DE102017125100B4

DE102017125100B4 - Anordnung und Verfahren zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter

Info

Publication number: DE102017125100B4
Application number: DE102017125100.6A
Authority: DE
Inventors: Stephan Werker; The Binh Lai; P.E. Stephen Newton
Original assignee: Hanon Systems Corp
Current assignee: Hanon Systems Corp
Priority date: 2017-10-26
Filing date: 2017-10-26
Publication date: 2019-07-04
Anticipated expiration: 2037-10-27
Also published as: DE102017125100A1; KR20190046654A; KR102080802B1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Spannungsmessung (1) für einen Hochvoltinverter, in welchem zwischen einer Klemme HV+ (2) und einer Klemme HV- (3) ein Zwischenkreiskondensator (4) angeordnet ist. Am Zwischenkreiskondensator (4) liegt eine zu messende Eingangsspannung Uan. Die Anordnung zur Spannungsmessung (1) ist eingangsseitig mit der Klemme HV+ (2) und der Klemme HV- (3) verbunden und weist einen Ausgang zur Ausgabe einer Ausgangsspannung U(25) auf. Zwischen den Klemmen (2, 3) ist eine Reihenschaltung, bestehend aus einem zweiten Halbleiterschalter T(10) und mindestens zwei Widerständen (R11, R12) angeordnet. Der zweite Halbleiterschalter T(10) weist einen Steuereingang auf, an welchem ein Ansteuersignal zumindest mittelbar anliegt. Über einem der Widerstände (R11, R12) sind Anschlüsse zur Ausgabe der Ausgangsspannung U(25) angeordnet, welche mit dem Ausgang der Anordnung zur Spannungsmessung (1) verbunden sind. Der Steuereingang des zweiten Halbleiterschalters T(10) ist mit einem Abgriff verbunden, welcher zwischen zwei Widerständen (R9, R10) angeordnet ist. Die Widerstände (R9, R10) sind mit einem ersten Halbleiterschalter T(9) in einer Reihenschaltung zwischen den Klemmen (2, 3) angeordnet. Der erste Halbleiterschalter T(9) weist einen Steuereingang auf, welcher mit dem Ansteuersignal (11) direkt verbunden ist.Die Erfindung betrifft zudem ein Verfahren zur Spannungsmessung (1) für einen Hochvoltinverter.

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter, in welchem zwischen einer ersten Klemme und einer zweiten Klemme ein Zwischenkreiskondensator angeordnet ist, an welchem eine zu messende Eingangsspannung U_HV anliegt, wobei die Anordnung zur Spannungsmessung mit der ersten Klemme und der zweiten Klemme eingangsseitig verbunden ist und einen Ausgang zur Ausgabe einer Ausgangsspannung U_OUT aufweist, welche in einem bestimmten Verhältnis zur Eingangsspannung U_HV steht.
Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter, wobei eine zu messende Eingangsspannung U_HV in eine zur Eingangsspannung U_HV in einem festgelegten Verhältnis stehende Ausgangsspannung U_OUT gewandelt wird.
Inverter, welche auch als Umrichter bezeichnet werden, sind elektrische Geräte, welche eine Gleichspannung in eine Wechselspannung, also einen Gleichstrom in einen Wechselstrom, umwandeln oder umrichten.
Inverter können für die Erzeugung eines einphasigen oder eines mehrphasigen Wechselstroms, welcher auch als Drehstrom bezeichnet wird und wobei sich dessen Drehsinn aus der Phasenverschiebung der Phasen zueinander ergibt, ausgelegt sein. Zum Einsatz kommen Inverter meist dort, wo ein elektrischer Verbraucher, wie beispielsweise ein Motor, eine Spannung oder einen Strom mit wechselnder Polarität zum Betrieb benötigt, aber nur eine Gleichspannungsquelle, wie zum Beispiel eine Hochvoltbatterie im KFZ oder Ähnliches, zur Verfügung steht.
Derartige Inverter werden auch zum Antrieb elektrischer Motoren mit hoher Spannung, insbesondere in Fahrzeugen mit Bordnetzspannungen über 60V, genutzt. Ab diesem Spannungsbereich spricht man im KFZ-Bereich auch von sogenannten Hochvolt-Anwendungen (HV-Anwendungen). Eine derartige Anwendung ist beispielsweise ein Inverter für einen elektrisch angetriebenen Kältemittelverdichter in einem Fahrzeug.
Die Aufgabe eines derartigen Inverters besteht beispielsweise darin, einen elektrischen Antriebsmotor in einem Kältemittelverdichter eines Fahrzeuges anzusteuern beziehungsweise zu regeln und derart sowohl die Drehzahl als auch das Drehmoment des elektrischen Antriebsmotors in dem Kältemittelverdichter durch Regelung der Motorphasenströme zu bestimmen.
Für eine derartige Regelung ist es notwendig, dass eine Eingangsspannung U_HV des sogenannten HV-Busses gemessen wird. Diese Eingangsspannung U_HV ist eine Spannung, welche zwischen den Eingangsklemmen beziehungsweise Potentialen HV+ und HV- des Inverters anliegt.
Neben der Notwendigkeit der Messung der Eingangsspannung U_HV am Eingang des Inverters zur Regelung des elektrischen Antriebsmotors des Kältemittelverdichters, wird der Wert der Eingangsspannung U_HV beispielsweise auch zur Ermittlung einer verfügbaren Reichweite in Elektrofahrzeugen verwendet.
Zu diesem Zweck wird zusätzlich zur gemessenen Eingangsspannung U_HV mittels einer entsprechend geeigneten Schaltung ein sogenannter Verbrauchstrom I des Inverters bestimmt. Beide Messwerte bilden die Grundlage zur Ermittlung einer Leistungsaufnahme P des Inverters, aus welcher auf eine Voraussage für die mit dem Elektrofahrzeug noch zurücklegbare Fahrstrecke abgeleitet werden kann.
Um den Aufwand zur Messung der Eingangsspannung U_HV gering zu halten wird die Messung dieser Eingangsspannung U_HV nach dem Stand der Technik häufig mit Hilfe einer in der Schaltungsumgebung des Inverters verfügbaren Steuer- und Regeleinheit, wie einem Mikroprozessor, durchgeführt. Dieser Mikroprozessor verfügt meist über eine Baugruppe zur Analog-Digital-Wandlung einer anliegenden Spannung. Die zur Analog-Digital-Wandlung an den Eingang des Mikroprozessors anlegbare Spannung ist in ihrer Größe durch die Versorgungsspannung des Mikroprozessors stark beschränkt.
Bei üblichen Mikroprozessoren liegen die möglichen Logikspannungen an derartigen Eingängen beispielsweise in einem Bereich von 3,3 V beziehungsweise 5 V, während eine zu messende Eingangsspannung U_HV üblicherweise in einem Bereich zwischen 500 V und 800 V liegen kann. Somit kann eine direkte Analog-Digital-Wandlung der Eingangsspannung U_HV nicht erfolgen.
Nach dem Stand der Technik ist es daher üblich eine Anpassung der zu messenden Eingangsspannung U_HV an den Logikspannungspegel des Mikroprozessors mittels eines aus mehreren in einer Reihenschaltung angeordneten Widerständen bestehenden Spannungsteilers vorzunehmen.
So kann beispielsweise ein aus den Widerständen R1 bis R8 bestehender Spannungsteiler aufgebaut und zwischen den Klemmen HV+ und HVangeordnet werden. Über dem beispielsweise direkt mit dem Potential HVverbundenen Widerstand R₈ wird die Teilspannung U₈ für den Analog-Digital-Wandler des Mikroprozessors abgegriffen. Aus dieser Teilspannung U₈ wird durch den Mikroprozessor ein digitaler Wert bestimmt, über welchen ein Rückschluss auf die Eingangsspannung U_HV erfolgen kann, da die Dimensionierungswerte des Spannungsteilers und somit auch die Verteilung der einzelnen Teilspannungen U₁ bis U₈ über den Widerständen R₁ bis R₈ bekannt sind.
Nachteilig an diesem Stand der Technik ist es, dass die Messung der Eingangsspannung U_HV eine kontinuierliche Messung ist und somit kontinuierlich ein Strom durch den Spannungsteiler fließt.
Dieser kontinuierliche Stromfluss durch den Spannungsteiler verursacht somit auch eine kontinuierlich entstehende Verlustleistung in den Widerständen R₁ bis R₈ des Spannungsteilers.
