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Die Erfindung beschreibt eine elektronische Schaltung zur symmetrischen Aufteilung des Stromes aus einer Quelle auf wenigstens zwei parallele Schaltungszweige mit unterschiedlicher oder variabler Last.
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Eine solche Schaltung wird beispielsweise zur Ansteuerung der Hintergrundbeleuchtung eines Flachbildfernsehers verwendet. Solche Hintergrundbeleuchtungen weisen beispielsweise mehrere Kaltkathodenlampen auf, die jeweils in einem Schaltungszweig angeordnet sind. Damit die Bildschirmfläche gleichmäßig ausgeleuchtet wird, müssen alle Lampen gleich hell leuchten, das heißt mit dem gleichen Strom betrieben werden. Da die Kaltkathodenlampen mit Wechselspannung betrieben werden, arbeiten bekannte Schaltungen beispielsweise mit Symmetriertransformatoren.
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In modernen Flachbildfernseher werden zunehmend Leuchtdioden als Hintergrundbeleuchtung verwendet, die in Leuchtdiodenketten zusammengefasst sind und die auch mit Gleichspannung betrieben werden können. Insbesondere bei diesen Leuchtdiodenketten sind die Toleranz-Abweichungen sehr gering, so dass die Stromsymmetrierung nur geringe Spannungsdifferenzen ausregeln muss. Prinzipiell sind dafür zwar auch die bekannten magnetischen oder elektronischen Symmetrierschaltungen geeignet. Solche Schaltungen sind jedoch aufwändig und teuer.
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Eine solche Schaltung zur Ansteuerung von variablen Lasten ist beispielsweise aus der
DE 10 2009 005 018 B3 bekannt und in
1 gezeigt. Diese Schaltung weist eine Gleichspannungsquelle V+ auf. In einem ersten Schaltungszweig
3 ist ein Widerstand Rt0, ein pnp-Transistor Qt0, ein Lastwiderstand RL0, eine Diode Db0 und ein weiterer Widerstand Rb0 in Reihe angeordnet. In einem parallelen Schaltungszweig
4 sind ein Widerstand Rt1, eine Diode Dt1, eine Last RL1, ein npn-Transistor Qb1 und ein Widerstand Rb1 in Reihe geschaltet. Die Basen der Transistoren sind jeweils mit dem Knotenpunkt aus Diode und Last des anderen Schaltungszweigs verbunden. Weiterhin sind die beiden Dioden durch einen Verbindungswiderstand Rlk verbunden. Im Betrieb fließt zunächst ein Strom durch die Dioden und den Verbindungswiderstand Rlk. Dieser Programmierstrom bewirkt, dass die Transistoren leiten, so dass ein Kollektor-Emitter-Strom entsteht. Dieser addiert sich zum Programmierstrom, so dass eine Drift der Arbeitspunkte der Transistoren entsteht. Diese Drift endet, sobald ein Transistor in Sättigung geht. Dies ist der Transistor im höher-impedanten Schaltungszweig
1. Die Ströme in den Schaltungszweigen sind dann gleich groß. Dies funktioniert prinzipiell bei beliebigen Lastwiderständen RLi, wobei die Schaltung bei zu großen Last-Unterschieden eine große Verlustleistung aufweist. Die Qualität der Symmetrierung wird in dieser Schaltung durch Abweichungen der Diodenströme und der Transistoren beeinträchtigt, wobei auch Temperaturunterschiede der Transistoren sowie der Early-Effekt die Symmetrierung verschlechtern.
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Symmetrierschaltung zu schaffen, die einfach und kostengünstig aufgebaut ist und die einen möglichst temperaturunabhängigen guten Wirkungsgrad aufweist.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass jeder Schaltungszweig eine Reihenschaltung aus einem Programmiertransistor, einer Last und einem Folgetransistor aufweist, dass die Basen der Programmiertransistoren jeweils mit dem Kollektor kurzgeschlossen sind und jeweils mit der Basis des Folgetransistors des anderen Schaltungszweigs verbunden sind und dass unabhängig von der Anzahl der Schaltungszweige die Basen der Programmiertransistoren durch einen Verbindungswiderstand verbunden sind.
