KR20190046654A - 고전압 인버터의 전압 측정 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

고압 인버터의 전압 측정 장치(1)와 관련이 있는 본 발명의 과제는, 이러한 고압 인버터의 간단하면서도 견고하며 비용 효율이 높은 전압 측정을 달성하고, 선행 기술에 알려진 단점들을 극복할 수 있는 해결책을 제시하는 것이다. 장치 측면에서 상기 과제는, 단자(2, 3)들 사이에 있는 상기 전압 측정 장치(1) 내에, 제2 반도체 스위치(T2, 10)와 2개 이상의 저항(R11, R12)으로 구성된 직렬 회로가 배치되어 있고, 상기 제1 반도체 스위치(10)가, 적어도 간접적으로 제어 펄스가 인가되는 제어 입력을 갖고, 그리고 상기 전압 측정 장치(1)의 출력과 연결된 출력 전압(UOUT, 25)을 출력하기 위한 연결부들이 상기 저항 중 하나의 저항(R11, R12) 위에 배치되어 있음으로써 해결된다. 방법 측면에서, 고정비가 분압기(5)에서의 전압비에 의해 또는 변압기(12)에서의 2차 전류(ISEC)와 1차 전류(IPRI) 사이 전류 변환에 의해 결정되고, 전압 측정에 필요한 출력 전압(UOUT, 25) 제공 그리고 전압 측정 자체가 제어 펄스(11)에 의해 제어되는 방식으로 클록 제어되고 고정 시간에만 수행됨으로써 해결된다.

Description

고전압 인버터의 전압 측정 장치 및 방법{ARRANGEMENT AND METHOD FOR MEASURING THE VOLTAGE OF A HIGH-VOLTAGE INVERTER}
본 발명은 고전압 인버터의 전압 측정 장치에 관한 것으로서, 상기 고전압 인버터에서 제1 단자와 제2 단자 사이에는, 측정될 입력 전압(UHV)이 인가되는 중간 회로 커패시터(intermediate circuit capacitor)가 배치되어 있으며, 이 경우 상기 전압 측정 장치는 입력 측에서 상기 제1 단자와 제2 단자와 연결되어 있고, 상기 입력 전압(UHV)에 특정 비율로 연결되는 출력 전압(UOUT)을 출력하기 위한 출력을 갖는다.
본 발명은 또한, 고전압 인버터의 전압 측정 방법과도 관련이 있으며, 이 경우 측정될 입력 전압(UHV)은 이러한 입력 전압(UHV)에 정해진 비율로 연결되는 출력 전압(UOUT)으로 변환된다.
역변환 장치로도 명명되는 인버터는 직류 전압을 교류 전압으로, 즉 직류를 교류로 변환하는 전기 장치이다.
인버터는 단상 교류, 또는 삼상 교류(three-phase alternating current)로도 명명되고, 이 경우 상기 삼상 교류의 회전 방향이 위상들 상호 간의 위상 변이(phase shift)의 결과로 나타나는 다상 교류를 생성하도록 설계되어 있을 수 있다. 인버터는 대개, 예를 들면 모터와 같은 전기 부하가 작동을 위해 교번 극성(alternating polarity)을 갖는 전류 또는 전압을 필요로 하는 곳, 그러나 예를 들면 자동차 등에 사용되는 고전압 배터리와 같은 직류 전압원만을 필요로 하는 곳에 사용된다.
이러한 인버터는, 고전압으로 전기 모터를 구동하는 데, 특히 차량에서는 60V를 초과하는 차량 전압으로, 전기 모터를 구동하는 데 사용된다. 자동차 분야에서는, 이러한 전압 범위에서부터 소위 고전압 애플리케이션(HV 애플리케이션)도 언급된다. 이러한 애플리케이션 중 하나는 예를 들면 차량의 전동식 냉매 압축기용 인버터이다.
이러한 인버터의 목적은 예를 들면, 차량의 냉매 압축기의 전기 구동 모터를 제어하거나 조정하고, 그리고 이러한 방식으로 모터 위상 전류를 제어하여 냉매 압축기에서 상기 전기 구동 모터의 회전 속도와 토크를 모두 측정하는 것이다.
이러한 조정을 위해서는, 소위 HV 버스(HV bus)의 입력 전압(UHV)을 측정할 필요가 있다. 상기 입력 전압(UHV)은 인버터의 입력 단자들 또는 전위(HV+ 및 HV-)들 사이에 인가되는 전압이다.
냉매 압축기의 전기 구동 모터를 조정하기 위한 인버터의 입력에서의 입력 전압(UHV) 측정의 필요성 외에, 입력 전압(UHV)의 값은 예를 들면 전기 차량에서 이용 가능한 유효 범위를 측정하기 위해서도 사용된다.
이를 위해, 상응하게 적절한 회로를 이용하여, 측정된 입력 전압(UHV)에 추가로 소위 인버터의 소비 전류(I)가 측정된다. 두 측정값은 인버터의 전력 소비(P)를 검출하기 위한 기초를 형성하고, 이러한 기초로부터 전기 차량의 주행 가능한 거리가 도출될 수 있다.
입력 전압(UHV)의 측정의 복잡성을 최소화하기 위해, 선행 기술에 따른 이러한 입력 전압(UHV) 측정은 인버터의 회로 주변 환경에서, 마이크로프로세서와 같은 사용 가능한 제어 및 조절 유닛의 도움으로 실행되는 경우가 많다. 상기 마이크로프로세서는 일반적으로 인가되는 전압을 아날로그-디지털 변환하기 위한 어셈블리를 갖고 있다. 아날로그-디지털 변환을 위해 마이크로프로세서의 입력에 인가될 수 있는 전압은 그 크기가 상기 마이크로프로세서의 공급 전압에 의해 크게 제한된다.
종래의 마이크로프로세서에서, 상기와 같은 입력에서 생성될 수 있는 로직 전압은 예를 들면 3.3V 또는 5V 범위에 있고, 반면에 측정될 입력 전압(UHV)은 통상적으로 500V 내지 800V의 범위에 있을 수 있다. 따라서 입력 전압(UHV)의 직접적인 아날로그-디지털 변환이 이루어질 수 없다.
이 때문에 종래 기술에 따르면, 직렬 회로에 내에 배치된 다수의 저항으로 구성된 분압기(voltage divider)를 이용하여, 측정될 입력 전압(UHV)을 마이크로프로세서의 논리 전압 레벨에 적합하게 적응시키는 것이 통상적이다.
예를 들면, 저항(R1 내지 R8)으로 이루어진 분압기를 형성하여 단자(HV +, HV-) 사이에 배치할 수 있다. 마이크로프로세서의 아날로그-디지털 변환기에 대한 부분 전압(U8)은 예를 들면 전위(HV-)에 직접 연결된 저항(R8) 위에서 분기된다. 이러한 부분 전압(U8)으로부터, 마이크로프로세서에 의해 디지털 값이 결정되고, 이때 입력 전압(UHV)에 대한 귀납적 추론은 상기 디지털 값을 통해 이루어질 수 있는데, 그 이유는 분압기의 크기 값(sizing value) 그리고 이에 따라서 저항(R1 내지 R8)들을 통한 개별 부분 전압(U1 내지 U8)들의 분배가 공지되어 있기 때문이다.
이러한 종래 기술의 단점은, 입력 전압(UHV)의 측정이 연속 측정이므로 전류가 분압기를 통해 연속적으로 흐른다는 것이다.
따라서 분압기를 통과하는 이러한 연속적인 전류 흐름은 상기 분압기의 저항(R1 내지 R8)들에서 연속적으로 발생하는 전력 손실을 일으킨다.
상기와 같이 연속적으로 발생하는 전력 손실은 고임피던스 저항(high-impedance resistance)을 선택하는 방법으로 상쇄할 수 있지만, 이러한 조치는 주문자(OEM)의 규정과 저항들의 자체 잡음에 의해 제한된다.