Zwar kann dieser kontinuierlich entstehenden Verlustleistung durch die Auswahl von hochohmigen Widerständen begegnet werden, jedoch sind dieser Maßnahme durch Vorgaben der Auftraggeber (OEMs) und durch das Eigenrauschen der Widerstände Grenzen gesetzt.
So ist es beispielsweise üblich, dass Vorgaben einzuhalten sind, nach welchen in einem Widerstandsnetzwerk mit einem kontinuierlichen Stromfluss ein Mindeststrom von min. 100µA einzuhalten ist. Hintergrund dieser Vorgabe ist die Vermeidung von Elektromigrationseffekten auf den Schaltungsplatinen.
Weiterhin muss beachtet werden, dass die zulässige Verlustleistung von Widerständen mit steigender Temperatur abnimmt. So ist es beispielsweise bei Widerständen der Bauform SMD0805 bekannt, dass ab einer Temperatur von etwa 70°C eine signifikante Verringerung der zulässigen Verlustleistung zu verzeichnen ist.
Zusätzlich ist es zu beachten, dass insbesondere bei einem Einsatz derartiger Schaltungen in einem elektrischen Kältemittelverdichter eine durchaus gängige Umgebungstemperatur der Schaltung in einem Bereich über 80°C liegt. Bei der Dimensionierung der Widerstände bezüglich ihrer zulässigen Verlustleistung muss die Eigenerwärmung des Widerstandes noch hinzugerechnet werden. Weiterhin sind bei der Projektierung derartiger Spannungsteiler die Forderungen bezüglich einer entsprechenden Isolationskoordination bezüglich möglicher zu verhindernder Luft- und Kriechstrecken zu beachten.
So müssen mit steigender Hochvolt-Spannung immer größere Abstände zwischen den einzelnen Pads der SMD-Bauteile, also der Widerstände R₁ bis R₈ des Spannungsteilers, eingehalten werden. Als Vorschrift hierfür kann die VDE 0110 benannt werden, welche den Bereich der Isolationskoordination in Niederspannungsbetriebsmittel betrifft.
Dieses Erfordernis führt dazu, dass von der Bauform her sehr große Bauteile beziehungsweise Widerstände verwendet werden müssen. Bei geforderten Kriechstrecken über 3 mm ist dies jedoch häufig nicht mehr möglich. Ein Grund hierfür besteht in der Gefahr einer Rissbildung (cracking) bei großen Bauelementen aufgrund von Vibrationen. Ein weiterer Grund sind die unterschiedlichen Ausdehnungskoeffizienten zwischen den Bauelementen und der Platine, auf der die Bauelemente aufgebracht sind.
Daher ist ein Entwickler derartiger Schaltungen gezwungen, eine Vielzahl von Widerständen, bei einer Spannung von 500 V beispielsweise 7 oder 8 Stück, in einer Reihenschaltung zusammenzuschalten. Diese Kaskade muss außerdem in einem Layout einer Leiterplatte räumlich ausgedehnt sein, um den Anforderungen der Isolationskoordination zu genügen.
Aus der DE 10 2014 222 681 A1 ist ein Verfahren zum Detektieren einer Verschlechterung eines Gleichstrom-Zwischenkreiskondensators, welcher zwischen einer Gleichstromquelle und einer Wechselrichterlast angeordnet ist, bekannt. Die Aufgabe besteht darin, eine Kapazität eines Zwischenkreiskondensators zu überwachen, eine Veränderung der Kapazität zu erfassen und derart, beispielsweise bei einem Rückgang der Kapazität, einen Ausfall des Zwischenkreiskondensators vorherzusagen.
Die Lösung umfasst die Schritte: - Herstellen einer Ladung in dem Zwischenkreiskondensator, - Isolieren des Zwischenkreiskondensators von der Quelle und der Wechselrichterlast, - Aktivieren einer Konstantstromschaltung zum Entladen des Zwischenkreiskondensators, - Messen einer ersten Spannung über dem Zwischenkreiskondensator zu einer ersten Zeit während des Entladens, - Messen einer zweiten Spannung über dem Zwischenkreiskondensator zu einer zweiten Zeit während des Entladens, - Messen eines Entladestroms, der aus dem Zwischenkreiskondensator fließt, während des Entladens, - Berechnen der Kapazität als Reaktion auf den Entladestrom multipliziert mit einem Verhältnis einer Differenz zwischen dem zweiten und ersten Mal zu einer Differenz zwischen der ersten und zweiten Spannung und Überwachen der berechneten Kapazität auf einen Rückgang, der auf einen Ausfall hinweist.
Die FR 2 996 309 A1 offenbart ein Verfahren zum Messen einer Spannung unter Verwendung eines galvanisch isolierten statischen Wandlers. Die Aufgabe besteht darin, eine isolierte Spannungsmessung auf einfache, kostengünstige und effiziente Weise bereitzustellen.
Bei der Realisierung eines derartigen Verfahrens sind die nachfolgenden Verfahrensschritte vorgesehen: - Anlegen der Spannung (Ve), die am Eingang des Wandlers gemessen werden soll, - Variieren der Ausgangsspannung (Vs) des Wandlers basierend auf einem Abbild der Spannung (Ve') der Eingangsspannung (Ve) und Bestimmen des Wertes der Eingangsspannung (Ve) des Wandlers aus dem Wert der Ausgangsspannung (Vs) des Wandlers.
Aufgrund dieser beschriebenen Nachteile des Standes der Technik besteht ein Bedarf an einer geeigneten Lösung zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Anordnung und ein Verfahren zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter anzugeben, womit eine einfache, robuste und kostengünstige Messung der Spannung des Hochvoltinverters erreicht und die Nachteile des bekannten Standes der Technik überwunden werden.
Die Aufgabe wird durch einen Gegenstand mit den Merkmalen gemäß Patentanspruch 1 der selbstständigen Patentansprüche gelöst. Eine Weiterbildung ist im abhängigen Patentanspruch 2 angegeben.
Die Aufgabe wird auch durch ein Verfahren mit den Merkmalen gemäß Patentanspruch 3 der selbstständigen Patentansprüche gelöst. Weiterbildungen sind in den abhängigen Patentansprüchen 4 bis 8 angegeben.
Vorgesehen ist es, durch die Anordnung zur Spannungsmessung eine Wandlung der zu messenden Hochvoltspannung oder Eingangsspannung U_HV des Inverters in eine zu dieser in einem bekannten Verhältnis stehenden Ausgangsspannung U_OUT vorzunehmen. Hierbei soll die derart erzeugte Ausgangsspannung U_OUT eine maximale Amplitude aufweisen, welche beispielsweise von einem Analog-Digital-Wandler eines Mikroprozessors verarbeitet werden kann und beispielsweise im Bereich von 3 V oder 5 V liegt.
In der erfindungsgemäßen Anordnung zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter wird vorgeschlagen, dass die Wandlung unter Verwendung eines geschalteten Spannungsteilers erfolgt, wobei in der Reihenschaltung des Spannungsteilers ein Halbleiterschalter angeordnet ist. Dieser Halbleiterschalter wird mittels eines Ansteuersignals derart angesteuert, dass nur in Zeiten in denen eine Messung der Eingangsspannung U_HV vorgenommen wird, ein Strom durch den Spannungsteiler fließt. Somit verringert sich die Belastung der Widerstände des Spannungsteilers und die entstehende Verlustleistung. Das bekannte Verhältnis wird durch die Dimensionierung des Spannungsteilers bestimmt.
Somit kann die derart erzeugte Ausgangsspannung U_OUT beispielsweise in einen digitalen Messwert überführt werden und anschließend unter Zuhilfenahme des bekannten Verhältnisses der Eingangsspannung U_HV zur Ausgangsspannung U_OUT der Wert der Eingangsspannung U_HV bestimmt und ausgegeben werden.
In einer Anordnung zum Umsetzen des Verfahrens zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter wird vorgeschlagen, dass die Wandlung unter Verwendung eines getakteten Stromwandlers erfolgt. Zu diesem Zweck ist in einer Reihenschaltung ein Lastwiderstand, eine primärseitige Wicklung eines Transformators und ein Halbleiterschalter angeordnet. Dieser Halbleiterschalter wird mittels eines Ansteuersignals derart angesteuert, dass nur in Zeiten, in denen eine Wandlung zur Messung der Eingangsspannung U_HV vorgenommen wird, ein Strom durch die primärseitige Wicklung des Transformators fließt. Der getaktete primärseitige Stromfluss führt zu einem sekundärseitigen Stromfluss, welcher durch das Verhältnis der Stromtransformation des Transformators bestimmt wird. Der sekundärseitige Strom wird mittels eines Lastwiderstands in die Ausgangsspannung U_OUT gewandelt. Das bekannte Verhältnis wird in dieser zweiten Variante durch die Stromtransformation (Stromübertragungsverhältnis) des Transformators bestimmt. Ein derartiges Stromübertragungsverhältnis wird durch das Verhältnis der Anzahl der primärseitigen Wicklungen zur Anzahl der sekundärseitigen Wicklungen bestimmt.