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Die Programmiertransistoren arbeiten durch den Kurzschluss mit dem Kollektor in dieser Schaltung als Dioden. Die Funktionsweise entspricht daher der Schaltung gemäß der 1. Jedoch weist die Schaltung keine Widerstände auf, wodurch der Aufbau einfacher und kostengünstiger ist.
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Beim Einschalten der Versorgungsspannung fließt auch hier ein initialer Strom (Programmierstrom) durch die Programmiertransistoren, die als Dioden geschaltet sind, und den Verbindungswiderstand. Da die Basen der Folgetransistoren mit den Programmiertransistoren verbunden sind, werden auch die Folgetransistoren leitend und ein zusätzlicher Strom fließt durch die Transistoren, der sich zu den Programmierströmen addiert. Dadurch beginnt die Schaltung zu driften, bis einer der Folgetransistoren in Sättigung geht. Dies ist der Transistor im höher-impedanten Schaltungszweig. In diesem Moment stoppt der Driftprozess und die Ströme in beiden Schaltungszweigen sind gleich.
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Vorzugsweise sind die Programmier- und Folgetransistoren vom gleichen Typ. Der Vorteil dabei ist, dass die Eigenschaften der so gebildeten Programmierdioden weitgehend identisch zu den Basis-Emitter-Dioden der Folgetransistoren sind und so eine bessere Symmetrierung der Ströme erzielt wird.
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Diese Schaltung benötigt für jeden Schaltungszweig nur zwei einfache Bipolartransistoren und ist daher sehr einfach und kostengünstig aufgebaut. Die Schaltung benötigt unabhängig von der Anzahl der Schaltungszweige nur genau einen Verbindungswiderstand, durch den der initiale Driftprozess gestartet wird.
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In dieser Schaltung können zusätzliche Emitterwiderstände eingeführt werden, um die Temperaturabhängigkeit der einzelnen Transistoren weiter zu reduzieren.
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Eine alternative Ausführung der Erfindung sieht vor, dass in jedem Schaltungszweig der Last ein Symmetriertransistor und ein Emitterwiderstand nachgeschaltet sind, dass die Schaltung einen Bipolar-Stromsteuertransistor aufweist, über dessen Emitter-Kollektor-Strecke die Basen der Symmetriertransistoren mit einer Hilfsgleichspannungsquelle verbunden sind, so dass alle Basen auf dem selben Potential liegen, und dass in jedem Schaltungszweig eine Begrenzerdiode in Verbindung mit einer Rückkoppeldiode dafür sorgt, dass das tiefste Emitterpotenzial das Potenzial an der Basis eines Stromsteuertransistors definiert.
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Auch in dieser Schaltungsvariante startet zunächst ein Driftprozess der Arbeitspunkte der Symmetriertransistoren, wobei die Rückkoppeldioden dafür sorgen, dass nur ein Transistor in Sättigung geht. Dadurch, dass die Basen der Symmetriertransistoren alle auf dem gleichen Potential liegen, sind automatisch die Ströme in den Schaltungszweigen gleich.
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In dieser Schaltungsvariante ist nur ein einziger Bipolartransistor pro Schaltungszweig notwendig, wodurch die Schaltung insgesamt noch einfacher und kostengünstiger ist.
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Die Erfindung ist nachfolgend anhand von einigen vorteilhaften Ausführungen mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.
