), das an den Testsignalgenerator (1050) gekoppelt ist, wobei das Steuergerät (1070) unter Verwendung des Testsignalgenerators (1050) mehrere Anregungsfrequenzen durchsequenziert.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (1037) eine Vorrichtung zur Berechnung von komplexen Verhältnissen umfasst, die mehrere komplexe Verhältnisse zwischen mehreren komplex gemessenen Testtönen und mehreren entsprechenden komplexen Spiegelbildtönen (1230) berechnet, um einen Vektor von komplexen Verhältnissen zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (1037) den Vektor von komplexen Verhältnissen in eine Menge von zeitdiskreten Finite-Impulse-Response-Filterkoeffizienten transformiert, die für die Laufzeitkorrektur zu verwenden sind.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei der Vektor von komplexen Verhältnissen verwendet wird, um eine schnelle Frequenzbereichsfaltung unter Verwendung von Overlap-Save- oder Overlap-Add-Verfahren zur Laufzeitkorrektur durchzuführen.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Berechnung der mehreren komplexen Verhältnisse sequentiell erfolgt.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Berechnung der mehreren komplexen Verhältnisse parallel erfolgt.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (1037) den Vektor von komplexen Verhältnissen in eine Menge von komplexen Filterkoeffizienten zur Verwendung in einem Laufzeitkorrektur-Signalweg transformiert.
Empfänger nach Anspruch 1, der ferner einen Subtraktionsblock umfasst, der an den digitalen Filter (1020) gekoppelt ist, wobei der Subtraktionsblock einen gefilterten konjugiert komplexen Abtastwert von einem empfangenen komplexen Signalabtastwert von den Analog-Digital-Wandlern (1025) subtrahiert, wobei der Subtraktionsblock einen digital korrigierten Abtastwert erzeugt.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei das Steuergerät (1070) bewirkt, dass der Testsignalgenerator (1050), der Fourier-Transformator (1030) und die Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (1037) während spezifischen Kalibrierungsbetriebszeiträumen betriebsfähig sind.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der mindestens eine Anregungsfrequenzton sequentiell unter Verwendung eines einzigen Generators für ungedämpfte Wellen mit programmierbaren Frequenzausgängen erzeugt wird, die ein Durchlassband des Empfängers abdecken.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der mindestens eine Anregungsfrequenzton parallel unter Verwendung einer inversen diskreten Fourier-Transformation (1033) erzeugt wird, um mehrere orthogonale Töne in einer Hälfte des Durchlassbands beziehungsweise dann in seinem Spiegelbild zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der mindestens eine Anregungsfrequenzton unter Verwendung einer reellen nicht komplexen einzweigigen Aufwärtswandlungsarchitektur erzeugt wird.
Empfänger nach Anspruch 12, wobei ein Empfangsoszillator programmiert ist, um einen Versatz in einem Sendeweg in Bezug zu einem Empfangsweg aufzuweisen, derart, dass zu irgendeinem gegebenen Zeitpunkt während der Kalibrierung nur ein Seitenband angeregt wird.
Verfahren zum Korrigieren von Fehlanpassungen in einem mehrzweigigen Empfänger, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Umwandeln eines Testsignals, das Kalibrierungsanregungen aufweist, in ein analoges Basisbandsignal; Filtern mehrerer Mehrphasenkomponenten innerhalb des analogen Basisbandsignals; Umwandeln jeder der Mehrphasenkomponenten in entsprechende digitale Signale; Transformieren von jedem der entsprechenden digitalen Signale in mehrere Frequenzkoeffizientenwerte; Berechnen einer Menge von Werten von komplexen Verhältnissen, die aus einem Verhältnis von jedem komplex gemessenen Testton und seinem entsprechenden komplexen Spiegelbildton (1230) innerhalb der Frequenzkoeffizientenwerte resultieren; und Bestimmen einer Menge von komplexen Filterkoeffizienten von der Menge von Werten von komplexen Verhältnissen, wobei die Menge von komplexen Filterkoeffizienten auf Laufzeitsignalkoeffizienten anzuwenden ist, um Fehlanpassungen zu korrigieren.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Testsignal während eines spezifischen Kalibrierungszeitraums des mehrzweigigen Empfängers erzeugt und verarbeitet wird.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Menge von Werten von komplexen Verhältnissen in eine Menge von zeitdiskreten Finite-Impulse-Response-Filterkoeffizienten transformiert wird, die zur Laufzeitkorrektur zu verwenden sind.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Menge von Werten von komplexen Verhältnissen verwendet wird, um eine schnelle Frequenzbereichsfaltung unter Verwendung von Overlap-Save- oder Overlap-Add-Verfahren zur Laufzeitkorrektur durchzuführen.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Kalibrierungsanregungen sequentiell unter Verwendung eines einzigen Generators für ungedämpfte Wellen mit programmierbaren Frequenzausgängen erzeugt werden, die ein Durchlassband des Empfängers abdecken.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Kalibrierungsanregungen parallel unter Verwendung einer inversen diskreten Fourier-Transformation (1055) erzeugt werden, um eine erste Menge von orthogonalen Tönen in einer ersten Hälfte eines Durchlassbands des Empfängers und eine zweite Menge von orthogonalen Tönen in einer zweiten Hälfte des Durchlassbands zu erzeugen.
Mehrzweigiger Empfänger zur frequenzselektiven Fehlanpassungskorrektur, der Folgendes umfasst: einen analogen Basisbandsignalabschnitt, der gekoppelt ist, um ein HF-Signal zu empfangen, wobei der analoge Basisbandsignalabschnitt das HF-Signal abwärts mischt und mehrere Mehrphasenkomponenten im abwärtsgemischten Signal filtert; mehrere Analog-Digital-Wandler (1025), die gekoppelt sind, um die Mehrphasenkomponenten zu empfangen und die Mehrphasenkomponenten in mehrere entsprechende digitale Komponenten umzuwandeln; eine diskrete Fourier-Transformation (1033), die gekoppelt ist, um eine erste digitale Komponente innerhalb der mehreren digitalen Komponenten zu empfangen und mehrere Frequenzkoeffizienten zu erzeugen; eine Einheit zur Berechnung von komplexen Verhältnissen, die die mehreren Frequenzkoeffizienten empfängt und ein erstes komplexes Verhältnis zwischen einem ersten komplex gemessenen Testton und einem ersten entsprechenden komplexen Spiegelbildton (1230) berechnet, wobei das erste komplexe Verhältnis in einem Vektor von komplexen Verhältnissen enthalten ist, die Fehlanpassungsfehlern innerhalb der mehreren Frequenzkoeffizienten zugehörig sind; eine Filterkoeffizienten-Berechnungseinheit (1037), die gekoppelt ist, um den Vektor von komplexen Verhältnissen zu empfangen und eine Menge von komplexen Filterkoeffizienten zur Verwendung in einem Laufzeitkorrektur-Signalweg zu erzeugen; eine Einheit zur Berechnung von komplexen Konjugierten, die gekoppelt ist, um Laufzeitanpassungen von den Analog-Digital-Wandlern (1025) zu empfangen und mehrere entsprechende konjugiert komplexe Abtastwerte zu erzeugen; einen Filter (1020), der gekoppelt ist, um die entsprechenden konjugiert komplexen Abtastwerte zu empfangen, wobei der Filter (1020) die Menge von komplexen Filterkoeffizienten auf die konjugiert komplexen Abtastwerte anwendet; und einen Subtraktionsblock, der die gefilterten konjugiert komplexen Abtastwerte von den Laufzeitabtastungen subtrahiert, um Fehlanpassungsfehler zu korrigieren.