Somit kann die derart erzeugte Ausgangsspannung U_OUT beispielsweise in einen digitalen Messwert überführt werden und anschließend unter Zuhilfenahme des bekannten Verhältnisses (Stromübertragungsverhältnis) des primärseitigen Stroms I_PRI zum sekundärseitigen Strom I_SEC und somit der Eingangsspannung U_HV zur Ausgangsspannung U_OUT der Wert der Eingangsspannung U_HV bestimmt und ausgegeben werden.
Der Ablauf einer getakteten Messung Eingangsspannung U_HV im Verfahren zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter wird vorteilhafterweise durch einen Mikroprozessor gesteuert, welcher auch die Ansteuerung der Leistungsschalter der Halbbrücken des Inverters beispielsweise mittels eines PWM-Signals steuert. Durch die Erzeugung des PWM-Signals durch den Mikroprozessor sind in diesem die Zeiten bekannt zu welchen das PWM-Signal seine Schaltflanken aufweist und zu welchen Zeiten das PWM-Signal innerhalb eines Taktzyklus beispielsweise einen High-Pegel aufweist. Hierbei entspricht ein Taktzyklus der Zeit zwischen zwei Zustandsänderungen des PWM-Signals, welches die Leistungsschalter der Leistungsstufe des Inverters ansteuert.
Diese Kenntnis über das PWM-Signal zur Ansteuerung der Leistungsschalter der Leistungsendstufe des Inverters wird erfindungsgemäß genutzt, um die getakteten Messungen der Eingangsspannung U_HV mit dem PWM-Signal zu synchronisieren. Derart wird es verhindert, dass eine Messung der Eingangsspannung U_HV zu einem Zeitpunkt erfolgt, zu welchem die Eingangsspannung U_HV bedingt durch einen Schaltvorgang der Leistungsschalter gestört ist und sogenannte Spannungswelligkeiten (Ripple) aufweist.
Vorgesehen ist es auch, die Messung der Eingangsspannung U_HV derart getaktet vorzunehmen, dass nach einem Auftreten einer Schaltflanke des PWM-Signals eine Wartezeit eingehalten wird, bevor eine Messung durchgeführt wird. Eine derartige Wartezeit kann beispielsweise 10 % der Dauer eines Taktzyklus betragen, in welchem das PWM-Signal einen High-Pegel aufweist.
Vorgesehen ist es auch, dass nach dem Ablauf der Wartezeit mehrere getaktete Messungen der Eingangsspannung U_HV zu mehreren Messzeitpunkten erfolgen. Somit werden mehrere Ausgangsspannung U_OUT ermittelt, welche jeweils einer Analog-Digital-Wandlung unterzogen je einen digitalen Messwert erzeugen.
Vorgesehen ist es weiterhin, dass aus diesen mehreren digitalen Messwerten ein Mittelwert oder digitaler Mittelwert bestimmt wird. Somit kann beispielsweise ein arithmetischer Mittelwert der digitalen Messwerte bestimmt und anschließend unter Zuhilfenahme des bekannten Verhältnisses der Eingangsspannung U_HV zur Ausgangsspannung U_OUT der Wert der Eingangsspannung U_HV mittels des arithmetischen Mittelwerts der digitalen Messwerte bestimmt und ausgegeben werden.
Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile von Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen mit Bezugnahme auf die zugehörigen Zeichnungen. Es zeigen:

1: eine beispielhafte Schaltungsanordnung zur Messung einer
Eingangsspannung U_HV eines Inverters nach dem Stand der Technik, 2: einen Auszug aus dem Datenblatt eines Widerstands vom Typ SMD0805, welches das Verhältnis der zulässigen Verlustleistung in Abhängigkeit der Umgebungstemperatur zeigt,
3: eine beispielhafte Realisierung einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Messung einer Eingangsspannung U_HV eines Inverters,
4: eine beispielhafte Realisierung einer Anordnung zum Umsetzen des Verfahrens zur Spannungsmessung beziehungsweise zur Messung einer Eingangsspannung U_HV eines Inverters,
5: eine Prinzipdarstellung einer Anordnung zur Umsetzung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Messung einer Eingangsspannung U_HV eines Inverters,
6: zwei Spannungs-Zeit-Diagramme zur Darstellung eines PWM-Signals sowie des Verlaufs der Eingangsspannung U_HV eines Inverters,
7: ein elektrisches Ersatzschaltbild für einen realen Stromtransformator nach dem Stand der Technik,
8; ein Spannungs-Zeit-Diagramm mit dem Verlauf der Ausgangsspannung U_OUT ,
9: eine Darstellung des PWM-Signals, des Ansteuersignals und des optimalen Messzeitpunkts in drei Diagrammen und
10: eine dritte beispielhafte Realisierung einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Messung einer Eingangsspannung U_HV eines Inverters.

Die 1 zeigt eine beispielhafte Anordnung zur Messung einer Eingangsspannung U_HV , kurz als Messanordnung 1' bezeichnet, eines nicht in der 1 gezeigten Inverters nach dem Stand der Technik. Dargestellt sind die Klemmen HV+ 2 und HV- 3 zwischen denen die Eingangsspannung U_HV für den Inverter anliegt und welche der über dem ebenfalls nicht dargestellten Zwischenkreiskondensator C 4 anliegenden Zwischenkreisspannung entspricht.
Die Messanordnung 1' umfasst einen zwischen den Klemmen HV+ 2 und HV- 3 angeordneten Spannungsteiler 5, welcher durch eine Reihenschaltung der Widerstände R₁ bis R₈ realisiert ist. Die über dem achten Widerstand R₈ anliegende Teilspannung U₈ entspricht der dem Analog-Digital-Wandler 6 eingangsseitig zugeführten Messspannung. Im Beispiel ist der Analog-Digital-Wandler 6 in den Mikroprozessor 7 integriert angeordnet. Zur Spannungsversorgung des Mikroprozessors 7 ist dieser mit einer Betriebsspannung von 5 V und dem Massepotential verbunden. Zur Beseitigung einer Welligkeit der am Eingang des Analog-Digital-Wandlers 6 anliegenden Spannung U₈ ist ein Glättungskondensator C_G 8 vorgesehen.
Während über dem Spannungsteiler 5 die gesamte Eingangsspannung U_HV in einem Bereich von beispielsweise 500 Volt und mehr anliegen kann, wird durch eine entsprechende Dimensionierung der Widerstände R1 bis R8 des Spannungsteilers 5 über dem Widerstand R₈ eine Spannung U₈ bereitgestellt, welche im Eingangsspannungsbereich des Analog-Digital-Wandlers 6 des Mikroprozessors 7 liegt. Diese Spannung U₈ wird mittels des Analog-Digital-Wandlers 6 in einen digitalen Messwert gewandelt.
Da das Verhältnis der Teilspannung U₈ zur Eingangsspannung U_HV proportional zum Verhältnis des Teilwiderstands R₈ zum Gesamtwiderstand des Spannungsteilers 5 ist, kann über den ermittelten digitalen Messwert für die Spannung U₈ auf die zu messende Eingangsspannung U_HV geschlossen beziehungsweise dies berechnet werden. Derart erfolgt eine Messung der Eingangsspannung U_HV des Inverters, wobei der Spannungsteiler 5 permanent von einem Strom durchflossen wird. Dies gilt auch für Zeitpunkte, zu denen der Analog-Digital-Wandlers 6 keine Wandlung der anliegenden Spannung U₈ also keine Messung vornimmt.