예를 들어, 연속적인 전류 흐름을 갖는 저항 네트워크 내에서 최소 100㎂의 최소 전류를 요구하는 규정이 준수되어야 하는 것이 일반적이다. 이러한 규정의 목적은 회로 기판 상에서 전기적 이동 효과(electrical migration effect)를 방지하는 것이다.
또한, 저항의 허용 전력 손실이 온도가 증가함에 따라 감소한다는 점에 유의해야 한다. 예를 들어, SMD0805 타입의 저항에서 알려진 바에 따르면, 약 70℃의 온도부터 허용 전력 손실의 현저한 감소가 관찰될 수 있다는 것이다.
추가로, 특히 전기 냉매 압축기에서 상기와 같은 회로를 사용하는 경우, 회로의 매우 일반적인 주위 온도는 80℃를 초과하는 범위에 있다. 허용 전력 손실과 관련하여 저항들의 크기를 정할 때에는 저항의 자체 발열(self-heating)이 고려되어야 한다.
또한, 상기와 같은 분압기의 설계에 있어서는, 가능한 방지되어야 할 공기 및 연면 거리(air and creepage distance)와 관련하여 상응하는 절연 협조(insulation coordination)에 관한 요구 사항이 준수되어야 한다.
따라서 상승하는 고전압이 상승함에 따라 점점 커지는, SMD 부품들, 즉 분압기의 저항(R1 내지 R8)들의 개별 패드들 사이 거리가 준수되어야 한다. 이와 관련된 규정으로는 VDE 0110이 언급될 수 있으며, 이는 저전압 장비들의 절연 협조 영역과 관련된다.
상기와 같은 요구 사항은, 설계부터 매우 큰 부품 또는 저항이 사용되어야 한다는 결과를 초래한다. 그러나 이러한 점은 요구된 연면 거리가 3㎜를 넘는 경우에는 더 이상 가능하지 않다. 그 이유 중 하나는 진동 때문에 대형 부품의 경우 균열(craking)이 생길 위험이 있기 때문이다. 또 다른 이유는 부품과 이러한 부품이 제공된 회로 기판 간의 상이한 팽창 계수(expansion coefficient) 때문이다.
따라서 상기와 같은 회로 고안자는, 500V 전압에서 다수의 저항을, 예를 들면 7 또는 8개의 부품을 서로 직렬 회로로 연결해야 한다. 그 외에 이러한 캐스케이드(cascade)는 절연 협조의 요구 사항을 충족시키기 위해 회로 기판의 레이아웃에서 공간적으로 확장되어야 한다.
이처럼 전술한 선행 기술의 단점으로 인해 고전압 인버터의 전압 측정을 위한 적절한 해결책이 필요하다.
본 발명의 과제는, 고압 인버터의 간단하면서도 견고하며 비용 효율이 높은 전압 측정을 달성하고, 선행 기술에 알려진 단점들을 극복할 수 있는 고전압 인버터의 전압 측정 장치 및 방법을 제시하는 것이다.
상기 과제는 독립 청구항으로서 제1항 및 제4항에 따른 특징들을 갖는 대상에 의해서 해결된다. 개선예들은 종속으로서 제2항, 제3항, 제5항 및 제6항에 기재되어 있다.
상기 과제는 또한, 독립 특허 청구항으로서 제7항에 따른 특징들을 갖는 방법에 의해서 해결된다. 개선예들은 종속으로서 제8항 내지 제13항에 기재되어 있다.
상기 전압 측정 장치에 의해서는, 인버터의 고전압 또는 입력 전압(UHV)이 이러한 고전압 또는 입력 전압에 대해 알려진 비율로 연결되는 출력 전압(UOUT)으로 변환될 수 있다. 이 경우 상기와 같은 방식으로 생성된 출력 전압(UOUT)은 최대 진폭을 가져야 하며, 이러한 최대 진폭은 예를 들면 마이크로프로세서의 아날로그-디지털 변환기에 의해 처리될 수 있고, 그리고 예를 들면 3V 또는 5V 범위에 있다.
본 발명에 따른 고전압 인버터의 전압 측정 장치의 제1 변형예에서는, 스위칭 되는 분압기를 사용하여 변환을 실행하는 것이 제안되며, 이 경우 분압기의 직렬 회로 내에는 반도체 스위치가 배치되어 있다. 이러한 반도체 스위치는, 단지 입력 전압(UHV)의 측정이 이루어지는 시간에만 분압기를 통해 전류가 흐르도록 제어 펄스에 의해 제어된다. 따라서 분압기의 저항 부하 및 그에 따라 발생되는 전력 손실이 줄어든다. 알려진 비율은 분압기의 크기 설계에 따라 결정된다.
따라서 상기와 같이 생성된 출력 전압(UOUT)은 예를 들면 디지털 측정값으로 변환될 수 있고, 후속해서 출력 전압(UOUT)에 대해 입력 전압(UHV)의 알려진 비율의 도움으로, 상기 입력 전압(UHV)의 값이 결정되어 출력될 수 있다.
본 발명에 따른 고전압 인버터의 전압 측정 장치의 제2 변형예에서는, 클록 제어되는 전류 변환기를 사용하여 변환을 실행하는 것이 제안된다. 이를 위해 직렬 회로 내에는 부하 저항, 변압기의 1차측 권선 및 반도체 스위치가 배치되어 있다. 이러한 반도체 스위치는, 단지 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 변환이 이루어는 시간 내에서만 상기 변압기의 1차측 권선을 통해 전류가 흐르도록 제어 펄스에 의해 제어된다. 상기 클록 제어되는 1차측 전류 흐름은 변압기의 전류 변환 비율에 의해 결정되는 2차측 전류 흐름을 발생시킨다. 상기 2차측 전류는 부하 저항에 의해 출력 전압(UOUT)으로 변환된다. 본 제2 변형예에서 알려진 비율은 변압기의 전류 변환(전류 전달율)에 의해 결정된다. 이러한 전류 전달율은 1차측 권선의 수와 2차측 권선의 수 비율에 의해 결정된다.
따라서 상기와 같이 생성된 출력 전압(UOUT)은 예를 들면 디지털 측정값으로 전환될 수 있고, 후속해서 2차측 전류(ISEC)와 1차측 전류(IPRI) 및 이에 따라 출력 전압과 입력 전압의 알려진 비율의 도움으로, 입력 전압(UHV)의 갑이 결정되어 출력될 수 있다.
고전압 인버터의 전압 측정 방법에서의 클록 제어된 측정 입력 전압(UHV)의 시퀀스는 바람직하게, 예를 들면 PWM 신호에 의해 인버터의 반 브리지의 회로 차단기의 트리거링도 제어하는 마이크로프로세서에 의해 제어된다. 마이크로프로세서에 의해 PWM 신호를 생성함으로써, 상기 마이크로프로세서 내에는 PWM 신호가 자신의 스위칭 에지를 갖는 시간과 예를 들면 클록 주기 내에서 PWM 신호가 하이 레벨을 갖는 시간이 공지되어 있다. 이러한 경우 클록 주기는 인버터 전력단의 회로 차단기를 트리거링하는 PWM 신호의 2개의 상태 변화 사이 시간과 일치한다.
본 발명에 따르면, 인버터 전력단의 회로 차단기를 트리거링하기 위한 PWM 신호에 대한 상기와 같은 기술 지식은 입력 전압(UHV)의 클록 제어된 측정을 PWM 신호와 동기화하기 위하여 사용된다. 이러한 방식으로, 입력 전압(UHV)이 상기 회로 차단기의 스위칭 동작에 의해 중단되고, 소위 전압 변동(리플)을 갖는 시간에 상기 입력 전압(UHV)이 측정되는 것이 방지된다.
또한, PWM 신호의 스위칭 에지가 발생 후, 측정이 수행되기 전에 대기 시간이 준수되도록 입력 전압(UHV)의 측정을 클록 제어 방식으로 수행할 수도 있다. 이러한 대기 시간은 예를 들면 PWM 신호가 하이 레벨인 클록 주기의 지속 시간의 10%일 수 있다.