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Es zeigt:
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1 eine elektronische Symmetrierschaltung für Kaltkathodenlampen gemäß dem Stand der Technik,
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2 eine erste Ausführung der Erfindung mit zwei Schaltungszweigen mit jeweils einer Leuchtdiodenkette und mit Programmiertransistoren,
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3 die Ausführung der 2 mit zusätzlichen Emitterwiderständen,
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4 eine Schaltung mit Programmierdioden und Leuchtdiodenketten,
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5 eine Schaltung gemäß 2 mit mehreren Schaltungszweigen,
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6 eine Schaltung gemäß 3 mit mehreren Schaltungszweigen,
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7 eine weitere Ausführung der Erfindung mit jeweils nur einem npn-Symmetriertransistor und einer gemeinsamen Stromsteuerung,
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8 die Schaltung der 7 mit zusätzlichen Bipolar-Kaskodetransistoren,
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9 die Schaltung der 8 mit FETs als Kaskodetransistoren,
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10 die Schaltung der 7 mit einer Dimmsteuerung,
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11 eine Variante der 10 mit zusätzlichen Lastwiderständen,
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12 die Schaltung der 7 mit pnp-Transistoren,
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13 die Schaltung der 7 mit einer alternativen Dimmsteuerung und
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14 die Schaltung der 7 mit einer Dimmsteuerung für jeden Schaltungszweig.
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Die 1 zeigt eine Schaltung zum Ansteuern von Kaltkathodenlampen 3 nach dem Stand der Technik. Die Schaltung hat im Beispiel zwei Schaltungszweige 3, 4 mit jeweils einer Lampe RL0 und RL1, wobei die Schaltung auf beliebig viele Schaltungszweige 1 erweiterbar ist.
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Die 2 zeigt eine erste Ausführung einer erfindungsgemäßen Schaltung. Im Beispiel hat die Schaltung ebenfalls zwei parallele Schaltungszweige 1, in denen jeweils eine Leuchtdiodenkette 2 als Last angeordnet ist.
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Der erste Schaltungszweig 3 weist von der Spannungsquelle V+ aus betrachtet vor der Last 2 einen pnp-Transistor Qt0 auf, wobei der Emitter mit der Spannungsquelle V+ und der Kollektor mit der Last 2 verbunden ist. Nach der Last 2 ist ein npn-Transistor Qb0 angeordnet, wobei der Kollektor mit der Last 2 und der Emitter mit Masse verbunden ist.
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Der zweite Schaltungszweig 4 ist identisch ausgebildet. Die Basen der entsprechenden Transistoren der beiden Zweige 1 sind jeweils miteinander verbunden. Zusätzlich ist die Basis des pnp-Transistors Qt1 mit dem Kollektor kurzgeschlossen und komplementär dazu die Basis des npn-Transistoren Qb0 mit dessen Kollektor. Die Basen der pnp- und npn-Transistoren sind über einen Verbindungswiderstand Rlk miteinander verbunden.
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Im Betrieb wirken die beiden Programmiertransistoren Qt1 und Qb0 daher als Dioden, die die gleiche Charakteristik haben, wie die Basis-Emitter-Dioden der Transistoren Qt0 und Qb1. Beim Anlegen einer Spannung V+ fließt zunächst ein Strom (Programmierstrom) durch Qt1, Rlk und Qb0. Die daraus resultierenden Spannungsabfälle an den Basis-Emitter-Dioden der Programmiertransistoren Qt1 und Qb0 bewirken gleiche Kollektor-Emitter-Ströme (Folgeströme) in den beiden Folgetransistoren Qt0 und Qb1. Da die Folgeströme sich zu den Programmierströmen addieren, beginnen die Arbeitspunkte der Transistoren zu höheren Strömen zu driften, bis einer der Transistoren in Sättigung geht. Das ist immer der Folgetransistor im höher-impedanten Schaltungszweig. Das heißt wenn dieser Folgetransistor in Sättigung ist, stoppt der Driftprozess, wobei die Ströme in beiden Schaltungszweigen gleich sind. Der Verbindungswiderstand Rlk wird benötigt, damit der Driftprozess initial gestartet wird. Er sollte etwa zwei Größenordnungen größer sein, als die Lastwiderstände.