In der 2 ist ein Datenblatt eines Widerstands vom Typ SMD0805 gezeigt, welches das Verhältnis der zulässigen Verlustleistung P in Abhängigkeit der Umgebungstemperatur T in °C zeigt. Wie aus dem Datenblatt zu erkennen ist, nimmt die zulässige Verlustleistung eines derartigen Widerstands ab einer Umgebungstemperatur von 70°C nach einer linearen Funktion ab. Bei einem Einsatz einer Anordnung zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter sind Umgebungstemperaturen von 80°C und mehr zu erwarten, wobei die in diesem Temperaturbereich eingeschränkte maximale Verlustleistung P bei der Entwicklung derartiger Schaltungsanordnungen zu beachten ist. Diese Einschränkung führt zur Notwendigkeit des Einsatzes entsprechend robust dimensionierter Bauelemente in einer Schaltungsanordnung, wie sie in er 1 gezeigt ist. Dabei ist durch den Entwickler zusätzlich noch die bedingt durch die Verlustleistung auftretende Eigenerwärmung der Bauelemente zu beachten.
In der 3 ist eine beispielhafte Realisierung einer erfindungsgemäßen Anordnung 1 zur Messung einer Eingangsspannung U_HV eines Inverters dargestellt.
Die Schaltung weist eine parallel zum Zwischenkreiskondensator 4 angeordnete Reihenschaltung auf, in welcher zwei Widerstände R₉ und R₁₀ sowie ein erster Halbleiterschalter T₁ 9 angeordnet sind. Der erste Halbleiterschalter T₁ 9 weist einen Steuereingang wie ein Gate auf, an welchen ein Ansteuersignal 11 angelegt wird. Dieses Ansteuersignal 11, welches wie in der 3 dargestellt beispielsweise Impulse aufweist, bewirkt eine getaktete Bereitstellung der Ausgangsspannung U_OUT 25 durch die Messanordnung 1 beispielsweise nur zu den Zeiten, in welchen das Ansteuersignal 11 einen High-Pegel aufweist. Diese Ausgangsspannung U_OUT 25 kann dann in einen digitalen Messwert überführt werden.
Für den Fall, dass das Ansteuersignal 11 den ersten Halbleiterschalter T₁ 9 aufsteuert, kommt es zu einem Stromfluss über die Widerstände R9 und R10 sowie beispielsweise die Drain-Source-Strecke des ersten Halbleiterschalters T₁ 9. Durch das Aufsteuern des Transistors T₁ 9 wird die Spannung am Gate von T₂ 10 auf ein solches Potential gezogen, dass dieser leitfähig wird und einen Stromfluss I zulässt. Durch die hierbei leitfähig werdende Drain-Source-Strecke des zweiten Halbleiterschalters T₂ 10 fließt der Strom I auch über die Widerstände R₁₁ und R₁₂ , wobei über dem Widerstand R₁₂ eine Ausgangsspannung U_OUT 25 abfällt, welche zur Analog-Digital-Wandlung und somit zur Erzeugung eines digitalen Messwerts an den Analog-Digital-Wandler 6 ausgegeben wird.
Das Steuersignal 11 kann beispielsweise von einem Mikroprozessor 7 oder einer anderen geeigneten Schaltung bereitgestellt werden. Durch die Taktung des Steuersignals 11 erfolgt durch die Messanordnung 1 eine getaktete Messung der Eingangsspannung U_HV eines Inverters.
Vorgesehen ist es, dass die Bereitstellung der Ausgangsspannung U_OUT 25 sowie eine Ermittlung eines digitalen Messwerts durch den Analog-Digital-Wandler 6 nur in den Zeiten erfolgt, in welchen das Steuersignal 11 beispielsweise eine High-Pegel aufweist. In den Zeiten, in welchen das Steuersignal 11 einen Low-Pegel aufweist, wird die Ausgangsspannung U_OUT 25 nicht bereitgestellt und auch kein digitaler Messwert ermittelt. In diesen Zeiten fließt, im Gegensatz zum bekannten Stand der Technik, kein Strom durch die Messanordnung 1. Werden die Zeiten, in welchen das Steuersignal 11 einen High-Pegel aufweist, entsprechend klein gehalten, kann eine Erwärmung der Widerstände R11 und R12, bedingt durch einen auftretenden Stromfluss I, stark reduziert werden. Infolge dessen kann bei der Dimensionierung derartiger Messanordnungen 1 auf Widerstände mit kleineren Verlustleistungen und eventuell kleineren Baugrößen zurückgegriffen werden.
Zur Messanordnung weiterhin zugehörig ist der nicht dargestellte Analog-Digital-Wandler 6 des Mikroprozessors 7, in welchem die Ausgangsspannung U_OUT 25 in einen digitalen Wert gewandelt wird. Auch in dieser Ausführung der Messanordnung 1 kann über den aus der Ausgangsspannung U_OUT 25 ermittelten digitalen Wert auf die Eingangsspannung U_HV geschlossen werden, da auch in dieser Messanordnung 1 die Größen der Widerstände R₁₁ und R₁₂ sowie der sich einstellende Widerstand über den zweiten Halbleiterschalter T₂ 10 und somit auch die Spannungsverteilung über diese in einer Reihenschaltung parallel zum Zwischenkreiskondensator 4 angeordneten Widerstände bekannt ist. Der zur Bestimmung der Eingangsspannung UHV genutzte Spannungsteiler 5 mit seinen bekannten Spannungsverhältnissen umfasst in der 3 den zweiten Halbleiterschalter T₂ 10 sowie die Widerstände R11 und R12.
Vorgesehen ist es auch, einen oder mehrere der in der Messanordnung 1 der 3 dargestellten Widerstände R9, R10, R11 oder R12 aus mehreren Teilwiderständen zusammenzusetzen, um derart beispielsweise entsprechenden Spannungs- beziehungsweise Isolationsanforderungen zu genügen.
In der 4 ist eine beispielhafte Realisierung einer Anordnung 1 zum Umsetzen des Verfahrens zur Spannungsmessung beziehungsweise zur Messung einer Eingangsspannung U_HV eines Inverters dargestellt. In dieser Realisierung wird ein getaktet angesteuerter Stromtransformator genutzt.
Die 4 zeigt einen Transformator 12 mit einem Kern, einer primärseitigen Wicklung 13, welche eine Anzahl von Windungen N_P aufweist, und einer sekundärseitigen Wicklung 14 mit einer Anzahl von Windungen Ns. Ein erstes Ende der primärseitigen Wicklung 13 ist über einen strombegrenzenden Vorwiderstand RHV 15 mit der Klemme 2 also dem Potential HV+ verbunden. Ein zweites Ende der primärseitigen Wicklung 13 ist über einen dritten Halbleiterschalter T₃ 16 mit der Klemme 3, also dem Potential HV- verbunden. Zwischen der Klemme HV+ 2 und der Klemme HV- 3 ist auch der Zwischenkreiskondensator 4 angeordnet, welcher in der 4 nicht dargestellt ist.
Da der Stromtransformator 12 für eine Stromtransformation und nicht für eine Leistungsübertragung vorgesehen ist, wird zur Begrenzung des in der primärseitigen Wicklung 13 fließenden Stromes I_PRI ein strombegrenzender Vorwiderstand R_HV 15 angeordnet, womit es vorteilhaft möglich wird, die Baugröße des Stromtransformators 12 deutlich kleiner zu gestalten als beispielsweise bei einer Ausführung ohne eine Begrenzung des Stromes I_PRI .
Der dritte Halbleiterschalter T₃ 16 kann durch ein geeignetes Ansteuersignal 11, welches beispielsweise an die Gate-Elektrode des dritten Halbleiterschalter T₃ 16 angelegt wird, angesteuert werden. Beispielsweise für den Fall, dass das Ansteuersignal 11 eine High-Pegel aufweist, wird die Drain-Source-Stecke des Halbleiterschalter T₃ 16 leitend, der Transistor T₃ 16 steuert durch. Für diesen Fall fließt ein Strom I_PRI durch die Primärwicklung 13 des Transformators 12, welcher durch den strombegrenzenden Vorwiderstand R_HV 15 begrenzt wird. Der Strom I_PRI ergibt sich somit nach: $I_{P R I} = \frac{(U_{H V} - U_{P R I} - U_{D S})}{R_{H V}}$
Da der Spannungsabfall U_PRI über die primärseitige Wicklung 13 des Transformators 12, sowie der Spannungsabfall U_DS über die Drain-Source-Strecke des Halbleiterschalter T₃ 16 im Verhältnis zu der Eingangsspannung U_HV vernachlässigbar klein sind, kann der Strom I_PRI nach der folgenden, vereinfachten Formel bestimmt werden: $I_{P R I} = \frac{U_{H V}}{R_{H V}}$
Der Strom I_SEC , der sich auf der Sekundärseite des Transformators 12 also über der sekundärseitigen Wicklung 14 einstellt, ergibt sich über das Windungsverhältnis der Wicklungen 13 (N_P ) und 14 (N_S ) des Transformators 12 zu: $I_{S E C} = I_{P R I} (\frac{N_{P}}{N_{S}}) = (\frac{U_{H V}}{R_{H V}}) (\frac{N_{P}}{N_{S}})$
Dieser Strom I_SEC fließt über den Lastwiderstand RL 17 ab und erzeugt somit einen Spannungsabfall in Form der Ausgangsspannung U_OUT 25.