또한, 대기 시간이 종료된 후 입력 전압(UHV)의 여러 클록 제어식 측정이 여러 측정 시간에 수행될 수도 있다. 따라서 각각 아날로그-디지털 변환을 생성하는 방식으로 각각의 디지털 측정값을 생성하는 다수의 출력 전압(UOUT)이 검출된다.
또한, 이러한 다수의 디지털 측정값으로부터 평균값 또는 디지털 평균값이 결정된다. 따라서 예를 들면 디지털 측정값의 산술 평균값이 결정될 수 있고, 이어서 출력 전압(UOUT )에 대한 입력 전압(UHV)의 알려진 비율의 도움으로, 입력 전압(UHV)의 값이 디지털 측정값의 산술 평균값에 의해 결정되고 출력될 수 있다.
본 발명의 추가적인 세부 사항들, 특징들 및 장점들은 관련 도면들을 참조해서 이루어지는 실시예들에 대한 하기의 설명으로부터 드러난다. 도면부에서:
도 1은 선행 기술에 따른 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 예시적인 회로를 도시하고,
도 2는 주위 온도에 따라 허용되는 전력 손실의 비율을 나타내는 SMD0805 타입의 저항의 데이터 시트에서 발췌를 도시하며,
도 3은 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 본 발명에 따른 장치의 제1 실시예를 도시하고,
도 4는 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 본 발명에 따른 장치의 제2 실시예를 도시하며,
도 5는 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 본 발명에 따른 방법을 구현하기 위한 장치의 개략도를 도시하고,
도 6은 인버터의 입력 전압(UHV) 곡선뿐만 아니라 PWM 신호의 도시하기 위한 2개의 전압-시간도를 도시하며,
도 7은 선행 기술에 따른 실제 변류기에 대한 전기 등가 회로도를 도시하고,
도 8은 출력 전압(UOUT)의 곡선을 갖는 전압-시간도를 도시하며,
도 9는 PWM 신호, 제어 펄스 및 최적의 측정 시간에 대한 도시를 3개의 다이어그램으로 도시하며, 그리고
도 10은 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 본 발명에 따른 장치의 제3 실시예를 도시한다.
도 1은, 짧게 측정 장치(1')로 명명되는, 도 1에는 도시되지 않은 선행 기술에 따른 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 예시적인 장치를 나타낸다. 이 경우 단자(HV+ 및 HV-)들이 도시되어 있고, 이러한 단자들 사이에는 인버터에 대한 입력 전압(UHV)이 인가되며, 그리고 이러한 입력 전압은 마찬가지로 도면에 도시되지 않은 중간 회로 커패시터(C4) 상에 인가되는 중간 회로 전압에 상응한다.
상기 측정 장치(1')는 저항(R1 내지 R8)들의 직렬 회로에 의해 구현되는 단자(HV+, 2 및 HV-, 3)들 상이에 배치된 분압기(5)를 포함한다. 제8 저항(R8)에 인가되는 부분 전압(U8)은 입력 측에서 아날로그-디지털 변환기(6)에 공급된 측정 전압에 상응한다. 본 예에서, 상기 아날로그-디지털 변환기(6)는 마이크로프로세서(7)에 통합된 방식으로 배치되어 있다. 마이크로프로세서(7)의 전압 공급을 위해 상기 마이크로프로세서는 5V의 작동 전압 및 접지 전위에 연결되어 있다. 아날로그-디지털 변환기(6)의 입력에 인가되는 전압(U8)의 리플을 제거하기 위해, 평활 커패시터 전압(CG, 8)가 제공되었다.
저항(R8) 위쪽에서 예를 들면 500V 이상의 전체 입력 전압(UHV)이 인가될 수 있는 동안, 저항(R8) 위쪽에서 분압기(5)의 저항(R1 내지 R8)들의 상응하는 크기 설계에 의해, 마이크로프로세서(7)의 아날로그-디지털의 입력 전압 범위에 있는 전압(U8)이 제공된다. 이 전압(U8)은 아날로그-디지털 변환기(6)에 의해 디지털 측정값으로 변환된다.
입력 전압(UHV)에 대한 부분 전압(U8) 비율은 분압기(5)의 전체 저항에 대한 부분 저항(R8)의 비율에 비례적이기 때문에, 전압(U8)의 검출된 디지털 측정값을 통해 측정될 입력 전압(UHV)이 추론되거나 계산될 수 있다.
이와 같은 방식으로 인버터의 입력 전압(UHV) 측정이 이루어지고, 이때 분압기(5)에는 지속적으로 전류가 흐른다. 이것은 아날로그-디지털 변환기(6)가 인가되는 전압(U8)의 변환을 수행하지 않는, 즉 측정을 수행하지 않는 시점에도 적용된다.
도 2에는 SMD0805 타입의 저항의 데이터 시트가 도시되어 있으며, 이 데이터 시트는 주위 온도(℃)(T)에 따라 허용되는 전력 손실(P)을 나타낸다. 상기 데이터 시트에서 알 수 있듯이, 상기와 같은 저항의 허용 전력 손실은 주위 온도가 70℃일 때부터 선형 함수에 따라 감소한다. 고전압 인버터의 전압 측정 장치를 사용하는 경우, 80℃ 이상의 주위 온도가 예상되며, 이 경우 이러한 온도 범위에서 제한되는 최대 전력 손실(P)은 상기와 같은 회로의 개발에서 고려되어야 한다. 이러한 제한은 도 1에 도시된 바와 같은 회로에서 상응하게 견고하게 크기 설정된 부품을 사용할 필요성을 야기한다. 동시에 개발자는 전력 손실로 인한 부품의 자체 발열을 추가로 관찰해야 한다.
도 3에는 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 본 발명의 장치(1)의 제 1 실시예가 도시되어 있다.
이 회로는 중간 회로 커패시터(4)에 병렬로 배치된 직렬 회로를 가지며, 이러한 직렬 회로 내에는 2개의 저항(R9 및 R10) 및 제1 반도체 스위치(T1, 9)가 배열되어 있다. 제1 반도체 스위치(T1, 9)는, 제어 펄스(11)가 인가되는 게이트와 같은 제어 입력을 갖는다. 도 3에 도시된 바와 같이 예를 들면 펄스를 갖는 상기 제어 펄스(11)는 예를 들어 이러한 제어 펄스(11)가 하이 레벨을 갖는 시간에만 측정 장치(1)에 의해 클록 제어된 출력 전압(UOUT, 25)을 야기한다. 이러한 경우 상기 출력 전압(UOUT, 25)은 디지털 측정값으로 변환될 수 있다.
제어 펄스(11)가 제1 반도체 스위치(T1, 9)를 제어하는 경우, 저항(R9 및 R10)들 및 예를 들면 제1 반도체 스위치(T1, 9)의 드레인-소스 경로(drain-source course)를 통해서 전류 흐름이 발생된다. 트랜지스터(T1, 9)를 제어함으로써, T2(10)의 게이트에서 전압은 이러한 게이트가 전도성이 되어 전류 흐름(I)을 허용하는 전위로 끌어올려 진다. 이때 전도성으로 되는, 제2 반도체 스위치(T2, 10)의 드레인-소스 경로에 의해 전류(I)는 저항(R11 및 R12)을 통해서도 흐르고, 이 경우 저항(R12) 위쪽에서는 출력 전압(UOUT, 25)이 감소하고, 이러한 출력 전압은 변환 아날로그-디지털 변환 및 이에 따라 디지털 측정값 생성을 위해 아날로그-디지털 변환기(6)로 출력된다.
제어 펄스(11)는 예를 들어 마이크로프로세서 (7) 또는 다른 적절한 회로에 의해 제공될 수 있다. 상기 제어 펄스(11)의 클록킹(clocking)을 통해서는, 측정 장치(1)에 의해 클록 제어된 인버터의 입력 전압(UHV)의 측정이 이루어진다.