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Diese Schaltung ist zum Angleichen der Ströme für beliebige Lasten geeignet. Wenn die Lastwiderstände jedoch sehr unterschiedlich sind, sinkt der Wirkungsgrad der Schaltung deutlich ab. Daher ist die Schaltung insbesondere zur Stromsymmetrierung von Leuchtdiodenketten 2 geeignet, bei denen die Symmetrierspannungsunterschiede sehr gering sind.
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Einzelne Leuchtdioden haben typischerweise maximal 10% Spannungsdifferenz bei gleichen Strömen. Diese Toleranzunterschiede reduzieren sich in einer Leuchtdiodenkette gemäß dem Faktor 1/Wurzel(N) bei N Leuchtdioden. Eine typische Leuchtdiodenkette mit 70 Einzelleuchtdioden hat demnach eine Spannungstoleranz von lediglich etwa 1%. Bei diesen geringen Toleranzen arbeitet die erfindungsgemäße Schaltung mit einem sehr guten Wirkungsgrad und ist zudem sehr einfach aufgebaut.
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Die beschriebene Schaltung funktioniert nur dann ausreichend gut, wenn die Programmier- und die Folgetransistoren im Wesentlichen die gleiche Temperatur haben, so dass die Basis-Emitter-Strecke die gleiche Charakteristik aufweist. Das kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass die Transistoren auf dem gleichen Substrat oder in einem integrierten Schaltkreis (IC) gefertigt sind.
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Um solche Temperaturunterschiede weiter zu minimieren, können Emitterwiderstände Rti, Rbi (mit i = 0, 1) eingeführt werden, wie sie in 3 gezeigt sind. Dazu wird jedem Emitter ein Widerstand vorgeschaltet. Diese Emitterwiderstände Rti, Rbi sind vorzugsweise so dimensioniert, dass sie einen Spannungsabfall von einigen hundert Millivolt aufweisen, wobei die Widerstände der Programmiertransistoren Qt1, Qb0 gleich groß oder wenig größer (etwa 1% größer) sein sollten, als die Widerstände der Folgetransistoren Qt0, Qb1.
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Wenn die Emitterwiderstände ausreichend groß gewählt werden, können die Programmiertransistoren auch durch Programmierdioden Dt1, Db0 ersetzt werden, wie dies in 4 gezeigt ist und im Stand der Technik bereits bekannt ist. In der gezeigten Ausführung sind als Lasten Leuchtdiodenketten 2 verwendet.
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Die erfindungsgemäße Schaltung gemäß 2 ist auch auf beliebig viele Schaltungszweige 1 erweiterbar, wie in 5 gezeigt. Ebenso die Schaltungsvariante mit Emitterwiderständen (6). Auch bei mehreren Schaltungszweigen 1 driften die Arbeitspunkte der Transistoren solange, bis einer der Folgetransistoren in einem beliebigen Schaltungszweig 1 in Sättigung geht. Der Strom ist dann in allen Schaltungszweigen 1 gleich.
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In 7 ist eine weitere erfindungsgemäße Schaltung gezeigt. In jedem Schaltungszweig 1 ist hier als Last wieder eine Leuchtdiodenkette 2 angeordnet. Die Leuchtdiodenketten 2 sind direkt mit einer Betriebsspannung V+ verbunden. Die Schaltungszweige 1 sind alle identisch, weshalb hier exemplarisch nur ein Schaltungszweig 1 beschrieben ist.
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Der andere Anschluss der Leuchtdiodenkette 2 ist mit dem Kollektor eines npn-Symmetriertransistors Q1 verbunden. Der Emitter ist über einen Emitterwiderstand R1 mit Masse verbunden.
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Die Schaltung verfügt weiterhin über einen npn-Stromsteuertransistor Q0 in Kollektorschaltung, dessen Kollektor an einer Hilfsgleichspannungsquelle VCC angeschlossen ist. Die Basis ist über einen Widerstand R0 ebenfalls mit der Hilfsspannung VCC verbunden und über zwei Dioden mit den tiefsten Kollektorpotenzial der Symmetriertransistoren. Die Basis liegt daher stets zwei Diodenschleusenspannungen über dem tiefsten Kollektorpotenzial. Der Emitterausgang ist mit den Basen der Symmetriertransistoren Qi (mit i = 1, ..., n) der Schaltungszweige verbunden.