Diese Ausgangsspannung U_OUT 25 kann bestimmt werden gemäß: $U_{O U T} = I_{S E C} * R_{L} = (\frac{U_{H V}}{R_{H V}}) (\frac{N_{P}}{N_{S}}) * R_{L}$
Somit stellt sich beim Betrieb der Messanordnung 1 in der Ausführung nach der 4 am Lastwiderstand RL 17 eine messbare Spannung U_OUT ein, welche sich proportional zur der zu messenden Eingangsspannung U_HV am Invertereingang beziehungsweise über dem Zwischenkreiskondensator 4 verhält.
Diese Proportionalität zeigt sich nach der Umformung der vorstehenden Beziehung in der nachfolgenden Beziehung: $U_{O U T} = U_{H V} * [(\frac{R_{L}}{R_{H V}}) (\frac{N_{P}}{N_{S}})]$
Die in der Messanordnung 1 in der 4 gezeigte erste Diode D₁ 18, welche vor dem Lastwiderstand R_L 17 angeordnet ist, dient als Gleichrichtdiode und verhindert negative Spannung am Lastwiderstand RL 17.
Die parallel zur sekundärseitigen Wicklung 14 angeordnete zweite Diode D₂ 19 und dritte Diode D₃ 20 haben die Funktion einer Freilaufschaltung für die sekundärseitige Wicklung 14 des Stromtransformators 12.
Ein besonderer Vorteil der Schaltung nach 4 besteht darin, dass die Möglichkeit einer galvanischen Trennung der Ausgangsspannung U_OUT 25 vom Potential der Eingangsspannung U_HV zwischen der Klemme HV+ 2 und der Klemme HV- 3 besteht. In diesem Fall bezieht sich die Ausgangsspannung U_OUT 25 nicht auf das Potential HV- wie es in der 4 angeben ist, sondern auf ein alternatives Potential ohne Bezug zur Eingangsspannung.
Auch in der Realisierung der Messanordnung 1 nach der 4 wird die derart erzeugte Ausgangsspannung U_OUT 25 einem nicht dargestellte Analog-Digital-Wandler 6 eines Mikroprozessors 7 zugeführt, in welchem die Ausgangsspannung U_OUT 25 in einen digitalen Wert gewandelt wird. Auch in dieser Ausführung der Messanordnung 1 kann über den aus der Ausgangsspannung U_OUT 25 ermittelten digitalen Wert auf die Eingangsspannung U_HV geschlossen werden, beispielsweise durch eine Umformung der bereits oben angegebenen Beziehung der Formel [5] nach der zu messenden Eingangsspannung U_HV am Invertereingang.
Der Stromtransformator 12 ist dabei in vorteilhafter Weise so ausgeführt, dass dieser eine geringe Streuinduktivität 29 (Leakage Inductance) sowie eine möglichst große Magnetisierungsinduktivität 30 (Magnetizing Inductance) aufweist.
Dies kann zum einen durch eine sehr gute Kopplung der primärseitigen Windung 13 und der sekundärseitigen Windung 14 zueinander erzielt werden, wobei sich eine geringe Streuinduktivität 29 ergibt. Zum anderen kann dies durch die Verwendung eines hoch permeablen Kernmaterials für den Stromtransformator 12 sowie einer hohen Anzahl von Winden auf der sekundärseitigen Wicklung 14 erreicht werden. Die Anordnung nutzt daher einen ohne einen Luftspalt ausgeführten Stromtransformator 12, da ein Luftspalt einer großen Magnetisierungsinduktivität 30 sowie einer geringen Streuinduktivität 29 entgegensteht.
Zur Verdeutlichung ist in der 7 ein elektrisches Ersatzschaltbild für einen realen Stromtransformator 12 dargestellt.
Die ohmschen Widerstände können bei der angegebenen Messschaltung nach 4 aufgrund des Lastwiderstandes 17 RL vernachlässigt werden.
Die Streuinduktivität 29 des Stromtransformators 12 verzögert den Stromfluss durch den Transformator. Bei einer fachmännischen Aufführung des Design kann mit einer Verzögerung von wenigen Picosekunden (ps) durch die Streuinduktivität 29 gerechnet werden. Diese Verzögerung ist im Vergleich zur Verzögerung durch den dritten Halbleiterschalter 16 zu vernachlässigen.
Die Magnetisierungsinduktivität 30 führt dazu, dass der auf die Sekundärseite transformierte Strom I_OUT nicht nur durch den Lastwiderstand 17 R_L fließt sondern auch über die Magnetisierungsinduktivität 30 abgebaut wird. Dies führt zu einer mit der Zeit abfallenden Spannung über den Lastwiderstand R_L .
Weiterhin kommt es durch den dritten Halbleiterschalter 16 zu einer Einschaltverzögerung in Bezug auf das Ansteuersignal 11 der Messschaltung. Der dritten Halbleiterschalter 16 (FET) braucht wenige Nanosekunden (ns) bis der Kanal von Drain zu Source seine volle Leitfähigkeit erreicht hat und einen entsprechenden Stromfluss I_DS zulässt. Der Strom I_DS durch den dritten Halbleiterschalter 16 entspricht in der 4 dem Strom I_PRI .
Die 8 stellt den zeitlichen Verlauf der Spannung U_OUT über dem Lastwiderstand 17 R_L dar, wie er in der 4 und 10 gezeigt ist. Zum Zeitpunkt t₀ wird die Messschaltung durch das Ansteuersignal 11 aktiviert und erzeugt eine zur zwischen den Klemmen HV+ 2 und HV- 3 anliegenden Eingangsspannung U_HV proportionale Ausgangsspannung Uout 25.
Das als eine Strich-Strich-Linie dargestellte Ansteuersignal 11 stellt die Gatespannung U_G des dritten Halbleiterschalters 16 in der 4 oder 10 dar.
Durch die Eingangsimpedanz des Gates des dritten Halbleiterschalters 16 (FET) verzögert sich der Stromfluss I_PRI wie auch I_SEC durch den Stromtransformator 12 bis zum Zeitpunkt t₁ . Hiernach steigt der Strom und damit die Ausgangsspannung Uout 25 am Lastwiderstand 17 RL bis zum Zeitpunkt t2 an und erreicht ein Maximum. Ab dem Zeitpunkt t2 fällt die Spannung am Lastwiderstand 17 RL durch den Stromfluss über die Magnetisierungsinduktivität 30 wieder ab. Daher stellt der Zeitpunkt t2 den optimalen Messzeitpunkt 31 topt zum Messen der Spannung U_OUT über dem Lastwiderstand 17 R_L dar. Im optimalen Messzeitpunkt 31 topt ist der Messfehler bei der Messung der Spannung U_HV des Hochvoltinverters beziehungsweise des Zwischenkreiskondensators 4 somit am kleinsten.
Eine die Ausgangsspannung Uout 25 am Lastwiderstand 17 RL messende Schaltung, wie beispielsweise ein in einem Mikroprozessor 7 angeordneter Analog-Digital-Wandler 6, welcher mit einer Abtast-Halte-Schaltung (Sampleand-Hold-Schaltung) arbeitet, wird derart zeitlich angesteuert, dass ein Umsetzen des Spannungswerts der Ausgangsspannung Uout 25 im optimalen Messzeitpunkt 31 topt erfolgt. Hierfür wird die Abtastphase der Abtast-Halte-Schaltung mit dem optimalen Messzeitpunkt 31 topt in Übereinstimmung gebracht.
Da die Eigenschaften des dritten Halbleiterschalters 16 (FET), ebenso wie seine Einschaltverzögerung, und des Stromtransformators 12, ebenso wie sein parasitäres Verhalten, bekannt sind, kann natürlich auch nach dem Zeitpunkt t2 gemessen werden und auf Grundlage des zuvor benannten Wissens zurückgerechnet werden beziehungsweise ein Rückschluss auf den im optimalen Messzeitpunkt 31 topt zu erwartenden Messwert gezogen werden.