출력 전압(UOUT, 25) 제공뿐만 아니라, 아날로그-디지털 변환기(6)를 통한 디지털 측정값 검출은 단지 제어 펄스(11)가 하이 레벨을 갖는 시간에만 이루어질 수 있다. 제어 펄스(11)가 로우 레벨을 갖는 시간에는 출력 전압(UOUT, 25)이 제공되지 않고 디지털 측정값도 검출되지 않는다. 공지된 종래 기술과 달리, 상기와 같은 시간에는 측정 장치(1)를 통해 전류가 흐르지 않는다. 제어 펄스(11)가 하이 레벨을 갖는 시간이 상응하게 적게 유지되면, 저항(R11 및 R12)의 가열은 발생하는 전류 흐름(I)으로 인해 크게 감소될 수 있다. 이러한 전류 흐름의 결과로서, 상기와 같은 측정 장치(1)의 크기 설계 시 상대적으로 더 작은 전력 손실과 경우에 따라 더 작은 크기를 갖는 저항이 사용될 수 있다.
또한, 측정 장치에는, 출력 전압(UOUT, 25) 디지털 값으로 변환되는 마이크로프로세서(7)의 도시되지 않은 아날로그-디지털 변환기(6)가 속한다. 또한, 측정 장치(1)의 상기 실시예에서도, 출력 전압(UOUT, 25)으로부터 결정된 디지털 값을 통해 입력 전압(UHV)이 추론될 수 있는데, 그 이유는 이러한 측정 장치(1)에서도 마찬가지로 저항(R11 및 R12)의 크기, 제1 반도체 스위치(T2, 10)를 통해 조절되는 저항 그리고 직렬 회로 내에 중간 회로 커패시터(4)에 병렬로 배치된 저항들을 통한 전압 분배가 공지되어 있기 때문이다. 알려진 자체 전압 비율과 함께 입력 전압(UHV)을 결정하기 위해 사용되는 분압기(5)는 도 3에서 제2 반도체 스위치(T2, 10) 및 저항(R11 및 R12)들을 포함한다.
또한, 상기와 같은 방식으로 예를 들면 상응하는 전압 또는 절연 요건을 충족하기 위해 도 3의 측정 장치(1) 내에 도시된 하나 또는 다수의 저항(R9, R10, R11 또는 R12)을 다수의 부분 저항으로 구성할 수도 있다.
도 4에는 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 본 발명에 따른 장치(1)의 실시예가 도시되어 있다. 이 실시예에서는 클록 제어 방식으로 트리거링되는 변류기가 사용된다.
도 4는 코어, 다수의 코일(NP)을 갖는 1차측 권선(13), 다수의 코일(NS)을 갖는 2차측 권선(14)을 포함하는 변압기(12)를 도시한다. 상기 1차측 권선(13)의 제1 단부는 전류를 제한하는 직렬 저항(RHV, 15)을 통해 단자(2), 즉 전위(HV+)와 연결되어 있다. 상기 1차측 권선(13)의 제2 단부는 제3 반도체 스위치(T3, 16)를 통해 단자(3), 즉 전위(HV-)와 연결되어 있다. 상기 단자(HV-, 2)와 단자(HV-, 3) 사이에는 중간 회로 커패시터(4)가 배치되어 있고, 이러한 중간 회로 커패시터는 도 4에는 도시되어 있지 않다.
변류기(12)는 본 발명에 따라, 전력을 전달하기 위해서가 아닌 전류를 변환하기 위해 제공되어 있기 때문에, 1차측 권선(13) 내에서 흐르는 전류(IPRI)를 제한하기 위해 전류 제한 직렬 저항(PHV, 15)이 배치되며, 이것에 의해 바람직하게는 변류기(12)의 크기를 예를 들면 전류(IPRI)를 제한하지 않는 실시예에서보다 현저히 작게 형성하는 것이 가능하다.
제3 반도체 스위치(T3, 16)는 예를 들면 이러한 제3 반도체 스위치(T3, 16)의 게이트 전극에 인가되는 적합한 제어 펄스(11)에 의해 제어될 수 있다. 예를 들어, 제어 펄스(11)가 하이 레벨을 갖는 경우, 반도체 스위치(T3, 16)의 드레인-소스 경로는 전도성으로, 즉 트랜지스터(T3, 16)가 제어된다. 이러한 경우에 있어서, 전류(IPRI)는 전류 제한 직렬 저항(RHV, 15)에 의해 제한되는 변류기(12)의 1차측 권선(13)을 통과한다. 따라서 상기 전류(IPRI)는 다음의 일반식에 따라 값이 얻어진다:
Figure pat00001
변류기(12)의 1차측 권선(13)을 통한 전압 강하(UPRI)뿐만 아니라 반도체 스위치(T3, 16)의 드레인-소스 경로를 통한 전압 강하(UDS)는 입력 전압(UHV)에 비해 무시할 수 있을 정도로 작기 때문에, 전류(IPRI)는 다음의 간략화된 일반식에 따라 결정될 수 있다:
Figure pat00002
변류기(12)의 2차측에서, 즉 2차측 권선(14)을 통해 조절되는 전류(ISEC)는 변류기(12)의 권선(13, NP) 및 (14, NS)들과 다음의 일반식에 따른 전류의 권선비에 의해 얻어진다:
Figure pat00003
이러한 전류(ISEC)는 부하 저항(RL, 17)을 통해 흐르고, 이에 따라 출력 전압(UOUT, 25)의 형태로 전압 강하를 발생시킨다. 상기 출력 전압(UOUT, 25)은 다음의 일반식에 따라 결정될 수 있다:
Figure pat00004
따라서 도 4에 따른 실시예에 도시된 측정 장치(1)의 동작 중에는, 부하 저항(RL, 17)에서 측정 가능한 전압(UOUT)이 조절되고, 이러한 전압은 인버터 입력에서 또는 중간 회로 커패시터(4)를 통해 측정될 입력 전압(UHV)에 비례한다.
이와 같은 비례는 전술한 관계식의 변환에 따라 다음의 관계식으로 나타난다:
Figure pat00005
도 4에 도시된 측정 장치(1)에서, 부하 저항(RL, 17) 이전에 배치된 제1 다이오드(D1, 18)는 정류 다이오드로서 기능하고, 부하 저항(RL, 17)에 음의 전압(negative voltage)을 방지한다.
2차측 권선(14)에 병렬로 배치된 제2 다이오드(D2, 19) 및 제3 다이오드(D3, 20)는 변류기(12)의 2차측 권선(14)에 대한 프리 휠 회로(freewheel circuit)의 기능을 갖는다.
도 4에 따른 회로의 특별한 장점은, 단자(HV+, 2)와 단자(HV-, 3) 사이 입력 전압의(UHV)의 전위와 출력 전압(UOUT, 25)의 갈바니 전기적 분리 가능성이 존재한다는 것이다. 이 경우, 출력 전압(UOUT, 25)은 도 4에 도시된 바와 같이 전위(HV-)와 관련된 것이 아니라 입력 전압에 대한 참조 기준이 없는 대체 전위와 관련된다.
또한, 도 4에 따른 측정 장치(1)의 실시예에서도, 상기와 같이 생성된 출력 전압(UOUT, 25)이 마이크로프로세서(7)의 아날로그-디지털 변환기(6)(도면에 도시되지 않음)에 공급되고, 이때 상기 마이크로프로세스 내에서는 출력 전압(UOUT, 25)이 디지털 값으로 변환된다. 또한, 측정 장치(1)의 본 실시예에서도 출력 전압(UOUT, 25)으로부터 결정된 디지털 값을 통해, 예를 들면 인버터 입력에서 측정될 입력 전압(UHV)에 따라 이미 위에서 제시한 일반식 [5]의 관계식 변환에 의해 입력 전압(UHV)이 추론될 수 있다.
이 경우 변류기(12)는, 이러한 변류기가 낮은 누설 인덕턴스(29)(Leakage Inductance)와 최대 큰 자화 인덕턴스(30)(Magnetizing Inductance)를 갖도록 바람직한 방식으로 설계되어 있다.