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In dieser Schaltung liegen die Basen der Symmetriertransistoren Qi daher alle auf dem gleichen Potential. Dadurch ergeben sich in allen Schaltungszweigen 1 gleiche Emitterströme, sofern alle Emitterwiderstände Ri gleich sind. Solange keiner der Symmetriertransistoren in Sättigung geht oder ist, sind daher auch die Kollektorströme, und damit die Ströme durch die Leuchtdiodenketten 2, gleich.
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Entscheidend bei dieser Schaltung ist daher, dass keiner der Symmetriertransistoren Qi in Sättigung geht. Um einen guten Wirkungsgrad zu erzielen und um die Symmetrierverluste gering zu halten, sollte der Spannungsabfall der Kollektor-Emitter-Strecke zusätzlich so gering wie möglich sein. Dazu muss aber der Symmetriertransistor im höchst-impedanten Schaltungszweig sehr nahe an der Sättigungsgrenze betrieben werden. Um diese beiden Bedingungen zu sichern, sind die Kollektoren der einzelnen Symmetriertransistoren Qi jeweils über eine Rückkopplungsdiode Di und über eine weitere gemeinsame Diode D0 mit dem Knotenpunkt aus dem Widerstand R0 und der Basis des Stromsteuertransistors Q0 verbunden. Sobald nun das Kollektorpotential in einem Schaltungszweig 1 sich an das Emitterpotential annähert, wird der Basisstrom des Stromsteuertransistors Q0 reduziert. Dadurch wird der Strom in allen Schaltungszweigen 1 reduziert, so dass eine Sättigung verhindert, aber trotzdem der Abstand zur Sättigung möglichst gering gehalten wird.
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Anstelle der Diode D0 können auch zwei Dioden in Serie geschaltet werden, wodurch der Abstand vom Sättigungspunkt vergrößert wird, falls dies notwendig ist.
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Die Emitterwiderstände Ri verbessern die Symmetrierqualität, indem sie den temperaturabhängigen Drift in den Basis-Emitter-Dioden der Symmetriertransistoren Qi und den sogenannten Early-Effekt verringern. Dazu sollten die Emitterwiderstände Ri so gewählt werden, dass sie einen Spannungsabfall von etwa 1 V haben.
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Falls die Symmetriertransistoren Qi auf einem einzigen Halbleiter-Substrat gefertigt sind, beispielsweise in einer integrierten Schaltung (IC), ist die Temperaturabhängigkeit vernachlässigbar, da alle Basis-Emitter-Dioden stets annähernd gleiche Temperatur haben. In diesem Fall können die Emitterwiderstände Ri auch entfallen, so dass der Early-Effekt als einzige Störquelle bestehen bleibt.
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Um eine bessere Stromsymmetrierung zu erzielen, kann der Early-Effekt durch eine Kaskoden-Anordnung deutlich reduziert werden, wie sie beispielhaft in 8 gezeigt ist.
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Jedem Symmetriertransistor Qi ist bei dieser Anordnung ein Kaskodentransistor Qci vorgeschaltet. An diesen Kaskodentransistoren erfolgt der Hauptspannungsabfall für die Stromsymmetrierung, wodurch der Spannungsabfall an den Symmetriertransistoren Qi reduziert wird. Die Basen der Kaskodentransistoren Qci sind jeweils über einen Vorwiderstand Rci mit einem Kaskodensteuertransistor Qc0 (Emitterfolger) verbunden, der ebenfalls an der Hilfsspannungsquelle VCC angeschlossen ist.