Die nach der Eingangsspannung U_HV umgeformte Formel [5] kann beispielsweise in dem Mikroprozessor 7 hinterlegt werden. Derart kann der Mikroprozessor 7, welcher vom Analog-Digital-Wandler 6 einen digitalen Messwert der Ausgangsspannung U_OUT 25 erhält, die Größe der Eingangsspannung U_HV berechnen und ausgeben.
Alternativ kann der Mikroprozessor 7 auf in einer Tabelle gespeicherte Werte für die Eingangsspannung U_HV zurückgreifen, wobei die Tabelle das Verhältnis der Ausgangsspannung U_OUT 25 zur Eingangsspannung U_HV abbildet.
In einer weiteren Alternative kann beispielsweise bei der Ermittlung der Eingangsspannung U_HV nach der obigen Beziehung zusätzlich ein Korrekturfaktor mit einberechnet werden. Dieser Korrekturfaktor bildet die Toleranzen einzelner Schaltungen ab und wird in einem Ausgangstest der Platine beziehungsweise der Baugruppe der Messanordnung 1 ermittelt und beispielsweise im Mikroprozessor 7 abgespeichert.
In der 5 ist eine Prinzipdarstellung einer Anordnung zur Umsetzung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Spannungsmessung für einen Hochvoltinverter, also zur Messung der Eingangsspannung U_HV des Inverters gezeigt.
Die zu messende Eingangsspannung U_HV liegt über dem dargestellten Zwischenkreiskondensator 4 sowie zwischen den Klemmen HV+ 2 und HV- 3 an. Die Messanordnung 1 ist zur Messung der Eingangsspannung U_HV mit den Klemmen HV+ 2 und HV- 3 verbunden.
Die 5 zeigt weiterhin einen Mikroprozessor 7 mit einem Analog-Digital-Wandler 6. Der Mikroprozessor 7 ist mit einem Treiber 21 verbunden, welcher vom Mikroprozessor 7 zur Erzeugung entsprechender Steuersignale für die beispielhaft dargestellten Leistungsschalter 22 und 23 mit dem Signal U_PWM angesteuert wird. Der als High-Side-Schalter arbeitende erste Leistungsschalter 22 und der als Low-Side-Schalter arbeitende zweite Leistungsschalter 23 der Leistungsendstufe des Inverters erzeugen in Abhängigkeit ihrer vom Treiber 21 erzeugten Ansteuersignale eine Steuerspannung für eine Motorwicklung 24 oder Motorphase eines nicht näher gezeigten Antriebsmotors.
In einer praktischen Ausführung, in welcher ein anzusteuernder Motor beispielsweise über drei Motorwicklungen 24 verfügt, sind üblicherweise je Motorwicklung 24 zwei Leistungsschalter 22, 23 sowie je ein mit dem Mikroprozessor 7 verbundener Treiber 21 vorzusehen.
Eine Ansteuerung der Leistungsschalter 22 und 23 der Leistungsendstufe des Inverters, welche auch als Halbbrücke bezeichnet werden, kann beispielsweise wie üblich mittels sogenannter PWM-Signalen (Pulsweitenmodulation/Pulsdauermodulation; englisch pulse-width-modulation) erfolgen.
Wie bereits zu den 3 und 4 erläutert, wird von der Messanordnung 1 eine Ausgangsspannung U_OUT 25 bereitgestellt, aus welcher auf die Eingangsspannung U_HV geschlossen werden kann, wie bereits weiter oben erläutert wurde. Diese bereitgestellte Ausgangsspannung U_OUT 25 wird durch den Analog-Digital-Wandler 6 in einen digitalen Wert gewandelt, welcher dem Mikroprozessor 7 zur weiteren Verarbeitung, also zur Ermittlung der Eingangsspannung U_HV , zur Verfügung steht.
Vorgesehen ist es, dass das Ansteuersignal 11, welches die Erzeugung der Ausgangsspannung U_OUT 25 steuert vom Mikroprozessor 7 erzeugt wird. Das Ansteuersignal 11 kann als ein rechteckförmiges Signal bereitgestellt werden und zwei Signalpegel aufweisen. Beispielsweise bei einem ersten sogenannten Low-Signal-Pegel des Ansteuersignals 11 ist es vorgesehen, keine Messung der Eingangsspannung U_HV und somit auch keine Erzeugung der Ausgangsspannung U_OUT 25 durchzuführen. Bei einem zweiten sogenannten High-Signal-Pegel des Ansteuersignals 11 hingegen wird durch die Messanordnung 1 die Ausgangsspannung U_OUT 25 erzeugt und durch den Mikroprozessor 7 die Eingangsspannung U_HV des Inverters ermittelt.
Die Erzeugung des Ansteuersignals 11 durch den Mikroprozessor 7 hat entscheidende Vorteile, wie nachfolgend erläutert wird.
Da der Mikroprozessor 7 die PWM-Steuersignale für die Leistungsschalter 22 und 23 erzeugt, verfügt er über die Information, zu welchem Zeitpunkt im PWM-Signal eine Schaltflanke auftritt. Wie bei derartigen Schaltvorgängen üblich, kommt es bedingt durch parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten zu kurzzeitigen Störungen in den Spannungsverläufen während einer sogenannten Einschwingzeit. Derartige Störungen beispielsweise in der Form eines sogenannten Überschwingens treten auch auf der zu messenden Spannung U_HV auf.
Es ist bekannt, dass das Schalten von Leistungshalbleitern des Inverters wie den Leistungsschaltern 22, 23 zu einer Spannungswelligkeit, sogenannten Ripple-Spannungen im HV-Bus beziehungsweise im Zwischenkreis des Inverters führt. Diese Spannungswelligkeit ist periodisch mit dem doppeltem der Taktfrequenz des PWM-Signals der Leistungselektronik.
Da der Mikroprozessor 7 die Erzeugung der PWM-Signale steuert, ist bekannt in welchem Zustand der Ripple-Spannung eine Spannungsmessung der Eingangsspannung U_HV stört.
Die Information über den Zeitpunkt der Schaltflanken des PWM-Signals wird nun dazu genutzt, in diesen kritischen Zeiten einer großen Strom- und/oder Spannungsänderung in den Leistungshalbleitern keine Messung der Eingangsspannung U_HV des Inverters zu starten.
Wegen dieser Störungen in den Zeitpunkten der Schaltflanken des PWM-Signals ist es technisch sinnvoll, die Erzeugung der zur Eingangsspannung U_HV proportionalen Ausgangsspannung U_OUT 25 zu den Zeitpunkten der Schaltflanken des PWM-Signals verzögert durchzuführen. Als Erfahrungswert wird hierbei häufig eine Mindestverzögerungszeit von etwa 10 % der Taktdauer 32 des PWM-Signals empfohlen. Diese Verzögerung kann durch den Mikroprozessor 7 vorteilhaft, beispielsweise auch softwaremäßig, gesteuert werden.
In der 6 ist der Verlauf eines PWM-Schaltsignals in Form einer Spannung U_PWM in ihrem zeitlichen Verlauf dargestellt. Gezeigt ist vier mal die Taktdauer 32 des PWM-Signals in welchen das PWM-Signal einen High-Pegel aufweist. Als Taktdauer ist im Beispiel die Zeit zwischen einer ersten Zustandsänderung des PWM-Signals, bei welcher der Pegel des PWM-Signals von low nach high wechselt, und einer zweiten Zustandsänderung des PWM-Signals, bei welchem der Pegel des PWM-Signals von high nach low wechselt, dargestellt. Außerdem ist auch der zeitliche Verlauf der zu messenden Eingangsspannung U_HV vereinfacht dargestellt. Wie zu sehen ist, ändert sich die Amplitude der Eingangsspannung U_HV in Abhängigkeit der Taktdauer 32 des PWM-Signals.
Das Verfahren sieht es nun vor, mindesten eine Messung der Eingangsspannung U_HV mittels einer der oben beschriebenen Messanordnungen 1 innerhalb einer Taktdauer 32, in welchem das PWM-Signal einen High-Pegel aufweist, vorzunehmen.
Vorteilhafterweise ist es auch vorgesehen, mehrere Messungen zu mehreren Messzeitpunkten 26 innerhalb einer Taktdauer 32 vorzunehmen. In der 6 sind beispielsweise drei Messzeitpunkte 26 innerhalb einer Taktdauer 32 dargestellt. Auch bei der Messung zu mehreren Messzeitpunkten 26 liegt der erste Messzeitpunkt 26, welcher durch das Ansteuersignal 11 gesteuert wird, um eine Zeitdifferenz Δt zur Einschaltflanke (Low-High-Flanke) des PWM-Signals verzögert. Derart beginnt die erste Messung im ersten Messzeitpunkt 26 beispielsweise erst nach Ablauf einer Zeit, welche etwa 10 % der Dauer der Taktdauer 32 beträgt. Vorgesehen ist es beispielsweise auch, die letzte der mehreren Messungen bei etwa 90 % der Dauer der Taktdauer 32 zu beenden.