이것은 한편으로는 1차측 권선(13)과 2차측 권선(14) 상호 간의 매우 우수한 커플링에 의해 달성될 수 있으며, 이 경우 낮은 누설 인덕턴스(29)가 나타난다. 다른 한편으로 이것은 변류기(12)의 투과성이 높은 코어 재료와 2차측 권선(14) 상에서 높은 수의 와인딩이 사용됨으로써 달성될 수 있다. 이 때문에 본 발명은, 큰 자화 인덕턴스(30)와 작은 누설 인덕턴스(29)의 에어 갭이 대립하기 때문에 에어 갭 없이 설계된 변환기(12)를 사용한다.
명료성을 위해, 실제 변류기(12)에 대한 전기 등가 회로도가 도 7에 도시되어 있다.
옴 저항(ohmic resistance)은 도 4에 따라 제시된 측정 회로에서는 부하 저항(17, RL)으로 인해 무시 될 수 있다.
변류기(12)의 누설 인덕턴스(29)는 변류기를 통과한는 전류를 지연시킨다. 전문적인 설계 구조에서는, 상기 누설 인덕턴스(29)에 의해 수 피코초(ps, picosecond)의 지연이 예상될 수 있다. 이러한 지연은 제3 반도체 스위치(16)에 의한 지연에 비해 무시할 수 있는 정도이다.
자화 인덕턴스(30)는, 2차측 상에서 변환되는 전류(IOUT)가 부하 저항(17, RL)을 통과할 뿐만 아니라 자화 인덕터(30)를 통해 방출되도록 한다. 이것은 점차 강하하는, 부하 저항(RL)을 통과하는 전압을 초래한다.
또한, 제3 반도체 스위치(16)는 측정 회로의 제어 펄스(11)에 대하여 스위치-온 지연을 유도한다. 상기 제3 반도체 스위치(16)(FET)는, 드레인에서 소스까지 채널이 전체 전도율에 도달할 때까지 수 나노 세컨드(ns)를 필요로 하고 상응하는 전류 흐름(IDS)을 허용한다. 도 4에서 제3 반도체 스위치(16)를 통과하는 전류(IDS)는 전류(IPRI)에 상응한다.
도 8은 도 4 및 도 10에 도시된 바와 같이 부하 저항(17, RL) 위에 있는 전압(UOUT)의 시간에 따른 파형을 도시한다. 시점(t0)에는 측정 회로가 제어 펄스(11에 의해 활성화되어 단자(2 및 3)들 사이에서 인가되는 입력 전압(UHV)에 비례하는 출력 전압(UOUT, 25)을 생성한다.
일점쇄선으로 도시된 제어 펄스(11)는 도 4 또는 도 10의 제3 반도체 스위치(16)의 게이트 전압(UG)을 나타낸다.
제3 반도체 스위치(16)(FET)의 게이트의 입력 임피던스로 인해, 전류(IPRI)뿐만 아니라 전류(ISEC) 또한 시점(t1)까지 변류기(12)에 의해 지연된다. 따라서 전류와 및 이와 더불어 부하 저항(RL, 17)에서의 출력 전압(UOUT, 25)이 시점(t2)까지 상승하여 최댓값에 도달한다. 시점(t2)부터는, 부하 저항(RL, 17)에서의 전압이 자화 인덕턴스(30)를 통한 전류 흐름으로 인해 다시 하강한다. 이 때문에 시점(t2)은 부하 저항(RL, 17) 위쪽에서 전압(UOUT)을 측정하기 위한 최적 측정 시간(topt, 31)을 나타낸다. 따라서 최적 측정 시점(topt, 31)에는, 고압 인버터 또는 중간 회로 커패시터(4)의 전압 측정 시 측정 오류가 가장 적다.
예컨대, 샘플 홀드 회로(sample-and-hold circuit)를 작동시키는 마이크로프로세서(7) 내에 배치된 아날로그-디지털 변환기(6)와 같이 부하 저항(17, RL)에서의 출력 전압(25, UOUT)이 측정되는 회로는, 출력 전압(25, UOUT)의 전압값이 최적 측정 시점(31, topt)에 변환되도록 시간상으로 트리거링된다. 이를 위해 상기 샘플 홀드 회로의 샘플링 위상이 최적 측정 시간(31, topt)과 일치하게 된다.
제3 반도체 스위치의 스위치-온 지연과 마찬가지로 이러한 제3 반도체 스위치(16)(FET)의 특성 그리고 변류기(12)의 기생 동작과 마찬가지로 이러한 변류기(12)도 공지되어 있기 때문에 당연히 시점(t2) 후에도 측정될 수 있고, 전술한 기술을 기초로 하여 고려되며, 또는 최적 측정 시간(31, topt)에서 예상되는 측정값에 대한 귀납적 추론을 내릴 수 있다.
입력 전압(UHV)에 따라 변환된 일반식 [5]는 예를 들어 마이크로프로세서 (7)에 저장될 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(6)로부터의 출력 전압(UOUT, 25)의 디지털 측정값을 수신하는 마이크로프로세서(7)는 입력 전압(UHV)의 크기를 계산하여 출력할 수 있다.
대안적으로 마이크로프로세서(7)는 표에 저장된 입력 전압(UHV)의 값에 액세스할 수 있으며, 상기 표는 입력 전압(UHV)에 대한 출력 전압(UOUT, 25)의 비율을 나타낸다.
또 다른 대안예에서, 예를 들면 추가로 보정 계수는 상기 관계식에 따라 입력 전압(UHV) 결정 시 함께 계산될 수 있다. 상기 보정 계수는 개개의 회로의 허용 오차를 나타내고, 회로 기판 또는 기판 회로 또는 측정 장치(1)의 어셈블리의 출력 시험 시 검출되고, 예를 들면 마이크로프로세서(7)에 저장된다.
도 5에는 고전압 인버터의 전압 측정, 즉 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 본 발명에 따른 방법을 구현하기 위한 장치의 개략도이다.
측정될 입력 전압(UHV)은 도시된 중간 회로 커패시터(4) 위쪽뿐만 아니라 단자(HV+, 2 및 HV-, 3)들 사이에도 인가된다. 측정 장치(1)는 입력 전압(UHV)을 측정하기 위해 단자(HV+, 2 및 HV-, 3)에 연결되어 있다.
도 5는 계속해서 아날로그-디지털 변환기(6)를 구비한 마이크로프로세서(7)를 도시한다. 상기 마이크로프로세서(7)는 드라이버(21)와 연결되어 있고, 이러한 드라이버는 예시된 회로 차단기(22 및 23)를 위한 상응하는 제어 펄스를 생성하기 위해 상기 마이크로프로세서(7)로부터 신호(UPWM)에 의해 트리거링된다. 하이-사이드 스위치로 동작하는 인버터 전력단의 제1 회로 차단기(22) 및 로우-사이드 스위치로 동작하는 인버터 전력단의 제2 회로 차단기(23)는 상기 드라이버(21)에 의해 생성된 제어 펄스에 따라 모터 권선(24)용 제어 전압 또는 상세히 도시되지 않은 구동 모터의 모터 위상을 생성한다.
트리거링되는 모터가 예를 들면 3개의 모터 권선(24)을 구비하는 실용적인 실시예에서는 통상적으로 각각의 모터 권선(24)당 2개의 회로 차단기(22, 23) 및 마이크로프로세서(7)와 연결된 1개의 드라이버(21)가 제공되어 있다.
반 브리지로도 명명되는 인버터의 전력 출력단의 회로 차단기(22 및 23)는 예를 들면 언제나처럼 소위 PWM 신호(펄스 폭 변조/펄스 시간 변조; pulse-width-modulation)들에 의해 트리거링된다.
도 3 및 도 4를 참조하여 이미 설명한 바와 같이, 출력 장치(1)에 의해 출력 전압(UOUT, 25)이 제공되고, 이러한 출력 전압으로부터는 전술한 바와 같이 입력 전압(UHV)이 추론될 수 있다. 이와 같이 제공된 출력 전압(UOUT, 25)은 아날로그-디지털 변환기(6)에 의해 디지털 값으로 변환되며, 이러한 디지털 값은 추가 처리를 위해, 즉 입력 전압(UHV)을 결정하기 위해 마이크로프로세서(7)에 제공된다.
