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Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler mit Cuk-Schaltung, wobei die Cuk-Schaltung einen Koppelkondensator und einen steuerbaren Schalter aufweist, wobei durch ein Schließen des Schalters der Wandler aus einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand überführbar ist und wobei der Koppelkondensator in einem ersten Zustand der Cuk-Schaltung aus einer an einem Eingang anschließbaren Quelle aufladbar ist und in einem zweiten Zustand eine Spannung des Koppelkondensators eine Spannung an einem Ausgang des Wandlers bereitstellt.
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Bei Gleichspannungswandlern mit Cuk-Schaltung hängt die Ausgangsspannung mit dem Faktor –D/(1 – D) von der Eingangsspannung ab, wobei D·T die Einschaltdauer während eines Taktes T ist, während der der Wandler im zweiten Zustand ist, in welcher der Schalter geschlossen ist, und (1D)·T die Ausschaltdauer des Taktes T ist, in welcher der Wandler im ersten Zustand, d. h. der Schalter geöffnet ist.
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In der Praxis ist, bedingt durch technische Grenzen, z. B. durch Schaltzeiten die maximal erreichbare Einschaltdauer auf etwa 0,9·T beschränkt. D. h., dass Gleichspannungsquellen von zum Beispiel 6 VDC, wie sie häufig verwendet werden, maximal Ausgangspannungen von ungefähr –54 VDC erreichet werden können. Ohne (zusätzlichen) Transformator lassen sich höhere Spannungen nicht erreichen.
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Hier setzt die Erfindung an.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler mit Cuk-Schaltung so zu verändern, dass auch höhere Ausgangsspannungen erreichbar sind.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass der Wandler einen weiteren Kondensator aufweist, der im ersten Zustand parallel zum Koppelkondensator und in dem zweiten Zustand in Reihe zum Koppelkondensator geschaltet ist.
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Durch den weiteren Kondensator ist es möglich zusätzlich zur bekannten Cuk-Schaltung, elektrische Energie zum Ausgang zu transportieren und am Ausgang höhere Spannungen zu erreichen. Dieses wird insbesondere dadurch erreicht, dass der weitere Kondensator im ersten Zustand parallel zum Koppelkondensator aufgeladen wird, wobei sich am weiteren Kondensator eine Spannung einstellt. Im zweiten Zustand wird dieser weitere Kondensator entladen. Durch die Reihenschaltung des Koppelkondensators und des weiteren Kondensators im zweiten Zustand ergibt sich eine Addition der Spannungen beider Kondensatoren am Ausgang. Es können dadurch höhere Ausgangspannungen erreicht werden als bei bisherigen Wandlern.
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Ein erster Knoten zwischen einer ersten Spule in Reihe zum Eingang und dem Koppelkondensator kann bei einem erfindungsgemäßen Wandler über eine in Flussrichtung angeordnete Diode mit einem weiteren Knoten zwischen dem Ausgang und dem weiteren Kondensator verbunden sein.
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Der erste Knoten ist vorteilhaft im zweiten Zustand über den steuerbaren Schalter mit einem Bezugspotential verbunden.
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Ein zweiter Knoten zwischen dem Koppelkondensator und einer zweiten Spule in Reihe zum Ausgang kann über eine in Flussrichtung angeordnete und als Schaltdiode bezeichnete Diode mit dem Bezugspotential verbunden sein. Anstelle der Schaltdiode kann auch ein steuerbarer Schalter verwendet werden.
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Der weitere Kondensator liegt vorteilhaft im ersten Zustand parallel zu einer Reihenschaltung aus einer Spule und dem Ausgang. Im zweiten Zustand können der Koppelkondensator und der weitere Kondensator in Reihe zu dem Ausgang und der Spule liegen.
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Anhand der beigefügten Zeichnungen wird die Erfindung nachfolgend näher erläutert. Dabei zeigt:
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1 Leistungspfade eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers und
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2 den Schaltwandler gemäß 1 mit einem Messwiderstand und Steuerleitungen.
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Der in den Figuren dargestellte erfindungsgemäße Gleichstromwandler W weist einen Eingang auf, der an eine Gleichspannungsquelle UB angeschlossen ist. An den Ausgang des Wandlers W ist eine Last RL angeschlossen, die als ohmsche Last dargestellt ist.
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Der Wandler W weist parallel zum Eingang einen ersten Kondensator Cp auf, der zur Glättung der Eingangsspannung dient. Dieser erste Kondensator Cp kann entfallen.
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Innerhalb des Wandlers W ist an den Eingang eine erste Spule L1 angeschlossen. Ein dem Eingang des Wandlers W abgewandter Anschluss der Spule L1 ist mit einem ersten Knoten K1 verbunden. Der erste Knoten K1 ist über einen Transistor T1 als gesteuertem Schalter mit dem Bezugspotential verbunden. Der erste Knoten K1 ist außerdem mit einem ersten Anschluss eines Koppelkondensators Ck verbunden
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Mit einem zweiten Anschluss ist der Koppelkondensator Ck an einen zweiten Knoten K2 angeschlossen. Dieser zweite Knoten K2 ist über eine zweite Spule L2 mit einem ersten Anschluss eines Ausgangs des Wandlers W verbunden. Außerdem ist der zweite Knoten K2 mit der Anode einer Diode D1, die nachstehend als Schaltdiode D1 bezeichnet wird, verbunden. Der erste Anschluss des Ausgangs ist über einen zweiten Kondensator Cs mit dem Bezugspotential verbunden, der ebenfalls entfallen kann.