Ein Vorteil bei der Erzeugung des Ansteuersignals 11 durch den Mikroprozessor 7 liegt auch darin, dass die Messzeitpunkte 26 innerhalb einer Taktdauer 32 beziehungsweise innerhalb eines Schaltvorgangs einer Halbbrücke der Leistungsendstufe des Inverters liegen. Dies gilt auch für den Fall, dass sich die Pulsweite des PWM-Signals, also die Taktdauer 32 verlängert oder verkürzt.
Ein Vorteil bei der Erzeugung mehrerer Ausgangsspannungen U_OUT 25 und somit mehrerer digitaler Werte im Mikroprozessor 7 zu mehreren Messzeitpunkten 26 liegt darin, dass aus diesen digitalen Werten beispielsweise ein arithmetischer Mittelwert bestimmt werden kann, welcher vom Mikroprozessor 7 berechnet und als Wert für die Eingangsspannung U_HV ausgegeben wird.
Weiterhin vorgesehen ist es, dass eine Abtastung der Eingangsspannung U_HV nicht in jeder Taktdauer 32 des PWM-Signals erfolgen muss.
Häufig wird beispielsweise eine Leistungsmessung zur Ermittlung einer noch verfügbaren Reichweite eines Elektrofahrzeuges nur im Zeitbereich einer oder mehrerer Sekunden durchgeführt, während eine Messung mit dem beschriebenen Verfahren im Mikrosekundenbereich oder Millisekundenbereich möglich ist. Somit muss auch der für die Berechnung der Reichweite benötigte Wert der Eingangsspannung U_HV nur in einem Zeitraster von einer oder mehrerer Sekunden zur Verfügung gestellt werden. Wie in 6 beispielhaft dargestellt ist, kann eine Messung der Eingangsspannung U_HV nur in jeder zweiten Taktdauer 32 erfolgen, wobei dann jeweils drei Messungen zu drei Messzeitpunkten 26 mit einer Mittelwertbildung durchgeführt werden können.
Die Messung der Eingangsspannung U_HV des Hochvoltinverters erfolgt einerseits unter Berücksichtigung der Schaltflanken des PWM-Signals, zu welcher ein erster Messzeitpunkt 26, beispielsweise um 10 % der Taktdauer 32 verzögert, nach einer einen Leistungsschalter einer Halbbrücke einschaltenden Flanke, festgelegt wird. Eine derartige erste Zeitdifferenz zwischen einer Einschaltflanke des PWM-Signals und dem Ansteuersignal 11 ist beispielhaft in der 9 mit der Bezeichnung Δt₁ im zeitlichen Verlauf des Ansteuersignals 11 dargestellt. Zur Erläuterung dieser ersten Zeitdifferenz ist über dem zeitlichen Verlauf des Ansteuersignals 11 in der 9 ein PWM-Signal mit seinen Zustandsänderungen und den jeweiligen Taktdauern 32 in seinem zeitlichen Verlauf dargestellt. Wie gezeigt, wird das Ansteuersignal 11 zu jeder Einschaltflanke des PWM-Signals um die erste Zeitdifferenz Δt₁ verzögert erzeugt. Das derart erzeugte Ansteuersignal 11 steuert den Steuereingang des dritten Halbleiterschalters 16 T₃ in der Ausführung der Erfindung nach 4 oder 10.
Die Messung der Eingangsspannung U_HV des Hochvoltinverters erfolgt aber auch unter Berücksichtigung des zur 8 beschriebenen optimalen Messzeitpunkts 31 topt, welcher sich aus den Eigenschaften des in der Messanordnung nach 4 und 10 eingesetzten dritten Halbleiterschalters 16 T₃ und den Eigenschaften des Stromtransformators 12 ergibt.
Zu diesem Zweck wird ein sogenanntes Triggersignal, wie in der 9 dargestellt, erzeugt, welches beispielsweise die Analog-Digital-Wandlung der Ausgangsspannung 25 U_OUT in einem Analog-Digital-Wandler 6 steuert. Das Triggersignal wird derart erzeugt, dass es zum Ansteuersignal 11 zeitlich um Δt₂ verzögert ist. Diese zeitliche Verzögerung um eine zweite Zeitdifferenz Δt₂ wird derart gewählt, dass das Triggersignal mit seiner eine Analog-Digital-Wandlung der Ausgangsspannung 25 U_OUT startenden Flanke zum optimalen Messzeitpunkt 31 topt bereitgestellt wird. Mittels dieses Triggersignals kann beispielsweise in einem Analog-Digital-Wandler 6 mit einer Abtast-Halte-Schaltung die Abtastphase der Abtast-Halte-Schaltung gesteuert werden. Das Triggersignal wird also gegenüber einer jeden Einschaltflanke des PWM-Signals um Δt₁ und Δt₂ verzögert erzeugt.
Vorteilhafterweise werden mittels eines in der Schaltung beinhalteten Mikroprozessors 7 außer dem PWM-Signal auch das Ansteuersignal 11 sowie das Triggersignal erzeugt. Die hierfür einzuhaltenden jeweiligen zeitlichen Verzögerungen der Signale zueinander um Δt₁ sowie die Verzögerung zwischen t₀ und t₂ um Δt₂ können im Mikroprozessor 7 beispielsweise softwaremäßig realisiert werden.
In der 10 ist eine dritte beispielhafte Realisierung einer erfindungsgemäßen Anordnung 1 zur Messung einer Eingangsspannung U_HV eines Inverters gezeigt. In dieser Realisierung wird in der Anordnung 1 ein Stromtransformator 12 und eine Verstärkerschaltung mit einem Operationsverstärker 33 (OPV) genutzt.
Die 10 zeigt einen Transformator 12 mit einem Kern, einer primärseitigen Wicklung 13, welche eine Anzahl von Windungen N_P aufweist, und einer sekundärseitigen Wicklung 14, mit einer Anzahl von Windungen Ns, wobei die Wicklungsrichtung der Windungen N_p und N_s im Unterschied zur 4 gegenläufig ausgeführt ist.
Ein erstes Ende der primärseitigen Wicklung 13 ist über einen strombegrenzenden Vorwiderstand RHv 15 mit der Klemme 2 also dem Potential HV+ verbunden. Ein zweites Ende der primärseitigen Wicklung 13 ist über einen dritten Halbleiterschalter T₃ 16 mit der Klemme 3 also dem Potential HVverbunden. Zwischen der Klemme HV+ 2 und der Klemme HV- 3 ist auch der Zwischenkreiskondensator 4 angeordnet, welcher in der 10 nicht dargestellt ist.
Der dritten Halbleiterschalter T₃ 16 kann durch ein geeignetes Ansteuersignal 11, welches beispielsweise an die Gate-Elektrode des dritten Halbleiterschalter T₃ 16 angelegt wird, angesteuert werden. Beispielsweise für den Fall, dass das Ansteuersignal 11 einen High-Pegel aufweist, wird die Drain-Source-Stecke des Halbleiterschalter T₃ 16 leitend, der Transistor T₃ 16 steuert durch. Für diesen Fall fließt ein Strom I_PRI durch die Primärwicklung 13 des Transformators 12, welcher durch den strombegrenzenden Vorwiderstand R_HV 15 begrenzt wird. Außerdem wird in der sekundärseitigen Wicklung 14 der Strom I_SEC erzeugt.
Wie bereits zur 4 erläutert, dient die in der Messanordnung 1 in der 10 gezeigte erste Diode D₁ 18, welche vor dem Lastwiderstand RL 17 angeordnet ist, als Gleichrichtdiode. Die parallel zur sekundärseitigen Wicklung 14 angeordnete zweite Diode D₂ 19 und dritte Diode D₃ 20 haben die Funktion einer Freilaufschaltung für die sekundärseitige Wicklung 14 des Stromtransformators 12. Da die Wicklungsrichtung der sekundärseitigen Wicklung 14 gegenüber der 4 gewechselt hat, sind auch die beschriebenen Dioden 18, 19, 20 entsprechend in ihrer Polung getauscht in der Schaltung der Anordnung 1 angeordnet.