출력 전압(UOUT, 25)의 생성을 제어하는 제어 펄스(11)는 마이크로프로세서 (7)에 의해 생성될 수 있다. 상기 제어 펄스(11)는 구형파 신호로서 제공될 수 있고 2개의 신호 레벨을 가질 수 있다. 예를 들어, 소위 제어 펄스(11)의 제1 로우-신호 레벨에서는 입력 전압(UHV)이 측정되지 않고, 이에 따라 출력 전압(25, UOUT)도 생성되지 않는다. 이에 달리 소위 제어 펄스(11)의 제2 하이-신호 레벨에서는 출력 전압(UOUT)(25)이 생성되고, 마이크로프로세서 (7)에 의해 인버터의 입력 전압(UHV)이 검출된다.
마이크로프로세서(7)에 의한 제어 펄스(11)의 생성은 하기에서 설명되는 바와 같이 결정적인 장점들을 갖는다.
마이크로프로세서(7)는 회로 차단기(22 및 23)에 대한 PWM 제어 신호를 생성하기 때문에, PWM 신호에서 스위칭 에지가 언제 발생하는지에 관한 정보를 갖는다. 이러한 스위칭 동작에서 통상적인 것처럼, 기생 커패시턴스 및 인덕턴스로 인해 소위 정정 시간(settling time) 동안 전압 곡선에서 단기간의 장애가 발생한다. 예를 들어 소위 오버 슈트(overshoot) 형태의 이러한 교란은 측정될 전압(UHV)에서도 발생한다.
회로 차단기(22, 23)와 같은 인버터의 회로 차단기의 스위칭은 HV 버스 또는 인버터의 중간 회로에서 전압 리플, 소위 리플 전압을 유도하는 것으로 알려져 있다. 상기 전압 리플은 파워 전자 장치의 PWM 신호의 클록 주파수의 2배로 주기적입니다.
마이크로프로세서(7)는 PWM 신호의 생성을 제어하기 때문에, 입력 전압(UHV)의 전압 측정이 리플 전압의 어떤 상태에서 방해가 되는지 알려져 있다.
한편, PWM 신호의 스위칭 에지 시점에 대한 정보는, 회로 차단기들에서 큰 전류 및/또는 전압 변화의 이러한 임계 시간 동안 인버터의 입력 전압(UHV)의 측정을 시작하지 않기 위해 사용된다.
PWM 신호의 스위칭 에지 시간 동안에는 이러한 교란이 발생하기 때문에 PWM 신호의 스위칭 에지 시간에 입력 전압(UHV)에 비례하는 출력 전압(UOUT, 25)의 생성이 지연되는 방식으로 실행하는 것이 기술적으로 적절하다. 이 경우 PWM 신호의 클록 길이(32)의 약 10%의 최소 지연 시간이 경험적 값으로 권장되는 경우가 많다. 이러한 지연은 마이크로프로세서(7)에 의해, 예를 들면 소프트웨어에 의해서도 유리하게 제어될 수 있다.
도 6에는 전압(UPWM) 형태의 PWM 스위칭 신호의 파형이 상기 전의의 시간에 따른 곡선으로 도시되어 있다. PWM 신호가 하이 레벨을 갖는 PWM 신호의 클록 길이(32)는 4회 도시되어 있다. 이 예에서, 클록 길이로는 PWM 신호의 레벨이 로우에서 하이로 변하는 PWM 신호의 제1 상태 변화와 PWM 신호의 레벨이 하이에서 로우로 변하는 PWM 신호의 제2 변화 사이의 시간이 나타난다. 또한, 측정될 입력 전압(UHV)의 시간 곡선도 간략화된 형태로 도시되어 있다. 알 수 있는 바와 같이, 입력 전압(UHV)의 진폭은 PWM 신호의 클록 길이(32)에 따라서 변한다.
상기 방법은 한편, PWM 신호가 하이 레벨을 갖는 클록 길이(32) 내에서 전술한 측정 장치(1) 중 하나의 입력 장치(1)에 의해 입력 전압(UHV)의 하나 이상의 측정을 수행한다.
바람직하게는, 클록 길이(32) 내에서 다수의 측정 시간(26)에 여러 번의 측정을 수행할 수 있다. 도 6에는 예를 들어 클록 길이(32) 내에 3개의 측정 시간(26)이 도시되어 있다. 제어 펄스(11)에 의해 제어되는 제1 측정 시간(26)은 또한 다수의 측정 시간(26)에서 측정 동안 PWM 신호의 스위칭-온 에지(로우-하이 에지)에 대한 시간차(Δt)만큼 지연된다. 이러한 방식으로, 제1 측정 시간(26)에서의 제1 측정은, 예를 들어 펄스 길이(32)의 지속 기간의 약 10%인 시간 경과 후에만 시작된다. 또한, 예를 들어, 클록 길이(32)의 지속 기간의 약 90%에서는 다수의 측정 중 마지막 측정을 종료하기 위한 것이다.
마이크로프로세서(7)에 의한 제어 펄스(11) 생성의 장점은, 측정 시간(26)이 클록 길이(32) 내에 있거나 인버터의 전력 출력단의 반 브리지의 스위칭 과정 내에 있다는 것이다. 이는 PWM 신호의 펄스 폭, 즉 클록 길이(32)가 길어지거나 짧아지는 경우에도 적용된다.
다수의 출력 전압(25, UOUT) 생성 시 그리고 다수의 측정 시간(26)에 대한 마이크로프로세서(7)에서의 다수의 디지털 값 생성 시 장점은, 이러한 디지털 값으로부터 예를 들면 산술적 평균값이 결정될 수 있다는 것이며, 이때 상기 평균값은 상기 마이크로프로세서 (7)에 의해 계산되고 입력 전압의(UHV)의 값으로서 출력된다.
또한, PWM 신호의 모든 클록 길이(32)에서 입력 전압(UHV)이 샘플링되지 않아도 된다.
예를 들면 전기 자동차의 주행 가능 거리를 결정하기 위한 전력 측정은 1초 또는 수 초의 시간 범위 내에서만 수행되는 경우가 많고, 반면에 기재된 방법을 이용한 측정은 마이크로 초 범위 또는 밀리 초 범위에서 가능하다. 따라서 주행 가능 거리 계산에 필요한 입력 전압(UHV)의 값 또한 1초 이상의 시간 래스터에서만 제공되어야 한다. 도 6에 예로서 도시된 바와 같이, 입력 전압(UHV)의 측정은 모든 제 2 클록 길이(32)에서만 일어날 수 있으며, 이 경우 3개의 측정이 각각 평균값 형성을 갖는 3개의 측정 시간(26)에 수행될 수 있다.
고압 인버터의 입력 전압(UHV)의 측정은 한편으로는 PWM 신호의 스위칭 에지를 고려하면서 이루어지고, 상기와 같은 스위칭 에지에서는 제1 측정 시간(26)이 반 브리지의 회로 차단기를 스위치-온하는 측선 후에 예를 들면 클록 주기(32)의 10%만큼 지연되는 방식으로 결정된다. PWM 신호의 스위치-온 에지와 제어 펄스(11) 상기와 같은 제1 시간차(△t1)는 예를 들면 도 9에서 도면 부호 △t1으로 상기 제어 펄스(11)의 시간 곡선으로 도시되어 있다. 이러한 제1 시간차를 설명하기 위해, 도 9에서 제어 펄스(11)의 시간 곡선에 걸쳐 시간의 PWM 신호의 상태 변화 및 각각의 클록 길이(32)가 시간 곡선으로 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 제어 펄스(11)는 각각 PWM 신호의 스위치-온 에지에 제1 시간차(△t1)만큼 지연되는 방식으로 생성된다. 이와 같이 생성된 제어 신호(11)는 도 4 또는 도 10에 따른 본 발명의 실시예에서 제3 반도체 스위치(16, T3)의 제어 입력을 제어한다.