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In soweit entspricht der Wandler W einem aus dem Stand der Technik bekannten Wandler. Bei einem aus dem Stand der Technik bekannten Wandler wird ein zweiter Anschluss des Wandlers üblicherweise durch das Bezugspotential gebildet. Ein Unterschied des erfindungsgemäßen Wandlers W zu einem herkömmlichen ist, dass der zweite Anschluss des Ausgangs mit einem weiteren Knoten Kw verbunden ist, der einerseits über einen weiteren Kondensator C1 mit dem Bezugspotential und andererseits über eine weitere Diode D2 mit dem ersten Knoten K1 verbunden ist. Die weitere Diode D2 ist vom ersten Knoten K1 zum zweiten Knoten K2 in Flussrichtung geschaltet.
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In einem ersten Zustand des Wandlers ist der steuerbare Schalter T1 geöffnet. Dann ist der zweite Knoten K2 bei Vernachlässigung der Flussspannung der Schaltdiode D1 mit dem Bezugspotential verbunden. Außerdem ist im ersten Zustand der erste Knoten bei Vernachlässigung der Flussspannung der weiteren Diode D2 mit dem weiteren Knoten Kw verbunden. Daraus ergibt sich, dass der weitere Kondensator C1 parallel zu dem Koppelkondensator Cp geschaltet ist. Beide werden im ersten Zustand von der Spannungsquelle am Eingang UB über die erste Spule L1 aufgeladen.
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Der Wandler W kann durch ein Schließen des Schalters T1 von einem ersten in einen zweiten Zustand gebracht werden.
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Im zweiten Zustand ist der erste Knoten K1 über den gesteuerten Schalter T1 mit dem Bezugspotential verbunden. Ferner sperren die Schaltdiode D1 und die weitere Diode D2, da an diesen eine Sperrspannung anliegt, die von dem Koppelkondensator Ck bzw. dem weiteren Kondensator C1 bereitgestellt werden. So besteht keine Verbindung mehr zwischen dem ersten Knoten K1 und dem weiteren Knoten Kw bzw. dem zweiten Knoten K2 und dem Bezugspotential. Der Koppelkondensator Ck und der weitere Kondensator C1 sind dann in Reihe zu der zweiten Spule L2 und dem Ausgang geschaltet, an den die Last RL angeschlossen ist. Die Kondensatoren Ck, C1 entladen sich im zweiten Zustand des Wandlers. Am Ausgang liegt die Summe der über den Kondensatoren Ck, C1 abfallenden Spannungen an. Diese ist größer als die Ausgangsspannung eines herkömmlichen Wandlers.
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Mit der Diode D2 findet im Grunde eine Spitzenwertgleichrichtung der Spannung der Drain-Source-Spannung am gesteuerten Schalter T1, der ein Transistor ist, statt. Die maximale Spannung an T1 ergibt sich aus der Eingangsspannung UB plus dem Betrag der Spannung Ua, die einerseits über der Last RL und dem Kondensator C1 oder andererseits über dem Kondensator Cs abfällt. Daraus ergibt sich für die Spannung über dem Kondensator C1 die Spannung Ua1 = UB – Ua. Daraus folgt mit den für einen CUK-Wandler bekannten Gleichungen, dass die Spannung über der Last UL = (1 + 2·D/(1 – D) ist.
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Ein Wandler gemäß dem Stand der Technik hätte in Reihe zum Ausgang einen Messwiderstand Rs, über dem eine dem Laststrom äquivalente Spannung abfiele. Der Wandler W gemäß 2 weist einen Messwiderstand Rs an anderer Stelle auf, nämlich in Reihe zu der Schaltdiode D1, zwischen der Kathode der Schaltdiode und dem Bezugspotential. Über diesen Messwiderstand Rs fließt zwar nicht der Laststrom IL. Es fließt allerdings ein Strom, der im zeitlichen Mittel dem Laststrom IL entspricht. Daher kann nach einfacher Mittelwertbildung die über dem Messwiderstand Rs abfallende Spannung als Signal für den Laststrom verwendet werden.
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Die Mittelwertbildung kann in einem ersten Schritt durch einen Kondensator Ca erfolgen, der parallel zum Messwiderstand Rs geschaltet ist. Die über der Parallelschaltung aus dem Messwiderstand Rs und dem Kondensator Ca kann für eine genauere Mittelwertbildung einer Integratorschaltung zugeführt werden. Die Kathode der Schaltdiode D1 kann dazu über einen Widerstand R1 einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP zugeführt werden, wie es in 2 dargestellt ist. Am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP ist dann über einen weiteren Widerstand R2 eine Referenzspannung angeschlossen. Der Ausgang error des Operationsverstärkers OP ist, wie bei Integratorschaltungen üblich, über einen Kondensator Cint zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP zurückgeführt. Außerdem ist der Ausgang error mit dem Eingang eines Reglers PWM verbunden, der ein Pulsweitenmoduliertes Signal zum Ansteuern des Transistors T1 erzeugt und dessen Ausgang mit dem Gate g des Transistors verbunden ist.
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Bezugszeichenliste
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- K1
- erster Knoten
- K2
- zweiter Knoten
- Kw
- weiterer Knoten
- UB
- Eingang
- RL
- Last am Ausgang
- Ca
- Kondensator
- Cp
- erster Kondensator
- Cs
- zweiter Kondensator
- Cint
- Kondensator des Integrators
- L1
- erste Spule
- L2
- zweite Spule
- Ck
- Koppelkondensator
- C1
- weiterer Kondensator
- D1
- Schaltdiode
- D2
- weitere Diode
- Rs
- Messwiderstand
- R1
- Widerstand
- PWM
- Regler
- g
- Gate des Transistors