Da der nicht invertierte Eingang des Operationsverstärkers 33 mit dem Bezugspotential 35 HV- verbunden ist, entsteht am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 33 ein virtuelles Bezugspotentials 35 HV-. Das heißt, der maximale Spannungsabfall über der sekundärseitigen Wicklung 14 des Transformators 12 entspricht dem Spannungsabfall über der Diode 18 D₁ und liegt im stromführenden Zustand im Bereich zwischen 0,3 V bis 0,7 V. Dies führt zu einer Reduzierung des Messfehlers durch den reduzierten Magnetisierungsstrom im Transformator 12. Weiterhin besteht die potenzielle Möglichkeit, einen in seiner Bauform kleineren Transformator 12 zu nutzen. Diese Ausführungsform der Messschaltung erfordert einen im Ansprechverhalten (slew rate) und Bandbreite entsprechend hinreichend ausgelegten Operationsverstärker 33 sowie eine Spannungsquelle 34. Obwohl der Lastwiderstand 17 R_L in der 10 als Rückkopplungswiderstand des Operationsverstärkers angeordnet ist, kann durch die Erzeugung des virtuellen Bezugspotentials 35 HV- die Ausgangsspannung 25 U_OUT wie üblich am Ausgang der Messanordnung 1 bereitgestellt werden. Da die Ausgangsspannung 25 U_OUT in einer Relation zur Eingangsspannung U_HV erzeugt wurde, kann diese wieder, wie weiter oben beschrieben, durch das bekannte Verhältnis der Spannungen U_OUT zu U_HV zueinander ermittelt werden.
Zur Spannungsversorgung des Operationsverstärkers 33 in der 10 ist eine Spannungsquelle 34 zwischen einem ersten Spannungsversorgungsanschluss (V+) des Operationsverstärkers 33 und der Klemme HV- 3 angeordnet. Der zweite Spannungsversorgungsanschluss (V-) des Operationsverstärkers 33 ist mit einem gegenüber HV- negativeren Spannungspotential verbunden. Derart wird sichergestellt, dass der Arbeitsbereich des Operationsverstärkers 33 den Anforderungen der Messanordnung 1 auch zur Messung kleinster Spannungen nahe Null Volt genügt.
Die zuvor dargestellten Formeln [1] bis [5] gelten für die Ausführung der Messanordnung 1 nach 10 weiterhin.
Bezugszeichenliste

1', 1: Anordnung zur Spannungsmessung (Messanordnung)
2: Klemmen HV+
3: Klemmen HV-
4: Zwischenkreiskondensator
5: Spannungsteiler
6: Analog-Digital-Wandler
7: Mikroprozessor
8: Glättungskondensator C_G
9: erster Halbleiterschalter T₁
10: zweiter Halbleiterschalter T₂
11: Ansteuersignal
12: Transformator (Stromtransformator)
13: primärseitige Wicklung
14: sekundärseitige Wicklung
15: Vorwiderstand R_HV
16: dritter Halbleiterschalter T₃
17: Lastwiderstand R_L
18: erste Diode D₁
19: zweite Diode D₂
20: dritte Diode D₃
21: Treiber
22: erster Leistungsschalter der Halbbrücke
23: zweiter Leistungsschalter der Halbbrücke
24: Motorwicklung
25: Ausgangsspannung U_OUT
26: Messzeitpunkt
27: primärseitige Anschlussleitungen
28: sekundärseitige Anschlussleitungen
29: Streuinduktivität
30: Magnetisierungsinduktivität
31: optimaler Messzeitpunkt topt
32: Taktdauer
33: Operationsverstärker
34: Spannungsquelle
35: virtuelles Bezugspotential HV-

Claims

Anordnung zur Spannungsmessung (1) für einen Hochvoltinverter, in welchem zwischen einer Klemme HV+ (2) und einer Klemme HV- (3) ein Zwischenkreiskondensator (4) angeordnet ist, an welchem eine zu messende Eingangsspannung U_HV anliegt, wobei die Anordnung zur Spannungsmessung (1) mit der Klemme HV+ (2) und der Klemme HV- (3) eingangsseitig verbunden ist und einen Ausgang zur Ausgabe einer Ausgangsspannung U_OUT (25) aufweist, welche in einem bestimmten Verhältnis zur Eingangsspannung U_HV steht, dadurch gekennzeichnet, dass in der Anordnung zur Spannungsmessung (1) zwischen den Klemmen (2, 3) eine Reihenschaltung, bestehend aus einem zweiten Halbleiterschalter T₂ (10) und mindestens zwei Widerständen (R11, R12), angeordnet ist, dass der zweite Halbleiterschalter T₂ (10) einen Steuereingang aufweist, welcher mit einem Ansteuersignal (11) zumindest mittelbar verbunden ist, und dass über einem der Widerstände (R11, R12) Anschlüsse zur Ausgabe der Ausgangsspannung U_OUT (25) angeordnet sind, welche mit dem Ausgang der Anordnung zur Spannungsmessung (1) verbunden sind und dass der Steuereingang des zweiten Halbleiterschalters T₂ (10) mit einem Abgriff verbunden ist, welcher zwischen zwei Widerständen (R9, R10) angeordnet ist, dass die Widerstände (R9, R10) mit einem ersten Halbleiterschalter T₁ (9) in einer Reihenschaltung zwischen den Klemmen (2, 3) angeordnet sind und dass der erste Halbleiterschalter T₁ (9) einen Steuereingang aufweist, welcher mit dem Ansteuersignal (11) direkt verbunden ist.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Widerstände (R9, R10, R11, R12) aus mehreren Teilwiderständen bestehend angeordnet sind.
Verfahren zur Spannungsmessung (1) für einen Hochvoltinverter, wobei eine zu messende Eingangsspannung U_HV in eine zur Eingangsspannung U_HV in einem festgelegten Verhältnis stehende Ausgangsspannung U_OUT (25) gewandelt wird, dadurch gekennzeichnet, dass das festgelegte Verhältnis durch Spannungsverhältnisse an einem Spannungsteiler (5) oder durch eine Stromtransformation zwischen einem in seinem Wert durch einen Vorwiderstand (15) begrenzten Primärstrom I_PRI und einem Sekundärstrom I_SEC an einem Transformator (12) bestimmt wird und dass eine Bereitstellung der für die Spannungsmessung notwendigen Ausgangsspannung U_OUT (25) und die Spannungsmessung selbst, gesteuert durch ein Ansteuersignal (11), getaktet und nur zu festgelegten Zeiten durchgeführt wird und dass eine Erzeugung des die Spannungsmessung steuernden Ansteuersignals (11) mit einem Takt eines PWM-Signals synchronisiert wird, welches Leistungsschalter einer Leistungsendstufe des Hochvoltinverters ansteuert, wobei eine Spannungsmessung nur in einer Taktdauer (32) zwischen zwei Zustandsänderungen des PWM-Signals erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Spannungsmessung die Ausgangsspannung U_OUT (25) mittels einer Analog-Digital-Wandlung in einen digitalen Messwert gewandelt wird und dass zur Bestimmung des Wertes der Eingangsspannung U_HV der digitale Messwert unter Zuhilfenahme des bekannten, festgelegten Verhältnisses in den Wert der Eingangsspannung U_HV gewandelt wird und dass der Wert der Eingangsspannung U_HV ausgegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das die Spannungsmessung steuernde Ansteuersignal (11) derart bereitgestellt wird, dass in einer Taktdauer (32) mehrere Spannungsmessungen zu mehreren Messzeitpunkten (26) durchgeführt werden, wobei mehrere Ausgangsspannungen U_OUT (25) erzeugt und mittels je einer Analog-Digital-Wandlung in je einen digitalen Messwert gewandelt werden.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass aus den erzeugten digitalen Messwerten ein digitaler Mittelwert bestimmt wird, bevor unter Zuhilfenahme des festgelegten Verhältnisses die Eingangsspannung U_HV aus dem bestimmten digitalen Mittelwert der digitalen Messwerte bestimmt und ausgegeben wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das die Spannungsmessung steuernde Ansteuersignal (11) derart bereitgestellt wird, dass eine Umsetzung der Eingangsspannung U_HV in eine Ausgangsspannung U_OUT (25) in einer Messanordnung (1) um eine erste Zeitspanne Δt₁ gegenüber einer Schaltflanke des PWM-Signals verzögert erfolgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Wandlung der Ausgangsspannung U_OUT (25) in einen digitalen Messwert um eine erste Zeitspanne Δt₁ und um eine zweite Zeitspanne Δt₂ gegenüber einer Schaltflanke des PWM-Signals verzögert erfolgt.