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Der Early-Effekt entsteht durch den Spannungsabfall an der Kollektor-Emitter-Strecke der Symmetriertransistoren Qi. Da dieser Spannungsabfall nun wesentlich geringer ist, ist auch der Early-Effekt deutlich reduziert. Zusätzlich wird die Wärmeentwicklung in den Symmetriertransistoren Qi aufgrund des geringeren Spannungsabfalls erheblich reduziert und angeglichen. Dadurch ergeben sich geringere Temperaturdifferenzen zwischen den einzelnen Symmetriertransistoren Qi, wodurch die temperaturabhängigen Abweichungen reduziert werden.
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Neben der besseren Symmetrierung erlaubt diese Anordnung auch die Verwendung von preiswerteren Niederspannungs- und Niederleistungs-Transistoren als Symmetriertransistoren Qi, die beispielsweise auf einem einzigen Substrat realisiert sind, selbst für Hochspannungsanwendungen.
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Darüber hinaus ist es möglich, die Bipolar-Kaskodentransistoren Qci durch Feldeffekttransistoren (FET) zu ersetzen, wie in 9 gezeigt. In dieser Schaltung kann der Kaskodensteuertransistor Qc0 entfallen, da die FET spannungsgesteuert sind und vernachlässigbare Gate-Ströme haben. Die Diode Dc0 ist in dieser Schaltung durch eine Zenerdiode Dz0 ersetzt. Die Zenerdiode Dz0 liefert die höhere Gate-Source-Spannung, die im Vergleich zu Bipolartransistoren benötigt wird, um die FETs leitend zu schalten.
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In den Kaskodenschaltungen der 8 und 9 sind die Emitterwiderstände Ri aufgrund der geringen Temperaturabhängigkeit der Schaltung nicht mehr zwingend notwendig und können entfallen.
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Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, dass eine Überwachung des Stromes in den Schaltungszweigen 1 einfach möglich ist. Dazu ist lediglich ein npn-Messtransistor Qcs notwendig, wie in 10 gezeigt. Die Basis des Messtransistors Qcs wird mit den Basen der Symmetriertransistoren Qi verbunden. Der Kollektor wird aus einer Hilfsspannung Vcc gespeist. Die am Emitterwiderstand Rcs abfallende Spannung ist nun direkt proportional zum Strom in den einzelnen Zweigen 1. Der Messwiderstand Rcs sollte vorzugsweise in der Größenordnung der Emitterwiderstände Ri dimensioniert sein.
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Weiterhin ist mit dieser Schaltung ein Dimmen der Leuchtdiodenketten 2 einfach möglich. Dazu ist lediglich ein npn-Dimmtransistor Qd notwendig, dessen Kollektor mit der Basis des Stromsteuertransistors Q0 verbunden ist. Die Basis des Dimmtransistors Qd wird über einen Vorwiderstand nun mit einem pulsbreitenmoduliertem Rechtecksignal 6 angesteuert.
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Ist das Signal 6 aus (Burst-off), sperren die Symmetriertransistoren Qi, so dass an deren Kollektor-Emitter-Strecke die volle Spannung abfällt.
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Bei Leuchtdiodenketten 2 als Last, ist es vorteilhaft, wenn parallel zu den Kollektor-Emitter-Strecken der Symmetriertransistoren Qi jeweils ein hochohmiger Parallelwiderstand Rpi geschaltet wird, wie in 11 gezeigt. Diese Widerstände Rpi erhalten einen Reststrom (etwa 0,1% bis 0,01% des Nominalstromes) während der Burst-off-Phasen, so dass der Spannungsabfall an den Kollektor-Emitter-Strecken um etwa 30% reduziert wird. Dadurch werden auch die Umschaltverluste reduziert.
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Die erfindungsgemäße Schaltung kann auch mit pnp-Symmetriertransistoren Qi aufgebaut werden, wie in 12 dargestellt. Dabei sind auch alle anderen Bipolartransistoren als pnp-Transistoren ausgeführt und die Betriebsspannung V– ist negativ.