그러나 고압 인버터의 입력 전압(UHV)의 측정은 또한 도 8에 기술된 최적 측정 시간(31, topt)을 고려하면서 이루어지고, 이러한 최적 측정 시간은 도 4 및도 10에 따른 측정 장치에 삽입된 제3 회로 차단기(16, T3)와 변류기(12)의 특성에 따라 주어진다.
이를 위해 도 9에 도시된 바와 같이 소위 트리거 신호가 생성되고, 이러한 트리거 신호는 예를 들어 아날로그-디지털 변환기(6)에서 출력 전압(UOUT, 25)의 아날로그-디지털 변환을 제어한다. 트리거 신호는, 제어 펄스(11)에 대해 시간상 Δt2만큼 지연되는 방식으로 생성된다. 이와 같은 제2 시간 차이(△t2)만큼의 시간 지연은, 트리거 신호가 출력 전압(UOUT)의 아날로그-디지털 변환을 시작하는 에지에서 최적 측정 시간(31)까지 제공되는 방식으로 선택된다. 이러한 트리거 신호에 의해서는 예를 들어 샘플 홀드 회로를 갖는 아날로그-디지털 변환기(6)에서 상기 샘플 홀드 회로의 샘플링이 제어될 수 있다. 따라서 트리거 신호는 즉 PWM 신호의 각 스위칭 에지에 대해 Δt1 및 Δt2만큼 지연되는 방식으로 생성된다.
바람직하게는, 제어 펄스(11) 및 트리거 신호는 PWM 신호 이외에 회로 내에 포함된 마이크로프로세서(7)에 의해 생성된다. 이를 위해 준수되어야 하는, Δt1만큼 신호 상호 간의 개별 시간 지연들 그리고 t0과 t2 사이의 지연은 예를 들어 마이크로프로세서(7) 내에서 소프트웨어에 의해 실현될 수 있다.
도 10에는 인버터의 입력 전압(UHV)을 측정하기 위한 본 발명 따른 장치(1)의 제3 실시예가 도시되어 있다. 이 실시 예에서, 장치(1) 내에는 변류기 (12) 및 연산 증폭기(OPV)를 갖는 증폭기 회로가 사용된다.
도 10은 코어, 다수의 권선(NP)을 갖는 1차측 권선 및 다수의 권선(NS)을 갖는 2차측 권선(14)을 포함하는 변류기(12)를 도시하며, 이 경우 도 4와 달리 권선(NP 및 NS)의 권선 방향은 반대 방향으로 설계되어 있다.
1차측 권선(13)의 제1 단부는 전류를 제한하는 직렬 저항(RHV, 15)을 통해 단자(2), 즉 전위(HV)와 연결되어 있다. 1차측 권선(13)의 제2 단부는 제3 반도체 스위치(T3, 16)를 통해 단자(3), 즉 전위 (HV)와 연결되어 있다. 또한, 단자(HV+, 2)와 단자(HV-, 3) 사이에는 도 10에 도시되지 않은 중간 회로 커패시터(4)가 배치되어 있다.
제3 반도체 스위치(T3, 16)는, 예를 들면 이러한 제3 반도체 스위치(T3, 16)의 게이트 전극에 인가되는 적합한 제어 펄스(11)에 의에 구동될 수 있다. 예를 들어, 제어 펄스(11)가 하이 레벨인 경우, 반도체 스위치(T3, 16)의 드레인 소스 경로가 도통되고, 트랜지스터(T3, 16)가 제어된다. 이 경우에 있어서, 전류(IPRI)는 전류 제한 직렬 저항(RHV, 15)으로 제한되는 변류기(12)의 1차 권선을 통해 흐른다. 또한, 2차측 권선 (14)에서는 전류(ISEC)가 생성된다.
이미 도 4에 설명된 바와 같이 도 10의 측정 장치(1) 내에 도시된 다이오드(D1, 18)가 정류 다이오드로 기능한다. 2차측 권선(14)에 병렬로 배치된 제2 다이오드(D2, 19) 및 제3 다이오드(D3, 20)는 변류기(12)의 2차측 권선(14)의 자유 휠 회로의 기능을 갖는다. 도 4에 비해 2차측 권선(14)의 권선 방향이 변경되었기 때문에, 마찬가지로 설명한 다이오드(18, 19, 20)들은 장치(1)의 회로에서 그 극성도 상응하게 변경되어 배치되어 있다.
연산 증폭기(33)의 비반전 입력이 기준 전위(35, HV-)에 연결되기 때문에, 가상 기준 전위(35, HV-)는 상기 연산 증폭기(33)의 반전 입력에서 생성된다. 즉, 변류기(12)의 2차측 권선(14) 위쪽에서 최대 전압 강하가 다이오드(18, D1) 위쪽에서 전압 강하에 상응하고, 전류 안내 상태에서는 0.3V 내지 0.5V 범위에 있다. 이는 변류기(12) 내에서 감소된 자화 전류에 의해 측정 오류의 감소를 초래한다. 또한, 더 작은 크기의 변류기(12)를 사용할 가능성이 있다.
측정 회로의 본 실시 형태는, 슬루 레이트(slew rate)에서 그리고 대역폭이 상응하게 적절하게 설계된 연산 증폭기(33) 및 전압원(34)을 필요로 한다. 도 10에서는 부하 저항(17, RL)이 연산 증폭기의 피드백 저항으로 배치되어 있더라도, 가상 기준 전위(35, HV-)의 생성에 의해 언제나처럼 출력 전압(UOUT)이 측정 장치(1)의 출력에서 제공될 수 있다. 이러한 출력 전압은 입력 전압에 비례하여 생성되었기 때문에, 상기 입력 전압은 전술한 바와 같이 출력 전압(UOUT)과 입력 전압(UHV)의 알려진 상호 전압 비율에 의해 결정될 수 있다.
도 10에 도시된 연산 증폭기(33)의 전압 공급을 위해, 연산 증폭기(33)의 제1 전압 공급 연결부(V+)와 단자(HV-, 3) 사이에 전압원이 배치되어 있다. 연산 증폭기(33)의 제2 전압 공급 단자(V-)는 HV보다 낮은 음의 전압 전위에 연결되어 있다. 이는 연산 증폭기(33)의 동작 범위가 0V에 가까운 가장 작은 전압을 측정하기 위해서도 측정 장치(1)의 요건이 충족되는 것이 보장된다.
이미 예시된 식 [1] 내지 [5]는 도 10에 따른 측정 장치(1)의 설계에도 적용된다.
1', 1: 전압 측정 장치(측정 장치)
2: 단자(HV+)
3: 단자(HV-)
4: 중간 회로 커패시터
5: 분압기
6: 아날로그-디지털 변환기
7: 마이크로프로세서
8: 평활 커패시터(CG)
9: 제1 반도체 스위치(T1)
10: 제2 반도체 스위치(T2)
11: 제어 펄스
12: 변압기(변류기)
13: 1차측 권선
14: 2차측 권선
15: 직렬 저항(RHV)
16: 제3 반도체 스위치(T3)
17: 부하 저항(RL)
18: 제1 다이오드(D1)
19: 제2 다이오드(D2)
20: 제3 다이오드(D3)
21: 드라이버
22: 반 브리지의 제1 회로 차단기
23: 반 브리지의 제2 회로 차단기
24: 모터 권선
25: 출력 전압(UOUT)
26: 측정 시간
27: 1차측 연결 라인
28: 2차측 연결 라인
29: 누설 인덕턴스
30: 자화 인덕턴스
31: 최적의 측정 시간(topt)
32: 사이클 길이
33: 연산 증폭기
34: 전압원
35: HV-의 가상 기준 전위

Claims (13)

  1. 고압 인버터의 전압 측정 장치(1)로서,
    상기 고압 인버터에서 제1 단자(2)와 제2 단자(3) 사이에, 측정될 입력 전압(UHV)이 인가되는 중간 회로 커패시터(4)가 배치되어 있으며, 이때 상기 전압 측정 장치(1)는 입력 측에서 상기 제1 단자(2)와 제2 단자(3)와 연결되어 있고, 상기 입력 전압(UHV)에 특정 비율로 연결되는 출력 전압(UOUT, 25)을 출력하기 위한 출력을 갖는, 전압 측정 장치(1)에 있어서.