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Die 13 zeigt eine alternative Ausführung der dimmbaren Schaltung gemäß 10. Der Kollektor des Dimmtransistors Qd ist nun mit den Emitterwiderständen Ri der einzelnen Schaltungszweige 1 verbunden. Der Emitter liegt dabei an Masse. Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Dimmtransistors Qd ist der Dimmwiderstand Rd angeordnet. Ist das an der Basis des Dimmtransistors Qd anliegende Dimmsignal 6 an (Burst-on), leitet der Dimmtransistor Qd und die Schaltung funktioniert wie in Bezug auf 10 beschrieben. Ist das Dimmsignal 6 aus (Burst-off), sperrt der Dimmtransistor Qd und alle Emitterströme fließen durch den Dimmwiderstand Rd. Der Dimmwiderstand Rd ist so gewählt, dass er etwa 100 bis 1000 mal größer ist als die Emitterwiderstände Ri. Dadurch wird der Strom insgesamt sehr gering gehalten, so dass auch der Strom in den einzelnen Zweigen so gering ist, dass die Leuchtdioden dunkel sind.
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Aufgrund des Reststromes fällt in den Burst-off-Phasen etwa 70% der Versorgungsspannung V+ an den Leuchtdiodenketten 2 ab und nur etwa 30% der Spannung fallen an den Symmetriertransistoren Qi ab. Dadurch verringert sich insbesondere die Spannungsbelastung der Schaltung durch starke Spannungsänderungen. Der Reststrom ist dabei gerade so groß, dass die Leuchtdiodenketten 2 gerade noch dunkel sind.
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In 14 ist eine Weiterbildung der Schaltung der 13 gezeigt, bei der jeder Schaltungszweig separat dimmbar ist.
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Dies ist insbesondere bei Flachbildfernsehern vorteilhaft, um die Hintergrundbeleuchtung in einzelnen Bereichen zu verdunkeln, um den Kontrast zu erhöhen. Dazu weist die Schaltung nun eine Dimmsteuerung 7 auf, die für jeden Schaltungszweig 1 ein separates Dimmsignal 6 bereitstellt.
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In jedem Schaltungszweig 1 ist hier ein eigener Dimmtransistor Qdi mit einem parallelen Dimmwiderstand Ri' angeordnet. Die Funktionsweise entspricht der Schaltung gemäß
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13, außer dass nun jeder Schaltungszweig 1 separat ansteuerbar ist. In dieser Ausführung erfolgt die Spannungsversorgung zusätzlich durch eine stromgesteuerte Gleichspannungsquelle 5. Diese erhält eine Rückkopplung (Current sende signal) über den Zweigstrom durch einen zuvor beschriebenen Messtransistor Qcs.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Schaltungszweig
- 2
- Leuchtdiodenkette/Last
- 3
- erster Schaltungszweig
- 4
- zweiter Schaltungszweig
- 5
- Stromgesteuerte DC-Quelle
- 6
- Dimmsignal
- 7
- Dimmsteuerung
- RL0, RL1
- Lastwiderstände
- Qt0, Qb1
- Folgetransistoren
- Qt1, Qb0
- Programmiertransistoren
- Rbi, Rti
- Emitterwiderstände
- Dt1, Db0
- Programmierdioden
- V+, V–
- Betriebsspannung
- Vcc
- Hilfsgleichspannung
- Q0
- Stromsteuertransistor
- Q1 ... Qn
- Symmetriertransistoren
- D0
- Stromsteuerdiode
- D1 ... Dn
- Rückkoppeldioden
- Qc0
- Kaskodensteuertransistor
- Qc1 ... Qcn
- Kaskodentransistoren
- Dc0
- Kaskodendiode
- Rc1 ... Rcn
- Kaskodenwiderstand
- Dz0
- Zenerdiode
- Qcs
- Messtransistor
- Rcs
- Messwiderstand
- Qd
- Dimmtransistor
- Rd
- Dimmwiderstand
- Rp1 ... Rpn
- Parallelwiderstand
- Qd1 ... Qdn
- Dimmtransistoren
- R1' ... Rn'
- Dimmwiderstände
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102009005018 B3 [0004]