    상기 단자(2, 3)들 사이에 있는 전압 측정용 장치(1) 내에, 제2 반도체 스위치(T2, 10)와 2개 이상의 저항(R11, R12)으로 이루어진 직렬 회로가 배치되어 있고, 상기 제1 반도체 스위치(10)가, 적어도 간접적으로 제어 펄스(control pulse)(11)와 연결된 제어 입력을 가지며, 그리고 상기 전압 측정 장치(1)의 출력과 연결된 상기 출력 전압(UOUT, 25)을 출력하기 위한 연결부들이 상기 저항 중 하나의 저항(R11, R12) 위에 배치되어 있는 것을 특징으로 하는, 전압 측정 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제2 반도체 스위치(T2, 10)의 제어 입력이, 2개의 저항(R9, R10) 사이에 배치된 탭(tap)과 연결되어 있고, 제1 반도체 스위치(T1, 9)와 함께 저항(R9, R10)들이 상기 단자(2, 3)들 사이 직렬 회로 내에 배치되어 있으며, 그리고 상기 제1 반도체 스위치(T1, 9)가 제어 펄스(11)와 직접 연결된 제어 입력을 갖는 것을 특징으로 하는, 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 저항(R9, R10, R11, R12)들이 다수의 부분 저항으로 구성되는 방식으로 배치되어 있는 것을 특징으로 하는, 장치.
  4. 고압 인버터의 전압 측정용 장치(1)로서,
    상기 고압 인버터에서 제1 단자(2)와 제2 단자(3) 사이에, 측정될 입력 전압(UHV)이 인가되는 중간 회로 커패시터(4)가 배치되어 있으며, 이때 상기 전압 측정 장치(1)는 입력 측에서 상기 제1 단자(2)와 제2 단자(3)와 연결되어 있고, 상기 입력 전압(UHV)에 특정 비율로 연결되는 출력 전압(UOUT, 25)을 출력하기 위한 출력을 갖는, 전압 측정 장치(1)에 있어서.
    상기 제1 단자(2) 및 제2 단자(3)들 사이에 있는 전압 측정 장치(1) 내에, 제3 반도체 스위치(T3, 16), 변압기(transformer)(12)의 1차측 권선(13)과 전류를 제한하는 직렬 저항(series resistance)(RHV, 15)으로 이루어진 직렬 회로가 배치되어 있고, 상기 변압기(12) 상에는 2차측 권선(14)이 배치되어 있고, 이러한 2차측 권선은 제1 다이오드(D1, 18)를 통해 부하 저항(RL, 17)과 상기 출력 전압(UOUT, 25)을 출력하기 위한 출력에 또는 제1 다이오드(D1, 18)와 부하 저항(RL, 17)을 통해 상기 전압 측정 장치(1)의 출력 전압(UOUT, 25)을 출력하기 위한 출력에 연결되어 있으며, 그리고 상기 제3 반도체 스위치(T3, 16)가 제어 펄스(11)와 연결된 제어 입력을 갖는 것을 특징으로 하는, 전압 측정용 장치.
  5. 제4항에 있어서, 제2 다이오드(D2, 19)와 제3 다이오드(D3, 20)의 개별 애노드 연결부들이 서로 연결되는 방식으로, 상기 제2 다이오드와 제3 다이오드가 상기 2차측 권선(14)에 병렬로 배치되어 있는 것을 특징으로 하는, 장치.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서, 상기 2차측 권선(14)의 제1 연결부가 상기 제2 단자(HV-, 3)와 연산 증폭기(operational amplifier)(33)의 비반전 입력(non-inverting input)에 연결되어 있고, 상기 2차측 권선(14)의 제2 연결부가 상기 제1 다이오드(D1, 18)를 통해 상기 부하 저항(RL, 17)의 제1 연결부 및 상기 연산 증폭기(33)의 반전 입력(inverting input)에 연결되어 있으며, 상기 부하 저항(RL, 17)의 제2 연결부가 상기 연산 증폭기(33)의 출력 및 상기 출력 전압(UOUT, 25)을 출력하기 위한 출력과 연결되어 있고, 연산 증폭기(33)의 전압 공급을 위해, 전압원(34)이 상기 연산 증폭기(33)의 제1 전압 공급 연결부와 상기 제2 단자(HV-, 3) 사이에 배치되어 있으며, 그리고 상기 연산 증폭기(33)의 제2 전압 공급 연결부가 상기 제2 단자(HV-)에 비해 전위가 낮은 전압 전위(voltage potential)와 연결되어 있는 것을 특징으로 하는, 장치.
  7. 고전압 인버터의 전압 측정 방법으로서,
    이때 측정될 입력 전압(UHV)이 이러한 입력 전압(UHV)에 고정비(fixed ratio)로 연결된 출력 전압(UOUT, 25)으로 변환되는, 전압 측정 방법에 있어서,
    상기 고정비가 분압기(voltage divider)(5)에서의 전압 비율에 의해 또는 직렬 저항(15)에 의해 그 값이 제한되는 1차 전류(IPRI)와 변압기(12)에서의 2차 전류(ISEC)의 전류 변환에 의해 결정되고, 그리고 상기 전압 측정에 필요한 출력 전압(UOUT, 25)의 제공 및 이러한 전압 측정 자체가 제어 펄스(11)에 의해 제어되는 방식으로 클록 제어되고 단지 고정 시간에만 실행되는 것을 특징으로 하는, 전압 측정 방법.
  8. 제7항에 있어서, 전압 측정을 위해, 상기 출력 전압(UOUT, 25)이 아날로그-디지털 변환에 의해 디지털 측정값으로 변환되고, 상기 입력 전압(UHV)의 값을 결정하기 위해, 상기 디지털 측정값이 알려진 고정비의 도움으로 상기 입력 전압(UHV)의 값으로 변환되며, 그리고 상기 입력 전압(UHV)의 값이 출력되는 것을 특징으로 하는, 방법.
  9. 제7항 또는 제8항에 있어서,
    상기 전압 측정을 제어하는 제어 펄스(11) 생성이, 상기 고전압 인버터의 전력단(power stage)의 회로 차단기를 제어하는 PWM 신호의 클록과 동기화되고, 이때 전압 측정은 단지 상기 PWM 신호의 2가지 상태 변화 사이 사이클 길이(32) 내에서만 이루어지는 것을 특징으로 하는, 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 전압 측정을 제어하는 제어 펄스(11)가 사이클 길이(32) 내에서 다수의 전압 측정이 다수의 측정 시점(26)에 실행되는 방식으로 제공되고, 이때 다수의 출력 전압(UOUT, 25)이 생성되어 각각의 아날로그-디지털 변환에 의해 각각의 디지털 측정값으로 변환되는 것을 특징으로 하는, 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 고정비의 도움으로, 상기 디지털 측정값들의 결정된 디지털 평균값으로부터 입력 전압(UHV)이 결정되어 출력되기 전에, 상기 생성된 디지털 측정값들로부터 하나의 디지털 측정값이 결정되는 것을 특징으로 하는, 방법.
  12. 제9항에 있어서, 상기 전압 측정을 제어하는 제어 펄스(11)는, 측정 장치(1)에서 출력 전압(UOUT, 25)으로의 상기 입력 전압(UHV)의 변환이 상기 PWM 신호의 스위칭 에지(switching edge)에 대해 제1 시간 주기(first period of time)(△t1)만큼 지연되는 방식으로 이루어지도록 제공되는 것을 특징으로 하는, 방법.
  13. 제9항에 있어서, 디지털 측정값으로의 상기 출력 전압(UOUT, 25)의 변환이 상기 PWM 신호의 스위칭 에지에 대해 제1 시간 주기(△t1)와 제2 시간 주기(△t2)만큼 지연되는 방식으로 이루어지는 것을 특징으로 하는, 방법.

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